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JP4477626B2 - 信号ループ試験のための方法および装置 - Google Patents

信号ループ試験のための方法および装置 Download PDF

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Description

本発明は、信号線のシングル・エンド試験の分野における方法および装置に関する。
今日の電気通信では、経済的な観点から、ブロードバンド伝送には基本的に既存の銅線が使用される。これらの銅線は、ツイストペア銅ループまたは銅アクセス・ラインと呼ばれることが多いが、ブロードバンドの観点からは、それらの中で特性が大きく異なる。したがって、電気通信事業者は、伝送能力をフルに利用できる線路の特性を試験することに大きな関心を持っている。これらの説明は、Walter Goralski: "xDSL Loop Qualification and Testing"、IEEE Communications Magazine、May 1999、79-83頁でされている。この文献では、さらに、試験の可能性および試験機器についても説明している。
銅線の伝送特性は、Jose E. Schutt-Aine："High-Frequency Characterization of Twisted Pair Cables"、IEEE Transactions on Communications、Vol.49、No.4、April 2001の中でさらに詳しく説明されている。高ビットレート・デジタル加入者回線ツイストペアケーブルの伝搬パラメータは、波動伝搬法モデルにより抽出される。伝送線の特性における周波数依存および表皮効果の影響について研究されている。
線路の伝送特性の試験は、線路の一端から試験信号を送信し、他端でそれを測定することにより実行できる。これはいわゆるダブル・エンド試験である。その方法は、人手を要するし費用もかかる。より頻繁に使用される方法は、試験信号を線路の一端から送信し、反射したパルスを測定する、いわゆるシングル・エンド・ループ試験、SELTである。Stefano Galli and David L Waring: "Loop Makeup Identification Via Single Ended Testing: Beyond Mere Loop Qualification"、IEEE Journal on Selected Areas in Communications、Vol.20、No.5、June 2002の中で、さまざまな種類の線路切断およびシングル・エンド試験に関連して発生するエコーの影響について説明されている。エコーを取り扱う数学的方法が提示され、また、方法の実験的妥当性確認も行われている。
シングル・エンド試験では、トランシーバを試験対象のループの測定装置の一部として使用すると都合がよい。ブロードバンド通信トランシーバは、理想的な電圧源ではなく、測定には歪みを伴う。この歪みを取り除く方法については、Thierry Pollet: "How is G.selt to specify S11(calibrated measurements)?"、ITU Telecommunication Standardization Sector、Temporary Document OJ-091、Osaka、Japan 21-25 October、2002の標準化論文で説明されている。較正時に生成されるトランシーバ・パラメータを含む、1ポート素子の散乱パラメータS11に基づく較正方法が提示されている。さらに、Thierry Pollet: "Minimal information to be passed between measurement and interpretation unit"、ITU Telecommunication Standardization Sector、Temporary Document OC-049、Ottawa、Canada 5-9 August、2002の標準化論文の中で、1ポート素子の散乱パラメータS11が説明されている。
Walter Goralski: "xDSL Loop Qualification and Testing"、IEEE Communications Magazine、May 1999、79-83頁 Jose E.Schutt-Aine: "High- Frequency Characterization of Twisted-Pair Cables"、IEEE Transactions on Communications、Vol.49、No.4、April 2001 Stefano Galli and David L Waring: "Loop Makeup Identification Via Single Ended Testing: Beyond Mere Loop Qualification"、IEEE Journal on Selected Areas in Communications、Vol.20、No.5、June 2002 Thierry Pollet: "How is G.selt to specify S11 (calibrated measurements)?"、ITU Telecommunication Standardization Sector、Temporary Document OJ-091、Osaka、Japan 21-25 October、2002 Thierry Pollet: "Minimal information to be passed between measurement and interpretation unit"、ITU Telecommunication Standardization Sector、Temporary Document OC-049、Ottawa、Canada 5-9 August、2002
本発明は、銅アクセス・ラインのシングル・エンド試験に対するトランシーバの影響を補正する方法に関する問題を対象とする。
他の問題としては、補正に関するトランシーバ値を生成し、格納する方法の問題がある。
さらに他の問題は、アクセス・ラインの信頼できる入力インピーダンスを発生することである。
これらの問題は、標準的なブロードバンド通信トランシーバである試験トランシーバを較正することにより解決され、トランシーバ・モデル値を生成する。これらの値は、ループに接続されている送信器内に通信目的のために格納され、そこで使用される。試験信号は、ループによって反射するが、通信トランシーバで測定され、ループ試験結果が得られる。通信トランシーバ自体によるこの結果に対する影響は、格納されているトランシーバ・モデル値を利用して補正される。
さらに詳細にいうと、これらの問題は以下のようにして解決される。それぞれ知られている値を持つ少なくとも３つの試験インピーダンスが試験トランシーバに接続される。試験信号は、トランシーバおよび試験インピーダンスを通じて送信され、反射されたトランシーバ試験信号が測定される。試験トランシーバ自体のトランシーバ・モデル値は、生成され格納される。実際の未知の線路を使用するループ試験は、通信トランシーバとともに実行され、格納されているトランシーバ・モデル値を利用して補正される。
本発明の目的は、銅アクセス・ラインのシングル・エンド試験に対するトランシーバの影響を補正することである。
他の目的は、補正に関するトランシーバ値を生成し、格納することである。
さらに他の目的は、アクセス・ラインの信頼できる入力インピーダンスを発生することである。
本発明の利点は、銅アクセス・ラインのシングル・エンド試験に対するトランシーバの影響を補正することである。
他の利点は、補正に対するトランシーバ値を生成し、格納することができ、試験されているハードウェアと同じハードウェアに基づいて、すべての標準ブロードバンド・トランシーバについて適用することができる点である。したがって、実際のトランシーバを構成するという費用のかかる手順が排除される。
さらに利点として、生成されたトランシーバ値は理解しやすい意味を持つという点があげられる。
さらに他の利点は、アクセス・ラインの信頼できる入力インピーダンスを発生できることである。
さらに他の利点は、試験トランシーバは、通信目的のために使用されるトランシーバのうちのどれでもよいことである。
以下、添付の図面を参照しつつ、実施形態を通じて、本発明を詳しく説明する。
図１は、デジタル加入者回線２（ＤＳＬ）を介して顧客の施設のリモート・デバイス３に接続されている、中央局のトランシーバ１の単純なブロック図を示している。トランシーバは、デジタル部４１、コーデック４２、およびアナログ部４３、いわゆるアナログ・フロント・エンドＡＦＥを備える。次に、デジタル部は、デジタル信号発生器１３およびメモリデバイス１２と相互接続されている計算デバイス１１を備える。トランシーバ１は、さらに、入力６３および出力６４を持つ。発生器は、計算デバイス１１に接続されており、コーデック４２、アナログ４３、および線路２を介して、ブロードバンド入力ループ試験信号vinをリモート・デバイス３に送信する。反射されたブロードバンド・ループ試験信号voutは、アナログ部およびコーデックを介して線路２から計算デバイスで受信される。線路２は、長さＬの従来の銅線であり、異なる周波数範囲の信号減衰などのいくつかの特性を持つ。
上述のように、ネットワーク事業者がブロードバンド伝送用の既存銅線２を利用できることが不可欠である。したがって、事業者は、長さＬ、信号減衰、および伝送容量などの線路特性を知っていなければならない。これらの特性は、通常、測定した後に決定されなければならないが、これは、いわゆるシングル・エンド・ループ試験ＳＥＬＴとして線路のトランシーバ端から都合よく実行される。これらのパラメータは、送信され反射された試験信号を使用して評価することができるライン入力インピーダンスZin(f)に関係する。そのような測定目的のために送信されるブロードバンド・ループ試験信号vinは、線路２上で反射されて戻り、ループ試験信号voutと示される。後述のように、信号vinおよびvoutは、線路２の特性を決定する際に使用される。
事業者側で実際に知る必要があるのは、トランシーバ・インターフェイス５から測定され、トランシーバ１自体とは独立している、リモート・デバイス３を含む線路２の入力インピーダンスZin(f)である。必要な線路特性を得る第１のステップは、実際の線路２のエコー伝達関数Ｈecho(f)を生成することである。これは、ブロードバンド信号vinおよびvoutの周波数変換を実行して計算され、周波数領域内の信号Vin(f)およびVout(f)が得られる。伝達関数は、関係式
Ｈecho(f)＝Vout(f)／Vin(f) （１）
により生成される。ただし、周波数はｆで表される。
いうまでもないことであるが、関数Ｈecho(f)は、トランシーバ１の特性を含む。以下ではこのことを、線路２の必要な線路特性を周波数依存エコー伝達関数Ｈecho(f)を利用して求める実施例により説明する。まず、トランシーバのアナログ部４３を、図２を参照して詳しく説明する。これは、トランシーバ１を特徴付けるという難題を単純な方法で解明するのに役立つ。
図２は、図１のアナログ・トランシーバ部４３および線路２の簡素化されたブロック図であるが、図１よりも少し詳しい。アナログ部４３は、増幅器ブロック６、ハイブリッド・ブロック７、検出抵抗器ＲＳ、およびライン・トランス８を備える。増幅器ブロック６は、入力が図示されていないコーデック４２を介してデジタル生成器１３に接続されているドライバ６１を備える。Ｉは、さらに、線路２からの信号を受信し、図示されていないトランシーバ・デジタル部４１に接続された出力を持つ受信器６２を備える。ドライバ出力は、検出抵抗器ＲＳに接続され、その端子は、ハイブリッド・ブロック７に接続されている。後者は、４本の抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４を備え、受信器６２の入力に接続されている。ライン・トランス８は、１つの一次巻線Ｌ１およびキャパシタＣ１により相互接続された２つの二次巻線Ｌ２およびＬ３を備える。一次巻線Ｌ１は、検出抵抗器ＲＳに接続され、二次巻線Ｌ２およびＬ３は、線路２に接続される。インターフェイス５の周波数依存ライン入力インピーダンスは、Zin(f)で表され、トランスの一次側の入力インピーダンスはＺLと表される。線路２の遠端であるリモート・デバイス３の終端は、インピーダンスＺＡにより表される。
信号vinは、現在は、コーデック４２からのアナログ形式であるが、ドライバ・ブロック６１内で増幅される。ドライバの出力インピーダンスは、検出抵抗器ＲＳからのフィードバック・ループにより合成される。ライン・トランス８には、ドライバからループへの電圧上昇がある。キャパシタＣ１は、ＤＣブロッキング関数を持つ。トランスおよびキャパシタは、ドライバ６１／受信器６２と３０ｋＨｚを中心とする遮断周波数を持つループ２、３との間のハイパス・フィルタとして機能する。この場合、ループへのガルバニック・アクセス (galvanic access) は可能でない。
この説明では、エコー伝達関数Ｈecho(f)の周波数領域モデルは、インターフェイス５のところのトランシーバ１からわかるように、ループ２および３の周波数依存入力インピーダンスZin(f)を計算するために使用される。その後、この入力インピーダンスは、いくつかのループ修飾パラメータ (loop qualification parameters) を計算するために使用することができる。エコー伝達関数Ｈecho(f)のこの周波数領域モデルは、トランシーバ１に関係する３つのパラメータZh0(f)、Zhyb(f)、Ｈ∞(f)を含む。パラメータ、トランシーバ・モデル値は、この観点からトランシーバを完全に表現する。
パラメータZh0(f)、Zhyb(f)、Ｈ∞(f)は元々、トランシーバの回路から分析により演繹されたものである。分析ではいくつかの小さな簡略化が行われているが、モデルは非常に正確であることが実証されている。添付の付録１「ＤＡＦＥ７０８のエコー伝達関数のシミュレーション」では、エコー伝達関数Ｈecho(f)のモデルの導出の仕方が示されている。
これらのパラメータの値は、通常、トランシーバのコンポーネント値から直接計算されず、以下で説明するように、較正プロセスにおける測定から生成される。
前の方で取りあげた非特許文献４では、散乱パラメータＳ１１は、トランシーバの３つのパラメータＣ１、Ｃ２、Ｃ３で表されている。これらのパラメータとこの説明のトランシーバ・モデル値Zh0(f)、Zhyb(f)、Ｈ∞(f)とを混同すべきではない。パラメータＣ１、Ｃ２、Ｃ３は無次元量であり、具体的な意味を与えられていないが、これらを使用するとトランシーバをうまくモデル化できる。この説明のトランシーバ・モデル値は、分析で認識され、直接解釈することができる。
値Ｈ∞(f)は、線路２との開接続を持つ、つまりライン・インピーダンスが無限大である場合のトランシーバ１に対する周波数依存エコー伝達関数である。
値Zhyb(f)は、線路２との接続部で測定されるようなトランシーバ・インピーダンス、つまり、線路側から見たインターフェイス５のところのトランシーバ・インピーダンスである。
値Zh0(f)は、Zh0(f)＝H0(f)・Zhyb(f)と表すことができ、値Ｈ0(f)は、線路２ショートカットとの接続を持つトランシーバ１の周波数依存エコー伝達関数であり、値Zhyb(f)は上で定義されているものである。
トランシーバ・モデル値は、直接測定されず、後述のように１つのプロセス内で生成されることに注意されたい。
式（１）のエコー伝達関数Ｈecho(f)は、以下のように表すことができる。
Figure 0004477626
ただし、Zin(f)は、周波数ｆの関数として前の方で述べた線路２の入力インピーダンスであり、Zh0(f)、Zhyb(f)およびＨ∞(f)は、複素ベクトルであり、上述のトランシーバ・モデル値である。
特定のトランシーバ・バージョンの較正測定の後、そのベクトルを決定することができる。その後、これらのベクトル、トランシーバ・モデル値は、例えば、測定されたバージョンのトランシーバのソフトウェア、例えば、トランシーバ１のメモリ１２に事前に格納される。その後、モデル値は、最初は未知の特性を持つ線路２のループ試験に使用される。
図３に関して、較正測定の実行方法について述べる。図は、試験トランシーバ３１を示しており、これは、線路２のインターフェイス５のところで、異なる事前に決定された値の試験インピーダンス９に接続される。メモリ３３を備える測定デバイス３２は、試験トランシーバの入力６３および出力６４に接続される。測定デバイス３２は、制御信号ＶＣ１を試験トランシーバ３１に送信し、それを起動して、ブロードバンド・トランシーバ試験信号vtinを試験インピーダンス９の値毎に１つずつ発生する。反射された出力トランシーバ試験信号vtoutは、試験トランシーバに受信され、これは対応する制御信号ＶＣ２を測定デバイスに送信する。完全な測定には、３つの選択されたインピーダンス値の測定が必要である。その後、エコー伝達関数Ｈecho(f)が、関係式（１）に従って生成される。
較正用に３つのインピーダンス値を使用することで、十分トランシーバ値を生成できる。より正確な値を求めるために、３つよりも多いインピーダンスを使用することができる。これにより、過剰決定方程式系 (overdetermined equation system) が得られる。較正用の試験インピーダンス９の一組の標準値の例は、開回路、短絡回路、およびループの予想値に対応するインピーダンス値、例えば１００Ωである。純粋に抵抗性のコンポーネントに対する値は、通常、制限周波数、例えば、１ＭＨｚまでのみ有効であることに留意されたい。さらに高い周波数では、「抵抗性」コンポーネントのインピーダンス値を測定することを推奨する。
測定されたトランシーバ３１の３つの複素ベクトルZh0(f)、Zhyb(f)、Ｈ∞(f)の生成は、以下のようにして実行される。関係式（２）の中のエコー伝達関数のモデルは、
Figure 0004477626
または、同等の式Ａｘ＝ｂとして表すことができるが、ただし
Figure 0004477626
である。
方程式系Ａｘ＝ｂは次式で示される。
Figure 0004477626
異なる種類の入力終端９とともに上で説明されているように測定された伝達関数Ｈecho(f)の値を使用することにより、ベクトルｘを解くことができる。ベクトルｘのこうして生成された較正された値は、例えば、測定デバイス３２のメモリ３３または測定されたバージョンのトランシーバのメモリ１２に格納される。Ａ、ｘ、ｂは、通常、複素数値であり、周波数依存であることに注意されたい。
実際の未知の線路２に対するエコー伝達関数Ｈecho(f)の測定の後、インターフェイス５のところでトランシーバ１から見たその入力インピーダンスは以下のように発生することができる。
Figure 0004477626
要約すると、トランシーバ１に似たトランシーバの特定のハードウェアが、最初に較正される。これは、インピーダンス９およびトランシーバ試験信号vtinおよびvtoutを利用して試験トランシーバ３１について実行される。ベクトルｘが計算され、ベクトルｘの値は格納され、同じハードウェアを持つあらゆるトランシーバに対し使用されることができる。その後、エコー伝達関数Ｈecho(f)は、ループ試験信号vinおよびvoutを利用して未知の特性を持つ線路２についてトランシーバ１により測定される。その後、トランシーバ・インターフェイス５から見た、線路２の周波数依存入力インピーダンスZin(f)が生成される。
上述の実施形態では、トランシーバ試験信号vin、vout、およびループ試験信号vin、voutは両方ともブロードバンド信号であった。線路の較正および測定の両方に対しあらゆる所望の周波数幅の信号を使用することが可能である。較正およびループ試験は、もちろん、選択された周波数範囲についてのみ有効である。トランシーバ・モデル値は、トランシーバ１のメモリ１２内に格納されることを述べている。自明な代替方法では、例えば線路２の入力インピーダンスZin(f)の生成に必要な場合にメモリ３３または何らかの中央コンピュータ内のメモリに値を格納し、それらの値をトランシーバ１に送信する。さらに、この説明では、試験トランシーバ３１および通信目的のためのトランシーバ１について言及されている。試験トランシーバ３１は、１つの同一ハードウェアに基づく一組のトランシーバのどれでもよい。試験トランシーバは、自明な方法で通信目的に使用されるようにできる。
トランシーバ・モデル値の上記の生成および線路２のインピーダンス値の生成については、図４および５のフローチャートを用いて簡単に説明する。
図４には、トランシーバ・モデル値の生成および格納が示されている。この方法は、ステップ６０１から始まり、試験目的用のトランシーバ３１の選択を行う。ステップ６０２で、所定の値を持つインピーダンス９が選択され、ステップ６０３で、そのインピーダンスは、試験トランシーバ３１の線路接続部に接続される。ステップ６０４で、トランシーバ試験信号vtinは、トランシーバ３１を通じて線路２に送信される。さまざまなアプリケーションに使用することができるトランシーバ・モデル値を取得するために、試験信号はブロードバンド信号である。信号は、リモート・デバイス３により反射され、トランシーバ３１に渡された後、ステップ６０５でトランシーバ試験信号vtoutとして受信される。ステップ６０６で、エコー伝達関数Ｈecho(f)は、最初に信号vinおよびvoutを周波数領域に変換した後、実際のインピーダンス９について計算デバイス３２内で生成される。ステップ６０７では、十分な数のインピーダンス９に対する測定が行われ、トランシーバ・モデル値Zh0(f)、Zhyb(f)、Ｈ∞(f)が生成できるかどうかを判断する。一方のＮＯ１では、他のインピーダンス９がステップ６０２で選択される。他方の選択肢ＹＥＳ１では、トランシーバ・モデル値Zh0(f)、Zhyb(f)、Ｈ∞(f)がステップ６０８で生成される。ステップ６０９で、ベクトルｘ、つまり、トランシーバ・モデル値は、メモリ３３に格納される。次に、通信目的のトランシーバ１がステップ６１０で選択される。ステップ６１１で、トランシーバ・モデル値Zh0(f)、Zhyb(f)、Ｈ∞(f)は選択されたトランシーバ１に伝送され、メモリ１２内に格納される。
図５は、線路２とのトランシーバ・インターフェイス５における周波数依存ライン入力インピーダンスZin(f)の発生を示している。ステップ７０１で、通信目的のためのトランシーバ１は、リモート・デバイス３とともに線路２に接続される。ステップ７０２で、ループ試験信号vinが送信される。ループ試験信号voutは線路２により反射されると、トランシーバにより受信され、ステップ７０３で測定される。ステップ７０４で、周波数依存エコー伝達関数Ｈecho(f)が計算デバイス１１内に生成される。格納されているトランシーバ・モデル値およびステップ７０５のエコー伝達関数を利用して線路２の周波数依存インピーダンス値Zin(f)がデバイス１１内に生成される。この生成は、関係式（４）に従って実行される。
付録１

ＤＡＦＥ７０８のエコー伝達関数のシミュレーション
摘要

目的

アプリケーション

目次
１ はじめに
２ 記号解析のシミュレーション・モデル
２．１ 加入者回線ケーブル
２．２ ライン・トランス
２．３ 帯域外フィルタ
２．４ ライン・ドライバ／受信器
３ エコー伝達関数とループ・インピーダンス
４ エコー・インパルス応答
５ 付録Ａ-シミュレーション・モデルの検証
６ 参考文献
はじめに
ＤＡＦＥ７０８ユニットは、Broadcom BladeRunnerチップセット（ＤＳＰおよびＣＯＤＥＣ）および１０個のアナログ・ライン・インターフェイスを含む。ライン・インターフェイスは、Infineonライン・ドライバ／受信器ＰＢＭ３９７１４を中心に設計されている。シングル・エンド・ループ試験（ＳＥＬＴ）アルゴリズムを試験し、製造試験機能を調査するために、アナログ・フロント・エンドのシミュレーション・モデルを用意すると有用であろう。これを使用すると、ライン・インターフェイスだけでなくＰＣＢ上の内部コンポーネントに接続されている外部付加またはループを変更した場合の影響を調べることは容易である。
以下では、記号式に基づくそのようなモデルは、ＤＡＦＥ７０８のアナログ部分について開発されている。主要な目的は、エコー伝達関数Ｈechoの評価に使用することができる式を導くことである。
Figure 0004477626
考察対象の回路は、Figure １に示されている。アナログ部は、３つのブロック − PBM 39714ドライバ／レシーバ／エコー・キャンセラ、帯域外ノイズ抑圧フィルタ、そして、ライン・トランス に分けられる。ＣＯＤＥＣ出力は、定電圧源einと仮定される。２つの直列キャパシタが、ＣＯＤＥＣ出力とライン・ドライバとの間に挿入される。エコー伝達関数は、Ｈecho＝vout／einとして定義されるが、ただし、voutは、ＣＯＤＥＣ入力で受信された出力電圧である。ＣＯＤＥＣ入力は、２４ｋΩの差動負荷インピーダンスを持つ。図に示されているキャパシタＣ４、Ｃ５、およびＣ６は、受信器出力の何らかのローパスおよびハイパス・フィルタ処理を実行するために挿入される。
以下では、それぞれのブロックが分析され、記号式が定式化される。最後に、これらの式を結合して、エコー伝達関数を生成することができる。Ｈechoを評価する前に、加入者回線ループの入力インピーダンスＺINを計算しなければならない。これは、ケーブルの一次定数、ループ長、および遠端の終端に関する知識を必要とする。
２ 記号解析のシミュレーション・モデル
２．１ 加入者回線ケーブル
加入者回線ループの入力インピーダンスは、ＥＴＳＩループの一次定数に関して付録Ａ参考文献［１］の中の式を使用して計算される。一次定数が見つかったら、二次定数が以下の式で与えられる。
Figure 0004477626
その後、長さｄのループの連鎖行列は以下の式で与えられる。
Figure 0004477626
遠端の終端ZTが与えられると、入力インピーダンスＺINは、以下の式を使用して計算することができる。
Figure 0004477626
２．２ ライン・トランス
Figure 0004477626
ライン・トランスは直列キャパシタＣ１と合わせて、Figure ２に示されている。４つの巻線Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、およびＬ４は、すべて、同じ磁心に配置され、密結合されている。Ｌ１とＬ２の巻き数は等しく、Ｌ３とＬ４の巻き数は等しいと仮定されている。
差動平衡ポート信号のみを考えた場合、特性の導出が簡単に行えるようにトランスの回路図は簡素化できる。
Figure 0004477626
４巻き対称トランスは、Figure ３に示されているように２つの単一トランスに分割される。それぞれのトランスは、理想トランスと２つのインダクタＬ１（Ｌ２）およびＬ１ｓ（Ｌ２ｓ）からなる等価回路により置き換えられる。理想トランスの巻き数比Ｎは元のトランスと等しい。理想トランスは、Figure ３に示されているようにトランスの端子電圧および電流に制約を課す。
インダクタＬ１（Ｌ２）は、線路側の主インダクタンスを表し、このインダクタンスは、実際には、線路側で測定された開回路インダクタンスの半分である。Ｌ１ｓ（Ｌ２ｓ）は、漏れインダクタンスを表し、線路側で測定された短絡回路インダクタンスの半分である（両方ともＣ１が短絡されている）。
ライン・トランスの連鎖行列を見つけるために、Figure ３に示されているポート電圧および電流が考察される。この回路の方程式は以下のとおりである。
Figure 0004477626
２つの単一トランスが同じ（Ｌ１＝Ｌ２）であると仮定すると、ｉ４＝ｉ３、およびｖ４＝ｖ３である。これと式３から６とを合わせて使用し、ｖ３、ｖ４、ｉ３、ｉ４を式１および２から消去する。
第２の式から、代入後以下の式が得られる。
Figure 0004477626
この式は、代入とともに第１の式に内に入れられる。整理した後、結果は以下のようになる。
Figure 0004477626
連鎖行列は以下のように定義される。
Figure 0004477626
最後の２つの式と比較して、ライン・トランスの連鎖パラメータが得られる。
Figure 0004477626
ただし、Ｌｍ＝Ｌ１＋Ｌ２およびＬ１＝Ｌ１ｓ＋Ｌ２ｓを線路側でそれぞれ測定された主インダクタンス合計および漏れインダクタンス合計として導入した（Ｃ１は短絡）。
リリースＲ１．１の実際のコンポーネント値は、以下のとおりである。
Ｌｍ＝２．１ｍＨ、Ｌ１＝２μＨ、Ｃ１＝３３ｎＦ、Ｎ＝２．０
これらの値を持つ４つの連鎖パラメータの大きさは、Figure ４に提示されている。
Figure 0004477626
２．３ 帯域外フィルタ
ＡＤＳＬ帯域よりも上のノイズおよび歪みの高調波を抑制するために、ライン・ドライバとライン・トランスとの間に帯域外フィルタを導入する必要がある。ＯＯＢフィルタは、Figure ５に示されている以下の構成を持つ。
Figure 0004477626
直列分岐インピーダンスは、ＬF1＝ＬF2と仮定してＺ1＝Ｚ2＝ｓＬF1である。分路のインピーダンスは以下のとおりである。
Figure 0004477626
ｉ2＝０とし、電圧ｖを印加すると、以下の式が得られる。
Figure 0004477626
このインピーダンスに対する式を方程式に代入すると、結果は以下のようになる。
Figure 0004477626
ｉ2＝０とし、電流ｉ1を印加すると、ｖ2＝Ｚ3ｉ1またはｉ＝ｖ2／Ｚ3が得られる。
Figure 0004477626
ｖ2＝０とし、電圧ｖを印加すると、
ｉ2＝ｖ1／２ＬF1ｓまたはｖ1＝２ＬF1ｓ・ｉ2
が得られる。
ｖ2＝０とし、電流ｉ1を印加すると、
ｉ2＝ｉ1またはｉ1＝ｉ2
が得られる。
連鎖行列は以下のように定義される。
Figure 0004477626
上で導いた式と比較して、ＯＯＢフィルタの連鎖パラメータが得られる。
Figure 0004477626
リリースＲ１．１の実際のコンポーネント値は、以下のとおりである。
ＬF1＝ＬF2＝６８０μＨ、ＬF3＝２７０μＨ、ＣF3＝４．７ｎＦ
これらの値を持つ４つの連鎖パラメータの大きさは、Figure ６に提示されている。
Figure 0004477626
加入者回線ループの入力インピーダンスＺINが知られている場合、Figure １に示されているＡＦＥのドライバ負荷インピーダンスＺLは、以下の式から求められる。
Figure 0004477626
４つの係数は、ＯＯＢフィルタの連鎖行列とライン・トランスの連鎖行列との乗算により得られる。
Figure 0004477626
加入者回線ループが１００Ωの抵抗器で置き換えられた場合、負荷インピーダンスＺLは、Figure ７に例示されているように表される。
Figure 0004477626
理想的な場合には、ＺLは、１００Ω／Ｎ２＝２５Ωで与えられるが、これは、ほぼ１００ｋＨｚから１ＭＨｚまでの間の場合にすぎないことがわかる。低い周波数でのピーキングは、ライン・トランスと線路側の直列キャパシタとにより引き起こされる。ＯＯＢフィルタの直列共振回路は２ＭＨｚでの最小値に関与する。
２．４ ライン・ドライバ／受信器
Figure 0004477626
アナログ・フロント・エンド（ＡＦＥ）は、ＰＢＭ３９７１４ライン・ドライバ／受信器のライン・トランスおよびＯＯＢフィルタ、および少数の外部コンポーネントから隔たっている。ＰＢＭ３９７１４は、エコー・キャンセラ・ブリッジを含む差動モード・ライン・ドライバおよび受信器である。デバイスの好適なモデルがFigure ８に示されている。入力端子は、入力抵抗器ＲＡ６およびＲＢ６がつながったＴＶＰおよびＴＶＮである。増幅された送信信号は、ドライバ出力端子ＤＲ１とＤＲ２との間に現れる。ＲＳＡ、ＣＳＡ、およびＲＳＨＡ（ＲＳＢ、ＣＳＢ、およびＲＳＨＢ）からなる検出インピーダンス回路網Ｚsはドライバ出力と直列に配置される。検出インピーダンス回路網の端子に現れる電圧は、端子ＳＡ１およびＳＢ１（ＳＡ２およびＳＢ２）の２つの３ｋΩの抵抗器を通じて電流に変換される。電流は、２つの電流制御電流源ＦＡ１およびＦＡ２（ＦＢ１およびＦＢ２）により減算される。差電流は、検出インピーダンス回路網にかかる電圧またはＺsを掛けたドライバ出力電流を表す。この電流は、ドライバ出力電圧を制御するためフィードバックされる。その結果、ドライバ出力インピーダンスは、Ｚsに実スケール係数Ｋを掛けた値に等しくなる。制御電流源ＦＡ３（ＦＢ３）を通る第２のフィードバック経路を使用して、ドライバ出力段の送信利得を設定する。
エコー・キャンセラは、抵抗ブリッジＲＡ７、ＲＡ８、ＲＢ７、およびＲＢ８からなる。負荷インピーダンスＺLが検出インピーダンスＫ＊Ｚsに一致する場合、出力端子ＲＰとＲＮとの間のエコー信号は、ブリッジの選択された抵抗比の場合に０であるのが理想的である。
受信経路は、純粋に受動的である。ライン・トランス間で受信された信号は、ブリッジ抵抗器ＲＡ８およびＲＢ８を通じて検出されるが、そこでは、信号は端子ＲＰとＲＮとの間に現れる。しかし、エコー・キャンセラは、さらに、受信された信号にも影響を及ぼす。並列キャパシタＣＲおよび２つの直列キャパシタＣＲＰおよびＣＲＮは、受信器出力インピーダンスおよびＣＯＤＥＣ入力インピーダンスと合わせて出力フィルタを構成する。
エコー伝達関数の記号式を導くために、Figure ９のライン・ドライバ／受信器の簡素化された不平衡モデルが使用される。回路の詳細な解析は、参考文献［２］に提示されている。
Figure 0004477626
エコー伝達関数Ｈecho(f)は、Ｈecho＝vout／einにより与えられる。これは、以下のようにも書ける。
Figure 0004477626
ただし、vout/v'outは、出力フィルタの伝達関数である。
以下の方程式は、Figure ９の回路に適用される（参考文献［２］のセクション２．３も参照）。
Figure 0004477626
代入により、以下の式を導くことが可能である。
Figure 0004477626
次に、ｖ2を消去して、以下の式で表されるｖ3を見つけることが可能である。
Figure 0004477626
ｖ2とｖ3との第１の関係式を使用して、ｖ2を以下のように表すことが可能である。
Figure 0004477626
そして、最後の２つの式をv'outの方程式に代入して、以下の式を得る。
Figure 0004477626
Ｒ5＝Ｒ8およびＲ7＝Ｒ6と仮定すると、以下のように整理することができる。
Figure 0004477626
Ｒ8／Ｒ6＝１＋Ｚs／ＺL1の場合v'out＝０であることがわかる（エコー・キャンセル）。
伝達関数v'out/einは以下のように表すこともできる。
Figure 0004477626
そこで、係数を、最後の２つの式を比較することにより識別することができる。
すると、以下の式が得られる。
Figure 0004477626
エコー伝達関数を見つけるために、出力フィルタＨout＝vout／v'outに対する伝達関数を導出する必要がある。Figure ９のフィルタ回路を考察することにより、以下への伝達関数を計算することが可能である。
Figure 0004477626
エコー伝達関数Ｈechoを以下のように書く。
Figure 0004477626
乗数はＧ＝Ｇ1＊Ｈoutであるが、他の係数は変更なしであることがわかる。
Ｈechoに対する式で計算するために、周波数依存量Ｚ1、Ｚs、およびμが必要である。
Ｚ1は以下の式で与えられる。
Figure 0004477626
検出インピーダンスＺsは、以下の式で与えられる。
Figure 0004477626
開ループ利得μは、ＤＣ利得μ0により決定され、コーナー周波数は、抵抗器ＲμおよびキャパシタＣμにより与えられる。
Figure 0004477626
これらの修正を考慮して、Ｈechoの係数は、最後に、以下のように識別することができる。
Figure 0004477626
リリースＲ１．１の実際のコンポーネント値は、以下のとおりである。
Ｒ1＝２．２ｋΩ、Ｃ1＝２．２ｎＦ、ａin＝−４．０、ＺA＝１、Ｒμ＝１ｋΩ、Ｃμ＝１５ｎＦ、μ0＝１０+6
ａ1＝２．８４、ａ2＝０．５、Ｒ＝３ｋΩ
Ｒs1＝１５Ω、Ｒs2＝２．７Ω、Ｃs2＝６８０ｎＦ、Ｒ6＝１．２７ｋΩ、Ｒ8＝１．５ｋΩ
ＲR1＝Ｒ6//Ｒ8＝６８７．７Ω、ＲR2＝１２ｋΩ、ＣR＝２＊６８０ｐＦ＝１．３６ｎＦ、ＣRP＝１．５ｎＦ
負荷インピーダンスＺL1が既知の場合、エコー伝達関数は以下の式から計算できる。
Figure 0004477626
この式の中のＺL1は、セクション２．３で計算されたインピーダンスＺLの半分でしかないことに注意されたい！これは、Ｈechoの式が、不平衡バージョンのＡＦＥ回路に基づいているからである。
加入者回線ループが１００Ωの抵抗器で置き換えられる場合、対応するエコー伝達関数を以下に示す。
Figure 0004477626
エコー伝達関数を計算する手順は、以下のように説明できる。
１．選択されたタイプのケーブル（Ｒ、Ｌ、Ｇ、Ｃ）、ケーブル長（ｄ）、および遠端の終端インピーダンス（ZT）の一次ケーブル・パラメータを見つける。ループＺINの入力インピーダンスを計算する。
２．ライン・トランスとＯＯＢフィルタ・セクションの結合された連鎖行列およびループ・インピーダンスＺINを使用することによりドライバ負荷インピーダンスＺLを計算する。
３．これで負荷インピーダンスＺL1＝ＺL／２の場合、エコー伝達関数は、ライン・ドライバ／受信器ＰＢＭ３９７１４に対するＨechoに対する式を使用することにより計算することができる。
３ エコー伝達関数とループ・インピーダンス
エコー伝達関数は、前のセクション２．４で導出されており、以下のとおりである。
Figure 0004477626
負荷インピーダンスＺLは、セクション２．３で示されているように加入者回線ループの入力インピーダンスＺINに関係する。
Figure 0004477626
これをＨechoに対する式の中に代入すると、少し整理した後以下の式が得られる。
Figure 0004477626
Ｈechoを以下のように書く。
Figure 0004477626
すると、以下の式が得られる。
Figure 0004477626
ＺIN→∞⇒Ｈecho→Ｈ∞＝Ｙ1／Ｙ2であり、これは加入者回線ループが開回路で置き換えられた場合のエコー伝達関数である。
ＺIN＝０⇒Ｈecho＝Ｈ0＝Ｍ1／Ｍ2であり、これは加入者回線ループが短絡回路で置き換えられた場合のエコー伝達関数である。
Ｙ2で割ると、Ｈechoは以下のようにも書ける。
Figure 0004477626
ただし、Ｚhyb＝Ｍ2／Ｙ2およびＺh0＝Ｍ1／Ｙ2である。
実際のコンポーネント値を使用すると、４つの強調表示の関数を計算できる。結果は以下に示されている。
Figure 0004477626
Figure 0004477626
Ｈechoに対する最後の式は以下のようにも書ける。
ＨechoＺIN＋ＨechoＺhyb−Ｈ∞ＺIN−Ｚh0＝０
エコー伝達関数Ｈechoが一組の適切な終端ＺINで測定された場合、一組の方程式を考えて未知の係数Ｚhyb、Ｚh0、およびＨ∞について解くことが可能である。これについて、参考文献［３］で詳述されている。係数Ｈ∞は、ＺIN→∞として１つの単一測定から直接求めることができる。２つの異なる抵抗性終端の場合、残りの係数ＺhybおよびＺh0を求めることも可能であろう。これらのパラメータは、Ｈechoが常にＺINの双線形関数でなければならないためライン・トランスを含むアナログ・フロント・エンドを完全に特徴付ける。
実際加入者回線ループがＡＤＳＬモデムに接続されていれば、これで、ループの入力インピーダンスＺINを導くことが可能である。これは、逆にＨechoについての式にすることで求めることで得られる。
Figure 0004477626
このアプローチは、参考文献［３］で詳述されている。
手順は以下のように説明できる。
１．開線路端子でエコー伝達関数を測定し、その結果をＨ∞として保存する。
２．少なくとも２つの抵抗性終端でエコー伝達関数を測定する（測定回数を増やせば精度が高まる）。
３．パラメータＺhybおよびＺh0について解き、その結果を保存する。これで、較正手順は終了する。
４．実際のループをＡＤＳＬモデムに接続した状態でエコー応答を測定し、入力インピーダンスＺINを計算する。
５．次にこの入力インピーダンスＺINを使用して、加入者回線ループを識別することができる。
４ エコー・インパルス応答
測定されたエコー伝達関数は、対応するエコー・インパルス応答を導くために使用することができる。通常、エコー伝達関数は、有限数の離散周波数でのみ測定される。Ｈechoがナイキスト周波数よりも上で帯域幅制限されていると仮定すると、これは、時間離散値系のエコー伝達関数の期間であると考えることができる。Ｈechoは、２Ｎ周波数点でサンプリングされ、Ｈecho(kF)が得られるが、ただし、Ｆは、サンプル間の距離である。Ｈecho(kF)が複素共役対称でｆ＝０を中心に展開された場合、その上で実行されるＩＦＦＴは、対応する時間離散エコー・インパルス応答hecho(kT)を発生する。
典型的な加入者回線ループの場合、hechoは、時刻ｔの大きなピークが０に近い、パルス状波形を持つ。このパルスの後に、ライン・トランス・セクションで主に引き起こされる減衰振動が続く。この曲線上のどこかで、他の小さなパルス状波形が見える。これは、ループの遠端からの初期パルス波形の反射を表す。
第１のパルスの発生と第２のパルスの発生との間の時間的距離を測定することにより、実際の加入者回線ループ内で行き来する遅延時間が求められる。ケーブルの伝搬速度が知られている場合、物理的ケーブル長ｄを計算することができる。
第１のパルスと第２のパルスのエネルギー比を使用すると、この比はほぼｅｘｐ（−２αｄ）なので、ケーブル損失を推定することも可能である。特定の周波数でのケーブル損失を評価するために、この部分がバンドパス・フィルタ・バージョンのエコー応答で実行され、最も都合がよい。詳細については参考文献［４］を参照のこと。
しかし、ＡＦＥのアナログ・エコー・キャンセラが存在すると、このアプローチは後述のように疑わしい傾向がある。
ケーブル長およびケーブル損失を求めるために必要なのは、加入者回線ループの入力時での入射パルス波形および反射パルス波形である。しかし、利用可能な情報は、受信器出力端子で測定されたエコー・インパルス応答である。したがって、測定されたインパルス応答を、受信器出力から線路端子またはライン・トランス入力と同じものに「変換」する必要がある。これは、以下のFigure 11およびFigure 12に例示されている。
Figure 0004477626
参考文献［２］、２．３、またはセクション２．４の方程式から、ＡＦＥ出力電圧v'3からＣＯＤＥＣ入力電圧v'outへの以下の伝達関数が得られ、eline＝０、ein≠０である。
Figure 0004477626
これは、次のように整理できる。
Figure 0004477626
eline≠０およびein＝０のＣＯＤＥＣ入力電圧v"outは、以下のように書ける（参考文献［２］、セクション２．４も参照）。
Figure 0004477626
ein＝０であれば、以下の式が得られる。
Figure 0004477626
これを使用して、ｖ2を消去することができ、すると伝達関数は以下のようになる。
Figure 0004477626
関数ＨhechoおよびＨrflは、出力フィルタ伝達関数Ｈoutと乗算される。ここで関数間の比にしか関心がないので、これは省くことができる。
Ｈrflは負荷インピーダンスＺL1とは無関係であるが、入射信号の伝達関数Ｈincは、ＺL1つまり加入者回線ループのインピーダンスに依存することに注意されたい。関数は両方とも周波数依存である。
ｈecho(t)で発生する、バンドパス・フィルタ・パルスのエンベロープを考えた場合、ライン・トランスでのエンベロープは以下の式として求められると仮定される。
Figure 0004477626
推定ケーブル損失は以下のように計算される。
Figure 0004477626
最後の項は、スケール係数｜Ｈrfl／Ｈinc｜の対数である。実際のコンポーネント値を使用することで、加入者回線ループが０．４ｍｍであり、０．５ｍｍＰＥケーブルである場合についてスケール係数を計算できる。この結果は以下に示されている。これらのグラフから、スケール係数は周波数依存であるが、加入者回線ループの特性インピーダンスにも依存することがわかる。したがって、すべての場合に対応する単一のスケール係数を求めることは可能でない。
解析から、エコー・キャンセラは、反射波に相対的に入射波のエネルギーを下げることが示される。これは、実際にはエコー・キャンセラでの考え方である。弱いエコーを取り出すためのダイナミック・レンジは、近端エコーが抑制された場合に改善されるというのが利点である。欠点は、入射波のエネルギーを測定されたエコー応答から直接求められないという点である。
Figure 0004477626
参考文献［４］は、スケール係数からの補正項が考慮されない場合にケーブル損失の推定にどれだけ誤差が入るかを示している。
スケール係数の重要さを再び例示するために、シミュレーション・モデルを使用して、異なる長さの０．４ｍｍＰＥケーブルについて３００ｋＨｚでケーブル損失を推定する。参考文献［４］で説明されている手順がここで適用される。Figure 13では、エンベロープ損失は、入射波および反射波のエンベロープ間の比に基づく損失である。Figure 13から、０．４ｍｍ ＰＥケーブルに対する３００ｋＨｚのスケール係数は、約１２．５または１０．９ｄＢである。この大きさのスケール係数項がエンベロープ損失に加えられた場合、ケーブル損失が現れる。最後に、ケーブルの公称ケーブル損失は、Figure 14でも比較のため掲載されている。
Figure 0004477626
シミュレーション・モデルで、エコー・キャンセラを無効することが可能である。これを行うと、推定ケーブル損失に対し以下の結果が得られる。これから、エンベロープに対するエコー・キャンセラの影響がわかる。
Figure 0004477626
５ 付録Ａ - シミュレーション・モデルの検証
ＤＡＦＥ７０８についてシミュレーション・モデル測定を検証するために、ユニットを実行した。ＣＯＤＥＣとライン・ドライバ／受信器との間の直列キャパシタは、ＣＯＤＥＣ側で断絶している。送信信号einは、５０／１００Ω平衡トランスを通じてキャパシタに印加される。受信側の直列キャパシタは、２個の１２ｋΩの抵抗器を介してグラウンドに終端され、ＣＯＤＥＣの入力インピーダンスをシミュレートする。出力電圧voutは、高インピーダンス差動プローブ増幅器により測定される。異なるループをシミュレートするために、ケーブル・シミュレータがライン・インターフェイスに接続される。
測定時に以下の機器が使用された。
EDA R1.1 IP DSLAM BFB40102/A1 P1B, 008037AC4EE9
DAFE 708-ROA 119 708付き
ネットワーク・アナライザ4395A Agilent FAA21372
Sパラメータ・アクセサリ・キット Agilent FAA21741
差動プローブ増幅器 Hewlett-Packard FAA
ケーブル・シミュレータ DLS400E Spirent FAA
エコー伝達関数は、ネットワーク・アナライザにより測定される。シミュレートされたループの入力インピーダンスは、ネットワーク・アナライザに取り付けられたＳパラメータ・アクセサリ・キットで測定される。
まず、ケーブル・シミュレータの入力インピーダンスＺINを、伝送線路公式から計算されたのと同じインピーダンスと比較する。長さ５００ｍのオープンエンドの０．５ｍｍ ＰＥケーブル（ＥＴＳＩループ＃２）に対する結果が以下のFigure 16に示されている。測定された結果と計算された結果との間にほとんど１ＭＨｚまでの妥当な一致があるように見える（位相角は５００ｋＨｚまでのみ）。他のループ長についても類似の結果が観察される。
以下のFigure 17では、ドライバ負荷インピーダンスＺLは、ライン・トランスおよびＯＯＢフィルタの結合された連鎖行列に対する式を使用することによりシミュレートされる。１）伝送線路バージョンのＺINから計算されたＺLと２）測定された入力インピーダンスＺINから計算されたＺLの２つの場合を比較する。ここでもまた、２組の結果はかなり互いに近い。
Figure 0004477626
Figure 0004477626
次に、セクション２．４で導かれた式を使用してエコー伝達関数Ｈechoをシミュレートする。上述のドライバ負荷インピーダンスＺLの２つの結果が、Ｈechoの計算に使用される。シミュレート・バージョンのＨechoは、ネットワーク・アナライザで測定されたエコー伝達関数と比較される。結果はFigure ８に示されている。３つのグラフは、互いに最大１ＭＨｚまで近い。これは、Ｈechoが均等目盛でプロットされているFigure 19を見ると明らかであろう。
Figure 0004477626
Figure 0004477626
これらの結果は、シミュレーション・モデルは、ＤＡＦＥ７０８ユニット上で測定できるものに十分に近い、エコー伝達関数を与えることを示しているように見える。しかし、ループ長が大きくなると、測定されたバージョンのＨechoとシミュレートされたバージョンのＨechoとの一致は、Figure １９およびFigure ２０から明らかなように、あまり満足なものでなくなる。この食い違いの実際の理由は、完全には明らかにされていない。ただ、ループ長が大きくなると、負荷インピーダンスＺLはスケーリングされた検知インピーダンスＫ＊Ｚsに近づき、エコー損失が大きくなるという説明が考えられる。エコー損失が高いと、Ｈechoはライン・ドライバ／受信器のパラメータ値のわずかな変化に対してさえも非常に敏感になる。ＰＢＭ３９７１４に対するシミュレーション・モデルは、マクロモデルにすぎず、これでは、デバイスを完全には特徴付けないと思われる。
Figure 0004477626
６ 参考文献
［１］ ＥＴＳＩ ＴＳ１０１３８８
伝送および多重化（ＴＭ）、金属アクセス・ケーブル上のアクセス伝送システム、非対称デジタル加入者回線（ＡＤＳＬ）− 欧州の仕様書、２００２−０５
［２］ ＡＮＡ２８１２Ｂ
ＰＢＭ３９７１４によるＡＤＳＬのアナログ・フロント・エンド
［３］ ４／０３６３−ＦＣＰ１０５５８１
ループ試験および資格認定ワークショップ２００２−０３−２１で導かれた数式
［４］ ＡＮＡ３２５５Ａ
エコー・インパルス応答を使用したＳＥＬＴ
トランシーバおよび伝送線路の単純なブロック図である。 トランシーバおよび線路の一部の詳細なブロック図である。 既知の値のインピーダンスに接続されたトランシーバ上のブロックである。 トランシーバ特性値を生成するためのフローチャートである。 線路に対するインピーダンス値を生成するためのフローチャートである。

Claims (10)

  1. 信号伝送用の線路 (2) のシングル・エンド試験における方法であって、
    第１のトランシーバ (31) を選択するステップ (601) と、
    それぞれ所定の値のインピーダンス (9) を前記第１のトランシーバ (31) の線路接続部 (5) に接続するステップ (603) と、
    較正プロセスにおいて、前記インピーダンス (9) および試験信号 (vtin、vtout) を利用して前記第１のトランシーバに対する較正値を生成するステップと
    を有し、
    前記線路接続部(5)に接続するステップ(603)は、前記インピーダンス (9) のうちの少なくとも３つを接続することを特徴とし、さらに、
    前記較正値を生成するステップは、
    前記少なくとも３つのインピーダンス (9) を使用し、各インピーダンスを接続したときに、試験信号 (vt in ) を前記線路(2)に送信し(604)、反射された試験信号 (vt out ) を受信し(605)、前記送信した試験信号 (vt in ) に対する前記反射された試験信号 (vt out ) の比を計算することにより、前記第１のトランシーバ (31) の周波数依存エコー伝達関数 (Ｈecho(f) ) を生成するステップ (606) と、
    前記エコー伝達関数 (Ｈecho(f) ) および対応するインピーダンス値 (9) を利用してトランシーバ・モデル値 (Zh0 (f) 、Zhyb(f) 、Ｈ∞(f) ) を生成するステップ (608) と、
    を有し、
    前記トランシーバ・モデル値は、前記線路接続部(5)を開線路接続としたときの前記第１のトランシーバ (31) のエコー伝達関数 (Ｈ ∞ (f) ) と、前記線路 (2) から見たトランシーバ・インピーダンス値 (Zhyb(f) ) と、前記トランシーバ・インピーダンス値 (Zhyb(f) ) と前記線路接続部(5)を短絡回路接続としたときの前記第１のトランシーバ (31) のエコー伝達関数 (Ｈ 0 (f) ) との積 (Zh0(f) ) とを含み、
    前記トランシーバ・モデル値 (Zh0 (f) 、Zhyb(f) 、Ｈ∞(f) ) を生成するステップ (608) は、
    前記線路(2)の周波数依存入力インピーダンスをZ in (f)とするとき、
    Figure 0004477626
    で表される関係に従って、前記トランシーバ・モデル値 (Zh0 (f) 、Zhyb(f) 、Ｈ∞(f) ) を生成する
    ことを特徴とする方法。
  2. 前記較正プロセスを実行するために前記トランシーバ・モデル値 (Zh0(f) 、Zhyb(f) 、Ｈ∞(f) ) をメモリ (33) に格納するステップ (609) を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
  3. 前記第１のトランシーバ (31) と同じタイプのハードウェアを備える第２のトランシーバ (1) を選択するステップ (610) と、
    前記トランシーバ・モデル値 (Zh0(f) 、Zhyb(f) 、Ｈ∞(f) ) を前記第２のトランシーバ (1）のメモリ（12) に格納するステップ (611) と
    を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
  4. 前記線路 (2) を含むループおよびリモート・デバイス (3) を前記第２のトランシーバ (1) に接続するステップ (701) と、
    前記接続された前記第２のトランシーバ (1) を介して、ループ試験信号 (vin) を前記線路 (2) に送信するステップ (702) と、
    前記第２のトランシーバ (1) を介して、反射されたループ試験信号 (vout) を受信するステップ (703) と、
    前記送信したループ試験信号 (vin) に対する前記反射されたループ試験信号 (vout) の比を計算することにより、前記ループ (1、2、3) のエコー伝達関数 (Ｈecho(f) ) を生成するステップ (704) と、
    前記格納されているトランシーバ・モデル値 (Zh0(f) 、Zhyb(f) 、Ｈ∞(f) ) および前記生成されたエコー伝達関数 (Ｈecho(f) ) を利用して、前記線路 (2) および前記リモート・デバイス (3) のインピーダンス値 (Zin (f) ) を、
    Figure 0004477626
    で表される関係に従って生成するステップ (705) と
    を有することを特徴とする請求項３に記載の方法。
  5. 前記ループ (2、3) の前記試験は、周波数ブロードバンド試験であることを特徴とする請求項１から４までのいずれか１項に記載の方法。
  6. 信号伝送用の線路 (2) のシングル・エンド試験のための装置であって、
    第１のトランシーバ (31) と、
    前記第１のトランシーバ (31) の線路接続部 (5) に接続されるそれぞれの所定の値のインピーダンス (9) と、
    較正プロセスにおいて、前記インピーダンス (9) および試験信号 (vtin、vtout) を利用して前記第１のトランシーバに対する較正値を生成する測定デバイス (32) とを備え、
    前記測定デバイス (32) は、
    前記インピーダンス (9) のうちの少なく3つを使用し、各インピーダンスを接続したときに、試験信号 (vt in ) を前記線路(2)に送信し(604)、反射された試験信号 (vt out ) を受信し(605)、前記送信した試験信号 (vt in ) に対する前記反射された試験信号 (vt out ) の比を計算することにより、前記第１のトランシーバの周波数依存エコー伝達関数 (Ｈecho(f) ) を生成する手段と、
    前記エコー伝達関数 (Ｈecho(f) ) および対応するインピーダンス値 (9) を利用してトランシーバ・モデル値 (Zh0(f) 、Zhyb(f) 、Ｈ∞(f) ) を生成する手段と、
    を含み、
    前記トランシーバ・モデル値は、前記線路接続部 (5) を開線路接続としたときの前記第１のトランシーバ (31) のエコー伝達関数 (Ｈ ∞ (f) ) と、前記線路 (2) から見たトランシーバ・インピーダンス値 (Zhyb(f) ) と、前記トランシーバ・インピーダンス値 (Zhyb(f) ) と前記線路接続部 (5) を短絡回路接続としたときの前記第１のトランシーバ (31) のエコー伝達関数 (Ｈ 0 (f) ) との積 (Zh0(f) ) とを含み、
    前記トランシーバ・モデル値 (Zh0(f) 、Zhyb(f) 、Ｈ∞(f) ) を生成する手段は、
    前記線路(2)の周波数依存入力インピーダンスをZ in (f)とするとき、
    Figure 0004477626
    で表される関係に従って、前記トランシーバ・モデル値 (Zh0 (f) 、Zhyb(f) 、Ｈ∞(f) ) を生成する
    ことを特徴とする装置。
  7. 前記測定デバイス (32) は、前記トランシーバ・モデル値 (Zh0(f) 、Zhyb(f) 、Ｈ∞(f) ) を格納するためのメモリ (33) を備えることを特徴とする請求項６に記載の装置。
  8. 前記第１のトランシーバ (31) と同じタイプのハードウェアを備える第２のトランシーバ (1) を備え、前記第２のトランシーバ (1) は、前記トランシーバ・モデル値 (Zh0(f) 、Zhyb(f) 、Ｈ∞(f) ) を格納するためのメモリ (12) を備えることを特徴とする請求項６に記載の装置。
  9. 前記第２のトランシーバの線路接続部 (5) に接続された、前記線路 (2) およびリモート・デバイス (3) を含むループと、
    計算デバイス (11) と、
    前記第２のトランシーバを介して前記線路 (2) にループ試験信号 (vin) を送信し、前記第２のトランシーバを介して対応する反射信号 (vout) を測定するためのデバイス (41) と
    を備え、
    前記計算デバイス (11) は、
    前記ループ試験信号 (vin) に対する前記反射信号 (vout) の比を計算することにより、前記ループのエコー伝達関数 (Ｈecho(f) ) を生成する手段と、
    前記格納されているトランシーバ・モデル値 (Zh0(f) 、Zhyb(f) 、Ｈ∞(f) ) および前記生成されたエコー伝達関数 (Ｈecho(f) ) を利用して、前記線路 (2) および前記リモート・デバイス (3)のインピーダンス値 (Zin(f) ) を、
    Figure 0004477626
    で表される関係に従って生成する手段と、
    含むことを特徴とする請求項８に記載の装置。
  10. 前記ループ試験信号 (vin) を送信するための前記デバイスは、周波数ブロードバンド信号を送信するように構成されることを特徴とする請求項６から９までのいずれか１項に記載の装置。
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