JP4683468B2 - 高周波電力増幅回路 - Google Patents

Description

本発明は、高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路さらには増幅用トランジスタの動作電源電圧（電源電圧）を出力要求レベルに応じて制御して出力電力を制御するオープンループ方式の高周波電力増幅回路に適用して有効な技術に関し、例えば携帯電話機に使用される高周波電力増幅回路およびそれを組み込んだ電子部品（パワーモジュール）に利用して有効な技術に関する。

一般に、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信側出力部には、変調後の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーアンプ）が設けられている。従来の無線通信装置においては、基地局から供給される送信要求レベルに応じて高周波電力増幅回路の増幅率を制御するため、高周波電力増幅回路もしくはアンテナの出力電力を検出して検出信号とベースバンド回路等からの出力レベル指示信号とに基づいて送信出力の制御信号を生成するＡＰＣ（Automatic Power Control）回路と呼ばれる回路から出力される制御電圧によって通話に必要な出力電力となるように、高周波電力増幅回路のバイアス電圧を制御する構成が採用されている（例えば、特許文献１参照）。

ところで、従来、携帯電話機における通信方式の一つにＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式は、変調方式に搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。ＧＳＭ方式の通信システムでは位相変調された信号を要求出力レベルに応じて増幅して出力すれば良い。そこで、このＧＳＭ方式の携帯電話機においては、一般に、入力信号の振幅を固定してバイアス回路で高周波電力増幅回路の各増幅素子のアイドル電流を要求出力レベルに応じて制御して出力電力をフィードバック制御することが行なわれている。このような制御方式は一般にクローズドループ方式と呼ばれている。

しかしながら、上記クローズドループ方式による出力電力の制御方式は、ＡＰＣ回路を設ける必要があるため、その分回路規模が大きくなり実装密度を低下させるという問題点がある。そこで、出力レベルを指示する信号に基づいて該信号に比例して出力レベルが変化するように増幅素子（パワーＦＥＴ）の動作電源電圧（電源電圧）を制御することによって増幅素子をリニア動作させ、高周波電力増幅回路の出力のリニアリティを保証するようにした方式がある（例えば、特許文献２参照）。この方式は、オープンループ方式と呼ばれ、クローズドループ方式に比べて回路規模を小さくできるという利点がある。
特開２０００−１５１３１０号公報 特開２００３−２４３９９４号公報

従来のオープンループ方式の高周波電力増幅回路のパワー制御においては、増幅素子の制御端子（ゲート端子もしくはベース端子）に印加されるバイアス電圧が、当該増幅素子が飽和領域で動作するように設定され、増幅素子のドレイン端子もしくはコレクタ端子に印加される電源電圧を送信出力レベルを指示する信号Ｖrampに比例して変化させることで出力電力レベル（パワー）を制御する電源制御方式を採用している。なお、増幅素子にバイアス電圧を与えるバイアス回路は、所定の大きさ電流を生成する電流生成回路と生成された電流を電圧に変換する回路などからなり、最終的には抵抗分割あるいはカレントミラーで増幅素子の制御端子にバイアスを与えるように構成されている。

ところが、従来のオープンループ方式の高周波電力増幅回路のパワー制御においては、増幅素子の制御端子に印加されるバイアス電圧が一定であったとしても、温度によって出力電力が変動する。具体的には、高温になるほど出力電力が低下するという課題があることが明らかとなった。

その原因としては、増幅素子としてのトランジスタの飽和電圧が温度によって変化する温度依存性にあると考えられる。特に、低出力時には増幅素子の電源電圧が飽和電圧に近くなるため、より飽和電圧の影響が見えやすくなるとともに、飽和電圧は高温になるほど高くなる。そのため、低出力、高温時には、図４に示すように、出力電力Ｐｏｕｔの期待される特性からのずれが大きくなる。図４おいて、実線Ａは常温の場合すなわち温度依存性がないと仮定した場合の出力電力Ｐｏｕｔの特性、一点鎖線Ｂは温度８５°のときの出力電力Ｐｏｕｔの特性である。

また、このような増幅素子の温度依存性による出力電力の変化を防止するため、温度検出回路を設けるとともに温度と出力レベル指示信号Ｖrampとの関係を示すテーブルデータをベースバンド回路の側に用意しておく。そして、ベースバンド回路のソフトウェアでベースバンド回路から高周波ＩＣへ供給する出力レベル指示信号Ｖrampを温度変化に応じて変化させることによって、温度補償を行なうという対策が考えられる。しかし、かかる対策は、ベースバンド回路のソフトウェアを開発するユーザ（セットメーカ）の負担を大きくするという不具合がある。

この発明の目的は、増幅素子の制御端子に印加されるバイアス電圧を一定にして動作電源電圧（電源電圧）を出力要求レベルに応じて制御して出力電力を制御する高周波電力増幅回路において、周囲温度が変化しても出力電力（パワー）が変化しないようにさせる、つまり出力電力の温度依存性を低減させることができる出力電力制御技術を提供することにある。

この発明の他の目的は、増幅素子の制御端子に印加されるバイアス電圧を一定にして動作電源電圧（電源電圧）を出力要求レベルに応じて制御して出力電力を制御する高周波電力増幅回路において、セットメーカの負担を増大させることなく出力電力の温度依存性を低減させることができる出力電力制御技術を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、増幅素子の制御端子（ゲート端子もしくはベース端子）に印加されるバイアス電圧を、増幅素子が飽和領域で動作するように一定に保持して、増幅素子に供給される動作電源電圧を出力要求レベルに応じて制御して出力電力を制御する高周波電力増幅回路において、出力要求レベルに応じて増幅素子の動作電源電圧を制御する動作電源電圧制御回路に温度依存性を有する素子を設け、該素子の特性に応じた動作電源電圧を生成して増幅素子へ供給するように動作電源電圧制御回路を構成した。ここで、前記動作電源電圧制御回路により生成された動作電源電圧が印加される増幅素子は、高周波電力増幅回路が複数の増幅素子が縦続接続された多段構成を有する場合にはすべての増幅素子でもよいが、少なくとも最終段の増幅素子とする。

増幅素子に印加される動作電源電圧を生成する回路は、例えば一方の入力端子に出力レベルを指示する信号を受け、他方の端子にオフセット生成回路により生成された所定のオフセット電圧が印加された差動アンプと、該差動アンプの出力によって駆動される電流を出力するトランジスタとから構成し、上記オフセット生成回路に温度依存性を有する素子を設け、該素子の温度特性を利用して上記差動アンプのオフセット電圧をシフトさせるように構成することができる。

上記した手段によれば、飽和領域で動作する増幅素子の飽和電圧が温度変化によって変化することで出力電力が期待値からはずれようとしても、増幅素子に印加される動作電源電圧がそれを補償するように変化されるため、温度変化に伴う出力電力の変動を抑えることができる。また、温度変化に対する増幅素子の動作電源電圧の制御を高周波電力増幅回路の側で自動的に行うため、ベースバンド回路のソフトウェアで高周波ＩＣへ供給する出力レベル指示信号Ｖrampを温度変化に応じて変化させることなく温度補償を行なうことができ、これによってセットメーカの負担を増大させることなく出力電力の温度依存性を低減させることができるようになる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、増幅素子の制御端子に印加されるバイアス電圧を一定にして動作電源電圧（電源電圧）を出力要求レベルに応じて制御して出力電力を制御する高周波電力増幅回路において、周囲温度が変化しても出力電力（パワー）が変化しないようにさせることができる。また、ソフトウェアによる温度補償が不要であるため、セットメーカの負担を増大させることなく出力電力の温度依存性を低減させることができるという効果がある。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した高周波電力増幅回路とその動作電源電圧を生成し出力電力を制御する動作電源電圧制御回路（可変動作電源電圧発生回路）とからなる高周波電力増幅器の一実施例を示したものである。

この実施例の高周波電力増幅器の高周波電力増幅回路２１０は、各々ＦＥＴやバイポーラ・トランジスタのような増幅素子を含む３個の増幅段２１１，２１２，２１３が直列に接続されてなる。そして、各増幅段２１１，２１２，２１３の増幅素子の制御端子（ゲート端子もしくはベース端子）には、図示しないバイアス回路からの固定バイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３が印加されている。固定バイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３は、各増幅段２１１，２１２，２１３の増幅用トランジスタを飽和領域で動作させるようなレベルに設定されている。通常は、Ｖｂ１<Ｖｂ２<Ｖｂ３となるように設定される。

動作電源電圧制御回路２２０は、図示しないベースバンド回路から供給される出力レベル指示信号Ｖrampを反転入力端子に受ける差動アンプＡＭＰ０を備えＶrampに応じて上記増幅段２１１，２１２，２１３の動作電源電圧Ｖｄｄを生成する電源回路２２１と、上記差動アンプＡＭＰ０の非反転入力端子に印加するオフセット電圧Ｖoffを生成するためのオフセット付与回路２２２とから構成されている。

電源回路２２１は、出力レベル指示信号Ｖrampに応じた動作電源電圧Ｖｄｄ１を上記増幅段２１１，２１２，２１３に与えることで出力電力Ｐｏｕｔを制御する。そのため、電源回路２２１は、出力レベル指示信号Ｖrampを反転入力端子に受ける差動アンプＡＭＰ０と、ソース端子が電源電圧Ｖｄｄ１にまたドレイン端子が出力端子ＯＵＴに接続されゲート端子に前記差動アンプＡＭＰ０の出力を受けるＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（電界効果トランジスタ、以下ＭＯＳＦＥＴと称する）からなる出力トランジスタＱ０と、出力端子ＯＵＴに接続された安定化容量Ｃ１と、Ｑ０のドレイン端子と接地点との間に直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２と、出力端子ＯＵＴと差動アンプＡＭＰ０の内部ノードとの間接続された位相補償用の抵抗Ｒ０および容量Ｃ０とから構成されている。これらの素子のうち安定化容量Ｃ１と位相補償用の抵抗Ｒ０および容量Ｃ０は、差動アンプＡＭＰ０が形成されている半導体チップの外付け素子として接続されている。

抵抗Ｒ１とＲ２の接続ノードＮ１の電位が差動アンプＡＭＰ０の非反転入力端子に印加されることにより、差動アンプＡＭＰ０は、抵抗Ｒ１とＲ２の接続ノードＮ１の電位を出力レベル指示信号Ｖrampに一致させるように、出力ＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）Ｑ０を駆動する。これにより、出力ＭＯＳＦＥＴ Ｑ０のドレイン電圧は出力レベル指示信号Ｖrampに比例し電源電圧Ｖｄｄ１よりもそのオン抵抗による電圧降下分だけ低い電圧となる。これが安定化容量Ｃ１で平滑されて動作電源電圧Ｖｌｄｏとして増幅段２１１〜２１３へ供給される。

抵抗Ｒ１とＲ２の接続ノードＮ１の電位を差動アンプＡＭＰ０の非反転入力端子に印加しているのは、次のような理由からである。すなわち、製造ばらつき等の原因によりベースバンド回路が出力電力を「０」にしようとしても、出力レベル指示信号Ｖrampが完全に０Ｖにならないことがあり、それによって電源回路２２１が優位なレベルの動作電源電圧Ｖｌｄｏを出力して、増幅段２１１〜２１３が増幅動作してしまうのを回避すべくオフセットを与えるためである。

オフセット付与回路２２２は、電源電圧および温度に依存しない定電圧Ｖｃを発生するバンドギャップリファランス回路のような定電圧回路ＣＶＧと、インピーダンス変換用のバッファＢＦＦを介して定電圧回路ＣＶＧからの定電圧を非反転入力端子に受ける差動アンプＡＭＰ１と、ソース端子が電源電圧Ｖｒｅｇにまたドレイン端子が抵抗Ｒ５を介して接地点に接続されゲート端子に前記差動アンプＡＭＰ１の出力電位を受けるＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴ Ｑ１と、Ｑ１のゲート電圧と同一の電圧をゲート端子に受けるＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２とから構成されている。このオフセット付与回路２２２と電源回路２２１内の抵抗Ｒ２とによってオフセット生成回路が構成される。

なお、この実施例のオフセット付与回路２２２は、増幅段２１１〜２１３の増幅用トランジスタがＦＥＴの場合のものである。図１に示されているトランジスタＱ１は、差動増幅部と出力段とからなる差動アンプでいえば、出力段のトランジスタに相当する。差動アンプＡＭＰ１として差動増幅部と出力段とからなる通常の差動アンプを用い、その出力をトランジスタＱ１のゲート端子に印加するように構成するようにしても良い。

図１に示されているオフセット付与回路２２２は、Ｑ１のドレイン電圧が差動アンプＡＭＰ１の反転入力端子にフィードバックされることにより、差動アンプＡＭＰ１は、Ｑ１のドレイン電圧を非反転入力端子の入力電圧に一致させるように、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１を駆動する。また、Ｑ１のゲート電圧と同一の電圧をゲート端子に受けるＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴ Ｑ２はＱ１と所定のサイズ比１：ｍとなるように設計されている。これにより、Ｑ２にはＱ１に流れる電流をＩ１とすると、Ｉ１のｍ倍の電流Ｉ２（＝ｍＩ１）が流される。

また、バッファＢＦＦの出力端子と接地点との間には抵抗Ｒ３，Ｒ４および順方向電圧Ｖｆが負の温度特性を有するＰＮ接合ダイオードＤ１が直列に接続され、抵抗Ｒ３とＲ４の接続ノードＮ２の電位が差動アンプＡＭＰ１の非反転入力端子に印加されている。この実施例のオフセット付与回路２２２においては、バッファＢＦＦの出力電圧をＶａ、差動アンプＡＭＰ１の非反転入力端子の入力である抵抗Ｒ３とＲ４の接続ノードＮ２の電位をＶ２、抵抗Ｒ３とＲ４の抵抗値をｒ３，ｒ４、ダイオードＤ１の順方向電圧をＶF、温度の変数をＴとすると、
Ｖ２＝｛ｒ４／（ｒ３＋ｒ４）｝・（Ｖａ−ＶF）＋ＶF
＝｛ｒ４／（ｒ３＋ｒ４）｝・Ｖａ−｛ｒ４／（ｒ３＋ｒ４）｝・ＶF＋ＶF
＝｛ｒ４／（ｒ３＋ｒ４）｝・Ｖａ−｛ｒ３／（ｒ３＋ｒ４）｝・ＶF ……（１）
で表わされる。上式を温度の変数Ｔで微分すると、次式（２）のように変形される。
∂Ｖ２／∂Ｔ＝∂Ｖａ／∂Ｔ＋∂ＶF／∂Ｔ ……（２）

ここで、ダイオードＤ１の順方向電圧ＶFは負の温度特性を有する。オフセット付与回路２２２は、ＰＮ接合ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆが負の温度特性を有するため、接続ノードＮ２の電位Ｖ２は、図２（Ａ）に示すように、温度が高くなると下がるようになる。そして、この電位が差動アンプＡＭＰ１の非反転入力端子に印加されているため、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２は、図２（Ｂ）に示すように、温度が高くなると減少するようになる。なお、ノードＮ２の電位Ｖ２の温度係数は、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗比を適当に設定することによって、所望の値に調整することができる。

上記のような温度依存性を有するＱ２のドレイン電流Ｉ２が電源回路２２１の抵抗Ｒ２に流されることにより、差動アンプＡＭＰ０の非反転入力端子に印加されるオフセット電圧Ｖoffは、図２（Ｃ）に示すように、温度が高くなると下がるようになる。その結果、電源回路２２１から出力される動作電源電圧Ｖｌｄｏは、図３に示すように、温度が高くなると出力レベル指示信号Ｖrampの比較的低いレベルからＶrampに比例して上昇し、温度が低くなると出力レベル指示信号Ｖrampの比較的高いレベルからＶrampに比例して上昇するようになる。つまり、同一のＶrampに対する動作電源電圧Ｖｌｄｏを、温度が高いほど高くすることができる。

これに対し、増幅段２１１〜２１３の増幅素子は、それがＦＥＴである場合、その飽和電圧が正の温度特性を有する。つまり、動作電源電圧Ｖｌｄｏと飽和電圧との差が温度の変化にかかわらずほぼ一定となる。その結果、電源回路２２１から供給される動作電源電圧Ｖｌｄｏによって動作する高周波電力増幅回路２１０からは温度依存性のない出力電力が得られるようになる。なお、オフセット付与回路２２２の電源電圧Ｖｒｅｇは、バッテリの電圧をＤＣ−ＤＣ変換するスイッチング・レギュレータあるいはシリーズ・レギュレータのような電源レギュレータから供給される電圧である。

図５には、増幅段２１１〜２１３の増幅用トランジスタが、飽和電流がＦＥＴと逆の温度特性を有するバイポーラ・トランジスタの場合のオフセット付与回路２２２の構成例が示されている。図１に示されているオフセット付与回路２２２との違いは、図１の実施例では差動アンプＡＭＰ１の非反転入力端子と接地点との間に抵抗Ｒ４と直列にダイオードＤ１が接続されているのに対し、本実施例では前段のバッファＢＦＦの出力端子と差動アンプＡＭＰ１の非反転入力端子との間に抵抗Ｒ３と直列にダイオードＤ１が接続されている点のみである。

この実施例のオフセット付与回路２２２においては、差動アンプＡＭＰ１の非反転入力端子の入力である抵抗Ｒ３とＲ４の接続ノードＮ２の電位をＶ２は、
Ｖ２＝ｒ４（Ｖａ−ＶF）／（ｒ３＋ｒ４）
＝｛ｒ４／（ｒ３＋ｒ４）｝・Ｖａ−｛ｒ４／（ｒ３＋ｒ４）｝・ＶF ……（３）
で表わされる。上式を温度Ｔで微分すると、次式（４）のように変形される。
∂Ｖ２／∂Ｔ＝∂Ｖａ／∂Ｔ−∂ＶF／∂Ｔ ……（４）

ここで、ダイオードＤ１の順方向電圧ＶFは負の温度特性を有する。そのため、式（４）より、温度が高くなるとノードＮ２の電位Ｖ２すなわち差動アンプＡＭＰ１の非反転入力端子の入力電圧は上昇し、図１の実施例と逆になることが分かる。その結果、電源回路２２１から出力される動作電源電圧Ｖｌｄｏは、温度が低くなると出力レベル指示信号Ｖrampの比較的低いレベルからＶrampに比例して上昇し、図３とは逆に温度が高くなると出力レベル指示信号Ｖrampの比較的高いレベルからＶrampに比例して上昇するようになる。

これに対し、増幅段２１１〜２１３の増幅素子がバイポーラ・トランジスタである場合、その飽和電流は負の温度特性を有する。つまり、温度が高くなると飽和電流が少なくなってゲインが低くなり、温度が低くなると飽和電流が多くなってゲインが高くなる。しかるに、電源回路２２１から供給される動作電源電圧Ｖｌｄｏが上述したごとく温度に応じて変化されると、高周波電力増幅回路２１０からは温度依存性のない出力電力特性が得られるようになる。

図７は、本発明を適用した高周波電力増幅部のより詳細な構成を示したものである。
この実施例の高周波電力増幅回路２１０は、３個の電力増幅用ＦＥＴ２１１、２１２、２１３を備え、このうち後段のＦＥＴ２１２，２１３はそれぞれ前段のＦＥＴ２１１，２１２のドレイン端子にゲート端子が接続され、全体で３段の増幅回路として構成されている。また、各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のゲート端子には、バイアス回路２３０から供給されるゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３（Ｖｂ１<Ｖｂ２<Ｖb３）が印加され、これらの電圧に応じたドレイン電流が各ＦＥＴ２１１，２１２，２１３にそれぞれ流されるようにされている。

各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のドレイン端子にはそれぞれインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３を介して図１に示されているような構成を有する動作電源電圧制御回路２２０からの動作電源電圧Ｖｌｄｏが印加されている。初段のＦＥＴ２１１のゲート端子と入力端子Ｉｎとの間には、インピーダンス整合回路２４１および直流カットの容量素子Ｃ１１が設けられ、これらの回路及び素子を介して高周波信号ＰｉｎがＦＥＴ２１１のゲート端子に入力される。

初段のＦＥＴ２１１のドレイン端子と２段目のＦＥＴ２１２のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４２および直流カットの容量素子Ｃ１２が接続されている。また、２段目のＦＥＴ２１２のドレイン端子と最終段のＦＥＴ２１３のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４３および直流カットの容量素子Ｃ１３が接続されている。そして、最終段のＦＥＴ２１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路２４４および容量素子Ｃ１４を介して出力端子ＯＵＴに接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号Ｐoutを出力する。

バイアス回路２３０は、特に制限されるものでないが、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６などからなり、定電圧Ｖｃｎｔを所定の抵抗比で分割してゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３を生成する抵抗分圧回路で構成されている。なお、図７の抵抗分圧回路は正確な回路を示したものではなく、回路の概念として示したものであり、図示の回路に制限されるものではない。バイアス回路２３０を構成する抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６は、高周波電力増幅回路２１０の増幅用ＦＥＴ２１１、２１２、２１３および動作電源電圧制御回路２２０（安定化容量Ｃ１と位相補償用の抵抗Ｒ０および容量Ｃ０を除く）と共に１つの半導体チップ上に半導体集積回路として構成されている。

そして、本実施例では、高周波電力増幅回路２１０の増幅用ＦＥＴ２１１、２１２、２１３と動作電源電圧制御回路２２０とバイアス回路２３０が形成された半導体チップが、安定化容量Ｃ１や直流カットの容量Ｃ１１〜Ｃ１４などの外付け素子と供に絶縁基板上に実装されてモジュール（以下、ＲＦパワーモジュールと称する）として構成されている。なお、本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。

インダクタＬ１〜Ｌ３は、本実施例では、半導体チップのパッド間に接続されたボンディングワイヤで構成されているが、モジュール基板上に形成されたマイクロストリップラインなどにより形成することができる。３段目の増幅用ＥＦＴ２１３は、別個の半導体素子として形成されているものを用いても良い。これにより、動作電源電圧制御回路２２０が最終段の増幅用ＥＦＴ２１３が発生するノイズの影響を受けにくくすることができる。また、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１６も外付け素子を用いることができる。

図６は、バイアス回路２３０の他の回路例を示す。
この実施例では、増幅用ＥＦＴ２１３のゲート端子に、抵抗Ｒｂ３を介してカレントミラー接続されたバイアス用のトランジスタＱｂ３が設けられており、このトランジスタＱｂ３に電流生成回路２３１からバイアス電流Ｉｂ３が流されることにより、トランジスタＱｂ３とＱａ３のサイズ比に比例したドレイン電流が増幅用ＥＦＴ２１３にアイドル電流として流されるようにされている。前段の増幅用トランジスタにも同様にカレントミラー接続されたバイアス用のトランジスタ（Ｑｂ１，Ｑｂ２）が設けられており、これらのトランジスタにも電流生成回路２３１からバイアス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２が流されるようにされている。電流生成回路２３１とバイアス用のトランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３とによってバイアス回路２３０が構成される。

電流生成回路２３１は、定電圧Ｖｃｎｔを非反転入力端子に受ける差動アンプＡＭＰ２と、該差動アンプＡＭＰ２の出力をゲート端子に受けるＭＯＳＦＥＴ Ｑ３０、Ｑ３０と直列に接続された抵抗Ｒ３０、Ｑ３０と同一のゲート電圧を受けるＭＯＳＦＥＴ Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３からなり、Ｑ３０とＲ３０の接続ノードＮ３の電位が差動アンプＡＭＰ２の反転入力端子にフィードバックされることで、接続ノードＮ３の電位がＶｃｎｔと一致するようにＭＯＳＦＥＴ Ｑ３０が駆動され、Ｑ３１，Ｑ３２，Ｑ３３に定電圧Ｖｃｎｔに比例した電流が流される。

そして、この電流が増幅用素子２１１、２１２、２１３とカレントミラー接続されたバイアス用トランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３へバイアス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２，Ｉｂ３として流される。トランジスタＱ３０とＱ３１，Ｑ３２，Ｑ３３、あるいは２１１とＱｂ１，２１２とＱｂ２，２１３とＱｂ３を予め所定のサイズ比に設定しておくことにより、定電圧Ｖｃｎｔに比例した所望の大きさの電流を増幅用素子２１１，２１２，２１３に流すことができる。通常はＩｂ１<Ｉｂ２<Ｉｂ３とされる。

図８は、上記実施例の高周波電力増幅器を適用した携帯電話機システムの一応用例を示す。特に制限されるものでないが、この応用例は、ＧＳＭとＤＣＳの２つの方式による送受信が可能なデュアルバンド方式の無線通信システムとして構成されている。

図８において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はフロントエンド・モジュール、２００は上記実施例の高周波電力増幅器を適用したＲＦパワーモジュール、３００は音声信号をベースバンド信号に変換したり受信信号を音声信号に変換したり変調方式切替え信号MODEやバンド切替え信号BAND、送信開始信号TXONを生成したりするベースバンド回路、４００は受信信号をダウンコンバートして復調しベースバンド信号を生成したり送信信号を変調したりする変復調用ＬＳＩ、ＦＬＴ１，ＦＬＴ２は受信信号からノイズや妨害波を除去するフィルタである。

なお、これらのうち例えばフィルタＦＬＴ１はＧＳＭ用の回路、フィルタＦＬＴ２はＤＣＳ用の回路とされる。ベースバンド回路３００は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）やマイクロプロセッサ、半導体メモリなど複数のＬＳＩやＩＣで構成することができる。図７には示されていないが、ＲＦパワーモジュール２００には、同様な構成を有する２つの高周波電力増幅回路２１０ａ，２１０ｂが設けられており、高周波電力増幅回路２１０ａは８８０〜９１５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＧＳＭ方式の送信信号を増幅し、高周波電力増幅回路２１０ｂは１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＤＣＳ方式の送信信号を増幅するようにされる。

そして、この応用例に使用されるＲＦパワーモジュール２００では、上記バイアス回路２３０および動作電源電圧制御回路２２０は、高周波電力増幅回路２１０ａと高周波電力増幅回路２１０ｂにそれぞれ対応して２つ設けられる。ただし、一部の素子を共有して共通の回路として設けるようにしても良い。なお、出力レベル指示信号Ｖrampは、変復調用ＬＳＩ４００を経由してＲＦパワーモジュール２００へ供給されるように構成しても良い。

フロントエンド・モジュール１００は、ＲＦパワーモジュール２００の送信出力端子に接続されてインピーダンスの整合を行なうインピーダンス整合回路１２１，１２２、高調波を減衰させるロウパスフィルタ１３１，１３２、送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２、受信信号から直流成分をカットする容量１５１，１５２、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式の信号と１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ方式の信号の分波を行なう分波器１６０などから構成され、これらの回路および素子は１つのセラミック基板上に実装されてモジュールとして構成されている。送受信切替え用のスイッチ回路１４１，１４２の切替え信号ＣＮＴ１，ＣＮＴ２はベースバンド回路３００から供給される。

なお、前記実施例の動作電源電圧制御回路２２０は、位相変調成分のみ有するＧＭＳＫ変調された送信信号のみならず、位相変調成分および振幅変調成分を有する８−ＰＳＫ変調された送信信号を増幅するＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）対応の高周波電力増幅回路にも使用することができる。

図９に、ＥＤＧＥ対応の高周波電力増幅回路の構成例が示されている。この実施例では、高周波電力増幅回路２１０の前段に位相変調成分および振幅変調成分を有する送信信号から位相変調成分と振幅変調成分を分離する位相振幅分離回路４３０が設けられているとともに、動作電源電圧制御回路２２０の前段にはベースバンド回路からの出力レベル指示信号Ｖrampまたは位相振幅分離回路４３０により分離された振幅成分を含む信号ＶAMを選択する切替えスイッチＳＷ１が設けられている。

このスイッチＳＷ１は、ベースバンド回路から供給されるモードを示す信号MODEがＧＭＳＫ変調された送信信号を増幅するＧＳＭモードであることを示しているときはＶrampを選択して動作電源電圧制御回路２２０に供給し、モード信号MODEが８−ＰＳＫ変調された送信信号を増幅するＥＤＧＥモードであることを示しているときは位相振幅分離回路４３０により分離された振幅成分を含む信号ＶAMを選択して動作電源電圧制御回路２２０に供給する。

これにより、動作電源電圧制御回路２２０はＧＳＭモードのときはＶrampに比例した動作電源電圧Ｖｌｄｏを生成して高周波電力増幅回路２１０へ与える。一方、ＥＤＧＥモードのときは振幅成分を含む信号ＶAMに応じた動作電源電圧Ｖｌｄｏを生成して高周波電力増幅回路２１０へ与える。なお、ＥＤＧＥモードのときは位相振幅分離回路４３０の前段の回路において、出力レベル指示信号Ｖrampに応じた振幅を有する送信信号が生成され、入力信号ＩＮとして位相振幅分離回路４３０へ供給される。そして、位相変調成分のみ有する信号Ｐｉｎが高周波電力増幅回路２１０へ入力される。そのため、高周波電力増幅回路２１０は、振幅成分ＶAMに応じて変化する動作電源電圧Ｖｌｄｏに応じて入力信号Ｐｉｎを増幅して出力する。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、増幅用ＦＥＴを３段接続しているが、２段構成あるいは４段以上であっても良い。また、実施例では、電力増幅素子２１１〜２１３として、ＭＯＳＦＥＴが使用されているが、バイポーラ・トランジスタ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いても良い。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式による送受信が可能なデュアルモードの無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、他の通信方式や、ＧＳＭとＤＣＳのいずれか一方、あるいはＧＳＭとＤＣＳの他に、例えば１８５０〜１９１５ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Personal Communication System）方式など３以上の通信方式による送受信が可能なマルチモードの携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムを構成するパワーモジュールあるいは無線ＬＡＮ用の高周波電力増幅回路およびパワーモジュールに利用することができる。

本発明に係る高周波電力増幅回路の一実施例を示す回路構成図である。 図２（Ａ）は実施例の動作電源電圧制御部を構成するオフセット付与回路のノードＮ２の電位Ｖ２と温度との関係を示すグラフ、図２（Ｂ）はＭＯＳＦＥＴ Ｑ１，Ｑ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２と温度との関係を示すグラフ、図２(Ｃ)は電源回路の差動アンプＡＭＰ０の非反転入力端子に印加されるオフセット電圧Ｖoffと温度との関係を示すグラフである。 電源回路から出力される動作電源電圧Ｖｌｄｏと出力レベル指示信号Ｖrampとの関係を示すグラフである。 オフセット付与回路に温度補償用素子を持たない場合の低出力時の出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力Ｐoutとの関係を示すグラフである。 増幅用トランジスタがバイポーラ・トランジスタの場合のオフセット付与回路の構成例を示す回路図である。 バイアス回路の他の回路例を示す回路構成図である。 本発明を適用した高周波電力増幅部のより詳細な構成を示した回路構成図である。 実施例の高周波電力増幅回路を適用した携帯電話機システムの一応用例を示すブロック図である。 ＥＤＧＥ対応の高周波電力増幅回路の構成例を示すブロック図である。

符号の説明

２００ パワーモジュール
２１０ 高周波電力増幅回路
２１１，２１２，２１３ 増幅素子（電力増幅用トランジスタ）
２２０ 動作電源電圧制御部
２２１ 電源回路
２２２ オフセット付与回路
２３０ バイアス回路
２４１〜２４４ インピーダンス整合回路

Claims (8)

1. 増幅素子の制御端子に印加されるバイアス電圧を一定に保持し送信出力レベルを指示する出力レベル指示信号に応じて増幅素子の動作電源電圧を制御して出力電力を制御する動作電源電圧制御回路を有する高周波電力増幅回路であって、
   前記動作電源電圧制御回路は、所定のオフセット電圧を有し前記出力レベル指示信号が前記オフセット電圧以上の場合に前記出力レベル指示信号に応じて前記増幅素子を飽和領域で動作させるような動作電源電圧を出力し、前記オフセット電圧は前記増幅素子の飽和電圧の温度依存性に応じた温度特性を有するように生成され、
   前記動作電源電圧制御回路は、前記オフセット電圧を生成させるためのオフセット付与回路を備え、該オフセット付与回路に設けられている素子の温度特性を利用してオフセット電圧を生成させるように構成され、
   前記動作電源電圧制御回路は、前記オフセット電圧を一方の入力端子に受け前記出力レベル指示信号を他方の入力端子に受ける差動増幅回路と、該差動増幅回路によって駆動される出力トランジスタとを有する電源回路を備えることを特徴とする高周波電力増幅回路。
2. 位相変調成分および振幅変調成分を有する送信信号を増幅する場合に、前記動作電源電圧制御回路に供給される前記出力レベル指示信号には前記送信信号の振幅変調成分が含まれていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅回路。
3. 前記増幅素子は電界効果型トランジスタであり、前記オフセット電圧は温度が高くなると小さくなるように設定されていることを特徴とする請求項１〜２のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。
4. 前記増幅素子はバイポーラ・トランジスタであり、前記オフセット電圧は温度が高くなると大きくなるように設定されていることを特徴とする請求項１〜２のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。
5. 前記オフセット電圧は、ＰＮ接合の順方向電圧の温度特性を利用して生成されるように構成されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。
6. 前記オフセット付与回路は、反転入力端子にフィードバック電圧が入力され、非反転入力端子に前記ＰＮ接合の順方向電圧に応じた電圧が入力された差動増幅回路と、該差動増幅回路によって駆動されるトランジスタとを有し、該トランジスタの電流が抵抗に流されることによって前記オフセット電圧が生成されるように構成されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。
7. 前記ＰＮ接合と直列に２以上の抵抗素子が接続され、前記２以上の抵抗素子の抵抗比によって前記オフセット電圧の温度係数が調整可能に構成されていることを特徴とする請求項６に記載の高周波電力増幅回路。
8. 前記動作電源電圧制御回路と前記増幅素子とが同一の半導体チップ上に形成されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。

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