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JP2000330658A - 電流源および電流の発生方法 - Google Patents

電流源および電流の発生方法

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JP2000330658A
JP2000330658A JP2000065508A JP2000065508A JP2000330658A JP 2000330658 A JP2000330658 A JP 2000330658A JP 2000065508 A JP2000065508 A JP 2000065508A JP 2000065508 A JP2000065508 A JP 2000065508A JP 2000330658 A JP2000330658 A JP 2000330658A
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JP
Japan
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current
circuit
temperature
output
bandgap reference
Prior art date
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Application number
JP2000065508A
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English (en)
Inventor
Russell J Houghton
ジェイ ホートン ラッセル
Ernst J Stahl
ヨット シュタール エルンスト
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
International Business Machines Corp
Infineon Technologies North America Corp
Original Assignee
International Business Machines Corp
Infineon Technologies North America Corp
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Publication date
Application filed by International Business Machines Corp, Infineon Technologies North America Corp filed Critical International Business Machines Corp
Publication of JP2000330658A publication Critical patent/JP2000330658A/ja
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    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/26—Current mirrors
    • G05F3/262—Current mirrors using field-effect transistors only
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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    • G05F3/242—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the field-effect type only with compensation for device parameters, e.g. channel width modulation, threshold voltage, processing, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage
    • G05F3/245—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the field-effect type only with compensation for device parameters, e.g. channel width modulation, threshold voltage, processing, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage producing a voltage or current as a predetermined function of the temperature
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    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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    • Y10S323/907—Temperature compensation of semiconductor

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Abstract

(57)【要約】 出力電流を供給する方法および回路を提供する。本発明
による方法および回路は、温度係数が逆である２つの電
流を加算して、出力電流を供給する。加算された電流が
出力電流となる。第１および第２の電流が加算されて出
力電流が供給され、この出力電流は第１および第２の電
流の和に関連している。この出力電流は所定の範囲にわ
たり、温度および電源電圧の変動に実質的に影響を受け
ない。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】発明の背景 本発明は概して電流源に関し、より詳細には温度および
外部電圧源の変動の影響を受けない電流を供給する電流
源に関する。
【０００２】当分野で公知であるが、多くのアプリケー
ションで電流源を使用する必要がある。種々の形式の電
流源が、Analysis and Design of Analog Intergrated
Circuits （Third Edition）by Paul R. Gray and Robe
rt G. Meyer, 1993, published by John Wiley & Sons,
Inc. New York, NY に記述されている。前記刊行物に
記述されているようにこれらの電流源は、増幅段に対す
るバイアス用エレメント、および負荷デバイスの両方と
して使用される。当分野でやはり公知であるが、温度お
よび外部電圧源の変動の影響を受けない電流を供給する
電流源を提供することがしばしば所望される。
【０００３】発明の概要 本発明は、出力電流の供給方法を提供する。本発明によ
る方法では、温度係数が逆である２つの電流を加算し
て、出力電流を供給する。前記２つの電流のうち第１の
電流Ｉ1は、温度補償型バンドギャップ基準回路におい
て供給された電流を変倍したものである。前記２つの電
流のうち第２の電流Ｉ2は、バンドギャップ回路により
供給された温度安定性電圧を、正の温度係数を有する抵
抗で除算する事により導出される。加算された電流Ｉ1
＋Ｉ2が出力電流である。
【０００４】さらに本発明は、電流源を提供する。電流
源は第１の回路を有し、（ｉ）正の温度係数を有する基
準電流を供給し、かつ（ｉｉ）出力ノードにおいて出力
電圧を供給し、この出力電圧は実質的に、所定範囲にわ
たり電源電圧および温度の変動の影響を受けない。電流
源は第２の回路を有し、この回路は前記基準電流から導
出された第１の電流を供給する。第１の電流は正の温度
係数を有する。さらに第３の回路が設けられており、出
力電圧から導出された第２の電流を供給するために、出
力ノードに接続されている。第２の電流は負の温度係数
を有する。第１および第２の電流は出力ノードにおいて
加算され、出力ノードにおいて第１および第２の電流の
和に関連する出力電流を供給する。この出力電流は実質
的に、所定の範囲にわたり温度および電源電圧の変動の
影響を受けない。
【０００５】別の実施例によれば、第２の回路は電流ミ
ラーを有する。
【０００６】別の実施例によれば、第３の回路は抵抗器
を有する。
【０００７】別の実施例によれば、第１の回路はバンド
ギャップ基準回路を有する。
【０００８】別の実施例によれば、バンドギャップ基準
回路は、自己バイアス型バンドギャップ基準回路であ
る。
【０００９】別の実施例によれば、自己バイアス型バン
ドギャップ基準回路は、ＣＭＯＳトランジスタを有す
る。
【００１０】本発明は、電源電圧に接続されているバン
ドギャップ基準回路を有する電流源を提供する。バンド
ギャップ基準回路は、正の温度係数を有するバンドギャ
ップ基準電流、および出力電圧を出力電流の加算ノード
において供給し、この電圧は実質的に、所定の範囲にわ
たり電源電圧および温度の変動の影響を受けない。
【００１１】１対の電流パスを有する電流加算回路が設
けられ、前記パスの一方は、バンドギャップ基準電流か
ら導出された第１の電流を供給する。第１の電流は正の
温度係数を有する。前記１対の電流パスの他方は、出力
電圧から導出された第２の電流を供給する。第２の電流
は負の温度係数を有する。第１および第２の電流は加算
ノードにおいて加算されて、加算ノードにおいて、所定
の範囲にわたり温度および電源電圧の変動に実質的に影
響を受けない電流を供給する。
【００１２】実施例によれば、バンドギャップ基準回路
を有する電流源が提供されており、バンドギャップ基準
回路は温度依存性電流と温度安定性電圧とを供給し、前
記温度依存性電流は温度の上昇と共に増加する。差動増
幅器が設けられており、その１対の入力側の一方には温
度安定性電圧が供給される。ＭＯＳＦＥＴのゲートは前
記増幅器の出力側に接続されており、ソース／ドレイン
電極の一方は、前記増幅器の入力側の他方に、負のフィ
ードバック機構を構成するように接続されている。ソー
ス／ドレイン電極の他方は電圧供給源に接続されてい
る。前記加算ノードは前記増幅器の出力側に接続されて
いる。抵抗器が、第１の電流を加算ノードに通すために
加算ノードに接続されている。電流ミラーには、第２の
電流を前記ノードに通すために、温度により変動する電
流が供給される。ＭＯＳＦＥＴは、そのソース電極とド
レイン電極間に第３の電流を通し、この電流は第１およ
び第２電流の和に関連している。第３の電流は温度に依
存しない。
【００１３】有利な実施例の説明 まず図１を参照する。温度および電圧源の影響を受けな
い電流源１０を示す。電流源１０はバンドギャップ基準
回路１２を有しており、温度Ｔの上昇と共に増加する温
度依存性電流ＩBGRを供給し、かつこの温度依存性電流
ＩBGRに応答して、回路１２の出力側１１において温度
安定性電圧ＶBGRを供給する。また電流源１０は差動増
幅器１４を備え、この増幅器の一方の入力側、ここでは
反転入力側（−）に温度安定性電圧ＶBGRが供給され
る。金属−酸化物−半導体電界効果トランジスタ（ＭＯ
ＳＦＥＴ）のゲート電極が増幅器１４の出力側に接続さ
れている。ここでＭＯＳＦＥＴはｐチャネルＭＯＳＦＥ
Ｔであり、Ｔ1で表す。ＭＯＳＦＥＴＴ1のソース／ドレ
イン電極の一方、ここではドレイン電極が増幅器の他方
の入力側に、負のフィードバック機構を構成するように
接続されている。前記他方の入力側は、ここでは増幅器
１４の非反転（＋）入力側である。ＭＯＳＦＥＴＴ1の
ソース／ドレイン電極の他方、ここではソース電極は、
電流ミラー（ current mirror ）２０を介して電圧供給
源１８に接続されている。加算ノード２２がＭＯＳＦＥ
ＴＴ1のドレインに接続されている。抵抗器Ｒは温度Ｔ
と共に増加する抵抗Ｒ（Ｔ）を有し、第１電流ＩRを加
算ノード２２に通すために加算ノード２２に接続されて
いる。より具体的には、抵抗器Ｒは加算ノード２２と基
準電位との間に図示のように接続されている。基準電位
はここではアース電位である。
【００１４】電流ミラー部２６は、バンドギャップ基準
回路１２内で供給された温度変動性電流ＩBGRに応答し
て、第２電流ｎＩBGRを加算ノード２２に通すが、ここ
でｎはスケール因子であり、以下で説明するように選択
される。しかしここでは、加算ノード２２における電圧
Ｖ’BGRは、フィードバック機構により、温度および電
源１８の変動に関して実質的に変動しないよう保たれる
というに止めておく。このフィードバック機構は増幅器
１４およびＭＯＳＦＥＴＴ1により構成される。つま
り、加算ノード２２における電圧Ｖ’BGRは、基準電圧
ＶBGRに駆動されるが、この基準電圧は増幅器１４の反
転入力側（−）に供給される（すなわち、バンドギャッ
プ基準回路１２により供給されたバンドギャップ基準電
圧）。以下で説明するが、電流ＩBGRは温度Ｔと共に増
加する。これは上でも述べたとおりである。従って、電
流ｎＩBGRもまた温度Ｔと共に増加する。これは図２に
示すとおりである。一方、抵抗器Ｒの抵抗Ｒ（Ｔ）は温
度と共に増加するのに対して、電圧Ｖ’BGRは温度Ｔに
関して実質的に変動しないため、加算ノード２２からア
ースへ抵抗器Ｒを介して流れる電流ＩRは温度Ｔと共に
減少する。これを図２に示す。抵抗器Ｒの抵抗値および
ｎの値は、電流ｎＩBGRとＩRとの和が温度Ｔに関して実
質的に変動しないように選択される。これを図２に示
す。
【００１５】言い換えると電流源１０は、加算ノード２
２に流れ込む出力電流ＩREF＝ｎＩB GR＋ＩRを供給する
ように作用し、この出力電流は温度Ｔの変動および電源
１８の変動に関して実質的に変動しない。回路１０は上
述のような温度／電源不変性電流ＩREFを、上述のよう
な出力電流を供給するために、温度係数が逆である２つ
の電流を加算することで供給する。２つの電流のうち第
１の電流ｎＩBGRは、温度補償型バンドギャップ基準回
路１２で供給された電流ＩBGRを変倍したものであり、
２つの電流のうち第２の電流ＩRは、バンドギャップ回
路１２により供給された温度安定性電圧ＶBGRを、正の
温度係数抵抗、すなわち抵抗Ｒにより除算することによ
り導出される。そのようにして加算された電流、ｎＩ
BGR＋ＩRが出力電流ＩREFである。
【００１６】電流ミラー２０（図１）は電流ＩOUT＝
［Ｍ／Ｎ］ＩREFを供給するために使用され、Ｍ／Ｎは
スケール因子である。このスケール因子は、電流ミラー
２０において使用されるｐチャネルトランジスタＴ2お
よびＴ3により決まる。
【００１７】より詳細には、バンドギャップ基準回路１
０はｐチャネルＭＯＳＦＥＴＴ4、Ｔ5およびＴ6、ｎチ
ャネルＭＯＳＦＥＴＴ7およびＴ8、ならびにダイオード
Ａ0およびＡ1を含み、これらは図示のように配置されて
いる。バンドギャップ基準回路１２は正電圧供給源１８
に接続されており、この供給源の電圧は、ダイオードＤ
1両端の順方向電圧降下と、トランジスタＴ5のしきい値
電圧と、トランジスタＴ8のしきい値電圧との和よりも
大きい電圧を有する。またバンドギャップ基準回路１２
は、図示のように配置されている抵抗器Ｒ1およびダイ
オードＤ1も含む。ダイオードＤ1、Ａ0、およびＡ1は熱
的に整合している。定常状態では、ダイオードＡ1を介
する電流（すなわちバンドギャップ基準電流ＩBGR）は
ＶT＝ｋＴ／ｑの関数として増加する。ここでｋはボル
ツマン定数、Ｔは温度、ｑは電子の電荷である。シリコ
ンの場合、ｋ／ｑは約０．０８６ｍＶ／℃である。電流
Ｉ GBRは、トランジスタＴ5、Ｔ6、Ｔ7およびＴ9からな
る機構により反射され、電流ＩBGRはダイオードＡ1およ
びダイオードＤ1を通過する。しかし、バンドギャップ
基準回路１２の出力側１１における電圧（すなわち電圧
ＶBGR）は、温度Ｔに関して実質的に一定である。何故
ならば、電流ＩBGRを反射する抵抗器Ｒ1を介する電流は
温度と共に増加するのに対して、ダイオードＤ1両端の
電圧は温度と共に−２ｍＶ／℃で減少するからである。
従って、１１における出力電圧（すなわちＶBGR）は： ＶBGR＝ＶBE＋αＶＴ と書くことができる。ここでαは定数である。
【００１８】ここで、合計電流ＩREFを温度に独立、す
なわち影響を受けないようにするＲの値をどのように選
択するかを代数的に説明する。理想的には、１次的に
は、抵抗器Ｒ2およびＲは所定の温度範囲にわたって、
温度に関して線形の依存性を有するとみなされる。前記
所定の温度範囲とはすなわち、回路１０が動作すると予
測される温度範囲である。従って次のように書ける： Ｒ2＝Ｒ2T0（ａＴ＋ｂ）；およびＲ＝ＲT0（ａＴ＋ｂ） ただし、Ｒ2T0およびＲT0は基準温度Ｔ０での抵抗値で
あり、ａは抵抗器Ｒ2およびＲの抵抗の温度係数であ
り、ｂは定数である。
【００１９】バンドギャップ基準回路１０内で供給され
る電流ＩBGR（ならびに抵抗器Ｒ1を介する電流）は既知
であり、次のように書ける：
【００２０】
【数１】
【００２１】ただし、Ａ1／Ａ0はダイオードの面積比
（典型的には１０）であり、ｋＴ／ｑは熱電圧（therma
l voltage ）（すなわち、ｋはボルツマン常数、Ｔは温
度、そしてｑは電子の電荷である）。
【００２２】抵抗器Ｒを介する電流は：
【００２３】
【数２】
【００２４】ＶBGRは設計により、温度に独立であるよ
うに構成される。合計電流ＩREFはＩBG Rに利得因子ｎを
積算した結果であり、ＩBGRは電流ミラー部２６から供
給され、Ｒを通過する電流に加算することにより供給さ
れる。これは代数的に：
【００２５】
【数３】
【００２６】と書ける。
【００２７】この式に（ａＴ＋ｂ）を掛けて項を整理す
ると：
【００２８】
【数４】
【００２９】を得る。
【００３０】温度に独立であるためには、Ｔの係数定数
（ coefficient constant ）は等しくなければならな
い。従って、
【００３１】
【数５】
【００３２】となり、両辺が等しいためには、
【００３３】
【数６】
【００３４】である。
【００３５】前の２つの等式は、ＩREFを消去してＲT0
についてとくことにより、まとめられ、
【００３６】
【数７】
【００３７】を得る。
【００３８】最後に示したＲT0の式に含まれる値はすべ
て既知である。抵抗の温度特性は定数ａおよびｂにより
決定される。バンドギャップ基準回路の設計により
Ａ0、Ａ1、Ｒ2T0およびＶBGRが決定する。因子ｎは設計
者の選択による。ｎ＝１ととるのが典型的である。上述
のように、定数ｋおよびｑは既知の物理定数である。
【００３９】上述の分析から、温度補償は抵抗器Ｒの値
の関数ではないことを述べておかなくてはならない。電
流ＩBGRの絶対値だけが抵抗器Ｒの値に依存する。回路
が同じ半導体チップ上に形成される場合、抵抗比Ｒ2／
Ｒはプロセス変動に関して一定となる。これは本発明の
重要な利点である。
【００４０】設計例 ダイオード面積比、Ａ1／Ａ0＝１０； Ｒ2＝７１ｋΩまたは０．０７１ＭΩ、ただしＴ０は８
３℃； ｋ／ｑ＝８６．１７×１０-6Ｖ／Ｋ； ＶBGR＝１．２Ｖ； Ｔ０＝８３℃＝３５６Ｋ＝基準温度； ａ＝０．００１３Ｋ-1； ｂ＝０．５３７； ｎ＝１； Ｒ＝１０４０ｋΩまたは１．０４ＭΩ、ただし８３℃の
時。
【００４１】Ｒに対してこの値を使用し、ＩREFに対す
る上の式に代入することにより、ＩR EFの温度依存性に
対する下の等式：
【００４２】
【数８】
【００４３】を得る。
【００４４】この設計例と同じ値を使用してＳＰＩＣＥ
シミュレーションをおこない、計算が確かめられた。こ
のシミュレーションの結果を図３に示す。この結果は、
２つの電流ＩBGRおよびＩRの温度勾配が逆であること、
およびこれらの温度に依存しない和ＩREFを、−１０℃
から＋９０℃までの温度範囲にわたって示す。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電流源の例示的な回路図である。
【図２】図１の回路において供給される電流間の関係
を、温度Ｔの関数として示す線図である。
【図３】図１の回路のＳＰＩＣＥシミュレーションの結
果を示すグラフである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 399035836 1730 Ｎｏｒｔｈ Ｆｉｒｓｔ Ｓｔｒｅ ｅｔ、Ｓａｎ Ｊｏｓｅ、ＣＡ、ＵＳＡ (71)出願人 594145404 インターナショナル ビジネス マシーン ズ コーポレーション アメリカ合衆国ニューヨーク州 10504 ニューヨーク アーモンク オールド オ ーチャード ロード （番地なし) (72)発明者 ラッセル ジェイ ホートン アメリカ合衆国 ヴァーモント エセック ス ジャンクション オールド ステージ ロード 310 (72)発明者 エルンスト ヨット シュタール アメリカ合衆国 ヴァーモント エセック ス ジャンクション ブリックヤード ロ ード 70 アパートメント 18

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 温度に依存しない電流の発生方法であっ
    て、温度係数が逆である２つの電流を加算する、ことを
    特徴とする方法。
  2. 【請求項２】 温度に依存しない電流の発生方法であっ
    て、温度補償型バンドギャップ基準回路により供給され
    た電流と、温度依存性抵抗器を通過する電流とを加算す
    る、ことを特徴とする方法。
  3. 【請求項３】 出力電流の供給方法であって、 出力電流を供給するために、温度係数が逆である２つの
    電流を加算し、 前記２つの電流のうち第１の電流Ｉ1は、温度補償型バ
    ンドギャップ基準回路において供給された電流の変倍さ
    れたコピーであり、 前記２つの電流のうち第２の電流Ｉ2は、バンドギャッ
    プ回路により供給された温度安定性電圧を、正の温度係
    数を有する抵抗で除算する事により導出される電流であ
    り、 当該加算された電流Ｉ1＋Ｉ2が出力電流である、ことを
    特徴とする方法。
  4. 【請求項４】 第１の回路と、第２の回路と、第３の回
    路とを有し、 （ａ）前記第１の回路は、 （ｉ）正の温度係数を有する基準電流を供給し、かつ
    （ｉｉ）出力ノードにおいて出力電圧を供給し、該出力
    電圧は実質的に、所定範囲にわたり電源電圧および温度
    の変動の影響を受けず、 （ｂ）前記第２の回路は、前記基準電流から導出された
    第１の電流を供給し、該第１の電流は正の温度係数を有
    し、 （ｃ）前記第３の回路は、出力電圧から導出された第２
    の電流を供給するために出力ノードに接続されており、
    前記第２の電流は負の温度係数を有し、 （ｄ）出力ノードにおいて第１の電流および第２の電流
    を加算して、出力ノードにおいて第１および第２の電流
    の和に関連する出力電流を供給し、 前記出力電流は実質的に、所定の範囲にわたり温度の変
    動の影響を受けない、ことを特徴とする電流源。
  5. 【請求項５】 第２の回路は電流ミラーを有する、請求
    項４記載の電流源。
  6. 【請求項６】 第３の回路は抵抗器を有する、請求項４
    記載の電流源。
  7. 【請求項７】 第２の回路は電流ミラーを有する、請求
    項６記載の電流源。
  8. 【請求項８】 第１の回路はバンドギャップ基準回路を
    有する、請求項４記載の電流源。
  9. 【請求項９】 バンドギャップ基準回路は、自己バイア
    ス型バンドギャップ基準回路である、請求項８記載の電
    流源。
  10. 【請求項１０】 自己バイアス型バンドギャップ基準回
    路は、ＣＭＯＳトランジスタを有する、請求項９記載の
    電流源。
  11. 【請求項１１】 第２の回路は電流ミラーを有する、請
    求項９記載の電流源。
  12. 【請求項１２】 第３の回路は抵抗器を有する、請求項
    １０記載の電流源。
  13. 【請求項１３】 第２の回路は電流ミラーを有する、請
    求項１２記載の電流源。
  14. 【請求項１４】 バンドギャップ基準回路と、電流加算
    回路とを有し、 前記バンドギャップ基準回路は電源電圧に接続されてお
    り、該回路はバンドギャップ基準電流を供給し、該電流
    は正の温度係数を有し、 前記バンドギャップ基準回路は、出力電流の加算ノード
    において出力電圧を供給し、該電圧は実質的に、所定の
    範囲にわたり電源電圧および温度の変動の影響を受け
    ず、 前記電流加算回路は１対の電流パスを有し、 前記パスの一方は、バンドギャップ基準電流から導出さ
    れた第１の電流を供給し、該第１の電流は正の温度係数
    を有し、 前記１対の電流パスの他方は、出力電圧から導出された
    第２の電流を供給し、該第２の電流は負の温度係数を有
    し、 第１および第２の電流は加算ノードにおいて加算され、
    所定の範囲にわたり温度および電源電圧の変動に実質的
    に影響を受けない電流を加算ノードにおいて供給する、
    ことを特徴とする電流源。
  15. 【請求項１５】 電流加算回路は電流ミラーを有し、該
    電流ミラーはバンドギャップ基準電流に応答して第１の
    電流を供給する、請求項１４記載の電流源。
  16. 【請求項１６】 電流加算回路は抵抗器を有し、該抵抗
    器は加算ノードに接続されている、請求項１５記載の電
    流源。
  17. 【請求項１７】 バンドギャップ基準回路と、差動増幅
    器と、トランジスタと、加算ノードと、抵抗器と、電流
    ミラーとを有し、 前記バンドギャップ基準回路は温度依存性電流と温度安
    定性電圧とを供給し、前記温度依存性電流は温度の上昇
    と共に増加し、 前記差動増幅器の１対の入力側の一方に前記温度安定性
    電圧が供給され、 前記トランジスタのゲートは前記増幅器の出力側に接続
    されており、 前記トランジスタのソース／ドレイン電極の一方は、前
    記増幅器の入力側の他方に、負のフィードバック機構を
    構成するように接続されており、 ソース／ドレイン電極の他方は電圧供給源に接続されて
    おり、 前記加算ノードは前記増幅器の出力側に接続されてお
    り、 前記抵抗器は、第１の電流を加算ノードに通すために加
    算ノードに接続されており、 前記電流ミラーは、第２の電流を前記ノードに通すため
    に、温度により変動する電流が供給され、 前記トランジスタはソース電極とドレイン電極間に、第
    １および第２電流の和に関連している第３の電流を通
    す、ことを特徴とする電流源。
  18. 【請求項１８】 バンドギャップ基準回路と、差動増幅
    器と、トランジスタと、加算ノードと、第２抵抗器と、
    電流ミラーとを有し、 前記バンドギャップ基準回路はバンドギャップ基準電圧
    と、正の温度係数を有する電流とを供給し、前記バンド
    ギャップ基準電圧は温度に関して実質的に一定であり、 前記バンドギャップ基準回路はダイオードおよび第１抵
    抗器とからなる直列回路を有し、 前記電流は直列回路を通過し、 前記差動増幅器の１対の入力側の一方は前記バンドギャ
    ップ基準電圧が供給され、 前記トランジスタのゲートは前記増幅器の出力側に接続
    されており、 前記トランジスタのソース／ドレイン電極の一方は、前
    記増幅器の１対の入力側の他方に、負のフィードバック
    機構を構成するように接続されており、 ソース／ドレイン電極の他方は電圧供給源に接続されて
    おり、 前記加算ノードは増幅器の出力側に接続されており、 前記第２抵抗器は、第１の電流を加算ノードに通すため
    に加算ノードに接続されており、 前記電流ミラーは、第２の電流を前記ノードに通すため
    に、温度により変動する電流が供給され、 前記トランジスタはソース電極とドレイン電極間に、第
    １および第２電流の和に関連している第３の電流を通
    す、ことを特徴とする電流源。
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