JP4632882B2 - 高周波電力増幅器および無線通信装置 - Google Patents

Description

本発明は、携帯電話機等の無線通信装置に使用され高周波の送信信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路を組み込んだ電子部品（パワーモジュール）に適用して有効な技術に関し、特に出力電力のフィードバック制御に必要な出力電力検出回路の出力を補償する回路に利用して有効な技術に関する。

一般に、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信系回路の出力部には、変調後の送信信号を増幅する高周波電力増幅回路が設けられている。従来の無線通信装置においては、ベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路からの送信要求レベルに応じて高周波電力増幅回路のゲインを制御するため、高周波電力増幅回路の出力電力を検出して帰還をかけることが行なわれている。そして、出力電力の検出は、従来は一般に、カプラや検波回路などを使用して行なっている。

カプラを使用した従来の高周波電力増幅回路の出力電力検出方式にあっては、カプラ自身の大きさもさることながら、その検出出力を検波するためダイオードが必要であり、高周波電力増幅回路とは別の半導体集積回路や電子部品を数多く使用しているため、モジュールの小型化を困難になっていた。また、カプラを使用すると、電力損失も比較的大きいという不具合がある。

さらに、近年の携帯電話機においては、８８０〜９１５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式の他に例えば１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯の周波数を使用するＤＣＳ（Digital Cellular System）のような方式の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機が提案されている。かかる携帯電話機に使用される高周波電力増幅モジュールでは、出力パワーアンプも各バンドに応じて設けられるため、その出力電力を検出するカプラや検波回路も各バンドに応じてそれぞれ必要になる。そのため、一層モジュールの小型化が困難になる。

無線通信システムにおける高周波電力増幅回路の出力電力検出回路に要求される特性のうち、特に重要な特性は次の５点である。第１に小型であること、第２に高感度であること、第３に挿入損失が低いこと、第４に電源電圧変動や温度変化など使用環境の変化の影響を受けにくいこと、第５に実際の電力増幅回路の出力状態とフィードバック制御による出力制御とのミスマッチにより電力増幅回路に異常な電流が流れたりそれによって電力増幅回路が破壊されないこと、である。従来のカプラを用いた検出方式は、上記第２と第４および第５の特性については、ほぼ要求を満たすものであったが、第１の小型化と第３の低挿入損失に関しては、充分に要求を満たすものではなかった。

そこで、本出願人は、カプラを使用しない高周波電力増幅回路の出力電力の検出方式として、高周波電力増幅回路の最終増幅段の後段に接続されたインピーダンス整合回路の途中から容量素子を介して出力電力の交流成分を取り出して出力電力検出回路で検出するようにした発明をなし、先に出願した（特許文献１）。
特開２００４−３２８５５５号公報 特開２００３−１８８６５３号公報

この先願発明にかかる出力電力検出回路は、カプラを使用する検出方式に比べて小型化や低挿入損失に関しては有利であるが、出力電力が低いロウパワー領域において、検出感度が低く十分な検出電圧が得られないため、フィードバックがかからず所望のパワー制御が行なえない。具体的には、出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力検出回路の検出出力とを比較して、その電位差に応じて高周波電力増幅回路のゲインを制御するフィードバック制御ループが、ロウパワー領域でオープンループのように働いてしまう。その結果、送信開始時に出力電力を立ち上げるランプアップ動作の際に、出力電力Ｐｏｕｔが急激に立ち上がってしまい所望のパワー制御が行なえないという課題がある。

そこで、検出感度が低いロウパワーの領域では出力電力検出回路の感度不足を補うような電流を流し込む回路（感度アップ回路）を設けるようにした発明をなし、先に出願した（特願２００４−１５８６８９号）。しかしながら、この先願にかかる発明においては、出力電力検出回路の感度不足を補う電流が周囲温度の変化に応じて変動しないため、図7に示すように、高周波電力増幅回路の出力電力制御特性が温度依存性を有してしまう。

その結果、図９に破線で示すように、温度が低い（−２０℃）場合の出力電力Ｐoutの偏差、すなわち標準値（２５℃）での出力電力Ｐoutからの変化分ΔＰoutが、目標範囲から外れてしまうという課題があることが明らかとなった。なお、図９において、実線は温度が高い（８５℃）場合の出力電力Ｐoutの偏差、一点鎖線は目標範囲を示している。

一方、本発明に関連する発明として、増幅素子の利得およびドレイン電流の温度依存性を補償するようなバイアス電圧を生成するようにしたものが提案されている（特許文献２）。しかしながら、この先願発明は、低パワー領域における出力電力検出回路の感度を向上させる回路を備えていない点で明らかに本発明とは異なっている。

本発明の目的は、出力電力のレベルを検出して高周波電力増幅回路のフィードバック制御を行なう無線通信システムにおいて、出力電力が低い領域における出力電力制御特性の温度依存性が少ない高周波電力増幅器を提供することにある。

本発明の他の目的は、出力電力のレベルを検出して高周波電力増幅回路のフィードバック制御を行なう無線通信システムにおいて、出力電力が低い領域でも制御ループによる所望の出力電力制御を行なうことができる高周波電力増幅器を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、高周波電力増幅回路の出力電力のレベルを検出する出力電力検出回路の検出出力をフィードバックして高周波電力増幅回路のゲインを制御する無線通信システムにおいて、出力電力が低い領域での出力電力検出回路（出力検波回路）の感度不足を補うような電流を生成して与えるプリチャージ回路（感度アップ回路）を設ける。これとともに、このプリチャージ回路は、周囲温度が変化した場合、プリチャージ回路より出力する電流が温度変化に応じて変動するように構成したものである。

上記した手段によれば、プリチャージ回路からの電流により出力電力が低い領域での出力電力検出回路の見かけ上の検出感度が向上されるため、出力電力検出回路の検出出力が小さくてフィードバック制御ループがオープンループのように動作して、出力電力が必要以上に高くなってしまうのを防止することができる。これとともに、プリチャージ回路の出力電流に温度依存性を持たせることにより検波回路出力の温度依存性を補正し、高周波電力増幅回路の出力電力が低い領域でも出力電力制御特性が周囲温度の変化によって変動しないようにすることができる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、出力電力のレベルを検出して高周波電力増幅回路のフィードバック制御を行なう無線通信システムにおいて、出力電力が低い領域においても出力電力制御特性の温度依存性の少ない高周波電力増幅器を実現することができる。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した高周波電力増幅器の実施例を示したものである。この実施例の高周波電力増幅器は、複数の半導体集積回路と抵抗や容量などのディスクリートの電子部品によりモジュールとして構成されている。本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施された絶縁基板に複数の半導体チップと電子部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子デバイスとして扱えるように構成された高周波電力増幅回路を高周波電力増幅器（パワーモジュール）と称する。

この実施例のパワーモジュール２００は、入力高周波信号Ｐｉｎを増幅する増幅素子２１１、２１２、２１３を含む高周波電力増幅部２１０と、該高周波電力増幅部２１０の出力電力のレベルを検出するＲＦ検出部２２０と、高周波電力増幅部２１０の増幅素子にバイアスを与えてそのゲインを制御するバイアス制御部２３０とからなる。本明細書では、上記高周波電力増幅部２１０を高周波電力増幅回路と称することもある。

上記ＲＦ検出部２２０は、ＡＣ検波回路２２１と、該ＡＣ検波回路２２１の検波感度を向上させる電流を流す回路（本明細書ではこれをプリチャージ回路と称する）２２２と、ＡＣ検波回路２２１の出力から演算により出力電力の交流成分のみを検波電圧として取り出す検波電圧演算回路２２３とを備える出力電力検出回路である。

バイアス制御部２３０は、誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２３１とバイアス回路２３２とからなる。誤差アンプ２３１は、前記検波電圧演算回路２２０から出力される検出電圧Ｖdetと外部のベースバンド回路から供給される出力電力レベル指示信号Ｖrampとを比較して、その電位差に応じた制御電圧Ｖapcを出力する。バイアス回路２３２は、上記誤差アンプ２３１の出力電圧Ｖapcに応じて前記前記高周波電力増幅部２１０の各段の増幅素子にバイアス電圧を与える。

図２には、図１の高周波電力増幅器のより具体的な実施例が示されている。特に制限されるものでないが、この実施例では、高周波電力増幅部２１０の増幅素子２１１、２１２、２１３としてＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）が使用され、このうち後段の増幅素子２１２，２１３はそれぞれ前段の増幅素子２１１，２１２のドレイン端子にゲート端子が接続され、全体で３段の増幅回路として構成されている。

また、各段の増幅素子２１１，２１２，２１３のゲート端子には、バイアス用のトランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３のゲート端子が抵抗Ｒｂ１，Ｒｂ２，Ｒｂ３を介して接続され、それぞれカレントミラー回路を構成している。これらのトランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３には、バイアス回路２３２から供給されるバイアス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２，Ｉｂ３が流され、電圧に変換される。

この電圧が、増幅素子２１１，２１２，２１３にゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３として印加されることで、バイアス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２，Ｉｂ３に比例したアイドル電流が各増幅素子２１１，２１２，２１３にそれぞれ流されるようにされている。バイアス電流とアイドル電流の比は、バイアス用のトランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３と増幅素子２１１，２１２，２１３とのサイズ比によって決定される。

増幅素子２１１〜２１３としては、チップ上で横方向に電極を拡散させたいわゆるＬＤＭＯＳ（Laterally Diffused MOSFET）と呼ばれるＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor）が用いられている。また、ＡＣ検波回路２２１の検出用トランジスタＱ１および電圧変換用トランジスタＱ４も、増幅用トランジスタ２１１〜２１３と同じ構造のＬＤＭＯＳにより構成されている。これにより、増幅用トランジスタ２１１〜２１３が製造ばらつきでその特性がばらついたとしても、トランジスタＱ１，Ｑ４が同じようにばらつくことで検出電圧Ｖdetの精度を高めることができる。

各段の増幅素子２１１，２１２，２１３のドレイン端子にはそれぞれインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３を介して電源電圧Ｖddが印加されている。初段の増幅素子２１１のゲート端子と入力端子Ｉｎとの間には、インピーダンス整合回路２４１および直流カットの容量素子Ｃ１が設けられ、これらの回路及び素子を介して高周波信号Ｐｉｎが増幅素子２１１のゲート端子に入力される。

初段の増幅素子２１１のドレイン端子と２段目の増幅素子２１２のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４２および直流カットの容量素子Ｃ２が接続されている。また、２段目の増幅素子２１２のドレイン端子と最終段の増幅素子２１３のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４３および直流カットの容量素子Ｃ３が接続されている。

そして、最終段の増幅素子２１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路２４４および容量素子Ｃ４を介して出力端子ＯＵＴに接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号Ｐoutを出力する。インピーダンス整合回路２４１〜２４４を構成するインダクタは、半導体チップのパッド間に接続されたボンディングワイヤあるいはモジュール基板上に形成されたマイクロストリップラインにより形成することができる。

この実施例のＡＣ検波回路２２１は、最終段の増幅素子２１３のドレイン端子とインピーダンス整合回路２４４との間の出力線と平行に設けられたマイクロカプラＭＣＰに一方の端子が接続された容量Ｃｉを有する。また、ＡＣ検波回路２２１は、該容量Ｃｉの他方の端子がゲートに接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＱ１、該トランジスタＱ１と直列に接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＱ２、該トランジスタＱ２とカレントミラー接続されたＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＱ３、該トランジスタＱ３と直列に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる電流−電圧変換用トランジスタＱ４を有する。さらに、ＡＣ検波回路２２１は、定電流源ＣＣ１とトランジスタＱ５とからなり、上記トランジスタＱ１にゲートバイアス電圧を与えるバイアス生成回路を有する。

トランジスタＱ５は、そのゲート端子とドレイン端子とが結合されてダイオードとして作用するように構成されている。抵抗Ｒ１とトランジスタＱ５に流れる電流IbiasによってノードＮ１の電位を決定しており、出力検出用トランジスタＱ１のゲート端子にバイアス電圧として付与する。本実施例では、このバイアス電圧の値として、上記出力検出用トランジスタＱ１をＢ級増幅動作させることができるように、Ｑ１のしきい値電圧に近い電圧値が設定されている。これにより、トランジスタＱ１には、容量Ｃｉを介して入力される交流波形に比例しそれを半波整流したような電流が流され、Ｑ１のドレイン電流は入力交流信号の振幅に比例した直流成分を含むようにされる。

このトランジスタＱ１のドレイン電流ＩｄがＱ２とＱ３のカレントミラー回路によりＱ３側に転写され、ダイオード接続のトランジスタＱ４によって電圧に変換される。ここで、トランジスタＱ１とＱ４およびＱ２とＱ３は、それぞれ所定のサイズ比になるように設定されている。これにより、例えば製造バラツキでトランジスタＱ１とＱ２の特性（特にしきい値電圧）がばらつくと、これらと対を成すトランジスタＱ４とＱ３の特性も同じようにばらつく。その結果、特性ばらつきによる影響が相殺され、トランジスタＱ４のドレイン端子にはトランジスタのばらつきの影響を受けない出力検出電圧が現われるようになる。

検波電圧演算回路２２３は、上記トランジスタＱ４により変換された電圧をインピーダンス変換するバッファ回路ＢＦＦ１と、定電流源ＣＣ１とトランジスタＱ５により生成されたバイアス電圧をインピーダンス変換するバッファ回路ＦＦ２と、バッファ回路ＢＦＦ１の出力からＢＦＦ２の出力を差し引いた電圧を出力する減算回路ＳＵＢとを有する。これにより、減算回路ＳＵＢの出力は、バイアス生成回路（ＣＣ１，Ｑ５）により付与される直流成分（バイアス電圧）を含まない純粋な出力電力の交流成分に比例した検出電圧Ｖdetとなる。バッファ回路ＢＦＦ１とＢＦＦ２には、ボルテージフォロワが用いられている。

図３には、上記ＡＣ検波回路２２１の検出感度を上げるプリチャージ回路２２２の具体的な回路例を示す。なお、この実施例においては、プリチャージ回路２２２の電流を生成する回路とバイアス回路２３１内の電流を生成する回路が一部共通化されているので、バイアス回路２３２の回路例も図示し、合わせて説明する。

この実施例のバイアス回路２３２は、前記誤差アンプ２５０から供給される出力制御電圧Ｖapcを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した電圧を非反転入力端子に受ける差動アンプＡＭＰ０と、電源電圧Ｖddと接地点との間に直列に接続されたトランジスタＱ１０および抵抗Ｒ１０を有する。また、バイアス回路２３２には、上記トランジスタＱ１０と同一のゲート電圧をゲートに受けてＱ１０のドレイン電流に比例した電流を流すトランジスタＱ１１が設けられている。そして、トランジスタＱ１０と抵抗Ｒ１０との接続ノードの電位Ｖ０が差動アンプＡＭＰ０の反転入力端子にフィードバックされることにより、Ｖ０を入力電圧Ｖapc・Ｒ１１／（Ｒ１１＋Ｒ１２）に一致させるような電流Ｉ１ＡがトランジスタＱ１０に流される。これによって、電流Ｉ１Ａは入力電圧Ｖapcに応じてリニアに変化する電流となる。

また、トランジスタＱ１０とＱ１１のゲート幅が所定のサイズ比となるように形成されることにより、Ｑ１１にはＩ１Ａに比例した電流Ｉ１が流されるようにされている。そして、このトランジスタＱ１１には、ダイオード接続のトランジスタＱ１２が接続され、Ｑ１２には上記電流Ｉ１Ａから定電流生成回路２２２Ａへ流し込むバイパス電流Ｉ３を引いた電流Ｉ１Ｂが流される。この電流Ｉ１Ｂは、Ｑ１２とカレントミラーを構成するＱ１３に転写され、さらにＱ１３と直列に接続されたＱ１４に流される。

Ｑ１４には、ゲート共通接続されたトランジスタＱ１５〜Ｑ１９が接続されており、Ｑ１４とＱ１５〜Ｑ１９とはそれぞれカレントミラーを構成しており、サイズ比に比例した電流が流されるようにされている。Ｑ１５〜Ｑ１９のうち、Ｑ１５〜Ｑ１７は、前記高周波電力増幅部２１０のバイアス用のトランジスタＱｂ１，Ｑｂ２，Ｑｂ３へ供給するバイアス電流Ｉｂ１，Ｉｂ２，Ｉｂ３を生成するトランジスタとされる。また、Ｑ１８，Ｑ１９は、プリチャージ回路２２２へ供給する電流ＩＡ，ＩＢを生成するトランジスタとされる。なお、この実施例では、ＩＡ＝ＩＢである。

一方、プリチャージ回路２２２は、基準電圧Ｖrefに基づいて所定の大きさの電流Ｉ２（＝一定）を生成する定電流生成回路２２２Ａと、温度補償用電流を生成する温度補償回路２２２Ｂと、前記バイアス回路２３２で生成された電流ＩＡ，ＩＢに基づいて前記トランジスタＱ４のドレインに流し込む感度アップ用のプリチャージ電流Ｉpreを生成する電流合成回路２２２Ｃとから構成されている。

このうち、定電流生成回路２２２Ａは、バンドギャップリファレンス回路のような回路で生成された電源依存性および温度依存性のない基準電圧Ｖrefが非反転入力端子に印加された差動アンプＡＭＰ１と、電源電圧Ｖddと接地点との間に直列に接続されたトランジスタＱ２０および抵抗Ｒ２０を有する。また、定電流生成回路２２２Ａには、上記トランジスタＱ２０と同一のゲート電圧をゲートに受けてＱ２０のドレイン電流に比例した電流を流すトランジスタＱ２１が設けられている。そして、トランジスタＱ２０と抵抗Ｒ２０との接続ノードの電位Ｖ１が差動アンプＡＭＰ１の反転入力端子にフィードバックされることにより、Ｖ１を入力電圧Ｖrefに一致させるような電流Ｉ２ＡがトランジスタＱ２０に流される。

また、トランジスタＱ２０とＱ２１のゲート幅が所定のサイズ比となるように形成されることにより、Ｑ２１にはＩ２Ａに比例した電流Ｉ２Ｂが流されるようにされている。そして、このトランジスタＱ２１には、ダイオード接続のトランジスタＱ２２が接続され、Ｑ２２とカレントミラーを構成するＱ２３には電流Ｉ２Ｂに比例した電流Ｉ２が流される。この電流Ｉ２が前記バイアス回路２３２のトランジスタＱ１１のドレイン電流Ｉ１の一部を引き抜くように構成されている。

温度補償回路２２２Ｂは、基準電圧Ｖrefが非反転入力端子に印加された差動アンプＡＭＰ２と、電源電圧Ｖddと接地点との間に直列に接続されたトランジスタＱ２４、抵抗Ｒ２１、ダイオードＤ１を有する。そして、トランジスタＱ２４と抵抗Ｒ２１との接続ノードの電位Ｖ２が差動アンプＡＭＰ２の反転入力端子にフィードバックされることにより、Ｖ２を入力電圧Ｖrefに一致させるような電流ＩTAがトランジスタＱ２４に流される。

ここで、ダイオードＤ１の順方向電圧をＶｆ、抵抗Ｒ２１の抵抗値をｒとおくと、ＩTA＝（Ｖref−Ｖｆ）／ｒで表わされる。ダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆは負の温度特性を有するため、図４（Ｂ）のように、電流ＩTAは温度Ｔａに比例して変化する電流となる。また、温度補償回路２２２Ｂには、上記トランジスタＱ２４と同一のゲート電圧をゲートに受けてＱ２４のドレイン電流ＩTAに比例した電流ＩＴを流すトランジスタＱ２５が設けられている。そして、トランジスタＱ２５のドレイン端子が、前記定電流生成回路２２２ＡのトランジスタＱ２３のドレイン端子に接続されている。これにより、温度補償回路２２２Ｂの出力電流ＩＴとバイアス回路２３２のトランジスタＱ１１からの電流Ｉ３を加算した電流（ＩＴ＋Ｉ３）が定電流生成回路２２２ＡのトランジスタＱ２３に流される。その結果、トランジスタＱ１１から引き抜かれる電流Ｉ３は、Ｉ３＝Ｉ２−ＩＴとなる。

ところで、温度補償回路２２２Ｂの出力電流ＩＴは図４（Ｂ）のように温度Ｔａに比例した電流であり、前記定電流生成回路２２２Ａにより引き抜かれる電流Ｉ２は、図４（Ａ）のように、温度にかかわらず一定の電流である。その結果、バイアス回路２３２のトランジスタＱ１１から引き抜かれる電流Ｉ３は、図４（Ｃ）のように、温度が高くなると減少するように変化する。つまり、トランジスタＱ１２，Ｑ１３に流される電流Ｉ１Ｂは温度が高くなると増加されるようになる。

一方、バイアス回路２３２から出力される前記電流Ｉｂ１〜Ｉｂ３，ＩＡ，ＩＢは、温度補償回路２２２Ｂがない場合には、図４（Ｄ）の破線で示すように温度が低いほど多く、一点鎖線で示すように温度が高いほど少ない。従って、電流Ｉ３が図４（Ｃ）のように変化されることにより、バイアス回路２３２の出力電流Ｉｂ１〜Ｉｂ３，ＩＡ，ＩＢは、温度にかかわらずほぼ同一の特性線に沿って、制御電圧Ｖapcに比例して変化する。

電流合成回路２２２Ｃは、ソース端子が接地点に接続されゲートとドレインが結合されたいわゆるダイオード接続のトランジスタＱ３１、Ｑ３１とゲート共通接続されてカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ３２、Ｑ３２とドレイン同士が接続されたダイオード接続のトランジスタＱ３３を有する。また、電流合成回路２２２Ｃは、該トランジスタＱ３３とゲート共通接続されてカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ３４、Ｑ３４とドレイン同士が接続されたダイオード接続のトランジスタＱ３５、Ｑ３５とゲート共通接続されてカレントミラー回路を構成するトランジスタＱ３６を有する。さらに、電流合成回路２２２Ｃは、該トランジスタＱ３６と直列に接続されたダイオード接続のＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＱ３７、該トランジスタＱ３７とゲート共通接続されてカレントミラー回路を構成するＰチャネルＭＯＳＦＥＴであるトランジスタＱ３８を有する。

そして、上記トランジスタＱ３１に電源依存性および温度依存性のない基準電流Ｉrefが、またトランジスタＱ３２のドレインにバイアス回路２３２で生成された電流ＩＡが、さらにトランジスタＱ３４のドレインにバイアス回路２３２で生成された電流ＩＢがそれぞれ流し込まれるようにされている。トランジスタＱ３１〜Ｑ３６は同一素子サイズ、Ｑ３７とＱ３８も同一素子サイズとなるように形成されている。これによって、トランジスタＱ３３には、Ｉref＜ＩＡのときはＩＡ−Ｉrefの電流が流され、Ｉref＞ＩＡのときは電流が流れないようにされる。また、トランジスタＱ３５には、ＩＢ−（ＩＡ−Ｉref）の電流が流される。

ここで、前述したように、ＩＡ＝ＩＢとされているので、トランジスタＱ３５には、Ｉref＜ＩＢのときにはＩref（＝一定）の電流が流され、Ｉref＞ＩＢのときは電流ＩＢが流れるようにされる。そして、この電流がトランジスタＱ３６に転写され、さらにカレントミラーを構成するトランジスタＱ３７，Ｑ３８によってＱ３８に転写され、感度アップ用のプリチャージ電流Ｉpreとして出力される。その結果、感度アップ用のプリチャージ電流Ｉpreは、図５に実線で示すように、ＩＡ，ＩＢがＩrefに達するまではＩpre＝ＩＢ（＝ＩＡ）でＩpreは徐々に増加し、ＩＡ，ＩＢがＩref以上になるとＩpre＝Ｉref（＝一定）の電流が流されるようになる。

上記のようなプリチャージ電流Ｉpreが図２のＡＣ検波回路２２１内のトランジスタＱ４のドレインに流し込まれると、Ｑ４のドレイン電圧がその分高くなるので、容量素子Ｃｉを介した入力に応じてＱ３に流される電流が少なくても、出力パワーが低い領域でのＡＣ検波回路２２１の検出感度が高くなる。その結果、ＡＣ検波回路２２１から出力され誤差アンプ２３１に供給される検出電圧Ｖdetが持ち上げられ、出力レベル指示信号Ｖrampが低い領域での出力電力Ｐoutの制御性が向上するようになる。しかも、この実施例のプリチャージ回路２２２には、温度補償回路２２２Ｂが設けられ、温度変化に対し電流合成回路２２２Ｃに供給される電流ＩＡ，ＩＢが変化するため、出力される感度アップ用のプリチャージ電流Ｉpreも温度依存性を持った電流となる。

その結果、本実施例では、図６に示すように、出力レベル指示信号Ｖrampに対する出力電力Ｐoutの特性の温度ばらつきを小さくすることができる。また、これによって、図８に示すように、出力電力Ｐoutの偏差を目標の範囲内に収めることができる。図６において、（Ｂ）は（Ａ）のグラフの横軸のスケールを広くして示したものである。

また、図８において、実線は温度Ｔａがその変動許容範囲の最大値（８５℃）である場合における標準値（２５℃）での出力電力Ｐoutからの変化分ΔＰoutをシミュレーションにより求めたもの、破線は温度Ｔａがその変動許容範囲の最小値（−２０℃）である場合における標準値での出力電力Ｐoutからの変化分ΔＰoutをシミュレーションにより求めたものである。

ＧＳＭの規格では、出力電力Ｐoutの偏差ΔＰoutは、出力電力が５ｄＢｍ〜１１ｄＢｍの範囲では±６ｄＢ、出力電力が１１ｄＢｍ〜３５ｄＢｍの範囲では±４ｄＢと定められている。図８において、一点鎖線で示されているのは、ＧＳＭの規格およびユーザーの要望を考慮して本発明者ら決定した目標範囲を示す制限線である。図８より、本実施例を適用することにより、出力電力Ｐoutの偏差ΔＰoutをほぼ目標範囲内に収めることができることが分かる。

ところで、図３の実施例では、周囲温度に応じてプリチャージ回路２２２の電流合成回路２２２Ｃに供給される電流ＩＡ，ＩＢを変化させるのと同時に、高周波電力増幅回路２１０に供給するバイアス電流Ｉｂ１〜Ｉｂ３も周囲温度に応じて変化するようにバイアス回路２３２が構成されている。このように、バイアス電流Ｉｂ１〜Ｉｂ３にも温度依存性を持たせることによって、増幅素子２１１〜２１３の温度依存性でゲインが変化するのを抑制することができる。

もともと本実施例のように、出力電力検出回路の検出出力をフィードバックして高周波電力増幅回路のゲインを制御する制御ループを有するシステムでは、出力電力検出回路の感度がよければバイアス用のトランジスタＱｂ１〜Ｑｂ３のゲインが温度で変動してもその変動が見えなくなるようにフィードバックがかかる。しかるに、本実施例における出力電力検出回路のように低パワー領域での感度が低いと、低パワー領域でフィードバックがからず温度の変化に伴うＱｂ１〜Ｑｂ３のゲインの変動が見えてしまう。

これ対し、上記実施例のように、バイアス電流Ｉｂ１〜Ｉｂ３に温度依存性を持たせることによって、増幅素子２１１〜２１３のゲインが温度変動で変化するのを抑制することができる。ただし、図３の回路において、トランジスタＱ２５の電流ＩＴをＱ２３に流す代わりに、Ｑ１８のドレイン端子側に流し込んで、Ｑ１８の電流と加算したものを電流ＩＡとして電流合成回路２２２Ｃへ供給する。また、Ｑ２５と同様にゲート端子がＱ２４のゲート端子に接続されたもうひとつのトランジスタを設けて、その電流とＱ１９の電流とを加算したものを電流ＩＢとして電流合成回路２２２Ｃへ供給するように構成することで、バイアス電流Ｉｂ１〜Ｉｂ３に温度依存性を持たせないようにすることも可能である。

以上、高周波電力増幅部２１０の増幅素子２１１〜２１３にカレントミラー方式で制御電圧Ｖapcに比例したバイアスを与えるようにしたパワーモジュールに本発明を適用した場合について説明した。本発明は、このような実施例に限定されず、制御電圧Ｖapcを抵抗分割回路で分圧した電圧を増幅素子２１１〜２１３のゲート端子もしくはベース端子に印加してバイアスを与えるようにパワーモジュールにも適用することができ、それによって同様な効果が得られる。

ただし、その場合にも、Ｖapcに比例する電流ＩＡ，ＩＢを生成する図３のバイアス回路２３２に相当する可変電流生成回路が必要である。その可変電流生成回路は、図３のバイアス回路２３２からのバイアス電流Ｉｂ１〜Ｉｂ３を生成するトランジスタＱ１５〜Ｑ１７を省略したような回路とされる。逆の見方をすると、前記カレントミラーバイアス方式のパワーモジュールであって、バイアス電流に温度依存性を持たせるものあっては、プリチャージ回路のための可変電流生成回路とバイアス回路２３２の大部分の素子を共用することができ、それによって回路規模の増大を抑制することができる。

図１０は、前記実施例のパワーモジュールを適用して有効な無線通信システムの一例として、ＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示す。
図１０において、１１０はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変調や復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理する回路を有する高周波信号処理回路（ベースバンド回路）１１０である。このベースバンド回路１１０と受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２等が、１つの半導体チップ上に半導体集積回路（ベースバンドＩＣ）として形成されている。

さらに、このベースバンドＩＣや送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ３，ＢＰＦ４などが１つのパッケージに実装され電子デバイス（以下、ＲＦデバイス）として構成されている。Tx‐MIX1，Tx-MIX2は各々ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をアップコンバートするミキサ、Rx‐MIX1，Rx-MIX2は各々ＧＳＭとＤＣＳの受信信号をダウンコンバートするミキサである。

また、図１０において、２００はベースバンドＩＣ１００から供給される高周波信号を増幅する前記実施例のパワーモジュール、３００は送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２、ＧＳＭの信号とＤＣＳの信号を合成したり分離したりする分波器ＤＰＸ１，ＤＰＸ２、送受信の切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどを含むフロントエンド・モジュールである。

図１０に示されているように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス回路２３２に対してＧＳＭかＤＣＳかを示すモード選択信号ＶBANDが供給され、バイアス回路２３２はこの制御信号ＶBANDに基づいて、モードに応じたバイアス電流を生成しパワーアンプ２１０ａと２１０ｂのいずれかに供給する。また、ベースバンドＩＣ１１０から誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２３１へ出力レベル指示信号Ｖrampが供給され、誤差アンプ２３１は出力レベル指示信号ＶrampとＲＦ検出部２２０からの検出電圧Ｖdetとを比較してバイアス回路２３２に対する出力制御信号Ｖapcを生成し、供給する。バイアス回路２３２は出力制御信号Ｖapcに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂのゲインを制御し、これに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの出力電力が変化するように制御される。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例においては、高周波電力増幅部２１０の電力増幅用素子を３段接続しているが、２段構成としたり、４段以上の構成としても良い。

また、実施例では、電力増幅用素子２１１〜２１３として、ＬＤＭＯＳが使用されているが、通常のＣＭＯＳプロセスで形成されるＭＯＳＦＥＴやバイポーラ・トランジスタ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いても良い。ただし、その場合、検出用トランジスタＱ１や電流−電圧変換用トランジスタＱ２も増幅用トランジスタ２１１〜２１３と同一の素子で構成するのが望ましい。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式による送受信が可能なデュアルモードの無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明した。本発明はそれに限定されるものでなく、他の通信方式や、ＧＳＭとＤＣＳとＰＣＳ（Personal Communications System）など３以上の通信方式による送受信が可能なマルチモードの携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムを構成するパワーモジュールあるいは無線ＬＡＮ用のパワーモジュールに利用することができる。

本発明に係る出力電力検出回路およびそれを適用した高周波電力増幅器（パワーモジュール）の実施例を示すブロック図である。 図１の高周波電力増幅器のより具体的な実施例を示す回路構成図である。 ロウパワー領域でのＡＣ検波回路の感度を上げるプリチャージ回路の具体的な回路例を示す回路図である。 図４（Ａ）〜（Ｃ）は実施例のプリチャージ回路における内部の電流と温度との関係を示す特性図、図４（Ｄ）は出力制御電圧Ｖapcとプリチャージ回路の生成電流ＩＡ，ＩＢとの関係を示すグラフである。 実施例のプリチャージ回路における出力制御電圧Ｖapcとプリチャージ電流Ｉpreとの関係を示すグラフである。 実施例のプリチャージ回路を適用した高周波電力増幅器における出力電力の制御特性を示すグラフである。 従来の温度補償回路を持たないプリチャージ回路を適用した高周波電力増幅器における出力電力の制御特性を示すグラフである。 実施例のプリチャージ回路を適用した高周波電力増幅器とのフィードバック制御系における出力電力Ｐoutの出力偏差をシミュレーションにより求めた結果を示すグラフである。 本発明に先立って検討した高周波電力増幅器のフィードバック制御系における出力電力Ｐoutの出力偏差をシミュレーションにより求めた結果を示すグラフである。 本発明の高周波電力増幅器を適用したＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００ ＲＦデバイス
１１０ ベースバンド回路
２００ パワーモジュール
２１０，２１０ａ，２１０ｂ 高周波電力増幅回路
２１１，２１２，２１３ 増幅素子（増幅用ＦＥＴ）
２２０ ＲＦ検出部
２２１ ＡＣ検波回路
２２２ プリチャージ回路
２２２Ａ 定電流生成回路
２２２Ｂ 温度補償回路
２２２Ｃ 電流合成回路
２２３ 検波電圧演算回路
２３０ バイアス制御部
２３１ 誤差アンプ
２３２ バイアス回路
２４１〜２４４ インピーダンス整合回路
３００ フロントエンド・モジュール

Claims (5)

1. 出力電力制御電圧に応じて高周波信号を増幅する高周波電力増幅回路と、該高周波電力増幅回路の出力電力のレベルを検出する出力電力検出回路とを備え、前記出力電力検出回路の検出出力をフィードバックして前記高周波電力増幅回路のゲインを制御する無線通信システムに用いられる高周波電力増幅器であって、前記出力電力が低い領域で前記出力電力検出回路の感度不足を補うような補償電流を生成して流すプリチャージ回路を備え、該プリチャージ回路は、前記高周波電力増幅回路の前記出力電力が周囲温度の変化で変動しないようにする前記補償電流を生成して、
   前記プリチャージ回路は、前記出力電力制御電圧が所定のレベルよりも低い状態では、前記出力電力制御電圧に応じた前記補償電流を生成して前記出力電力検出回路の検波部へ供給して検出感度を向上させ、
   外部より供給される出力レベルを指示する出力レベル指示信号と前記出力電力検出回路の前記検波出力とを比較して前記出力電力制御電圧を生成する誤差増幅回路を更に備え、
   前記高周波電力増幅回路は複数の増幅用トランジスタを備え、前記出力電力制御電圧に応じて前記複数の増幅用トランジスタにバイアスを与えるバイアス回路を更に備え、
   前記プリチャージ回路は、基準となる電圧に基づいて所定の大きさのオフセット電流を生成する定電流生成回路と、周囲温度に比例した温度比例電流を生成する補償電流生成回路と、前記オフセット電流と前記温度比例電流と前記出力電力制御電圧に基づいて該出力電力制御電圧が所定レベル以上のときに該出力電力制御電圧に比例した制御電圧比例電流を生成する可変電流生成回路と、該可変電流生成回路により生成された前記制御電圧比例電流と基準となる電流とを合成して所望の特性に従って変化する前記補償電流を出力する電流合成回路とからなることを特徴とする高周波電力増幅器。
2. 前記増幅用トランジスタとカレントミラー接続されたバイアス用トランジスタを備え、前記バイアス回路は温度依存性を有するバイアス電流を生成し前記バイアス用トランジスタに流し、前記バイアス回路の温度依存性は前記増幅用トランジスタの出力電力の温度依存性を低減することを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅器。
3. 前記出力電力検出回路は、前記電力増幅回路の出力部から結合容量を介して入力される交流信号が制御端子に印加された第１トランジスタと、該第１トランジスタと直列に接続された第２トランジスタと、該第２トランジスタとカレントミラー接続された第３トランジスタと、該第３トランジスタと直列に接続された電流−電圧変換用トランジスタとを備え、前記プリチャージ回路により生成された前記補償電流が前記電流−電圧変換用トランジスタに流されるようにされていることを特徴とする請求項１乃至請求項２のいずれかに記載の高周波電力増幅器。
4. 前記第１トランジスタの制御端子に動作点を与えるバイアス生成回路と、前記電流−電圧変換用トランジスタにより変換された電圧と前記バイアス生成回路により前記第１トランジスタに付与される電圧との差に応じた電圧を前記検出出力として出力する演算回路とを備えていることを特徴とする請求項３に記載の高周波電力増幅器。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の高周波電力増幅器と、前記高周波電力増幅回路により増幅される高周波信号と前記出力レベル指示信号とを生成して前記高周波電力増幅器へ供給するベースバンド回路とを含む無線通信装置。

Images