JP5765203B2 - 高周波増幅回路 - Google Patents

Description

この発明は、例えば、通信システムやレーダシステムなどの受信装置に搭載されて、受信信号である高周波信号の受信電力を高める高周波増幅回路に関するものである。

例えば、通信システムやレーダシステムなどの受信装置に搭載される高周波増幅回路は、増幅器、移相器や減衰器などを用いて構成される。このとき、増幅器は、非飽和領域で使用されるため、製造ばらつき、温度変動や電源電圧変動などの影響で利得が変化する。この結果、増幅器を搭載している高周波増幅回路の利得が変化する。このような高周波増幅回路では、利得補償回路を用いて、利得の変化を抑制していることが多い。

例えば、以下の特許文献１に開示されている高周波増幅回路では、製造ばらつきや温度変化に関係なく、常に所望の利得が得られるようにする目的で、自身の利得を変更することが可能な利得可変増幅器を実装し、その利得可変増幅器が利得を調整するようにしている。

また、以下の特許文献２に開示されている高周波増幅回路は、例えば、通信システムやレーダシステムなどの送信装置に搭載されるものであり、その高周波増幅回路では、送信装置における高出力増幅器の諸特性の変動や劣化を抑えることを目的として、その高出力増幅器の前段に入力電力調整回路を設けて、利得調整や歪み補償などを行うようにしている。

以下の特許文献３に開示されている高周波増幅回路では、減衰値設定回路から出力されるステップ式可変減衰器制御信号にしたがって、小信号増幅器により増幅された高周波信号を減衰させる複数のステップ式可変減衰器と、そのステップ式可変減衰器により減衰された高周波信号を減衰させる電圧制御可変減衰器と、減衰値設定回路から出力されるステップ式可変減衰器制御信号と入力信号に含まれている直流成分にしたがって所定の演算を実施する演算回路とを設け、誤差増幅器が、演算回路の演算結果を基準にして、利得変動に伴う誤差電圧を求め、その誤差電圧に応じて電圧制御可変減衰器の減衰量を制御することで利得を補償するようにしている。

特開平６−１０４６５６号公報（図５） 特開２００７−１２４０３８号公報（図１） 特開平４−３１４２０５号公報（図１）

特許文献１に記載の発明では、利得可変増幅器は、高飽和特性とすることが難しく、また、雑音指数を低くすることが難しい。
高周波増幅回路には、利得可変増幅器の他に、移相器や周波数混合器などが多段に接続されることが多く、利得可変増幅器が自身の利得を調整することができても、高周波増幅回路全体の利得を調整するものではない。

特許文献２に記載の発明では、入力電力調整回路が入力電力を下げることで、利得の調整を行っているが、通信システムやレーダシステムなどの受信装置に搭載される場合、入力電力を下げてしまうと、受信感度の低下を招くことになる。

特許文献３に記載の発明では、電圧制御可変減衰器の他に、複数のステップ式可変減衰器を実装する必要がある。

従来の高周波増幅回路は以上のように構成されているので、自身の利得を変更することが可能な利得可変増幅器を実装する場合、高飽和特性とすることが難しく、また、雑音指数を低くすることが難しい。また、利得可変増幅器が自身の利得を調整することができても、高周波増幅回路全体の利得を調整することができないという課題があった。
入力電力調整回路が入力電力を下げることで、利得の調整を行う場合、受信感度の低下を招いてしまうという課題があった。
また、誤差増幅器が、複数のステップ式可変減衰器に与えられるステップ式可変減衰器制御信号と入力信号に含まれている直流成分にしたがって所定の演算を実施する演算回路の演算結果を基準にして、利得変動に伴う誤差電圧を求め、その誤差電圧に応じて電圧制御可変減衰器の減衰量を制御することで利得を補償する場合、電圧制御可変減衰器の他に、複数のステップ式可変減衰器などを実装する必要があるという課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、ステップ式可変減衰器を実装することなく、低雑音特性及び高飽和特性を確保しながら、温度変動に伴う利得変化を抑制することができる高周波増幅回路を得ることを目的とする。

この発明に係る高周波増幅回路は、可変減衰器を備えた高周波増幅回路であって、高周波信号を減衰させる前記可変減衰器と、半導体のバンドギャップに基づき温度比例電流及び温度固定電流を出力するバンドギャップリファレンス電流源回路と、前記温度比例電流及び前記温度固定電流を入力とし、前記温度固定電流に基づいて定まる制御電圧中心電圧を中心に、前記温度比例電流に基づき温度に対して所定の傾きで変化する電圧を出力する可変減衰器制御電圧生成回路とを備え、前記可変減衰器制御電圧生成回路の出力電圧の温度に対する変化特性は、予め求めた、前記可変減衰器が最小減衰量であって前記高周波増幅回路が前記温度固定電流に基づいて動作したときの、前記高周波増幅回路の利得の温度特性の変化に基づいて、定められ、前記可変減衰器制御電圧生成回路の出力電圧で前記可変減衰器の減衰量を制御し、温度に対する利得変化を抑制することを特徴とするものである。

この発明によれば、温度に対して可変減衰器の減衰量が所望の値となるように温度に対して変化する制御電圧を生成し、この制御電圧で可変減衰器を制御することにより可変減衰器は温度に対して所望の減衰特性を示し、高周波増幅回路の温度変動による利得変動を抑える効果がある。

この発明の実施の形態１による高周波増幅回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１による可変減衰器を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるバンドギャップリファレンス電流源回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１による可変減衰器制御電圧生成回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１によるＰＭＯＳＦＥＴカレントミラー回路を示す構成図である。 この発明の実施の形態１による可変減衰器の制御電圧に対する減衰量を示す図である。 この発明の実施の形態１による可変減衰器制御電圧生成回路の温度に対する出力電圧を示す図である。 この発明の実施の形態１による可変減衰器の温度に対する減衰量を示す図である。 この発明の実施の形態１による高周波増幅回路の温度に対する利得を示す図である。 この発明の実施の形態１による可変減衰器制御電圧生成回路の温度と抵抗バラツキに対する出力電圧を示す図である。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による高周波増幅回路を示す構成図である。図１の高周波増幅回路は、例えば、通信システムやレーダシステムなどの受信装置に搭載される。入力端子１は受信装置の受信信号である高周波信号を入力する端子である。半導体集積回路２は低雑音増幅器３、移相器４、可変減衰器５、出力増幅器６、バンドギャップリファレンス電流源回路７及び可変減衰器制御電圧生成回路８が形成されている回路であり、入力端子１から入力された高周波信号の受信電力を高めて、その高周波信号を出力端子９に出力する処理を実施する。

半導体集積回路２の低雑音増幅器３は入力端子１から入力された高周波信号を低雑音で増幅し、増幅後の高周波信号を移相器４に出力する回路である。移相器４は、フィルタ、スイッチ、可変利得増幅器、増幅器から構成されるアクティブなベクトル合成形移相器で低雑音増幅器３により増幅された高周波信号をあまり減衰させることなく、位相を変化させて、位相変化後の高周波信号を可変減衰器５に出力する処理を実施する。

可変減衰器５は可変減衰器制御電圧生成回路８から出力される制御電圧によって高周波信号の減衰量が設定されて、低雑音増幅器３により増幅され、移相器４により位相を変化させる際にいくらか増幅、又は、減衰された高周波信号を減衰させ、減衰後の高周波信号を出力増幅器６に出力する処理を実施する。ただし、可変減衰器５は、図２に示すような、可変利得増幅器によりも、高飽和化が容易なＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）による可変抵抗を用いて構成されている。

また、低雑音増幅器２の出力から出力増幅器６の入力までは差動信号で伝送されており、高周波信号ａと高周波信号ｂは差動の関係にあるが、可変減衰器５を図２の構成とすることにより固定抵抗５３ａと固定抵抗５３ｂの接続点を高周波の接地点（バーチャルグラウンド）と見做すことができ、ここから実際の接地点までの配線の影響を高周波に対して見えないようにする効果もある。

また、可変減衰器５は、高周波信号を減衰させて利得を調整するものであるため、受信感度（回路の雑音指数）への影響が小さい半導体集積回路２の出力端子９付近に配置（半導体集積回路２の入力端子１から離れている位置に配置）することが望ましい。なお、可変減衰器５はインピーダンスが変化するため、可変減衰器５と出力端子９の間に出力増幅器６を配置することで、外部回路に対してはインピーダンスの変化が無いようにしている。

出力増幅器６は可変減衰器５により減衰された高周波信号を増幅し、増幅後の高周波信号を出力端子９に出力する。バンドギャップリファレンス電流源回路７は、温度固定電流１０〜１３と温度比例電流１４を低雑音増幅器３、移相器４、出力増幅器６のバイアス回路、可変減衰器制御電圧生成回路７へ供給する処理を実施する。なお、バンドギャップリファレンス電流源回路７は、図３に示すような回路で、電源電圧変動の影響を受けない温度固定電流１０〜１３、温度比例電流１４を生成することが可能である。

バンドギャップリファレンス電流源回路７の動作を図３を用いて説明する。
Ｑ７０１とＱ７０４とＱ７０７は同じバイポーラトランジスタで、Ｑ７０２、Ｑ７０３、Ｑ７０６はそれぞれＱ７０１をｍ個、ｎ個、ｐ個並列接続したものとすると、Ｖ７１は数１で示される。

また、Ｖ７１は数２でも示される。

ここで、ＶＴ＝ｋ×Ｔ／ｑ、ＩＳはＱ７０１の逆方向飽和電流、ＶＢＥ（Ｑ＊＊＊）は（）内のトランジスタのベース−エミッタ間電圧、ｋはボルツマン定数、ｑは電子１個の電荷、Ｔは絶対温度［Ｋ］である。
数１及び数２は等しいことから、Ｉ７２は数３で表される。

ここで、ＶＴ∝Ｔ、ｋ／ｑ＞０、（１／Ｒ７０１）×ｌｎ（ｍ×ｎ）＞０であるので、Ｉ７２はＴに対して正の傾きで比例する電流となる。

次に、Ｉ７３は数４で示される。

また、Ｖ７２は数５で示される。

ＶＢＥはＴに対して約−２ｍＶ／℃の傾きで単調減少すること、数４、数５及びＲ７０１＞０であることから、Ｉ７３はＴに対して単調減少する電流となる。

従って、Ｉ７２はＴに対して正の傾きで比例する電流であること及びＩ７３はＴに対して単調減少する電流であることから、Ｉ７２、Ｉ７３を調整すれば、Ｉ７４は温度に対して固定の（あまり変化しない）電流源とすることが可能である。
また、Ｉ７５はＩ７２と同様に温度に対して正の傾きを持って比例する電流源となる。
上記、Ｉ７４の温度固定電流源をＱ７０８とＱ７１０のＰＭＯＳＦＥＴ、及び、Ｑ７１５〜Ｑ７１９のＮＭＯＳＦＥＴで構成されるカレントミラー回路で各ＦＥＴの比を適当に設定することで温度固定電流源１０〜１３が得られ、同様に、Ｉ７５の温度比例電流源をＱ７１１とＱ７１２のＰＭＯＳＦＥＴ、及び、Ｑ７１３とＱ７１４のＮＭＯＳＦＥＴで構成されるカレントミラー回路で各ＦＥＴの比を適当に設定することで温度比例電流源１４が得られる。

可変減衰器制御電圧生成回路８は、バンドギャップリファレンス電流源回路７からの温度固定電流１２と温度比例電流１４により可変減衰器５の制御電圧を生成し、可変減衰器５の制御端子に出力する処理を実施する。

図４はこの発明の実施の形態１による高周波増幅回路の可変減衰器制御電圧生成回路８を示す構成図である。図４において、固定抵抗８２の一方を接地し、他方よりバンドギャップリファレンス電流源７から出力される温度比例電流１４を、図５に示すような、ＰＭＯＳＦＥＴカレントミラー回路８７を介して電源側から流して温度に比例する電圧Ｖ１を生成する。このＶ１を演算増幅器８１によるバッファ（ボルテージフォロアアンプ）を介して、固定抵抗８４とバンドギャップリファレンス電流源７から出力される温度固定電流１２によりバイアスされ中心電圧が決まり、固定抵抗８５と８６の比により利得が決まる演算増幅器８３から構成される反転増幅器に入力して制御電圧を生成し、可変減衰器５の制御端子へ印加する処理を実施する。

以下に、可変減衰器５の減衰量を温度に対して制御し、低雑音増幅器３、移相器４、減衰量最小時の可変減衰器５、出力増幅器６を繋いで構成される高周波増幅回路の全体の利得の温度変動に対する変動を抑制する仕組みを具体的に説明する。
設計結果、試作結果などより低雑音増幅器３、移相器４、減衰量最小時の可変減衰器５、出力増幅器６を繋いだ高周波増幅回路の温度を変化させた際の利得の変化を把握する。例えば、温度に対する増幅回路の利得変化が図９の可変減衰器温度制御無に示すような特性とすると、０〜６０℃で温度に対して単調減少で約６ｄＢの利得の変化がある。そこで、可変減衰器５として、図６に示すような可変減衰量が６ｄＢ程度（以上）の電圧制御型の可変減衰器を用意する。

次に、上記特性より低雑音増幅器３、移相器４、減衰量最小時の可変減衰器５、出力増幅器６を繋いだ高周波増幅回路の温度に対する利得変化を抑制するために必要となる可変減衰器５の制御電圧の温度に対する変化特性を求め、直線近似を行う。

温度に対する出力電圧がこの近似した直線特性となるように可変減衰器制御電圧生成回路８の固定抵抗８２、８４〜８６を調整する。
以下、図４に示す一例を用いて更に詳細を説明する。
まず、バンドギャップリファレンス電流源７とＰＭＯＳＦＥＴカレントミラー回路８７で生成された２７℃の時に１００μＡが流れる温度比例電流が固定抵抗８２に流れると、固定抵抗８２とオペアンプ８１の非反転入力端子が接続されるところの電位Ｖ１は、Ｖ１＝｛１００［ｕＡ］（温度比例電流）×（Ｔ［Ｋ］／３００［Ｋ］）｝×１９．５［ｋΩ］となり、Ｖ１は温度に比例して変化する電圧となり、オペアンプ８１は反転端子と出力端子が接続されたボルテージフォロアアンプとなっているためＶ１がそのまま出力される。

次に、このＶ１がオペアンプ８３と固定抵抗８４〜８６で構成される反転増幅器に入力され、この反転増幅器の非反転端子の電位Ｖ２はバンドギャップリファレンス電流源７とＰＭＯＳＦＥＴカレントミラー回路８７で生成された温度に対して一定の電流１００μＡと固定抵抗８４より、Ｖ２＝１００［μＡ］（温度固定電流）×１７．５［ｋΩ］となり、可変減衰器制御電圧生成回路８の出力電圧ＶＯＵＴは、ＶＯＵＴ＝（Ｖ１−Ｖ２）×｛（−１）×（３［ｋΩ］／１［ｋΩ］）｝＋Ｖ２となる。
この結果、例えば、図７に示すような温度に対する可変減衰器制御電圧生成回路８の出力電圧が得られ、この電圧を可変減衰器５の制御端子に印加することで可変減衰器５は温度に対して減衰量が図８のように変化する。

また、可変減衰器制御電圧生成回路８の固定抵抗８２、８４を、バンドギャップリファレンス電流源回路７の電流値を決める固定抵抗Ｒ７０１〜Ｒ７０３と同種の同じ単位抵抗を用いて構成することでこれらの抵抗値が製造バラツキにより変動した場合でも同一チップ内の同種の抵抗は概ね同じ割合で変化するため図１０に示すように可変減衰器制御電圧生成回路８の出力電圧をほぼ一定とすることが可能である。

可変減衰器５の減衰量が図８のように温度に対して変化することにより、低雑音増幅器３、移相器４、減衰量最小時の可変減衰器５、出力増幅器６を繋いで構成される高周波増幅回路の全体の利得の温度対する特性は、図９の可変減衰器温度制御有に示す特性となり、温度に対する利得の変動を抑制可能となる。

以上で明らかなように、この発明の実施の形態１によれば、バンドギャップリファレンス電流源回路７より得られる温度に応じた（比例した）電流と、固定抵抗、２つの演算増幅器によるボルテージフォロアアンプと反転増幅器、ＰＭＯＳＦＥＴカレントミラー回路８７による可変減衰器制御電圧生成回路８の組み合わせにより所望の温度特性を持つ電圧を生成し、可変減衰器５の制御端子に印加することで温度に対して所望の特性に減衰量を変化させることで、低雑音増幅器３、移相器４、減衰量最小時の可変減衰器５、出力増幅器６を繋いで構成される高周波増幅回路の全体の利得の温度変動に対する変動を抑制するように構成したので、温度センサやそれに合せた制御電圧の変換テーブルなどを記憶するためのＲＯＭや、複雑な演算回路無しで温度に追随した特性を得ることができ、また、従来例のようにステップ式可変減衰器を実装することもなく、シリコンデバイスプロセスを用いれば、低雑音増幅器３、移相器４、可変減衰器５、出力増幅器６、バンドギャップリファレンス電流源回路７及び可変減衰器制御電圧生成回路８が半導体集積回路２に形成できるため高周波増幅回路を小型化、低コスト化でき、低雑音特性及び高飽和特性を確保しながら、温度変動に伴う利得変化を抑制することができる効果を奏する。
これにより、この実施の形態１の高周波増幅回路が、例えば、通信システムやレーダシステムなどの受信装置に搭載される場合、良好な受信感度や、広い受信ダイナミックレンジが得られるため、良好な受信精度を確保することができる。

実施の形態２．
この発明の実施の形態１では、移相器４を可変減衰器５の前段に配置しているものを示したが、移相器４が半導体集積回路２に実装されておらず、低雑音増幅器３により増幅された高周波信号が直接可変減衰器５に出力されるようにしてもよい。また、例えば、周波数混合器などの機能回路が、移相器４と直列に接続されていてもよい。このとき、複数の機能回路が、移相器４と直列に接続されていてもよい。この場合も、この発明の実施の形態１と同様の効果を奏することができる。

実施の形態３．
この発明の実施の形態１及びこの発明の実施の形態２では、低雑音増幅器３、移相器４、可変減衰器５、出力増幅器６、バンドギャップリファレンス電流源回路７及び可変減衰器制御電圧生成回路８、その他の機能回路が、半導体集積回路２に形成されているものについて示したが、バンドギャップリファレンス電流源回路７及び可変減衰器制御電圧生成回路８が一つの半導体集積回路２に形成されていれば、低雑音増幅器３、移相器４、可変減衰器５、出力増幅器６、その他の機能回路が別のデバイスなどで構成されている場合、小型化、低コスト化の効果は低減される可能性があるが、高周波増幅回路の温度に対する利得の変動抑制についてはこの発明の実施の形態１と同様の効果を奏することができる。

また、バンドギャップリファレンス制御回路７のみが半導体集積回路２に形成され、可変減衰器制御電圧生成回路８がディスクリート部品などで構成される場合、固定抵抗の製造バラツキに対する特性補償がなされなくなるが、高周波増幅回路の温度に対する利得の変動抑制についてはこの発明の実施の形態１とある程度同様の効果を奏することができる。

１ 入力端子、２ 半導体集積回路、３ 低雑音増幅器（第１の増幅器）、４ 移相器、５ 可変減衰器、６ 出力増幅器（第２の増幅器）、７ バンドギャップリファレンス電流源回路、８ 可変減衰器制御電圧生成回路、９ 出力端子、１０，１１，１２，１３ 温度固定電流、１４ 温度比例電流、１５ 制御電圧、５１ａ，５１ｂ 高周波信号通過ノード、５２ａ，５２ｂ ＮＭＯＳＦＥＴ、５３ａ，５３ｂ，５４ａ，５４ｂ，８２，８４，８５，８６ 固定抵抗、８１，８３ 演算増幅器、８７１，８７２，８７３，８７４ ＰＭＯＳＦＥＴ。

Claims (4)

1. 可変減衰器を備えた高周波増幅回路であって、
   高周波信号を減衰させる前記可変減衰器と、
   半導体のバンドギャップに基づき温度比例電流及び温度固定電流を出力するバンドギャップリファレンス電流源回路と、
   前記温度比例電流及び前記温度固定電流を入力とし、前記温度固定電流に基づいて定まる制御電圧中心電圧を中心に、前記温度比例電流に基づき温度に対して所定の傾きで変化する電圧を出力する可変減衰器制御電圧生成回路とを備え、
   前記可変減衰器制御電圧生成回路の出力電圧の温度に対する変化特性は、予め求めた、前記可変減衰器が最小減衰量であって前記高周波増幅回路が前記温度固定電流に基づいて動作したときの、前記高周波増幅回路の利得の温度特性の変化に基づいて、定められ、
   前記可変減衰器制御電圧生成回路の出力電圧で前記可変減衰器の減衰量を制御し、温度に対する利得変化を抑制することを特徴とする高周波増幅回路。
2. 第１の増幅器と第２の増幅器と可変減衰器とを備えた高周波増幅回路であって、
   高周波信号を増幅する前記第１の増幅器と、
   前記第１の増幅器により増幅された高周波信号を減衰させる前記可変減衰器と、
   前記可変減衰器により減衰された高周波信号を増幅する前記第２の増幅器と、
   半導体のバンドギャップに基づき温度比例電流及び温度固定電流を出力するバンドギャップリファレンス電流源回路と、
   前記温度比例電流及び前記温度固定電流を入力とし、温度に対して所定の傾きで変化する電圧を出力する可変減衰器制御電圧生成回路とを備え、
   前記第１の増幅器及び前記第２の増幅器は前記温度固定電流を入力として動作し、
   前記可変減衰器制御電圧生成回路の出力電圧の温度に対する変化特性は、予め求めた、前記可変減衰器が最小減衰量であって前記高周波増幅回路が前記温度固定電流に基づいて動作したときの、前記高周波増幅回路の利得の温度特性の変化に基づいて、定められ、
   前記可変減衰器制御電圧生成回路の出力電圧で前記可変減衰器の減衰量を制御し、温度に対する利得変化を抑制することを特徴とする高周波増幅回路。
3. 前記バンドギャップリファレンス電流源回路及び前記可変減衰器制御電圧生成回路は単一の半導体基板上に形成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の高周波増幅回路。
4. 前記第１の増幅器、前記可変減衰器、前記第２の増幅器、前記バンドギャップリファレンス電流源回路及び前記可変減衰器制御電圧生成回路は単一の半導体基板上に形成されていることを特徴とする請求項２に記載の高周波増幅回路。

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