JP3908732B2 - 移動通信システムの送信電力制御装置及び方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は移動通信システムに関するもので、特に移動通信基地局システムで送信電力の平均電力対最大電力の比(Peak-to-Aaverage Power Ratio：ＰＡＰＲ)を減少させるための装置及び方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
公知のように、移動通信基地局システムは端末機に伝送する音声及びデータを有するＲＦ（Radio Frequency）信号を増幅するためにＲＦ電力増幅器（Power Amplifier）を使用する。ＲＦ電力増幅器は全体システムにおいて一番高価の装置であって、システムの価格を低くするのに重要な構成要素として、次の二つの要求事項にしたがって設計されなければならない。第１要求事項は、ＲＦ電力増幅器は基地局セル領域のすべての端末機に伝送するのに十分なＲＦ電力を出力すべきである。第２要求事項は、ＲＦ電力増幅器の出力信号に対する隣接チャンネル電力（Adjacent Channel Power：ＡＣＰ）干渉は要求される水準以下に維持されるべきである。
【０００３】
ところが、十分なＲＦ出力電力を保障する入力信号電力が電力増幅器の線形増幅領域外にあれば、電力増幅器の出力信号は非線形増幅により信号周波数帯域外の信号歪み成分を持つようになる。周波数の面で説明すれば、信号周波数帯域幅外での電力上昇（Spectral Regrowth）により隣接チャンネルの電力干渉を引き起こす。すなわち、第１要求事項を満たすためには高い入力電力が要求され、第２要求事項を満たすためには低い入力電力が要求されるという設計上の難しさが発生するようになる。
【０００４】
特に、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）基地局システムのように高い平均電力対最大電力の比（Peak-to-Average Ratio:ＰＡＲまたはCrest Factor：ＣＦ）特性を有するシステムでは、電力増幅器が線形増幅領域で動作できるように入力電力を制御しなければならない。または、信号の最大入力電力を受容可能な程度の線形性を有する高価の電力増幅器が使用されなければならない。この側面でのＣＤＭＡシステムは信号の歪みを抑制するために平均入力電力に比べて１０dB以上の最大入力電力を受容できる高価の電力増幅器を必要とする。しかし、上述したように高い入力電力を受容できる電力増幅器は電力効率性を減少させ、電力の消耗、システムのかさ、コストなどを増加させる。なお、通常に移動通信基地局システムは複数の割り当て周波数（Frequency Allocation：ＦＡ）を使用して同時に各ＦＡの信号を送出し、それぞれのＦＡに対して電力増幅器を使用すべきなので、コストの面で負担が一層増加する。このような理由で、移動通信基地局システムで電力増幅器を効率的に配置し且つ設計するのが非常に重要である。
【０００５】
安定的に電力増幅器を動作させるための一つの方法では、高い平均電力対最大電力の比の特性を持つシステムは最大電力の入力時に前置補償調整回路（pre-distortion adjusting circuit）を使用する。前置補償調整回路は電力増幅器で発生する歪み信号情報を測定し、この測定された情報を考慮して電力増幅器の入力信号を制御する。制御された入力信号は電力増幅器の動作により歪み信号を相殺させつつ原入力信号の増幅された信号を発生する。
【０００６】
このような歪み信号を決定するためには、変調と復調、標本化、量子化、同期化、そして入力信号と出力信号とを比較する複雑な過程が必要である。また、前置補償調整回路はシステム具現のための標準で要求する隣接チャンネル電力特性を満たすために前置補償調整回路の入力信号、出力信号、及び標準ＡＣＰ特性を利用する。このような前置補償調整回路は効率性、速度、複雑性などの問題により最適の歪み調整値を得にくい。
【０００７】
安定的に電力増幅器を動作させるための他の方法では、電力増幅器の最大入力信号と電力増幅器の線形増幅特性を通じて信号のレベルを一定の比率に減少すれば、電力増幅器の入力信号の平均電力対最大電力の比を低減することができる。電力増幅器のすべての入力信号は電力増幅器の線形増幅特性を考慮して求められたスケール値（Scale Factor）と乗算して電力増幅器の線形増幅領域で動作できるようにする低い信号電力となる。また、希望の電力値以上の入力信号に対してシステムで要求する電力を有するように信号を強制的に低める方式で平均電力対最大電力の比を減少させうる。ところが、このようにすべての信号レベルを全体的に一定の比率で減少するとか、希望の電力値以上の信号を一定の信号レベルにする方法は信号の急激な変化をもたらすようになり、信号の周波数帯域外で電力上昇を起こすため、全体システムの劣化をもたらす。
【０００８】
また他の方法は、入力信号の同位相信号成分（In-phase:Ｉ）と直交位相信号成分（Quadrature-phase:Ｑ）のレベルと電力を計算し、要求されるしきい電力以上の信号に対して除去信号を発生させる。そして、同一の時間で原信号（original signals）と除去信号を加える過程で信号のレベルを希望する水準に低くする。このような方式の送信経路構造を図１に示す。
【０００９】
図１を参照すれば、ＣＤＭＡシステムの場合、チャンネル素子群１-１内のチャンネル素子１-２はそれぞれ入力されたチャンネルデータに対して適合した符号化、変調、チャンネル区分などの過程を遂行することにより、基底帯域信号を生成する。この基底帯域信号は同位相（Ｉ）チャンネル及び直交位相（Ｑ）チャンネル別に加えられる。プロセッサ１-５ではこの加えられたＩチャンネル及びＱチャンネル信号に対して、そのレベルを測定し、電力を計算して希望する水準の電力を作るために除去される信号レベルを決定し、各チャンネルに対して出力する。Ｉチャンネル及びＱチャンネル基底帯域結合機１-３、１-４はチャンネル素子群１-１から入力されたＩチャンネル及びＱチャンネル信号をプロセッサ１-５の遂行時間だけ遅延させた後、ＣＤＭＡチップ単位でプロセッサ１-５から出力された除去信号と加えることにより、希望水準の電力を有する信号を出力する。Ｉチャンネル及びＱチャンネル基底帯域結合機１-３、１-４の出力信号はパルス整形フィルタ１-６、１-７により帯域幅が制限され、周波数変換器１-８、電力増幅器１-９を通じてアンテナに伝送される。このアンテナは基地局送信電力を該当するセル内の端末機に放射する。
【００１０】
図１の構造において、Ｉチャンネル及びＱチャンネル基底帯域結合機１-３、１-４から出力された信号の平均電力対最大電力の比は所望の水準で調整される。しかし、調整された信号がパルス整形フィルタ１-６、１-７を通過しながら平均電力対最大電力の比はさらに増加され、結果的に電力増幅器１-９により周波数帯域外で電力が上昇してＡＣＰ干渉を引き起こすという問題点があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
したがって上記したように動作される従来技術の問題点を解決するために、本発明の目的は、第１に、安定的で、適合した移動通信システムを具現するためにより効率的なＲＦ電力増幅器を使用することができる向上した方法及び装置を提供することにある。
【００１２】
第２に、高い平均電力対最大電力の比を有するシステムで電力増幅器が線形化増幅領域で安定的に動作させる方法及び装置を提供することにある。
【００１３】
第３に、全体システムの性能に影響を与えず電力増幅器の入力信号の平均電力対最大電力の比を減少する方法及び装置を提供することにある。
【００１４】
第４に、移動通信システムの伝送時に電力増幅器の効率を極大化するように平均電力対最大電力の比を減少し、信号周波数帯域外で電力上昇を最大限に抑制できる方法及び装置を提供することにある。
【００１５】
第５に、複数の割り当て周波数（ＦＡ）に対して信号を同時に伝送するときに電力増幅器を効率的に使用することができる方法及び装置を提供することにある。
【００１６】
第６に、Ｉチャンネル及びＱチャンネルパルス整形フィルタと周波数変換器との間に備えられる電力調節器を用いて電力増幅器の入力信号を制御する方法及び装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を達成するための手段】
上記した目的を達成するために本発明は、単一割り当て周波数（ＦＡ）を支援する移動通信システムの送信電力制御装置において、それぞれのチャンネル別に伝送のためのチャンネルデータを同位相（Ｉ）信号成分と直交位相（Ｑ）信号成分に区分して基底帯域の信号を生成するチャンネル素子群と、前記基底帯域の信号をパルス整形フィルタリングするパルス整形フィルタと、線形化した電力増幅のために設定されたしきい電力により前記パルス整形フィルタリングされた信号の平均電力対最大電力の比を調節した後に出力する電力調節ブロックと、前記電力調節された信号を無線周波数帯域の信号に上昇変換して出力する周波数変換器とを含むことを特徴とする。
【００１８】
本発明の他の実施例は、単一割り当て周波数（ＦＡ）を支援する移動通信システムの送信電力制御方法において、それぞれのチャンネル別に伝送のためのチャンネルデータを同位相（Ｉ）信号成分と直交位相（Ｑ）信号成分に区分して基底帯域の信号を生成する第１過程と、前記基底帯域の信号をパルス整形フィルタリングする第２過程と、線形化した電力増幅のために設定されたしきい電力により前記パルス整形フィルタリングされた信号の平均電力対最大電力の比を調節した後に出力する第３過程と、前記電力調節された信号を無線周波数帯域の信号に上昇変換して出力する第４過程とを含むことを特徴とする。
【００１９】
また本発明は、多重割り当て周波数（ＦＡ）を支援する移動通信システムの送信電力制御装置において、それぞれのチャンネル別に伝送のためのチャンネルデータを同位相（Ｉ）信号成分と直交位相（Ｑ）信号成分に区分して複数のＦＡのための基底帯域の信号を生成する前記複数のＦＡに対応する複数のチャンネル素子群と、前記複数のチャンネル素子群に連結されて前記基底帯域の信号をパルス整形フィルタリングする前記複数のＦＡに対応する複数のパルス整形フィルタと、線形化した電力増幅のために設定されたしきい電力により前記パルス整形フィルタリングされた信号の平均電力対最大電力の比を調節するための多重ＦＡ電力調節部とを含むことを特徴とする。
【００２０】
さらに本発明は、多重割り当て周波数（ＦＡ）を支援する移動通信システムの送信電力制御方法において、それぞれのチャンネル別に伝送のためのチャンネルデータを同位相（Ｉ）信号成分と直交位相（Ｑ）信号成分に区分して複数のＦＡのための基底帯域の信号を生成する第１過程と、前記基底帯域の信号をパルス整形フィルタリングする第２過程と、線形化した電力増幅のために設定されたしきい電力により前記パルス整形フィルタリングされた信号の平均電力対最大電力の比を調節した後、該当する無線周波数帯域で出力する第３過程とを含むことを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の望ましい実施例を添付の図面を参照して詳細に説明する。下記では本発明の要旨を不明にする可能性のある公知の機能及び構成に関する詳しい説明は省略する。
【００２２】
まず、本発明の明確な説明のために使用する用語について定義する。本発明で、ＰＡＲ（Peak-to-Average Ratio）またはＣＦ（Crest Factor）とはシステムで信号の電力特性をいうもので、平均電力に対する最大電力の比である。このような電力特性は、多重使用者が共通の周波数資源を共有するＣＤＭＡシステムの電力増幅器の設計に非常に重要な要素として作用する。ＣＦＲ（Crest Factor Reduction）アルゴリズムとは、本発明により平均電力対最大電力の比を減少するアルゴリズムをいうもので、電力調節ブロックにより遂行される。バックオフ（BACKOFF）とは、電力増幅器が線形的に動作する領域をいうもので、平均電力に対して線形増幅領域で動作できる最大電力の比を意味する。
【００２３】
以下、図２〜図１２は単一ＦＡで適用可能な第１実施例について示すもので、図１３〜図１９は多重ＦＡの伝送に適用される第２実施例について示すものである。
【００２４】
＜第１実施例＞
まず、単一ＦＡを支援する移動通信基地局システムに適用される本発明の第１実施例を説明する。
図２は本発明の第１実施例による単一ＦＡ移動通信基地局システムの送信経路構成を示すもので、基地局システムの送信経路は一つ以上のチャンネル素子２-２を含むチャンネル素子群２-１、Ｉチャンネル及びＱチャンネルパルス整形フィルタ２-３及び２-４、周波数変換器２-５、電力増幅器２-６を含む。特に、本発明によるＣＦＲアルゴリズムを遂行する電力調節ブロック２-８はパルス整形フィルタ２-３、２-４と周波数変換器２-５との間に位置する。
【００２５】
図２を参照すれば、一つ以上のチャンネル素子２-２を含むチャンネル素子群２-１はそれぞれのチャンネルデータに対して符号化、変調、チャンネル区分などの動作を遂行して基底帯域の同位相（Ｉ）チャンネル及び直交位相（Ｑ）チャンネルの信号を生成する。特に、ＣＤＭＡシステムの場合、チャンネル素子群２-１からのＩチャンネル及びＱチャンネル信号はそれぞれのチャンネルで共通制御信号のための付加チャンネル信号と多重使用者信号のＣＤＭＡチップ単位の和を示す。
【００２６】
前述したように、多数のチャンネル信号の和を同時に伝送するＣＤＭＡシステムのようなシステムではひどい出力信号電力の変化が示すので、Ｉチャンネルパルス整形フィルタ２-３とＱチャンネルパルス整形フィルタ２-４は各チャンネル信号の周波数帯域を制限して隣接チャンネルに与える干渉を減少させる。周波数変換器２-５は電力増幅器２-６の前端に位置して中間周波数（Intermediate Frequency:ＩＦ）レベルで入力されたパルス整形フィルタ２-３、２-４の出力信号をディジタル/アナログ変換した後、無線周波数（Radio Frequency：ＲＦ）帯域に上昇変換する。
【００２７】
電力増幅器２-６はアンテナの前端に位置して周波数変換された信号を基地局セル領域のすべての使用者に十分な出力電力をもって伝送可能なように入力信号の電力増幅を遂行する。このアンテナは電力増幅器２-６で増幅された信号を受けて基地局によりサービスされるセル内の端末機に伝送する。
【００２８】
本発明によるＣＦＲアルゴリズムを遂行する前記電力調節ブロック２-８はシステムで電力増幅器の価格負担を低減するために入力信号の平均電力対最大電力の比を減少し、周波数帯域外での電力上昇(Spectral Regrowth)を抑制することにより、システム性能の劣化を防ぐ機能を遂行する。電力調節ブロック２-８はパルス整形フィルタ２-３、２-４の後端に配置されることにより、これらパルス整形フィルタ２-３、２-４を通過しつつ引き起こされる平均電力対最大電力の比の増加を防止することができる。
【００２９】
図３は本発明による電力調節ブロック２-８の詳細構成を示すもので、図示したように電力調節ブロック２-８はスケール値決定部３-１と、除去信号計算部３-２と、IチャンネルとＱチャンネル最大信号判断部３-１０、３-１１と、Ｉチャンネル及びＱチャネル最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３と、Ｉチャンネル及びＱチャンネル信号遅延部３-１４、３-１５と、Ｉチャンネル及びＱチャンネル合算部３-１６、３-１７とを含んでいる。
【００３０】
Ｉチャンネルパルス整形フィルタ２-３とＱチャンネルパルス整形フィルタ２-４の出力信号Ｉ、Ｑは前記スケール値決定部３-１と、信号遅延部３-１４、３-１５と除去信号計算部３-２の入力となる。また、Ｉ最大信号パルス整形フィルタ３-１２の出力信号Ｉ２とＩチャンネル信号遅延部３-１４の出力信号Ｉ３は前記合算部３-１６で加算されてＩ’となり、図２の前記周波数変換器２-５の入力となる。同一の方法で、前記Ｑ最大信号パルス整形フィルタ３-１３の出力信号Ｑ２と前記Ｑチャンネル信号遅延部３-１５の出力信号Ｑ３とは合算器３-１７で加算されてＱ’となり、図２の周波数変換器２-５の入力となる。
【００３１】
パルス整形フィルタ２-３、２-４の出力信号Ｉ、Ｑは前記電力調節ブロック２-８により電力増幅器２-６の線形化のために要求される水準の平均電力対最大電力の比を持つようになり、これにより周波数帯域外での電力上昇(Spectral Regrowth) が抑制できる。
【００３２】
以下、図３を参照して電力調節ブロック２-８の動作原理について具体的に説明する。
【００３３】
スケール値決定部３-１はＩチャンネルパルス整形フィルタ２-３の出力信号ＩとＱチャンネルパルス整形フィルタ２-４の出力信号Ｑ（以下、原信号Ｉ、Ｑとする）をＩチャンネル信号レベル二乗器（squarer）３-３とＱチャンネル信号レベル二乗器３-４にそれぞれ入力して予め定められたサンプリング周期ごとにサンプリングして信号レベルをそれぞれ測定する。このＩチャンネル信号レベル二乗器３-３の出力とＱチャンネル信号レベル二乗器３-４の出力との和により各サンプリング周期で瞬間電力値Ｐ（=Ｉ2+Ｑ2）が得られる。スケール値計算器３-５は瞬間電力値と予め定められたしきい電力値Ｐthを利用してスケール値を計算する。スケール値を計算する過程は、下記のようである。
【００３４】
まず、瞬間電力値を前記しきい電力値Ｐthと比較する。ここで、しきい電力値Ｐthはシステムの平均電力Ｐaverageと電力増幅器２-６のバックオフ（backoff：すなわち、システムの平均電力に対して線形増幅のために要求される最大電力の比）により、数式１３のように決められる。
【００３５】
【数１３】
【００３６】
上記比較結果、瞬間電力値がしきい電力値より小さいとか同じであれば、各Ｉ、Ｑチャンネルに乗算されるスケール値はそれぞれ１に決定される。すなわち、除去信号計算部３-２の出力信号Ｉ１、Ｑ１は０となり、つまり前記原信号の電力は調節されない。一方、瞬間電力値がしきい電力値より大きいと、スケール値は平均電力対最大電力の比を低めるために原信号の電力を調整可能なように定めるべきである。このようなスケール値はしきい電力値を前記瞬間電力値で割って二乗根を取ることにより求められる。すなわち、下記の数式１４により得られる。
【００３７】
【数１４】
【００３８】
他の例として、前記スケール値は図示しない記憶装置に貯蔵されたスケールテーブルを通じて求められる。このように決定されたスケール値は除去信号計算部３-２に伝達される。
【００３９】
このスケール値は除去信号計算部３-２の乗算器３-６、３-７に入力されて前記原信号Ｉ、Ｑと乗算される。これら乗算器３-６、３-７の出力は電力増幅器２-６の線形化のために要求される各チャンネルの目標信号となる。すなわち、瞬間電力値がしきい電力値より大きい場合、前記スケール値を乗算する過程を通じて元のＩ、Ｑ信号と同一の位相を維持しつつ、しきい電力値を有するＩ、Ｑチャンネルそれぞれの目標信号を得ることができる。減算器３-８、３-９は各チャンネルの目標信号から原信号Ｉ、Ｑを減算する過程を遂行して各チャンネルの除去信号Ｉ１、Ｑ１を発生させる。
【００４０】
前記除去信号計算部３-２の動作原理は図４に示すようである。
図４を参照すれば、原信号ベクトル４-１はパルス整形フィルタ２-３、２-４の出力の原信号Ｉ、Ｑをベクトル形態で表示するもので、目標信号ベクトル４-２は原信号ベクトル４-１と同一の位相を持ち、しきい電力値と同一の電力を有する目標信号をベクトル形態で表示するものである。除去信号ベクトル４-３は図３の除去信号計算部３-２の出力の除去信号Ｉ１、Ｑ１をベクトル形態で示すものである。また、外部の実線円はしきい電力を示し、内部の点線円は原信号の平均電力を示すものである。ここで、除去信号ベクトル４-３は目標信号ベクトル４-２から原信号ベクトル４-１を減算することにより得られる。
【００４１】
以上のように、目標信号の位相を原信号の位相と同一にする過程を通じて生成された除去信号は原信号電力の平均電力対最大電力の比を低めるために生成された除去信号の中で最小の電力を有するようになる。
【００４２】
除去信号計算部３-２で生成された除去信号Ｉ１、Ｑ１はＩチャンネル、Ｑチャンネル最大信号判断部３-１０、３-１１に伝達される。
【００４３】
もし、最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３に入力されたパルスが同一の極性を持ちつつ、サンプリング周期ごとに０でない連続した値を有すれば、前記パルスはパルス整形フィルタを通過しつつ相互に重ねて除去信号より高いレベルを有する。
【００４４】
時間次元で重ねられた最大信号パルス整形フィルタ３-１０、３-１１の出力信号Ｉ２、Ｑ２と信号遅延部３-１４、３-１５を通過した信号Ｉ３、Ｑ３が合算部３-１６、３-１７で合算されると、結果的に他の信号の歪みが引き起こされる可能性がある。
【００４５】
このような問題を解決ために、最大信号判断部３-１０、３-１１はサンプリング周期ごとに伝達された除去信号のうち０と０との間で同一の極性で連続した除去信号のうち最高レベルを有する除去信号パルスのみを維持し、残りの除去信号はすべて０に調整する。
【００４６】
すなわち、Ｉチャンネル及びＱチャンネル最大信号判断部３-１０、３-１１はサンプリング周期ごとに除去信号Ｉ１、Ｑ１を継続して受けて一番大きいサイズを有する除去信号を選択する。前記最大信号判断部３-１０、３-１１で各チャンネルに対して選択された最高レベルのＩチャンネル及びＱチャンネル除去信号は最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３の入力となる。前記最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３は最高レベル除去信号を希望の周波数帯域幅に制限する。
【００４７】
このように、最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３の機能は入力された信号の周波数帯域を希望の帯域幅に制限して隣接チャンネルの電力上昇または周波数帯域外での歪みを抑制するものである。したがって、最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３は入力された信号を前記時間遅延部３-１４の出力信号Ｉ３の周波数帯域幅と同一の帯域幅に制限するためにＦＩＲ（Finite Impulse Response）またはＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタなどで具現されることができる。
【００４８】
図５は、ＦＩＲフィルタを適用した最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３の構造を示すものである。同図を詳細に説明すれば、入力信号Ａは最大信号判断部３-１０から提供され、サンプリング周期だけの遅延を有する時間遅延器５-１、…、５-４を通過する。また、時間遅延器５-１、…、５-４の入力端と出力端の信号はそれぞれ乗算器５-５、…、５-８で制限しようとする周波数帯域に合うように設計された係数Ｃ0、Ｃ1、Ｃ2、…、Ｃnと乗算され、乗算器５-５、…、５-８の出力は合算器５-９で合算されて出力信号Ｂとなる。前記Ｉチャンネル及びＱチャンネル最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３の出力信号Ｂはそれぞれ前記電力調節ブロック２-８で要求する周波数帯域幅を満たす信号Ｉ２、Ｑ２となる。
【００４９】
一方、時間遅延部３-１４、３-１５は原信号Ｉ、Ｑを所定の時間遅延だけ遅延させる。ここで、所定の時間遅延は原信号Ｉ、Ｑがスケール値決定部３-１から最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３までを通過するのにかかる時間となる。
【００５０】
結合部３-１６、３-１７は時間遅延部３-１４、３-１５の出力信号Ｉ３、Ｑ３と最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３の出力信号Ｉ２、Ｑ２を加算する。ここで、これら信号Ｉ２、Ｑ２は高い平均電力対最大電力の比を有する信号に対してパルス整形フィルタリングされた最高レベル除去信号を示す。したがって、結合部３-１６、３-１７の出力信号は電力増幅器２-６の線形化のために要求される電力水準に補償される。
【００５１】
図６は、本発明による電力調節ブロック２-８の全体的の動作を示す流れ図である。
同図を参照すれば、スケール値決定部３-１はＩチャンネル及びＱチャンネルパルス整形フィルタ２-３、２-４から提供された原信号Ｉ、Ｑのサイズを測定して瞬間電力Ｐ（＝Ｉ2+Ｑ2）を計算した後（段階６-１）、前記瞬間電力値Ｐと予め定められたしきい電力値Ｐthとを比較し（段階６-２）、その比較結果によりスケール値を決定する。すなわち、瞬間電力Ｐがしきい電力Ｐthより小さいとか同じであればスケール値は１に決定され（段階６-９）、瞬間電力Ｐがしきい電力Ｐthより大きいと、スケール値は予め貯蔵されたスケールテーブルまたは上記の数１４により決定される（段階６-３）。
【００５２】
前記除去信号計算部３-２は原信号Ｉ、Ｑと前記決定されたスケール値を乗算することにより、原信号Ｉ、Ｑと同一の位相を持ち、しきい電力値と同一の電力値を有する目標信号を求めた後（段階６-４）、この目標信号から原信号Ｉ、Ｑを減算して除去信号Ｉ１、Ｑ１を計算する（段階６-５）。除去信号Ｉ１、Ｑ１はシステムで要求する平均電力対最大電力の比を合わせるための役割を遂行する。
【００５３】
最大信号判断部３-１０、３-１１は、サンプリング周期ごとに段階６-１〜段階６-５を繰り返すことにより、計算された除去信号の中で最高レベルの除去信号を決定し（段階６-６）、最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３は決定された最高レベル除去信号をパルス整形フィルタリングする（段階６-７）。
【００５４】
結合部３-１６、３-１７は段階６-７でパルス整形フィルタリングされた信号を信号遅延部３-１４、３-１５により所定の時間遅延値だけ時間遅延された原信号と結合する（段階６-８）。結果的に、最終結合された信号の平均電力対最大電力の比は希望の水準に補償される。
【００５５】
図７〜図１２は、電力調節ブロック２-８により調節される電力の変化を示すものである。
図７はＩチャンネル及びＱチャンネルの原信号パルスを示すものである。すなわち図７は、各サンプリング周期でＩチャンネルパルス整形フィルタ２-３の出力に対する信号レベルを測定したＩチャンネルの値と、各サンプリング周期でＱチャンネルパルス整形フィルタ２-４の出力に対する信号レベルを測定したＱチャンネルの値を示すものである。図８は各サンプリング周期で図７に示す値に対する瞬間電力値を測定した結果を示すもので、各サンプリング周期で瞬間電力値Ｐは（Ｉ2+Ｑ2）で計算される。
【００５６】
図９は、各サンプリング周期で計算されたスケール値をしきい電力値より大きい瞬間電力値を有する原信号に乗算して計算されたＩチャンネル及びＱチャンネル目標信号パルスを示すものである。図１０は、各サンプリング周期ごとに図９の目標信号パルスから図７の原信号パルスを減算することにより求められたＩチャンネル及びＱチャンネル除去信号パルスを示すものである。ここで、図１０の除去信号パルスは原信号や目標信号とは反対の位相を有することに留意しなければならない。
【００５７】
図１１は、図１０に示した除去信号パルスのうち０と０との間で最高レベルを有するＩチャンネル及びＱチャンネル除去信号パルスを選択した例を示すものである。図１２は、図１１に示した最高レベルのＩチャンネル及びＱチャンネル除去信号をパルス整形フィルタリングした結果と、その電力値を示すものである。図１２に示すＩ、Ｑは結合部３-１６、３-１７で図７に示す前記Ｉチャンネル及びＱチャンネルの原信号と結合され、結果的に結合部３-１６、３-１７の出力は図９に示したように電力増幅器２-６のために要求された平均電力対最大電力の比を有するように調節される。
【００５８】
＜第２実施例＞
以下、多重ＦＡを支援する移動通信基地局システムに適用される本発明の第２実施例について説明する。
【００５９】
図１３は本発明の実施例による多重ＦＡ移動通信基地局システムの送信経路構成を示すもので、図示のように送信経路はチャンネル素子ユニット１３-１、パルス整形フィルタユニット１３-２、及び電力増幅器１３-４を含む。特に、すべてのＦＡに対して原信号の平均電力対最大電力の比を調節するための多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３は前記パルス整形フィルタユニット１３-２と前記電力増幅器１３-４との間に位置する。
【００６０】
図１３を参照すれば、複数のＦＡに対応する複数のチャンネル素子群を備えるチャンネル素子ユニット１３-１は基底帯域でチャンネルデータの符号化、変調、チャンネル区分などの役割を遂行するチャンネル素子を含み、それぞれのＦＡに対して独立的に制御を遂行する。前記チャンネル素子群はそれぞれ図２に示したチャンネル素子群２-１と同一に構成される。前記チャンネル素子ユニット１３-１により生成されたＩチャンネル及びＱチャンネル信号は、それぞれのＦＡに対して信号の周波数帯域幅を制限するために複数のＦＡに対応する複数のＩチャンネル及びＱチャンネルパルス整形フィルタを備えるパルス整形フィルタユニット１３-２の入力となる。制限された周波数帯域幅を有するようにフィルタリングされたパルス整形フィルタユニット１３-２の出力は前記多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３の入力となる。
【００６１】
図１３の多重ＦＡのそれぞれに対応する信号の流れは図２に類似する。すなわち、多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３は、電力増幅器１３-４の安定した動作を保障するために高い平均電力対最大電力の比を有する入力信号に対して電力調節された信号を出力する。前記多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３の出力は電力増幅器１３-４に伝達され、該当基地局によりサービスされるセル内のすべての端末機に十分な電力で信号を伝送できるようにする。
【００６２】
図１４は、図１３で多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３の詳細構成を示すものである。
同図を参照すれば、多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３は複数のＦＡに対してそれぞれスケール値を決定するスケール値決定部１４-１と、前記複数のＦＡに対応する複数の電力調節部１４-３、１４-１０、…、１４-１１と、結合部１４-１２とを含む。複数のＦＡに対応する電力調節部１４-３、１４-１０、…、１４-１１はそれぞれ図３と図６で既に説明したように各ＦＡに対して平均電力対最大電力の比に対する調節動作を類似するように遂行する。ただし、スケール値を計算することにおいて多重ＦＡのための原信号Ｉ、Ｑが独立的に利用されずに連関を持つようになる。
【００６３】
以下、図１４の動作をより詳細に説明する。
前記スケール値決定部１４-１は多重ＦＡに対する原信号Ｉ1、Ｑ1、Ｉ2、Ｑ2、…、ＩN、ＱNをそれぞれ該当する二乗器に入力を受けてサンプリング周期ごとにその信号レベルを計算する。スケール値計算器１４-２は計算された信号レベルを用いて多重ＦＡに対するスケール値を決定する。前記スケール値は予め貯蔵されるスケール表により決定され、あるいは後述する多数の数式により計算される。
【００６４】
前記スケール値決定部１４-２で決定されたスケール値は複数のＦＡに対応する複数の電力調節部１４-３、１４-１０、…、１４-１１に入力される。前記電力調節部１４-３、１４-１０、…、１４-１１はそれぞれ該当するＦＡに対して、単一ＦＡに適用される電力調節ブロック２-８と同一に図６に示す手続きを遂行する。以下で、電力調節部１４-３を例としてその詳細な動作手続きを説明するが、他の電力調節部１４-１０、…、１４-１１も同一に動作することはもちろんである。
【００６５】
前記スケール値決定部１４-１で求められたスケール値のうち該当するＦＡのスケール値Ｓ1は前記電力調節部１４-３の除去信号計算器１４-４に提供される。除去信号計算器１４-４は前記原信号Ｉ1、Ｑ1に前記スケール値Ｓ1を乗算してＩチャンネル及びＱチャンネル目標信号を求め、この目標信号から原信号Ｉ1、Ｑ1を減算することにより除去信号を計算する。最大信号判断器１４-５はサンプリング周期ごとに除去信号計算器１４-４から伝達される除去信号のうち０と０との間で最高レベルを有する除去信号を選択して維持し、残りの除去信号は０に調整する。前記最大信号判断器１４-５により選択された前記最高レベル除去信号はシステムで要求する周波数帯域幅に制限するために最大信号パルス整形フィルタ１４-６の入力となる。
【００６６】
一方、原信号Ｉ1、Ｑ1は時間遅延器１４-７により時間遅延された後、合算器１４-８により前記最大信号パルス整形フィルタ１４-６の出力と合算されることにより電力調節された信号を生成する。前記合算器１４-８の出力は周波数変換器１４-９に入力されてそれぞれ異なる中心周波数を使用して該当するＦＡ（１）の無線周波数（ＲＦ）帯域に周波数上昇変換される。
【００６７】
同様に、異なる電力調節部１４-１０、…、１４-１１も同一の動作を遂行してＦＡ（２）〜ＦＡ（Ｎ）帯域の信号をそれぞれ出力する。多重ＦＡに対する前記電力調節部１４-３、１４-１０、…、１４-１１の出力は結合部１４-１２により結合されて前記電力増幅器１３-４の入力となる。
【００６８】
図１５は、３つのＦＡを支援するシステムで多重ＦＡ帯域の信号が結合された結合部１４-１２の出力を示すものである。
同図を参照すれば、１５-１、１５-２、１５-３は相互に異なる周波数帯域ＦＡ（１）、ＦＡ（２）、ＦＡ（３）それぞれのための原信号のレベルを半径とする円で、１５-５は電力増幅器１３-４のために要求された平均電力対最大電力の比を保障するように予め定められるしきい信号レベル（すなわち、しきい電力）と同じ半径を有する円である。ここで、原信号の周波数はＦＡ（１）＜ＦＡ（２）＜ＦＡ（３）の関係を有する。このような周波数帯域の差により、円１５-１を形成するベクトルと前記円１５-２を形成するベクトルとの結合は、円１５-１上の１点を中心とする円１５-２を形成させ、円１５-１を形成するベクトルと円１５-２を形成するベクトル及び前記円１５-３を形成するベクトルの結合は円１５-２上の１点を中心とする円１５-３を形成するようになる。
【００６９】
周波数間の関係によれば、ＦＡ（１）の信号変化よりはＦＡ（２）の信号変化がさらに速く起こり、ＦＡ（２）の信号変化よりはＦＡ（３）の信号変化がさらに速く起こる。したがって、各ＦＡで瞬間信号レベルが一定せず該当する円に沿って周期的に変化する。結果的に、結合部１４-１２の出力の最大値は点１５-４で示す。ここで、最大値はすべてのＦＡに対する瞬間信号レベルの和と同一である。前記瞬間信号レベルの和がしきい信号レベルより小さくなければならないという条件を満たすためには、結合部１４-１２の出力が円１５-５の内側に位置するようにするスケール値を決定すべきである。
【００７０】
上記のような条件を満足させるために、多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３が多重ＦＡに対するスケール値を計算することにより、各ＦＡごとに入力された原信号の瞬間信号レベルの和が予め定められるしきい信号レベルより小さいとか同じ場合には多重ＦＡのためのスケール値はすべて１に定められる。一方、原信号の瞬間信号レベルの和がしきい信号レベルより大きい場合には適切なスケール値が計算されるべきである。このとき、すべてのＦＡは同一のスケール値を共有し、あるいは相互に異なるスケール値を有することができる。
【００７１】
ここで、ＦＡが相互に異なるスケール値を有する場合はＦＡが相互に異なるサービス等級、すなわち優先度（priority）を有する場合である。すなわち、発展された基地局システムはＦＡごとに相互に異なる優先度が与えられる。実際に、ＣＤＭＡ２０００ ＥＶ-ＤＯ（Evolution Data Only）システムは、ＣＤＭＡ１世代サービスを提供するＦＡと高速のデータサービス（High speed Data Rate Service）を提供するＦＡとを区別する。高速のデータサービスのみを提供するＦＡはサービスの特性上送信信号の品質に敏感するので、ＣＤＭＡ１世代サービスを支援するＦＡに比べてより高い優先度を有する必要がある。
【００７２】
図１６を参照して、スケール値計算器１４-２が同等な優先度を有するＮつのＦＡに対して適用される一つのスケール値を計算する手続きについて説明する。図１６において、まず図１４でＦＡ（１）の瞬間信号レベル
【００７３】
【数１５】
【００７４】
が原信号Ｉ1の二乗値と原信号Ｑ1の二乗値との和の二乗根により得られる。
【００７５】
【数１６】
【００７６】
同一の方法で各ＦＡの瞬間信号レベル
【００７７】
【数１７】
【００７８】
が求められると、結合部１４-１２の最大出力値を求めるためにすべてのＦＡの瞬間信号レベルの和
【００７９】
【数１８】
【００８０】
が計算される（段階１６-１）。
前記計算された瞬間信号レベルの和
【００８１】
【数１９】
【００８２】
は予め定められたしきい信号レベル
【００８３】
【数２０】
【００８４】
と比較される（段階１６-２）。
前記瞬間信号レベルの和
【００８５】
【数２１】
【００８６】
が前記しきい信号レベル
【００８７】
【数２２】
【００８８】
より小さいとか同じ場合、すべてのＦＡのスケール値は１に定められる（段階１６-３）。それとも、すべてのＦＡのスケール値Ｓは下記の数式２３のようにしきい信号レベルを瞬間信号レベルの和で割って得られる（段階１６-４）。
【００８９】
【数２３】
【００９０】
上記のような手続きにより求められたスケール値Ｓは多重ＦＡのための除去信号計算器１４-４に提供され、原信号が可能な最大の信号レベルを有する場合のための除去信号を発生させるのに利用される。
【００９１】
一方、相互に異なる優先度を有するＮつのＦＡに対するスケール値を計算する方法では、加重値を利用する第１方法と等級別しきい信号レベルを利用する第２方法がある。
【００９２】
まず、図１７を参照してスケール値計算器１４-２が加重値を使用してＦＡに対するスケール値を計算する第１方法について説明する。この方法は、ＦＡのための信号について相互に異なる加重値を与えることにより、各ＦＡに対するスケール値を計算する。
【００９３】
図１７を参照すれば、図１４でＦＡ（１）の瞬間信号レベル
【００９４】
【数２４】
【００９５】
は原信号Ｉ1の二乗値と原信号Ｑ1の二乗値との和の二乗根により求められる。
【００９６】
【数２５】
【００９７】
これと類似に、各ＦＡの瞬間信号レベル
【数２６】
【００９８】
が求められると、前記結合部１４-１２の最大出力値を得るためにすべてのＦＡの瞬間信号レベルの和
【００９９】
【数２７】
【０１００】
が計算される（段階１７-１）。
前記計算された瞬間信号レベルの和
【０１０１】
【数２８】
【０１０２】
は予め決められるとか計算されるしきい信号レベル
【０１０３】
【数２９】
【０１０４】
と比較される（段階１７-２）。前記瞬間信号レベルの和
【０１０５】
【数３０】
【０１０６】
が前記しきい信号レベル
【０１０７】
【数３１】
【０１０８】
より小さいとか同じ場合、すべてのＦＡのスケール値は１に定められる（段階１７-３）。そうでない場合、各ＦＡに対して該当するサービス等級により決定される加重値αiを設定する（段階１７-４）。ここで、加重値αiはi番目のＦＡのための加重値を意味する。
【０１０９】
優先度に応じて加重された各ＦＡのための原信号レベルは
【０１１０】
【数３２】
【０１１１】
で表示可能である。ここで、ＦＡが高い優先度を有するほどより大きな加重値を持つべきである。その一例として、加重値は該当ＦＡに与えられた優先度の比率で決められる。すなわち、すべてのＦＡはサービス等級１またはサービス等級２に属し、サービス等級１がサービス等級２より高い優先度を有する場合、サービス等級１のための加重値は２、サービス等級２のための加重値は１に定められうる。
【０１１２】
上記のように加重値が決められると、ＦＡのスケール値を求めるためにまず、共通スケール値（Global Scale Value）Ｓglobalを計算する（段階１７-５）。前記共通スケール値Ｓglobalは下記の数式３３により計算される。
【０１１３】
【数３３】
【０１１４】
i番目のＦＡに対するスケール値Ｓiは共通スケール値Ｓglobalと該当するＦＡに対して設定された加重値αiの乗算により、下記の数式３４により計算される（段階１７-６）。
【０１１５】
【数３４】
【０１１６】
上記のような手続きにより求められたＦＡに対するスケール値は該当するＦＡのための除去信号計算器１４-４に提供される。このように計算される加重値はＦＡ別にスケール値を決定するのに影響を与えるようになる。なお、高い優先度を有するＦＡは送信電力の制限を少なく受けるので、使用可能な送信電力の効率を極大化できる。
【０１１７】
次に、図１８と図１９を参照してスケール値計算器１４-２がしきい信号レベルを調節してＦＡに対するスケール値を計算する第２方法に関して説明する。
この方法は、多重ＦＡを優先度が高い順にサービス等級１、サービス等級２、…、サービス等級ｋに分類し、それぞれのサービス等級ごとに等級別しきい信号レベル
【０１１８】
【数３５】
【０１１９】
を予め決定する。ここで、
【０１２０】
【数３６】
【０１２１】
はi番目のサービス等級に対する等級別しきい信号レベルを示し、等級の優先度が高いほどより大きな等級別しきい信号レベルを有する。すなわち、
【０１２２】
【数３７】
【０１２３】
の関係を有する。このとき、すべての等級別しきい信号レベルの和
【０１２４】
【数３８】
【０１２５】
はシステムで要求する全体しきい信号レベル
【０１２６】
【数３９】
【０１２７】
より大きくない。
【０１２８】
実際に、ＣＤＭＡ２０００ ＥＶ-ＤＯシステムの場合、高速データサービスのためのＦＡをサービス等級１に決め、ＣＤＭＡ１世代サービスのためのＦＡをサービス等級２に決められる。図１８を参照すれば、サービス等級１のためのしきい信号レベルは円１８-１で表示し、サービス等級２のためのしきい信号レベルは円１８-２で表示する。したがって、図１８に示した外側の円は全体しきい信号レベル
【０１２９】
【数４０】
【０１３０】
を意味する。
【０１３１】
図１９を参照してしきい信号レベルを調節して各ＦＡに対するスケール値を計算する手続きについて説明すれば、図１４でＦＡ（１）の瞬間信号レベル
【０１３２】
【数４１】
【０１３３】
はＩ1の二乗値とＱ1の二乗値との和により求められる。
【０１３４】
【数４２】
【０１３５】
同一の方法で、各ＦＡの瞬間信号レベル
【０１３６】
【数４３】
【０１３７】
が求められると、結合部１４-１２の最大出力値を得るためにすべてのＦＡの瞬間信号レベルの和
【０１３８】
【数４４】
【０１３９】
が計算される（段階１９-１）。
【０１４０】
前記計算された瞬間信号レベルの和
【０１４１】
【数４５】
【０１４２】
は予め定められるとかあるいは計算される全体しきい信号レベル
【０１４３】
【数４６】
【０１４４】
と比較される（１９-２）。前記瞬間信号レベルの和
【０１４５】
【数４７】
【０１４６】
が全体しきい信号レベル
【０１４７】
【数４８】
【０１４８】
より小さいとか同じ場合、すべてのＦＡのスケール値は1に決められる（段階１９-３）。その反対の場合は、優先度が高い順に各ＦＡに対するスケール値を計算する。
【０１４９】
まず、一番高い優先度を有するサービス等級1のＦＡの平均瞬間信号レベル
【０１５０】
【数４９】
【０１５１】
は予め定められたサービス等級１のしきい信号レベル
【０１５２】
【数５０】
【０１５３】
と比較される（段階１９-４）。前記
【０１５４】
【数５１】
【０１５５】
が前記
【０１５６】
【数５２】
【０１５７】
より大きいと、サービス等級１のＦＡに対するスケール値は
【０１５８】
【数５３】
【０１５９】
で計算される（段階１９-５）。その反面、前記
【０１６０】
【数５４】
【０１６１】
が前記
【０１６２】
【数５５】
【０１６３】
より小さいとか同じであればサービス等級１のＦＡに対するスケール値は１に定められ、同時にサービス等級２のＦＡのための新たな
【０１６４】
【数５６】
【０１６５】
がサービス等級２のＦＡのために予め定められた
【０１６６】
【数５７】
【０１６７】
に
【０１６８】
【数５８】
【０１６９】
を合算することにより計算される。すなわち、次の計算式
【０１７０】
【数５９】
【０１７１】
のようである（段階１９-６）。これはサービス等級１のＦＡで使用されずに残った電力
【０１７２】
【数６０】
【０１７３】
をサービス等級２のＦＡに割り当てることにより、電力使用の効率を高めるためである。
【０１７４】
同様に、サービス等級２のＦＡの平均瞬間信号レベル
【０１７５】
【数６１】
【０１７６】
は段階１９-６で計算されたサービス等級２の新たな
【０１７７】
【数６２】
【０１７８】
と比較される（段階１９-７）。前記
【０１７９】
【数６３】
【０１８０】
が新たな
【０１８１】
【数６４】
【０１８２】
より大きいと、サービス等級２のＦＡに対するスケール値は
【０１８３】
【数６５】
【０１８４】
で計算される(段階１９-８)。その反面、前記
【０１８５】
【数６６】
【０１８６】
が新たな
【０１８７】
【数６７】
【０１８８】
より小さいとか同じであれば、サービス等級２のＦＡに対するスケール値は１に決められ、同時にサービス等級３のＦＡのための新たな計算式
【０１８９】
【数６８】
【０１９０】
により合算される（段階１９-９）。
【０１９１】
このような数式で一番低いサービス等級ｋのＦＡのためのスケール値まで決定されると（段階１９-１０〜段階１９-１２）、各ＦＡに対するスケール値は該当するＦＡのための除去信号計算器に提供される。このようなしきい信号レベルの調節を通じて各ＦＡの特性にしたがって最小限の性能を保障することができる。
【０１９２】
一方、本発明の詳細な説明では具体的な実施例に関して説明したが、本発明の範囲から外れない限り多様な変形が可能であることはもちろんである。したがって、本発明の範囲は説明された実施例に限らず、特許請求の範囲だけでなくその範囲と均等なことにより定めるべきである。
【０１９３】
【発明の効果】
以上に詳細に説明したように動作する本発明により得られる効果を簡単に説明すれば、次のようである。
【０１９４】
本発明の電力調節ブロックはＤＳ-ＣＤＭＡ、Ｗ-ＣＤＭＡ、ＭＣ-ＣＤＭＡなど多様なシステムで使用され、簡単に具現することができる。また、従来の前置補償調整回路と共に使用され、全体システムの性能に影響を与えず、ＣＤＭＡシステムのように多重使用者と付加チャンネル信号の和による信号で発生する高い平均電力対最大電力の比による電力増幅器の非効率的動作による問題点が解決できる。なお、高価の電力増幅器を使用することなくても性能の劣化を最小化することができるので、システムの全体費用が減少する。
【０１９５】
特に、多重ＦＡを支援する移動通信システムでそれぞれのＦＡに対してスケール値を制御する過程を通じて多重ＦＡ伝送時に各ＦＡ信号の特性により最小限の性能が保障可能であり、全体使用電力の効率を極大化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 通常の移動通信システムの送信経路構成を示す図。
【図２】 本発明の実施例による単一ＦＡ移動通信システムの送信経路構成を示す図。
【図３】 図２で電力調節ブロックの詳細構成を示す図。
【図４】 図３の電力調節ブロックで除去信号計算部の動作原理を説明する図。
【図５】 図３でパルス整形フィルタ構成の一例を示す図。
【図６】 本発明による電力調節動作を示す流れ図。
【図７】 図３のスケール値決定部に入力される原信号を示す図。
【図８】 図３のスケール値決定部で決定された信号を示す図。
【図９】 図３の除去信号計算部で計算された目標信号を示す図。
【図１０】 図３で除去信号計算部で生成された除去信号を示す図。
【図１１】 図３の最大信号判断部で選択された最高レベル除去信号を示す図。
【図１２】 図３で原信号と除去信号及び電力調節された信号を示す図。
【図１３】 本発明の実施例による多重ＦＡ移動通信システムの送信経路構成を示す図。
【図１４】 図１３で多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３の詳細構成を示す図。
【図１５】 多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３で各ＦＡ別電力特性を示す図。
【図１６】 図１４でスケール値計算器１４-２が同等な優先度を有する複数のＦＡに対してスケール値を計算する方法を示す流れ図。
【図１７】 図１４でスケール値計算器１４-２が相互に異なる優先度を有する複数のＦＡに対してスケール値を計算する第１方法を示す流れ図。
【図１８】 多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３で相互に異なる等級に区別される各ＦＡ別電力特性を示す図。
【図１９】 図１４でスケール値計算器１４-２が相互に異なる等級に区別される複数のＦＡに対してスケール値を計算する第２方法を示す流れ図。
【符号の説明】
２-１ チャンネル素子群
２-２ チャンネル素子
２-３ Ｉチャンネルパルス整形フィルタ
２-４ Ｑチャンネルパルス整形フィルタ
２-５ 周波数変換器
２-６ 電力増幅器
２-８ 電力調節ブロック
３-１ スケール値決定部
３-２ 除去信号計算部
３-１０ Ｉチャンネル最大信号判断部
３-１１ Ｑチャンネル最大信号判断部
３-１２ Ｉチャンネル最大信号パルス整形フィルタ
３-１３ Ｑチャンネル最大信号パルス整形フィルタ
３-１４ Ｉチャンネル信号遅延部
３-１５ Ｑチャンネル信号遅延部
３-１６ Ｉチャンネル合算部
３-１７ Ｑチャンネル合算部
【発明の属する技術分野】
本発明は移動通信システムに関するもので、特に移動通信基地局システムで送信電力の平均電力対最大電力の比(Peak-to-Aaverage Power Ratio：ＰＡＰＲ)を減少させるための装置及び方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
公知のように、移動通信基地局システムは端末機に伝送する音声及びデータを有するＲＦ（Radio Frequency）信号を増幅するためにＲＦ電力増幅器（Power Amplifier）を使用する。ＲＦ電力増幅器は全体システムにおいて一番高価の装置であって、システムの価格を低くするのに重要な構成要素として、次の二つの要求事項にしたがって設計されなければならない。第１要求事項は、ＲＦ電力増幅器は基地局セル領域のすべての端末機に伝送するのに十分なＲＦ電力を出力すべきである。第２要求事項は、ＲＦ電力増幅器の出力信号に対する隣接チャンネル電力（Adjacent Channel Power：ＡＣＰ）干渉は要求される水準以下に維持されるべきである。
【０００３】
ところが、十分なＲＦ出力電力を保障する入力信号電力が電力増幅器の線形増幅領域外にあれば、電力増幅器の出力信号は非線形増幅により信号周波数帯域外の信号歪み成分を持つようになる。周波数の面で説明すれば、信号周波数帯域幅外での電力上昇（Spectral Regrowth）により隣接チャンネルの電力干渉を引き起こす。すなわち、第１要求事項を満たすためには高い入力電力が要求され、第２要求事項を満たすためには低い入力電力が要求されるという設計上の難しさが発生するようになる。
【０００４】
特に、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）基地局システムのように高い平均電力対最大電力の比（Peak-to-Average Ratio:ＰＡＲまたはCrest Factor：ＣＦ）特性を有するシステムでは、電力増幅器が線形増幅領域で動作できるように入力電力を制御しなければならない。または、信号の最大入力電力を受容可能な程度の線形性を有する高価の電力増幅器が使用されなければならない。この側面でのＣＤＭＡシステムは信号の歪みを抑制するために平均入力電力に比べて１０dB以上の最大入力電力を受容できる高価の電力増幅器を必要とする。しかし、上述したように高い入力電力を受容できる電力増幅器は電力効率性を減少させ、電力の消耗、システムのかさ、コストなどを増加させる。なお、通常に移動通信基地局システムは複数の割り当て周波数（Frequency Allocation：ＦＡ）を使用して同時に各ＦＡの信号を送出し、それぞれのＦＡに対して電力増幅器を使用すべきなので、コストの面で負担が一層増加する。このような理由で、移動通信基地局システムで電力増幅器を効率的に配置し且つ設計するのが非常に重要である。
【０００５】
安定的に電力増幅器を動作させるための一つの方法では、高い平均電力対最大電力の比の特性を持つシステムは最大電力の入力時に前置補償調整回路（pre-distortion adjusting circuit）を使用する。前置補償調整回路は電力増幅器で発生する歪み信号情報を測定し、この測定された情報を考慮して電力増幅器の入力信号を制御する。制御された入力信号は電力増幅器の動作により歪み信号を相殺させつつ原入力信号の増幅された信号を発生する。
【０００６】
このような歪み信号を決定するためには、変調と復調、標本化、量子化、同期化、そして入力信号と出力信号とを比較する複雑な過程が必要である。また、前置補償調整回路はシステム具現のための標準で要求する隣接チャンネル電力特性を満たすために前置補償調整回路の入力信号、出力信号、及び標準ＡＣＰ特性を利用する。このような前置補償調整回路は効率性、速度、複雑性などの問題により最適の歪み調整値を得にくい。
【０００７】
安定的に電力増幅器を動作させるための他の方法では、電力増幅器の最大入力信号と電力増幅器の線形増幅特性を通じて信号のレベルを一定の比率に減少すれば、電力増幅器の入力信号の平均電力対最大電力の比を低減することができる。電力増幅器のすべての入力信号は電力増幅器の線形増幅特性を考慮して求められたスケール値（Scale Factor）と乗算して電力増幅器の線形増幅領域で動作できるようにする低い信号電力となる。また、希望の電力値以上の入力信号に対してシステムで要求する電力を有するように信号を強制的に低める方式で平均電力対最大電力の比を減少させうる。ところが、このようにすべての信号レベルを全体的に一定の比率で減少するとか、希望の電力値以上の信号を一定の信号レベルにする方法は信号の急激な変化をもたらすようになり、信号の周波数帯域外で電力上昇を起こすため、全体システムの劣化をもたらす。
【０００８】
また他の方法は、入力信号の同位相信号成分（In-phase:Ｉ）と直交位相信号成分（Quadrature-phase:Ｑ）のレベルと電力を計算し、要求されるしきい電力以上の信号に対して除去信号を発生させる。そして、同一の時間で原信号（original signals）と除去信号を加える過程で信号のレベルを希望する水準に低くする。このような方式の送信経路構造を図１に示す。
【０００９】
図１を参照すれば、ＣＤＭＡシステムの場合、チャンネル素子群１-１内のチャンネル素子１-２はそれぞれ入力されたチャンネルデータに対して適合した符号化、変調、チャンネル区分などの過程を遂行することにより、基底帯域信号を生成する。この基底帯域信号は同位相（Ｉ）チャンネル及び直交位相（Ｑ）チャンネル別に加えられる。プロセッサ１-５ではこの加えられたＩチャンネル及びＱチャンネル信号に対して、そのレベルを測定し、電力を計算して希望する水準の電力を作るために除去される信号レベルを決定し、各チャンネルに対して出力する。Ｉチャンネル及びＱチャンネル基底帯域結合機１-３、１-４はチャンネル素子群１-１から入力されたＩチャンネル及びＱチャンネル信号をプロセッサ１-５の遂行時間だけ遅延させた後、ＣＤＭＡチップ単位でプロセッサ１-５から出力された除去信号と加えることにより、希望水準の電力を有する信号を出力する。Ｉチャンネル及びＱチャンネル基底帯域結合機１-３、１-４の出力信号はパルス整形フィルタ１-６、１-７により帯域幅が制限され、周波数変換器１-８、電力増幅器１-９を通じてアンテナに伝送される。このアンテナは基地局送信電力を該当するセル内の端末機に放射する。
【００１０】
図１の構造において、Ｉチャンネル及びＱチャンネル基底帯域結合機１-３、１-４から出力された信号の平均電力対最大電力の比は所望の水準で調整される。しかし、調整された信号がパルス整形フィルタ１-６、１-７を通過しながら平均電力対最大電力の比はさらに増加され、結果的に電力増幅器１-９により周波数帯域外で電力が上昇してＡＣＰ干渉を引き起こすという問題点があった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
したがって上記したように動作される従来技術の問題点を解決するために、本発明の目的は、第１に、安定的で、適合した移動通信システムを具現するためにより効率的なＲＦ電力増幅器を使用することができる向上した方法及び装置を提供することにある。
【００１２】
第２に、高い平均電力対最大電力の比を有するシステムで電力増幅器が線形化増幅領域で安定的に動作させる方法及び装置を提供することにある。
【００１３】
第３に、全体システムの性能に影響を与えず電力増幅器の入力信号の平均電力対最大電力の比を減少する方法及び装置を提供することにある。
【００１４】
第４に、移動通信システムの伝送時に電力増幅器の効率を極大化するように平均電力対最大電力の比を減少し、信号周波数帯域外で電力上昇を最大限に抑制できる方法及び装置を提供することにある。
【００１５】
第５に、複数の割り当て周波数（ＦＡ）に対して信号を同時に伝送するときに電力増幅器を効率的に使用することができる方法及び装置を提供することにある。
【００１６】
第６に、Ｉチャンネル及びＱチャンネルパルス整形フィルタと周波数変換器との間に備えられる電力調節器を用いて電力増幅器の入力信号を制御する方法及び装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を達成するための手段】
上記した目的を達成するために本発明は、単一割り当て周波数（ＦＡ）を支援する移動通信システムの送信電力制御装置において、それぞれのチャンネル別に伝送のためのチャンネルデータを同位相（Ｉ）信号成分と直交位相（Ｑ）信号成分に区分して基底帯域の信号を生成するチャンネル素子群と、前記基底帯域の信号をパルス整形フィルタリングするパルス整形フィルタと、線形化した電力増幅のために設定されたしきい電力により前記パルス整形フィルタリングされた信号の平均電力対最大電力の比を調節した後に出力する電力調節ブロックと、前記電力調節された信号を無線周波数帯域の信号に上昇変換して出力する周波数変換器とを含むことを特徴とする。
【００１８】
本発明の他の実施例は、単一割り当て周波数（ＦＡ）を支援する移動通信システムの送信電力制御方法において、それぞれのチャンネル別に伝送のためのチャンネルデータを同位相（Ｉ）信号成分と直交位相（Ｑ）信号成分に区分して基底帯域の信号を生成する第１過程と、前記基底帯域の信号をパルス整形フィルタリングする第２過程と、線形化した電力増幅のために設定されたしきい電力により前記パルス整形フィルタリングされた信号の平均電力対最大電力の比を調節した後に出力する第３過程と、前記電力調節された信号を無線周波数帯域の信号に上昇変換して出力する第４過程とを含むことを特徴とする。
【００１９】
また本発明は、多重割り当て周波数（ＦＡ）を支援する移動通信システムの送信電力制御装置において、それぞれのチャンネル別に伝送のためのチャンネルデータを同位相（Ｉ）信号成分と直交位相（Ｑ）信号成分に区分して複数のＦＡのための基底帯域の信号を生成する前記複数のＦＡに対応する複数のチャンネル素子群と、前記複数のチャンネル素子群に連結されて前記基底帯域の信号をパルス整形フィルタリングする前記複数のＦＡに対応する複数のパルス整形フィルタと、線形化した電力増幅のために設定されたしきい電力により前記パルス整形フィルタリングされた信号の平均電力対最大電力の比を調節するための多重ＦＡ電力調節部とを含むことを特徴とする。
【００２０】
さらに本発明は、多重割り当て周波数（ＦＡ）を支援する移動通信システムの送信電力制御方法において、それぞれのチャンネル別に伝送のためのチャンネルデータを同位相（Ｉ）信号成分と直交位相（Ｑ）信号成分に区分して複数のＦＡのための基底帯域の信号を生成する第１過程と、前記基底帯域の信号をパルス整形フィルタリングする第２過程と、線形化した電力増幅のために設定されたしきい電力により前記パルス整形フィルタリングされた信号の平均電力対最大電力の比を調節した後、該当する無線周波数帯域で出力する第３過程とを含むことを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の望ましい実施例を添付の図面を参照して詳細に説明する。下記では本発明の要旨を不明にする可能性のある公知の機能及び構成に関する詳しい説明は省略する。
【００２２】
まず、本発明の明確な説明のために使用する用語について定義する。本発明で、ＰＡＲ（Peak-to-Average Ratio）またはＣＦ（Crest Factor）とはシステムで信号の電力特性をいうもので、平均電力に対する最大電力の比である。このような電力特性は、多重使用者が共通の周波数資源を共有するＣＤＭＡシステムの電力増幅器の設計に非常に重要な要素として作用する。ＣＦＲ（Crest Factor Reduction）アルゴリズムとは、本発明により平均電力対最大電力の比を減少するアルゴリズムをいうもので、電力調節ブロックにより遂行される。バックオフ（BACKOFF）とは、電力増幅器が線形的に動作する領域をいうもので、平均電力に対して線形増幅領域で動作できる最大電力の比を意味する。
【００２３】
以下、図２〜図１２は単一ＦＡで適用可能な第１実施例について示すもので、図１３〜図１９は多重ＦＡの伝送に適用される第２実施例について示すものである。
【００２４】
＜第１実施例＞
まず、単一ＦＡを支援する移動通信基地局システムに適用される本発明の第１実施例を説明する。
図２は本発明の第１実施例による単一ＦＡ移動通信基地局システムの送信経路構成を示すもので、基地局システムの送信経路は一つ以上のチャンネル素子２-２を含むチャンネル素子群２-１、Ｉチャンネル及びＱチャンネルパルス整形フィルタ２-３及び２-４、周波数変換器２-５、電力増幅器２-６を含む。特に、本発明によるＣＦＲアルゴリズムを遂行する電力調節ブロック２-８はパルス整形フィルタ２-３、２-４と周波数変換器２-５との間に位置する。
【００２５】
図２を参照すれば、一つ以上のチャンネル素子２-２を含むチャンネル素子群２-１はそれぞれのチャンネルデータに対して符号化、変調、チャンネル区分などの動作を遂行して基底帯域の同位相（Ｉ）チャンネル及び直交位相（Ｑ）チャンネルの信号を生成する。特に、ＣＤＭＡシステムの場合、チャンネル素子群２-１からのＩチャンネル及びＱチャンネル信号はそれぞれのチャンネルで共通制御信号のための付加チャンネル信号と多重使用者信号のＣＤＭＡチップ単位の和を示す。
【００２６】
前述したように、多数のチャンネル信号の和を同時に伝送するＣＤＭＡシステムのようなシステムではひどい出力信号電力の変化が示すので、Ｉチャンネルパルス整形フィルタ２-３とＱチャンネルパルス整形フィルタ２-４は各チャンネル信号の周波数帯域を制限して隣接チャンネルに与える干渉を減少させる。周波数変換器２-５は電力増幅器２-６の前端に位置して中間周波数（Intermediate Frequency:ＩＦ）レベルで入力されたパルス整形フィルタ２-３、２-４の出力信号をディジタル/アナログ変換した後、無線周波数（Radio Frequency：ＲＦ）帯域に上昇変換する。
【００２７】
電力増幅器２-６はアンテナの前端に位置して周波数変換された信号を基地局セル領域のすべての使用者に十分な出力電力をもって伝送可能なように入力信号の電力増幅を遂行する。このアンテナは電力増幅器２-６で増幅された信号を受けて基地局によりサービスされるセル内の端末機に伝送する。
【００２８】
本発明によるＣＦＲアルゴリズムを遂行する前記電力調節ブロック２-８はシステムで電力増幅器の価格負担を低減するために入力信号の平均電力対最大電力の比を減少し、周波数帯域外での電力上昇(Spectral Regrowth)を抑制することにより、システム性能の劣化を防ぐ機能を遂行する。電力調節ブロック２-８はパルス整形フィルタ２-３、２-４の後端に配置されることにより、これらパルス整形フィルタ２-３、２-４を通過しつつ引き起こされる平均電力対最大電力の比の増加を防止することができる。
【００２９】
図３は本発明による電力調節ブロック２-８の詳細構成を示すもので、図示したように電力調節ブロック２-８はスケール値決定部３-１と、除去信号計算部３-２と、IチャンネルとＱチャンネル最大信号判断部３-１０、３-１１と、Ｉチャンネル及びＱチャネル最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３と、Ｉチャンネル及びＱチャンネル信号遅延部３-１４、３-１５と、Ｉチャンネル及びＱチャンネル合算部３-１６、３-１７とを含んでいる。
【００３０】
Ｉチャンネルパルス整形フィルタ２-３とＱチャンネルパルス整形フィルタ２-４の出力信号Ｉ、Ｑは前記スケール値決定部３-１と、信号遅延部３-１４、３-１５と除去信号計算部３-２の入力となる。また、Ｉ最大信号パルス整形フィルタ３-１２の出力信号Ｉ２とＩチャンネル信号遅延部３-１４の出力信号Ｉ３は前記合算部３-１６で加算されてＩ’となり、図２の前記周波数変換器２-５の入力となる。同一の方法で、前記Ｑ最大信号パルス整形フィルタ３-１３の出力信号Ｑ２と前記Ｑチャンネル信号遅延部３-１５の出力信号Ｑ３とは合算器３-１７で加算されてＱ’となり、図２の周波数変換器２-５の入力となる。
【００３１】
パルス整形フィルタ２-３、２-４の出力信号Ｉ、Ｑは前記電力調節ブロック２-８により電力増幅器２-６の線形化のために要求される水準の平均電力対最大電力の比を持つようになり、これにより周波数帯域外での電力上昇(Spectral Regrowth) が抑制できる。
【００３２】
以下、図３を参照して電力調節ブロック２-８の動作原理について具体的に説明する。
【００３３】
スケール値決定部３-１はＩチャンネルパルス整形フィルタ２-３の出力信号ＩとＱチャンネルパルス整形フィルタ２-４の出力信号Ｑ（以下、原信号Ｉ、Ｑとする）をＩチャンネル信号レベル二乗器（squarer）３-３とＱチャンネル信号レベル二乗器３-４にそれぞれ入力して予め定められたサンプリング周期ごとにサンプリングして信号レベルをそれぞれ測定する。このＩチャンネル信号レベル二乗器３-３の出力とＱチャンネル信号レベル二乗器３-４の出力との和により各サンプリング周期で瞬間電力値Ｐ（=Ｉ2+Ｑ2）が得られる。スケール値計算器３-５は瞬間電力値と予め定められたしきい電力値Ｐthを利用してスケール値を計算する。スケール値を計算する過程は、下記のようである。
【００３４】
まず、瞬間電力値を前記しきい電力値Ｐthと比較する。ここで、しきい電力値Ｐthはシステムの平均電力Ｐaverageと電力増幅器２-６のバックオフ（backoff：すなわち、システムの平均電力に対して線形増幅のために要求される最大電力の比）により、数式１３のように決められる。
【００３５】
【数１３】
上記比較結果、瞬間電力値がしきい電力値より小さいとか同じであれば、各Ｉ、Ｑチャンネルに乗算されるスケール値はそれぞれ１に決定される。すなわち、除去信号計算部３-２の出力信号Ｉ１、Ｑ１は０となり、つまり前記原信号の電力は調節されない。一方、瞬間電力値がしきい電力値より大きいと、スケール値は平均電力対最大電力の比を低めるために原信号の電力を調整可能なように定めるべきである。このようなスケール値はしきい電力値を前記瞬間電力値で割って二乗根を取ることにより求められる。すなわち、下記の数式１４により得られる。
【００３７】
【数１４】
他の例として、前記スケール値は図示しない記憶装置に貯蔵されたスケールテーブルを通じて求められる。このように決定されたスケール値は除去信号計算部３-２に伝達される。
【００３９】
このスケール値は除去信号計算部３-２の乗算器３-６、３-７に入力されて前記原信号Ｉ、Ｑと乗算される。これら乗算器３-６、３-７の出力は電力増幅器２-６の線形化のために要求される各チャンネルの目標信号となる。すなわち、瞬間電力値がしきい電力値より大きい場合、前記スケール値を乗算する過程を通じて元のＩ、Ｑ信号と同一の位相を維持しつつ、しきい電力値を有するＩ、Ｑチャンネルそれぞれの目標信号を得ることができる。減算器３-８、３-９は各チャンネルの目標信号から原信号Ｉ、Ｑを減算する過程を遂行して各チャンネルの除去信号Ｉ１、Ｑ１を発生させる。
【００４０】
前記除去信号計算部３-２の動作原理は図４に示すようである。
図４を参照すれば、原信号ベクトル４-１はパルス整形フィルタ２-３、２-４の出力の原信号Ｉ、Ｑをベクトル形態で表示するもので、目標信号ベクトル４-２は原信号ベクトル４-１と同一の位相を持ち、しきい電力値と同一の電力を有する目標信号をベクトル形態で表示するものである。除去信号ベクトル４-３は図３の除去信号計算部３-２の出力の除去信号Ｉ１、Ｑ１をベクトル形態で示すものである。また、外部の実線円はしきい電力を示し、内部の点線円は原信号の平均電力を示すものである。ここで、除去信号ベクトル４-３は目標信号ベクトル４-２から原信号ベクトル４-１を減算することにより得られる。
【００４１】
以上のように、目標信号の位相を原信号の位相と同一にする過程を通じて生成された除去信号は原信号電力の平均電力対最大電力の比を低めるために生成された除去信号の中で最小の電力を有するようになる。
【００４２】
除去信号計算部３-２で生成された除去信号Ｉ１、Ｑ１はＩチャンネル、Ｑチャンネル最大信号判断部３-１０、３-１１に伝達される。
【００４３】
もし、最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３に入力されたパルスが同一の極性を持ちつつ、サンプリング周期ごとに０でない連続した値を有すれば、前記パルスはパルス整形フィルタを通過しつつ相互に重ねて除去信号より高いレベルを有する。
【００４４】
時間次元で重ねられた最大信号パルス整形フィルタ３-１０、３-１１の出力信号Ｉ２、Ｑ２と信号遅延部３-１４、３-１５を通過した信号Ｉ３、Ｑ３が合算部３-１６、３-１７で合算されると、結果的に他の信号の歪みが引き起こされる可能性がある。
【００４５】
このような問題を解決ために、最大信号判断部３-１０、３-１１はサンプリング周期ごとに伝達された除去信号のうち０と０との間で同一の極性で連続した除去信号のうち最高レベルを有する除去信号パルスのみを維持し、残りの除去信号はすべて０に調整する。
【００４６】
すなわち、Ｉチャンネル及びＱチャンネル最大信号判断部３-１０、３-１１はサンプリング周期ごとに除去信号Ｉ１、Ｑ１を継続して受けて一番大きいサイズを有する除去信号を選択する。前記最大信号判断部３-１０、３-１１で各チャンネルに対して選択された最高レベルのＩチャンネル及びＱチャンネル除去信号は最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３の入力となる。前記最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３は最高レベル除去信号を希望の周波数帯域幅に制限する。
【００４７】
このように、最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３の機能は入力された信号の周波数帯域を希望の帯域幅に制限して隣接チャンネルの電力上昇または周波数帯域外での歪みを抑制するものである。したがって、最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３は入力された信号を前記時間遅延部３-１４の出力信号Ｉ３の周波数帯域幅と同一の帯域幅に制限するためにＦＩＲ（Finite Impulse Response）またはＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタなどで具現されることができる。
【００４８】
図５は、ＦＩＲフィルタを適用した最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３の構造を示すものである。同図を詳細に説明すれば、入力信号Ａは最大信号判断部３-１０から提供され、サンプリング周期だけの遅延を有する時間遅延器５-１、…、５-４を通過する。また、時間遅延器５-１、…、５-４の入力端と出力端の信号はそれぞれ乗算器５-５、…、５-８で制限しようとする周波数帯域に合うように設計された係数Ｃ0、Ｃ1、Ｃ2、…、Ｃnと乗算され、乗算器５-５、…、５-８の出力は合算器５-９で合算されて出力信号Ｂとなる。前記Ｉチャンネル及びＱチャンネル最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３の出力信号Ｂはそれぞれ前記電力調節ブロック２-８で要求する周波数帯域幅を満たす信号Ｉ２、Ｑ２となる。
【００４９】
一方、時間遅延部３-１４、３-１５は原信号Ｉ、Ｑを所定の時間遅延だけ遅延させる。ここで、所定の時間遅延は原信号Ｉ、Ｑがスケール値決定部３-１から最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３までを通過するのにかかる時間となる。
【００５０】
結合部３-１６、３-１７は時間遅延部３-１４、３-１５の出力信号Ｉ３、Ｑ３と最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３の出力信号Ｉ２、Ｑ２を加算する。ここで、これら信号Ｉ２、Ｑ２は高い平均電力対最大電力の比を有する信号に対してパルス整形フィルタリングされた最高レベル除去信号を示す。したがって、結合部３-１６、３-１７の出力信号は電力増幅器２-６の線形化のために要求される電力水準に補償される。
【００５１】
図６は、本発明による電力調節ブロック２-８の全体的の動作を示す流れ図である。
同図を参照すれば、スケール値決定部３-１はＩチャンネル及びＱチャンネルパルス整形フィルタ２-３、２-４から提供された原信号Ｉ、Ｑのサイズを測定して瞬間電力Ｐ（＝Ｉ2+Ｑ2）を計算した後（段階６-１）、前記瞬間電力値Ｐと予め定められたしきい電力値Ｐthとを比較し（段階６-２）、その比較結果によりスケール値を決定する。すなわち、瞬間電力Ｐがしきい電力Ｐthより小さいとか同じであればスケール値は１に決定され（段階６-９）、瞬間電力Ｐがしきい電力Ｐthより大きいと、スケール値は予め貯蔵されたスケールテーブルまたは上記の数１４により決定される（段階６-３）。
【００５２】
前記除去信号計算部３-２は原信号Ｉ、Ｑと前記決定されたスケール値を乗算することにより、原信号Ｉ、Ｑと同一の位相を持ち、しきい電力値と同一の電力値を有する目標信号を求めた後（段階６-４）、この目標信号から原信号Ｉ、Ｑを減算して除去信号Ｉ１、Ｑ１を計算する（段階６-５）。除去信号Ｉ１、Ｑ１はシステムで要求する平均電力対最大電力の比を合わせるための役割を遂行する。
【００５３】
最大信号判断部３-１０、３-１１は、サンプリング周期ごとに段階６-１〜段階６-５を繰り返すことにより、計算された除去信号の中で最高レベルの除去信号を決定し（段階６-６）、最大信号パルス整形フィルタ３-１２、３-１３は決定された最高レベル除去信号をパルス整形フィルタリングする（段階６-７）。
【００５４】
結合部３-１６、３-１７は段階６-７でパルス整形フィルタリングされた信号を信号遅延部３-１４、３-１５により所定の時間遅延値だけ時間遅延された原信号と結合する（段階６-８）。結果的に、最終結合された信号の平均電力対最大電力の比は希望の水準に補償される。
【００５５】
図７〜図１２は、電力調節ブロック２-８により調節される電力の変化を示すものである。
図７はＩチャンネル及びＱチャンネルの原信号パルスを示すものである。すなわち図７は、各サンプリング周期でＩチャンネルパルス整形フィルタ２-３の出力に対する信号レベルを測定したＩチャンネルの値と、各サンプリング周期でＱチャンネルパルス整形フィルタ２-４の出力に対する信号レベルを測定したＱチャンネルの値を示すものである。図８は各サンプリング周期で図７に示す値に対する瞬間電力値を測定した結果を示すもので、各サンプリング周期で瞬間電力値Ｐは（Ｉ2+Ｑ2）で計算される。
【００５６】
図９は、各サンプリング周期で計算されたスケール値をしきい電力値より大きい瞬間電力値を有する原信号に乗算して計算されたＩチャンネル及びＱチャンネル目標信号パルスを示すものである。図１０は、各サンプリング周期ごとに図９の目標信号パルスから図７の原信号パルスを減算することにより求められたＩチャンネル及びＱチャンネル除去信号パルスを示すものである。ここで、図１０の除去信号パルスは原信号や目標信号とは反対の位相を有することに留意しなければならない。
【００５７】
図１１は、図１０に示した除去信号パルスのうち０と０との間で最高レベルを有するＩチャンネル及びＱチャンネル除去信号パルスを選択した例を示すものである。図１２は、図１１に示した最高レベルのＩチャンネル及びＱチャンネル除去信号をパルス整形フィルタリングした結果と、その電力値を示すものである。図１２に示すＩ、Ｑは結合部３-１６、３-１７で図７に示す前記Ｉチャンネル及びＱチャンネルの原信号と結合され、結果的に結合部３-１６、３-１７の出力は図９に示したように電力増幅器２-６のために要求された平均電力対最大電力の比を有するように調節される。
【００５８】
＜第２実施例＞
以下、多重ＦＡを支援する移動通信基地局システムに適用される本発明の第２実施例について説明する。
【００５９】
図１３は本発明の実施例による多重ＦＡ移動通信基地局システムの送信経路構成を示すもので、図示のように送信経路はチャンネル素子ユニット１３-１、パルス整形フィルタユニット１３-２、及び電力増幅器１３-４を含む。特に、すべてのＦＡに対して原信号の平均電力対最大電力の比を調節するための多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３は前記パルス整形フィルタユニット１３-２と前記電力増幅器１３-４との間に位置する。
【００６０】
図１３を参照すれば、複数のＦＡに対応する複数のチャンネル素子群を備えるチャンネル素子ユニット１３-１は基底帯域でチャンネルデータの符号化、変調、チャンネル区分などの役割を遂行するチャンネル素子を含み、それぞれのＦＡに対して独立的に制御を遂行する。前記チャンネル素子群はそれぞれ図２に示したチャンネル素子群２-１と同一に構成される。前記チャンネル素子ユニット１３-１により生成されたＩチャンネル及びＱチャンネル信号は、それぞれのＦＡに対して信号の周波数帯域幅を制限するために複数のＦＡに対応する複数のＩチャンネル及びＱチャンネルパルス整形フィルタを備えるパルス整形フィルタユニット１３-２の入力となる。制限された周波数帯域幅を有するようにフィルタリングされたパルス整形フィルタユニット１３-２の出力は前記多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３の入力となる。
【００６１】
図１３の多重ＦＡのそれぞれに対応する信号の流れは図２に類似する。すなわち、多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３は、電力増幅器１３-４の安定した動作を保障するために高い平均電力対最大電力の比を有する入力信号に対して電力調節された信号を出力する。前記多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３の出力は電力増幅器１３-４に伝達され、該当基地局によりサービスされるセル内のすべての端末機に十分な電力で信号を伝送できるようにする。
【００６２】
図１４は、図１３で多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３の詳細構成を示すものである。
同図を参照すれば、多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３は複数のＦＡに対してそれぞれスケール値を決定するスケール値決定部１４-１と、前記複数のＦＡに対応する複数の電力調節部１４-３、１４-１０、…、１４-１１と、結合部１４-１２とを含む。複数のＦＡに対応する電力調節部１４-３、１４-１０、…、１４-１１はそれぞれ図３と図６で既に説明したように各ＦＡに対して平均電力対最大電力の比に対する調節動作を類似するように遂行する。ただし、スケール値を計算することにおいて多重ＦＡのための原信号Ｉ、Ｑが独立的に利用されずに連関を持つようになる。
【００６３】
以下、図１４の動作をより詳細に説明する。
前記スケール値決定部１４-１は多重ＦＡに対する原信号Ｉ1、Ｑ1、Ｉ2、Ｑ2、…、ＩN、ＱNをそれぞれ該当する二乗器に入力を受けてサンプリング周期ごとにその信号レベルを計算する。スケール値計算器１４-２は計算された信号レベルを用いて多重ＦＡに対するスケール値を決定する。前記スケール値は予め貯蔵されるスケール表により決定され、あるいは後述する多数の数式により計算される。
【００６４】
前記スケール値決定部１４-２で決定されたスケール値は複数のＦＡに対応する複数の電力調節部１４-３、１４-１０、…、１４-１１に入力される。前記電力調節部１４-３、１４-１０、…、１４-１１はそれぞれ該当するＦＡに対して、単一ＦＡに適用される電力調節ブロック２-８と同一に図６に示す手続きを遂行する。以下で、電力調節部１４-３を例としてその詳細な動作手続きを説明するが、他の電力調節部１４-１０、…、１４-１１も同一に動作することはもちろんである。
【００６５】
前記スケール値決定部１４-１で求められたスケール値のうち該当するＦＡのスケール値Ｓ1は前記電力調節部１４-３の除去信号計算器１４-４に提供される。除去信号計算器１４-４は前記原信号Ｉ1、Ｑ1に前記スケール値Ｓ1を乗算してＩチャンネル及びＱチャンネル目標信号を求め、この目標信号から原信号Ｉ1、Ｑ1を減算することにより除去信号を計算する。最大信号判断器１４-５はサンプリング周期ごとに除去信号計算器１４-４から伝達される除去信号のうち０と０との間で最高レベルを有する除去信号を選択して維持し、残りの除去信号は０に調整する。前記最大信号判断器１４-５により選択された前記最高レベル除去信号はシステムで要求する周波数帯域幅に制限するために最大信号パルス整形フィルタ１４-６の入力となる。
【００６６】
一方、原信号Ｉ1、Ｑ1は時間遅延器１４-７により時間遅延された後、合算器１４-８により前記最大信号パルス整形フィルタ１４-６の出力と合算されることにより電力調節された信号を生成する。前記合算器１４-８の出力は周波数変換器１４-９に入力されてそれぞれ異なる中心周波数を使用して該当するＦＡ（１）の無線周波数（ＲＦ）帯域に周波数上昇変換される。
【００６７】
同様に、異なる電力調節部１４-１０、…、１４-１１も同一の動作を遂行してＦＡ（２）〜ＦＡ（Ｎ）帯域の信号をそれぞれ出力する。多重ＦＡに対する前記電力調節部１４-３、１４-１０、…、１４-１１の出力は結合部１４-１２により結合されて前記電力増幅器１３-４の入力となる。
【００６８】
図１５は、３つのＦＡを支援するシステムで多重ＦＡ帯域の信号が結合された結合部１４-１２の出力を示すものである。
同図を参照すれば、１５-１、１５-２、１５-３は相互に異なる周波数帯域ＦＡ（１）、ＦＡ（２）、ＦＡ（３）それぞれのための原信号のレベルを半径とする円で、１５-５は電力増幅器１３-４のために要求された平均電力対最大電力の比を保障するように予め定められるしきい信号レベル（すなわち、しきい電力）と同じ半径を有する円である。ここで、原信号の周波数はＦＡ（１）＜ＦＡ（２）＜ＦＡ（３）の関係を有する。このような周波数帯域の差により、円１５-１を形成するベクトルと前記円１５-２を形成するベクトルとの結合は、円１５-１上の１点を中心とする円１５-２を形成させ、円１５-１を形成するベクトルと円１５-２を形成するベクトル及び前記円１５-３を形成するベクトルの結合は円１５-２上の１点を中心とする円１５-３を形成するようになる。
【００６９】
周波数間の関係によれば、ＦＡ（１）の信号変化よりはＦＡ（２）の信号変化がさらに速く起こり、ＦＡ（２）の信号変化よりはＦＡ（３）の信号変化がさらに速く起こる。したがって、各ＦＡで瞬間信号レベルが一定せず該当する円に沿って周期的に変化する。結果的に、結合部１４-１２の出力の最大値は点１５-４で示す。ここで、最大値はすべてのＦＡに対する瞬間信号レベルの和と同一である。前記瞬間信号レベルの和がしきい信号レベルより小さくなければならないという条件を満たすためには、結合部１４-１２の出力が円１５-５の内側に位置するようにするスケール値を決定すべきである。
【００７０】
上記のような条件を満足させるために、多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３が多重ＦＡに対するスケール値を計算することにより、各ＦＡごとに入力された原信号の瞬間信号レベルの和が予め定められるしきい信号レベルより小さいとか同じ場合には多重ＦＡのためのスケール値はすべて１に定められる。一方、原信号の瞬間信号レベルの和がしきい信号レベルより大きい場合には適切なスケール値が計算されるべきである。このとき、すべてのＦＡは同一のスケール値を共有し、あるいは相互に異なるスケール値を有することができる。
【００７１】
ここで、ＦＡが相互に異なるスケール値を有する場合はＦＡが相互に異なるサービス等級、すなわち優先度（priority）を有する場合である。すなわち、発展された基地局システムはＦＡごとに相互に異なる優先度が与えられる。実際に、ＣＤＭＡ２０００ ＥＶ-ＤＯ（Evolution Data Only）システムは、ＣＤＭＡ１世代サービスを提供するＦＡと高速のデータサービス（High speed Data Rate Service）を提供するＦＡとを区別する。高速のデータサービスのみを提供するＦＡはサービスの特性上送信信号の品質に敏感するので、ＣＤＭＡ１世代サービスを支援するＦＡに比べてより高い優先度を有する必要がある。
【００７２】
図１６を参照して、スケール値計算器１４-２が同等な優先度を有するＮつのＦＡに対して適用される一つのスケール値を計算する手続きについて説明する。図１６において、まず図１４でＦＡ（１）の瞬間信号レベル
【００７３】
【数１５】
が原信号Ｉ1の二乗値と原信号Ｑ1の二乗値との和の二乗根により得られる。
【００７５】
【数１６】
同一の方法で各ＦＡの瞬間信号レベル
【００７７】
【数１７】
が求められると、結合部１４-１２の最大出力値を求めるためにすべてのＦＡの瞬間信号レベルの和
【００７９】
【数１８】
が計算される（段階１６-１）。
前記計算された瞬間信号レベルの和
【００８１】
【数１９】
は予め定められたしきい信号レベル
【００８３】
【数２０】
と比較される（段階１６-２）。
前記瞬間信号レベルの和
【００８５】
【数２１】
が前記しきい信号レベル
【００８７】
【数２２】
より小さいとか同じ場合、すべてのＦＡのスケール値は１に定められる（段階１６-３）。それとも、すべてのＦＡのスケール値Ｓは下記の数式２３のようにしきい信号レベルを瞬間信号レベルの和で割って得られる（段階１６-４）。
【００８９】
【数２３】
上記のような手続きにより求められたスケール値Ｓは多重ＦＡのための除去信号計算器１４-４に提供され、原信号が可能な最大の信号レベルを有する場合のための除去信号を発生させるのに利用される。
【００９１】
一方、相互に異なる優先度を有するＮつのＦＡに対するスケール値を計算する方法では、加重値を利用する第１方法と等級別しきい信号レベルを利用する第２方法がある。
【００９２】
まず、図１７を参照してスケール値計算器１４-２が加重値を使用してＦＡに対するスケール値を計算する第１方法について説明する。この方法は、ＦＡのための信号について相互に異なる加重値を与えることにより、各ＦＡに対するスケール値を計算する。
【００９３】
図１７を参照すれば、図１４でＦＡ（１）の瞬間信号レベル
【００９４】
【数２４】
は原信号Ｉ1の二乗値と原信号Ｑ1の二乗値との和の二乗根により求められる。
【００９６】
【数２５】
これと類似に、各ＦＡの瞬間信号レベル
【数２６】
が求められると、前記結合部１４-１２の最大出力値を得るためにすべてのＦＡの瞬間信号レベルの和
【００９９】
【数２７】
が計算される（段階１７-１）。
前記計算された瞬間信号レベルの和
【０１０１】
【数２８】
は予め決められるとか計算されるしきい信号レベル
【０１０３】
【数２９】
と比較される（段階１７-２）。前記瞬間信号レベルの和
【０１０５】
【数３０】
が前記しきい信号レベル
【０１０７】
【数３１】
より小さいとか同じ場合、すべてのＦＡのスケール値は１に定められる（段階１７-３）。そうでない場合、各ＦＡに対して該当するサービス等級により決定される加重値αiを設定する（段階１７-４）。ここで、加重値αiはi番目のＦＡのための加重値を意味する。
【０１０９】
優先度に応じて加重された各ＦＡのための原信号レベルは
【０１１０】
【数３２】
で表示可能である。ここで、ＦＡが高い優先度を有するほどより大きな加重値を持つべきである。その一例として、加重値は該当ＦＡに与えられた優先度の比率で決められる。すなわち、すべてのＦＡはサービス等級１またはサービス等級２に属し、サービス等級１がサービス等級２より高い優先度を有する場合、サービス等級１のための加重値は２、サービス等級２のための加重値は１に定められうる。
【０１１２】
上記のように加重値が決められると、ＦＡのスケール値を求めるためにまず、共通スケール値（Global Scale Value）Ｓglobalを計算する（段階１７-５）。前記共通スケール値Ｓglobalは下記の数式３３により計算される。
【０１１３】
【数３３】
i番目のＦＡに対するスケール値Ｓiは共通スケール値Ｓglobalと該当するＦＡに対して設定された加重値αiの乗算により、下記の数式３４により計算される（段階１７-６）。
【０１１５】
【数３４】
上記のような手続きにより求められたＦＡに対するスケール値は該当するＦＡのための除去信号計算器１４-４に提供される。このように計算される加重値はＦＡ別にスケール値を決定するのに影響を与えるようになる。なお、高い優先度を有するＦＡは送信電力の制限を少なく受けるので、使用可能な送信電力の効率を極大化できる。
【０１１７】
次に、図１８と図１９を参照してスケール値計算器１４-２がしきい信号レベルを調節してＦＡに対するスケール値を計算する第２方法に関して説明する。
この方法は、多重ＦＡを優先度が高い順にサービス等級１、サービス等級２、…、サービス等級ｋに分類し、それぞれのサービス等級ごとに等級別しきい信号レベル
【０１１８】
【数３５】
を予め決定する。ここで、
【０１２０】
【数３６】
はi番目のサービス等級に対する等級別しきい信号レベルを示し、等級の優先度が高いほどより大きな等級別しきい信号レベルを有する。すなわち、
【０１２２】
【数３７】
の関係を有する。このとき、すべての等級別しきい信号レベルの和
【０１２４】
【数３８】
はシステムで要求する全体しきい信号レベル
【０１２６】
【数３９】
より大きくない。
【０１２８】
実際に、ＣＤＭＡ２０００ ＥＶ-ＤＯシステムの場合、高速データサービスのためのＦＡをサービス等級１に決め、ＣＤＭＡ１世代サービスのためのＦＡをサービス等級２に決められる。図１８を参照すれば、サービス等級１のためのしきい信号レベルは円１８-１で表示し、サービス等級２のためのしきい信号レベルは円１８-２で表示する。したがって、図１８に示した外側の円は全体しきい信号レベル
【０１２９】
【数４０】
を意味する。
【０１３１】
図１９を参照してしきい信号レベルを調節して各ＦＡに対するスケール値を計算する手続きについて説明すれば、図１４でＦＡ（１）の瞬間信号レベル
【０１３２】
【数４１】
はＩ1の二乗値とＱ1の二乗値との和により求められる。
【０１３４】
【数４２】
同一の方法で、各ＦＡの瞬間信号レベル
【０１３６】
【数４３】
が求められると、結合部１４-１２の最大出力値を得るためにすべてのＦＡの瞬間信号レベルの和
【０１３８】
【数４４】
が計算される（段階１９-１）。
【０１４０】
前記計算された瞬間信号レベルの和
【０１４１】
【数４５】
は予め定められるとかあるいは計算される全体しきい信号レベル
【０１４３】
【数４６】
と比較される（１９-２）。前記瞬間信号レベルの和
【０１４５】
【数４７】
が全体しきい信号レベル
【０１４７】
【数４８】
より小さいとか同じ場合、すべてのＦＡのスケール値は1に決められる（段階１９-３）。その反対の場合は、優先度が高い順に各ＦＡに対するスケール値を計算する。
【０１４９】
まず、一番高い優先度を有するサービス等級1のＦＡの平均瞬間信号レベル
【０１５０】
【数４９】
は予め定められたサービス等級１のしきい信号レベル
【０１５２】
【数５０】
と比較される（段階１９-４）。前記
【０１５４】
【数５１】
が前記
【０１５６】
【数５２】
より大きいと、サービス等級１のＦＡに対するスケール値は
【０１５８】
【数５３】
で計算される（段階１９-５）。その反面、前記
【０１６０】
【数５４】
が前記
【０１６２】
【数５５】
より小さいとか同じであればサービス等級１のＦＡに対するスケール値は１に定められ、同時にサービス等級２のＦＡのための新たな
【０１６４】
【数５６】
がサービス等級２のＦＡのために予め定められた
【０１６６】
【数５７】
に
【０１６８】
【数５８】
を合算することにより計算される。すなわち、次の計算式
【０１７０】
【数５９】
のようである（段階１９-６）。これはサービス等級１のＦＡで使用されずに残った電力
【０１７２】
【数６０】
をサービス等級２のＦＡに割り当てることにより、電力使用の効率を高めるためである。
【０１７４】
同様に、サービス等級２のＦＡの平均瞬間信号レベル
【０１７５】
【数６１】
は段階１９-６で計算されたサービス等級２の新たな
【０１７７】
【数６２】
と比較される（段階１９-７）。前記
【０１７９】
【数６３】
が新たな
【０１８１】
【数６４】
より大きいと、サービス等級２のＦＡに対するスケール値は
【０１８３】
【数６５】
で計算される(段階１９-８)。その反面、前記
【０１８５】
【数６６】
が新たな
【０１８７】
【数６７】
より小さいとか同じであれば、サービス等級２のＦＡに対するスケール値は１に決められ、同時にサービス等級３のＦＡのための新たな計算式
【０１８９】
【数６８】
により合算される（段階１９-９）。
【０１９１】
このような数式で一番低いサービス等級ｋのＦＡのためのスケール値まで決定されると（段階１９-１０〜段階１９-１２）、各ＦＡに対するスケール値は該当するＦＡのための除去信号計算器に提供される。このようなしきい信号レベルの調節を通じて各ＦＡの特性にしたがって最小限の性能を保障することができる。
【０１９２】
一方、本発明の詳細な説明では具体的な実施例に関して説明したが、本発明の範囲から外れない限り多様な変形が可能であることはもちろんである。したがって、本発明の範囲は説明された実施例に限らず、特許請求の範囲だけでなくその範囲と均等なことにより定めるべきである。
【０１９３】
【発明の効果】
以上に詳細に説明したように動作する本発明により得られる効果を簡単に説明すれば、次のようである。
【０１９４】
本発明の電力調節ブロックはＤＳ-ＣＤＭＡ、Ｗ-ＣＤＭＡ、ＭＣ-ＣＤＭＡなど多様なシステムで使用され、簡単に具現することができる。また、従来の前置補償調整回路と共に使用され、全体システムの性能に影響を与えず、ＣＤＭＡシステムのように多重使用者と付加チャンネル信号の和による信号で発生する高い平均電力対最大電力の比による電力増幅器の非効率的動作による問題点が解決できる。なお、高価の電力増幅器を使用することなくても性能の劣化を最小化することができるので、システムの全体費用が減少する。
【０１９５】
特に、多重ＦＡを支援する移動通信システムでそれぞれのＦＡに対してスケール値を制御する過程を通じて多重ＦＡ伝送時に各ＦＡ信号の特性により最小限の性能が保障可能であり、全体使用電力の効率を極大化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 通常の移動通信システムの送信経路構成を示す図。
【図２】 本発明の実施例による単一ＦＡ移動通信システムの送信経路構成を示す図。
【図３】 図２で電力調節ブロックの詳細構成を示す図。
【図４】 図３の電力調節ブロックで除去信号計算部の動作原理を説明する図。
【図５】 図３でパルス整形フィルタ構成の一例を示す図。
【図６】 本発明による電力調節動作を示す流れ図。
【図７】 図３のスケール値決定部に入力される原信号を示す図。
【図８】 図３のスケール値決定部で決定された信号を示す図。
【図９】 図３の除去信号計算部で計算された目標信号を示す図。
【図１０】 図３で除去信号計算部で生成された除去信号を示す図。
【図１１】 図３の最大信号判断部で選択された最高レベル除去信号を示す図。
【図１２】 図３で原信号と除去信号及び電力調節された信号を示す図。
【図１３】 本発明の実施例による多重ＦＡ移動通信システムの送信経路構成を示す図。
【図１４】 図１３で多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３の詳細構成を示す図。
【図１５】 多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３で各ＦＡ別電力特性を示す図。
【図１６】 図１４でスケール値計算器１４-２が同等な優先度を有する複数のＦＡに対してスケール値を計算する方法を示す流れ図。
【図１７】 図１４でスケール値計算器１４-２が相互に異なる優先度を有する複数のＦＡに対してスケール値を計算する第１方法を示す流れ図。
【図１８】 多重ＦＡ電力調節ブロック１３-３で相互に異なる等級に区別される各ＦＡ別電力特性を示す図。
【図１９】 図１４でスケール値計算器１４-２が相互に異なる等級に区別される複数のＦＡに対してスケール値を計算する第２方法を示す流れ図。
【符号の説明】
２-１ チャンネル素子群
２-２ チャンネル素子
２-３ Ｉチャンネルパルス整形フィルタ
２-４ Ｑチャンネルパルス整形フィルタ
２-５ 周波数変換器
２-６ 電力増幅器
２-８ 電力調節ブロック
３-１ スケール値決定部
３-２ 除去信号計算部
３-１０ Ｉチャンネル最大信号判断部
３-１１ Ｑチャンネル最大信号判断部
３-１２ Ｉチャンネル最大信号パルス整形フィルタ
３-１３ Ｑチャンネル最大信号パルス整形フィルタ
３-１４ Ｉチャンネル信号遅延部
３-１５ Ｑチャンネル信号遅延部
３-１６ Ｉチャンネル合算部
３-１７ Ｑチャンネル合算部
Claims (24)
- 単一割り当て周波数（ＦＡ）を支援する移動通信システムの送信電力制御装置において、
それぞれのチャンネル別に伝送のためのチャンネルデータを同位相（Ｉ）信号成分と直交位相（Ｑ）信号成分に区分して基底帯域の信号を生成するチャンネル素子群と、
前記基底帯域の信号をパルス整形フィルタリングするパルス整形フィルタと、
線形化した電力増幅のために設定されたしきい電力により前記パルス整形フィルタリングされた信号の平均電力対最大電力の比を調節した後に出力する電力調節ブロックと、
前記電力調節された信号を無線周波数帯域の信号に上昇変換して出力する周波数変換器とを含み、
前記電力調節ブロックが、
前記パルス整形フィルタによりフィルタリングされた結果の原信号の提供を受けてサンプリング周期ごとに瞬間電力値を測定して前記しきい電力値と比較し、その比較結果によりスケール値を決定するスケール値決定部と、
前記原信号に前記決定されたスケール値を乗算して目標信号を求め、前記目標信号から前記原信号を減算することにより除去信号を計算する除去信号計算部と、
前記原信号を前記スケール値決定部と前記除去信号計算部による全体時間遅延だけ遅延させる信号遅延部と、
前記遅延された信号と前記除去信号とを結合して出力する結合部とから構成され、
前記電力調節ブロックは、
サンプリング周期ごとに前記除去信号計算部により計算された除去信号の入力を受け、前記除去信号のうち最高レベルを有する除去信号を選択する最大信号判断部と、
前記選択された除去信号を前記遅延された信号と結合する前にパルス整形フィルタリングする最大信号パルス整形フィルタとをさらに含むことを特徴とする装置。 - 前記最大信号判断部は、０でない連続する除去信号のうち最高レベルを有する除去信号を選択する請求項１記載の装置。
- 前記スケール値は、下記の数式により計算される請求項１記載の装置。
- 前記しきい電力値は下記の数式により計算される請求項１記載の装置。
- 単一割り当て周波数（ＦＡ）を支援する移動通信システムの送信電力制御方法において、
それぞれのチャンネル別に伝送のためのチャンネルデータを同位相（Ｉ）信号成分と直交位相（Ｑ）信号成分に区分して基底帯域の信号を生成する第１過程と、
前記基底帯域の信号をパルス整形フィルタリングする第２過程と、
線形化した電力増幅のために設定されたしきい電力により前記パルス整形フィルタリングされた信号の平均電力対最大電力の比を調節した後に出力する第３過程と、
前記電力調節された信号を無線周波数帯域の信号に上昇変換して出力する第４過程とを含み、
前記第３過程は、
前記パルス整形フィルタによりフィルタリングされた結果の原信号受けてサンプリング周期ごとに瞬間電力値を測定して前記しきい電力値と比較し、その比較結果によりスケール値を決定する第１段階と、
前記原信号に前記決定されたスケール値を乗算することにより目標信号を求め、前記目標信号から前記原信号を減算することにより除去信号を計算する第２段階と、
前記計算された除去信号を前記原信号と結合して出力する第３段階とを含み、
サンプリング周期ごとに前記計算された除去信号の入力を受け、前記除去信号のうち最高レベルを有する除去信号を選択する第４段階と、
前記選択された除去信号を前記原信号と結合する前にパルス整形フィルタリングする第５段階とをさらに含むことを特徴とする方法。 - 前記第４段階は、０でない連続する除去信号のうち最高レベルを有する除去信号を選択する請求項５記載の方法。
- 前記原信号を前記選択された除去信号と結合する前に前記選択された除去信号と同位相になるように所定時間だけ遅延させる第６段階をさらに含む請求項５記載の方法。
- 前記スケール値は、下記の数式により計算される請求項５記載の方法。
- 前記しきい電力値は下記の数式により計算される請求項５記載の方法。
- 多重割り当て周波数（ＦＡ）を支援する移動通信システムの送信電力制御装置において、
それぞれのチャンネル別に伝送のためのチャンネルデータを同位相（Ｉ）信号成分と直交位相（Ｑ）信号成分に区分して複数のＦＡのための基底帯域の信号を生成する前記複数のＦＡに対応する複数のチャンネル素子群と、
前記複数のチャンネル素子群に連結されて前記基底帯域の信号をパルス整形フィルタリングする前記複数のＦＡに対応する複数のパルス整形フィルタと、
線形化した電力増幅のために設定されたしきい電力により前記パルス整形フィルタリングされた信号の平均電力対最大電力の比を調節するための多重ＦＡ電力調節部とを含み、
前記多重ＦＡ電力調節ブロックは、
前記複数のパルス整形フィルタによりフィルタリングされた結果の各ＦＡの原信号を受けてサンプリング周期ごとに瞬間電力値を測定して前記しきい電力値と比較し、その比較結果により各ＦＡ別にスケール値を決定するスケール値決定部と、
前記各ＦＡの原信号をそれぞれ入力して前記スケール値を用いて平均電力対最大電力の比を調節した後、出力する前記複数のＦＡに対応する複数の電力調節部と、
前記複数の電力調節部の出力を結合して出力する結合部とから構成され、
前記複数の電力調節部はそれぞれ、
前記複数のパルス整形フィルタのうち該当するＦＡのパルス整形フィルタから提供された原信号に前記スケール値決定部から提供された該当するスケール値を乗算することにより目標信号を求め、前記目標信号から前記原信号を減算することにより除去信号を計算する除去信号計算器と、
前記原信号を前記スケール値決定部と前記除去信号計算器による全体時間遅延だけ遅延させる信号遅延器と、
前記遅延された信号と前記計算された除去信号とを合算して出力する合算器とから構成され、
前記複数の電力調節部はそれぞれ、
サンプリング周期ごとに前記計算された除去信号の入力を受け、前記除去信号のうち最高レベルを有する除去信号を選択する最大信号判断器と、
前記選択された除去信号を前記遅延された信号と合算する前にパルス整形フィルタリングする最大信号パルス整形フィルタをさらに含むことを特徴とする装置。 - 前記最大信号判断器は、０でない連続する除去信号のうち最高レベルを有する除去信号を選択する請求項１０記載の装置。
- 前記複数のＦＡが同等なサービス等級の場合に前記スケール値は下記の数式により計算される請求項１０記載の装置。
- 前記複数のＦＡが相互に異なるサービス等級に分類される場合、前記複数のＦＡに対する前記スケール値は下記の数式により計算される請求項１０記載の装置。
- 前記複数のＦＡが相互に異なるサービス等級に分類される場合、前記複数のＦＡのそれぞれに対するスケール値は下記の数式により計算される請求項１０記載の装置。
- 前記ｉ番目のＦＡに対するしきい電力値は、より高いサービス等級を有するＦＡに対するスケール値が１に決定されるとき、前記より高いサービス等級を有するＦＡに対して設定されたしきい電力のうち残りの電力と合算して更新され、
前記残りの電力は、前記より高いサービス等級を有するＦＡに対して設定されたしきい電力と該当する瞬間電力との差である請求項１４記載の装置。 - 前記しきい電力値は下記の数式により計算される請求項１０記載の方法。
- 多重割り当て周波数（ＦＡ）を支援する移動通信システムの送信電力制御方法において、
それぞれのチャンネル別に伝送のためのチャンネルデータを同位相（Ｉ）信号成分と直交位相（Ｑ）信号成分に区分して複数のＦＡのための基底帯域の信号を生成する第１過程と、
前記基底帯域の信号をパルス整形フィルタリングする第２過程と、
線形化した電力増幅のために設定されたしきい電力により前記パルス整形フィルタリングされた信号の平均電力対最大電力の比を調節した後、該当する無線周波数帯域で出力する第３過程とを含み、
前記第３過程は、
前記パルス整形フィルタリングされた結果の各ＦＡの原信号を受けてサンプリング周期ごとに瞬間電力値を測定して前記しきい電力値と比較し、その比較結果により各ＦＡ別スケール値を決定する第１段階と、
前記各ＦＡの原信号をそれぞれ入力して前記スケール値を用いて平均電力対最大電力の比を調節する第２段階と、
前記電力調節された信号を結合して出力する第３段階とから構成され、
前記第２段階は、
該当するＦＡに対する原信号に、該当するスケール値を乗算することにより目標信号を求め、前記目標信号から前記原信号を減算して除去信号を計算する第１サブ段階と、
前記計算された除去信号を前記原信号と合算して出力する第２サブ段階とから構成され、
サンプリング周期ごとに計算された除去信号の入力を受けて前記除去信号のうち最高レベルを有する除去信号を選択する第３サブ段階と、
前記選択された除去信号を前記原信号と合算する前にパルス整形フィルタリングする第４サブ段階とをさらに含むことを特徴とする方法。 - 前記第３サブ段階は、０でない連続する除去信号のうちの最高レベルを有する除去信号を選択する請求項１７記載の方法。
- 前記原信号を前記計算された除去信号と合算する前に前記計算された除去信号と同位相になるように所定時間だけ遅延させる第３サブ段階をさらに含む請求項１７記載の方法。
- 前記複数のＦＡが同等なサービス等級の場合に前記スケール値は下記の数式により計算される請求項１７記載の方法。
- 前記複数のＦＡが相互に異なるサービス等級に分類される場合、前記複数のＦＡに対する前記スケール値は下記の数式により計算される請求項１７記載の方法。
- 前記複数のＦＡが相互に異なるサービス等級に分類される場合、前記複数のＦＡそれぞれに対するスケール値は下記の数式により計算される請求項１７記載の方法。
- 前記ｉ番目のＦＡに対するしきい電力値は、より高いサービス等級を有するＦＡに対するスケール値が１に決定されるとき、前記より高いサービス等級を有するＦＡに対して設定されたしきい電力のうち残りの電力と合算されて更新され、
前記残りの電力は前記より高いサービス等級を有するＦＡに対して設定されたしきい電 力と該当する瞬間電力の差である請求項２２記載の方法。 - 前記しきい電力値は下記の数式により計算される請求項１７記載の方法。
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