JP3186307B2 - 圧縮データ記録装置及び方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルオーディオ
信号をビット圧縮した圧縮データの記録装置及び方法に
関し、特に入力信号の時間軸上の波形の振幅変化に応じ
て、その処理ブロックの時間的大きさを変化させるよう
な圧縮データの記録装置及び方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】本件出願人は、先に、入力されたディジ
タルオーディオ信号をビット圧縮し、所定のデータ量を
記録単位としてバースト的に記録するような技術を、例
えば特願平２−２２１３６４号、特願平２−２２１３６
５号、特願平２−２２２８２１号、特願平２−２２２８
２３号の各明細書及び図面等において提案している。

【０００３】この技術は、記録媒体として光磁気ディス
クを用い、いわゆるＣＤ−Ｉ（ＣＤ−インタラクティ
ブ）やＣＤ−ＲＯＭ ＸＡのオーディオデータフォーマ
ットに規定されているＡＤ（適応差分）ＰＣＭオーディ
オデータを記録再生するものであり、このＡＤＰＣＭデ
ータの例えば３２セクタ分とインターリーブ処理のため
のリンキング用の数セクタとを記録単位として、光磁気
ディスクにバースト的に記録している。

【０００４】この光磁気ディスクを用いた記録再生装置
におけるＡＤＰＣＭオーディオにはいくつかのモードが
選択可能になっており、例えば通常のＣＤの再生時間に
比較して、２倍の圧縮率でサンプリング周波数が３７．
８ｋＨｚのレベルＡ、４倍の圧縮率でサンプリング周波
数が３７．８ｋＨｚのレベルＢ、８倍の圧縮率でサンプ
リング周波数が１８．９ｋＨｚのレベルＣが規定されて
いる。すなわち、例えば上記レベルＢの場合には、ディ
ジタルオーディオデータが略々１／４に圧縮され、この
レベルＢのモードで記録されたディスクの再生時間（プ
レイタイム）は、標準的なＣＤフォーマット（ＣＤ−Ｄ
Ａフォーマット）の場合の４倍となる。これは、より小
型のディスクで標準１２ｃｍと同じ程度の記録再生時間
が得られることから、装置の小型化が図れることにな
る。

【０００５】ただし、ディスクの回転速度は標準的なＣ
Ｄと同じであるため、例えば上記レベルＢの場合、所定
時間当たりその４倍の再生時間分の圧縮データが得られ
ることになる。このため、例えばセクタやクラスタ等の
時間単位で同じ圧縮データを重複して４回読み出すよう
にし、そのうちの１回分の圧縮データのみをオーディオ
再生にまわすようにしている。具体的には、スパイラル
状の記録トラックを走査（トラッキング）する際に、１
回転毎に元のトラック位置に戻るようなトラックジャン
プを行って、同じトラックを４回ずつ繰り返しトラッキ
ングするような形態で再生動作を進めることになる。こ
れは、例えば４回の重複読み取りの内、少なくとも１回
だけ正常な圧縮データが得られればよいことになり、外
乱等によるエラーに強く、特に携帯用小型機器に適用し
て好ましいものである。

【０００６】さらに、本出願人は、特開平３−５２３３
２号公報及び特開平３−２６３９２６号公報において、
入力信号の大きな振幅変化に適応して圧縮過程の処理ブ
ロックを可変とすることで、処理系の時間的分解能なら
びに応答性を改善する技術を開示している。

【０００７】この技術は、処理系の時間分解能と周波数
分解能という互いに相反する特性を入力信号の性質に応
じて変化させることによって、入力信号への適応性を高
め、聴感上の良質な音質を得るものである。数多く知ら
れる高能率圧縮法のうち、直交変換を用いる、いわゆる
トランスフォームコーディングにおいては、振幅変化の
激しい信号が入力された場合に生じるプリエコーに対し
て、特に有効な手法である。ここで述べているプリエコ
ーとは、直交変換ブロック中に大きな振幅変化が生じた
状態で圧縮、伸張を行なった場合、その直交変換ブロッ
ク内に時間的に均一な量子化ノイズが発生し、元の信号
の振幅の小さい部分において先の量子化ノイズが聴感上
問題となる現象を示している。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述のトラ
ンスフォームコーディングにおいては、その直交変換の
特質から、変換ブロックの時間的長さを短くすると周波
数分解能が低下し、スペクトラムあるいは直交変換係数
が分散するため、このスペクトラムあるいは直交変換係
数を量子化して圧縮を実現すると、ビットの割当効率が
低下する。従って、上述のプリエコーの影響を低減する
ために、直交変換ブロックの時間的長さを極端に短くす
ると、量子化ノイズの増加が聴感上無視できなくなり、
伸張時の音質劣化を招く。上記の理由により直交変換ブ
ロックサイズの可変は、入力信号の変化に適応した制御
を必要とする。この手法として、当該直交変換ブロック
の入力信号である時間軸上の波形の振幅変化に注目して
直交変換サイズを制御する方法が容易に考えられるが、
実際の時間軸上の入力波形は非常に複雑であり、また、
人間の聴感上の特性も影響を及ぼし、先の手法では実際
の入力信号に対し、直交変換ブロックの時間的サイズを
短い方向へと誘導してしまう。その結果として相対的な
音質の劣化を及ぼす。

【０００９】本発明はこの様な実情に鑑みてなされたも
のであり、実際の複雑な入力信号に対し、良好に適応し
た直交変換サイズの制御手法を実現するための圧縮デー
タ記録及び／又は再生若しくは伝送及び／又は受信装
置、圧縮データ記録及び／又は再生若しくは伝送及び／
又は受信方法、及びその記録媒体の提供を目的とするも
のである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明に係る圧縮データ
記録装置は、上述した目的を達成するために、ディジタ
ルオーディオ信号を情報圧縮する際に、入力信号に適応
して処理ブロックの長さを可変とする圧縮データ記録装
置において、入力信号を複数の帯域に分割する帯域分割
手段と、上記帯域分割手段で分割した帯域信号のパワー
を算出するパワー算出手段と、上記パワー算出手段で求
めたパワーの変化情報を抽出する変化情報抽出手段と、
上記変化情報抽出手段で抽出されたパワーの変化情報に
基づいて１次のブロックサイズを決定するブロックサイ
ズ１次決定手段と、各帯域の帯域信号のパワーを比較す
るパワー比較手段と、上記パワー比較手段の結果に応じ
て上記ブロックサイズ１次決定手段で決定したブロック
サイズを修正するブロックサイズ修正手段とを有する。
また、本発明に係る圧縮データ記録方法は、ディジタル
オーディオ信号を情報圧縮する際に、入力信号に適応し
て処理ブロックの長さを可変とする圧縮データ記録方法
において、入力信号を複数の帯域に分割する帯域分割ス
テップと、上記帯域分割ステップで分割した帯域信号の
パワーを算出するパワー算出ステップと、上記パワー算
出ステップで求めたパワーの変化情報を抽出する変化情
報抽出ステップと、上記変化情報抽出ステップで抽出さ
れたパワーの変化情報に基づいて１次のブロックサイズ
を決定するブロックサイズ１次決定ステップと、各帯域
の帯域信号のパワーを比較するパワー比較ステップと、
上記パワー比較ステップの結果に応じて上記ブロックサ
イズ１次決定ステップで決定したブロックサイズを修正
するブロックサイズ修正ステップとを有する。

【００１１】

【００１２】さらに、上記の手法に加え、処理ブロック
及びこの処理ブロックに時間的に隣接する処理ブロック
のみならず、時間的に前の複数個の処理ブロックの情報
を解析することにより、入力信号の処理ブロックに比較
するところのより時間的に長い周期変化、特徴を上述の
処理ブロックの時間的サイズを決定するに当たり、加味
することによって、聴感上、良好な音質を得るようにし
ている。

【００１３】なお、上述の手法は、上述のトランスフォ
ームコーディングにおけるプリエコーの影響の効率の良
い低減と聴感上の良好な音質の両立に効果的であるが、
他の高能率符号化方法においても、周波数分解能と時間
分解能の両立を図るという観点から有効である。

【００１４】

【作用】本発明によれば、入力信号の急激な振幅変化に
対し、直交変換ブロックの時間的サイズ、並びにウィン
ドウ形状を変化させる際に、必要以上に時間的に短いブ
ロックを選択することが無くなり、同一のビットレート
においては、より良好な音質を得ることが出来、同一の
音質においては、より低いビットレートでの記録、電送
等を実施することができる。

【００１５】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。

【００１６】先ず、図１は、本発明に係る一実施例の圧
縮データ記録及び／又は再生装置の概略構成を示すブロ
ック回路図である。

【００１７】図１に示す圧縮データ記録及び／又は再生
装置において、先ず記録媒体としては、スピンドルモー
タ５１により回転駆動される光磁気ディスク１が用いら
れる。光磁気デイスク１に対するデータの記録時には、
例えば光学ヘッド５３によりレーザ光を照射した状態で
記録データに応じた変調磁界を磁気ヘッド５４により印
加することによって、いわゆる磁界変調記録を行い、光
磁気ディスク１の記録トラックに沿ってデータを記録す
る。また再生時には、光磁気ディスク１の記録トラック
を光学ヘッド５３によりレーザ光でトレースして磁気光
学的に再生を行う。

【００１８】光学ヘッド５３は、例えば、レーザダイオ
ード等のレーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、
偏光ビームスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学
部品及び所定パターンの受光部を有するフォトディテク
タ等から構成されている。この光学ヘッド５３は、光磁
気ディスク１を介して上記磁気ヘッド５４と対向する位
置に設けられている。光磁気ディスク１にデータを記録
するときには、後述する記録系のヘッド駆動回路６６に
より磁気ヘッド５４を駆動して記録データに応じた変調
磁界を印加すると共に、光学ヘッド５３により光磁気デ
ィスク１の目的トラックにレーザ光を照射することによ
って、磁界変調方式により熱磁気記録を行う。またこの
光学ヘッド５３は、目的トラックに照射したレーザ光の
反射光を検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォ
ーカスエラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法
によりトラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク
１からデータを再生するとき、光学ヘッド５３は上記フ
ォーカスエラーやトラッキングエラーを検出すると同時
に、レーザ光の目的トラックからの反射光の偏光角（カ
ー回転角）の違いを検出して再生信号を生成する。

【００１９】光学ヘッド５３の出力は、ＲＦ回路５５に
供給される。このＲＦ回路５５は、光学ヘッド５３の出
力から上記フォーカスエラー信号やトラッキングエラー
信号を抽出してサーボ制御回路５６に供給するととも
に、再生信号を２値化して後述する再生系のデコーダ７
１に供給する。

【００２０】サーボ制御回路５６は、例えばフォーカス
サーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピン
ドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等
から構成される。上記フォーカスサーボ制御回路は、上
記フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッ
ド５３の光学系のフォーカス制御を行う。また上記トラ
ッキングサーボ制御回路は、上記トラッキングエラー信
号がゼロになるように光学ヘッド５３の光学系のトラッ
キング制御を行う。さらに上記スピンドルモータサーボ
制御回路は、光磁気ディスク１を所定の回転速度（例え
ば一定線速度）で回転駆動するようにスピンドルモータ
５１を制御する。また、上記スレッドサーボ制御回路
は、システムコントローラ５７により指定される光磁気
ディスク１の目的トラック位置に光学ヘッド５３及び磁
気ヘッド５４を移動させる。このような各種制御動作を
行うサーボ制御回路５６は、該サーボ制御回路５６によ
り制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコン
トローラ５７に送る。

【００２１】システムコントローラ５７にはキー入力操
作部５８や表示部５９が接続されている。このシステム
コントローラ５７は、キー入力操作部５８による操作入
力情報により指定される動作モードで記録系及び再生系
の制御を行う。またシステムコントローラ７は、光磁気
デイスク１の記録トラックからヘッダータイムやサブコ
ードのＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレ
ス情報に基づいて、光学ヘッド５３及び磁気ヘッド５４
がトレースしている上記記録トラック上の記録位置や再
生位置を管理する。さらにシステムコントローラ５７
は、データ圧縮率と上記記録トラック上の再生位置情報
とに基づいて表示部５９に再生時間を表示させる制御を
行う。

【００２２】この再生時間表示は、光磁気ディスク１の
記録トラックからいわゆるヘッダータイムやいわゆるサ
ブコードＱデータ等により再生されるセクタ単位のアド
レス情報（絶対時間情報）に対し、データ圧縮率の逆数
（例えば１／４圧縮のときには４）を乗算することによ
り、実際の時間情報を求め、これを表示部５９に表示さ
せるものである。なお、記録時においても、例えば光磁
気ディスク等の記録トラックに予め絶対時間情報が記録
されている（プリフォーマットされている）場合に、こ
のプリフォーマットされた絶対時間情報を読み取ってデ
ータ圧縮率の逆数を乗算することにより、現在位置を実
際の記録時間で表示させることも可能である。

【００２３】次にこのディスク記録再生装置の記録再生
機の記録系において、入力端子６０からのアナログオー
デイオ入力信号ＡINがローパスフイルタ６１を介してＡ
／Ｄ変換器６２に供給され、このＡ／Ｄ変換器６２は上
記アナログオーディオ入力信号ＡINを量子化する。Ａ／
Ｄ変換器６２から得られたディジタルオーディオ信号
は、ＡＴＣ（Adaptive Transform Coding ）ＰＣＭエン
コーダ６３に供給される。また、入力端子６７からのデ
ィジタルオーディオ入力信号ＤINがディジタル入力イン
ターフェース回路６８を介してＡＴＣエンコーダ６３に
供給される。ＡＴＣエンコーダ６３は、上記入力信号Ａ
INを上記Ａ／Ｄ変換器６２により量子化した所定転送速
度のディジタルオーディオＰＣＭデータについて、ビッ
ト圧縮（データ圧縮）処理を行う。ここではその圧縮率
を４倍として説明するが、本実施例はこの倍率には依存
しない構成となっており、応用例により任意に選択が可
能である。

【００２４】次にメモリ６４は、データの書き込み及び
読み出しがシステムコントローラ５７により制御され、
ＡＴＣエンコーダ６３から供給されるＡＴＣデータを一
時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上に記録す
るためのバッファメモリとして用いられている。すなわ
ち、例えばＡＴＣエンコーダ６３から供給される圧縮オ
ーディオデータは、そのデータ転送速度が、標準的なＣ
Ｄ−ＤＡフォーマットのデータ転送速度（７５セクタ／
秒）の１／４、すなわち１８．７５セクタ／秒に低減さ
れており、この圧縮データがメモリ１４に連続的に書き
込まれる。この圧縮データ（ＡＴＣデータ）は、前述し
たように４セクタにつき１セクタの記録を行えば足りる
が、このような４セクタおきの記録は事実上不可能に近
いため、後述するようなセクタ連続の記録を行うように
している。この記録は、休止期間を介して、所定の複数
セクタ（例えば３２セクタ＋数セクタ）から成るクラス
タを記録単位として、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマット
と同じデータ転送速度（７５セクタ／秒）でバースト的
に行われる。すなわちメモリ１４においては、上記ビッ
ト圧縮レートに応じた１８．７５（＝７５／４）セクタ
／秒の低い転送速度で連続的に書き込まれたＡＴＣオー
ディオデータが、記録データとして上記７５セクタ／秒
の転送速度でバースト的に読み出される。この読み出さ
れて記録されるデータについて、記録休止期間を含む全
体的なデータ転送速度は、上記１８．７５セクタ／秒の
低い速度となっているが、バースト的に行われる記録動
作の時間内での瞬時的なデータ転送速度は上記標準的な
７５セクタ／秒となっている。従って、デイスク回転速
度が標準的なＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ速度（一定
線速度）のとき、該ＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ記録
密度、記憶パターンの記録が行われることになる。

【００２５】メモリ６４から上記７５セクタ／秒の（瞬
時的な）転送速度でバースト的に読み出されたＡＴＣオ
ーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ６５
に供給される。ここで、メモリ６４からエンコーダ６５
に供給されるデータ列において、１回の記録で連続記録
される単位は、複数セクタ（例えば３２セクタ）から成
るクラスタ及び該クラスタの前後位置に配されたクラス
タ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セ
クタは、エンコーダ６５でのインターリーブ長より長く
設定しており、インターリーブされても他のクラスタの
データに影響を与えないようにしている。

【００２６】エンコーダ６５は、メモリ６４から上述し
たようにバースト的に供給される記録データについて、
エラー訂正のための符号化処理（パリティ付加及びイン
ターリーブ処理）やＥＦＭ符号化処理などを施す。この
エンコーダ６５による符号化処理の施された記録データ
が磁気ヘッド駆動回路６６に供給される。この磁気ヘッ
ド駆動回路６６は、磁気ヘッド５４が接続されており、
上記記録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク１に
印加するように磁気ヘッド５４を駆動する。

【００２７】また、システムコントローラ５７は、メモ
リ６４に対する上述の如きメモリ制御を行うとともに、
このメモリ制御によりメモリ６４からバースト的に読み
出される上記記録データを光磁気ディスク２の記録トラ
ックに連続的に記録するように記録位置の制御を行う。
この記録位置の制御は、システムコントローラ５７によ
りメモリ６４からバースト的に読み出される上記記録デ
ータの記録位置を管理して、光磁気ディスク１の記録ト
ラック上の記録位置を指定する制御信号をサーボ制御回
路５６に供給することによって行われる。

【００２８】次に、この光磁気ディスク記録再生ユニッ
トの再生系について説明する。この再生系は、上述の記
録系により光磁気ディスク１の記録トラック上に連続的
に記録された記録データを再生するためのものであり、
光学ヘッド５３によって光磁気ディスク１の記録トラッ
クをレーザ光でトレースすることにより得られる再生出
力がＲＦ回路５５により２値化されて供給されるデコー
ダ７１を備えている。この時、光磁気ディスクのみでは
なく、例えばいわゆるコンパクトディスク（compact di
sc）と同じ再生専用光ディスクの読み出しも行なうこと
ができる。

【００２９】デコーダ７１は、上述の記録系におけるエ
ンコーダ６５に対応するものであって、ＲＦ回路５５に
より２値化された再生出力について、エラー訂正のため
の上述の如き復号化処理やＥＦＭ復号化処理などの処理
を行いオーディオデータを、正規の転送速度よりも早い
７５セクタ／秒の転送速度で再生する。このデコーダ７
１により得られる再生データは、メモリ７２に供給され
る。

【００３０】メモリ７２は、データの書き込み及び読み
出しがシステムコントローラ５７により制御され、デコ
ーダ７１から７５セクタ／秒の転送速度で供給される再
生データがその７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に書き込まれる。また、このメモリ７２は、上記７５セ
クタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれた上記再
生データが正規の７５セクタ／秒の転送速度１８．７５
セクタ／秒で連続的に読み出される。

【００３１】システムコントローラ５７は、再生データ
をメモリ７２に７５セクタ／秒の転送速度で書き込むと
ともに、メモリ７２から上記再生データを上記１８．７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモ
リ制御を行う。また、システムコントローラ５７は、メ
モリ７２に対する上述の如きメモリ制御を行うととも
に、このメモリ制御によりメモリ７２からバースト的に
書き込まれる上記再生データを光磁気ディスク１の記録
トラックから連続的に再生するように再生位置の制御を
行う。この再生位置の制御は、システムコントローラ５
７によりメモリ７２からバースト的に読み出される上記
再生データの再生位置を管理して、光磁気デイスク１若
しくは光ディスク１の記録トラック上の再生位置を指定
する制御信号をサーボ制御回路５６に供給することによ
って行われる。

【００３２】メモリ７２から１８．７５セクタ／秒の転
送速度で連続的に読み出された再生データとして得られ
るＡＴＣオーディオオデータは、ＡＴＣデコーダ７３に
供給される。このＡＴＣデコーダ７３は、ＡＴＣデータ
を４倍にデータ伸張（ビット伸張）することで１６ビッ
トのディジタルオーディオデータを再生する。このＡＴ
Ｃデコーダ７３からのディジタルオーディオデータは、
Ｄ／Ａ変換器７４に供給される。

【００３３】Ｄ／Ａ変換器７４は、ＡＴＣデコーダ７３
から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ
信号に変換して、アナログオーデイオ出力信号ＡOUT を
形成する。このＤ／Ａ変換器７４により得られるアナロ
グオーデイオ信号ＡOUT は、ローパスフィルタ７５を介
して出力端子７６から出力される。

【００３４】次に高能率圧縮符号化について詳述する。

【００３５】すなわち、オーディオＰＣＭ信号等の入力
ディジタル信号を、帯域分割符号化（ＳＢＣ）、適応変
換符号化（ＡＴＣ）及び適応ビット割当ての各技術を用
いて高能率符号化する技術について、図２以降を参照し
ながら説明する。

【００３６】図２に示す具体的な高能率符号化装置で
は、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分割する
と共に、最低域の隣接した２帯域の帯域幅は同じで、よ
り高い周波数帯域では高い周波数帯域ほどバンド幅を広
く選定し、各周波数帯域毎に直交変換を行って、得られ
た周波数軸のスペクトルデータを、低域では、後述する
人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリテ
ィカルバンド）毎に、中高域ではブロックフローティン
グ効率を考慮して臨界帯域幅を細分化した帯域毎に、適
応的にビット割当して符号化している。通常このブロッ
クが量子化雑音発生ブロックとなる。さらに、本発明実
施例においては、直交変換の前に入力信号に応じて適応
的にブロックサイズ（ブロック長）を変化させると共
に、該ブロック単位でフローティング処理を行ってい
る。

【００３７】すなわち、図２において、入力端子１０に
は例えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、０
〜２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されてい
る。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦフィルタ等
の帯域分割フィルタ１１により０〜１１ｋＨｚ帯域と１
１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１１ｋＨ
ｚ帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦフィルタ等の帯域
分割フィルタ１２により０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５
ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域とに分割される。帯域分割フィ
ルタ１１からの１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域の信号は直
交変換回路の一例であるＭＤＣＴ回路１３に送られ、帯
域分割フィルタ１２からの５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯
域の信号はＭＤＣＴ回路１４に送られ、帯域分割フィル
タ１２からの０〜５．５ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回
路１５に送られることにより、それぞれＭＤＣＴ処理さ
れる。

【００３８】ここで、上述した入力ディジタル信号を複
数の周波数帯域に分割する手法としては、例えばＱＭＦ
フィルタがあり、1976 R.E.Crochiere Digital Coding
ofSpeech In Subbands Bell Syst.Tech. J. Vol.55,N
o.8 1976に、述べられている。またICASSP 83,Boston P
olyphase Quadrature Filters-A New Subband CodingTe
chnique Joseph H. Rothweilerには等バンド幅のフィル
タ分割手法が述べられている。

【００３９】また、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、当該ブロック毎に高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）、コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイドＤＣ
Ｔ変換（ＭＤＣＴ）等を行うことで時間軸を周波数軸に
変換するような直交変換がある。ＭＤＣＴについては、
ICASSP 1987 Subband/Transform Coding Using Filter
Bank DesignsBased OnTime Domain Aliasing Cancella
tion J.P.Princen A.B.Bradley Univ.of SurreyRoyal M
elbourne Inst.Of Tech.に述べられている。

【００４０】ここで、各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５
に供給する各帯域毎のブロックについての標準的な入力
信号に対する具体例を図３に示す。

【００４１】この図３の具体例においては、３つのフィ
ルタ出力信号は、各帯域毎に独立に各々複数の直交変換
ブロックサイズを持ち、信号の時間特性、周波数分布等
により時間分解能を切り換えられるようにしている。信
号が時間的に準定常的である場合には、直交変換ブロッ
クサイズを１１．６ｍｓ、すなわち、図３におけるＡの
ロングモード（Ｌｏｎｇ Ｍｏｄｅ）と大きくし、信号
が非定常的である場合には、直交変換ブロックサイズを
更に２分割、４分割とする。図３におけるＢのショート
モード（Ｓｈｏｒｔ Ｍｏｄｅ）のごとく、全てを４分
割、２．９ｍｓとする場合や、図３におけるＣのミドル
モードＡ（Ｍｉｄｄｌｅ Ｍｏｄｅ Ａ、図３における
ＤのミドルモードＢ（Ｍｉｄｄｌｅ Ｍｏｄｅ Ｂ）の
ごとく、一部を２分割、５．８ｍｓ、１部を４分割、
２．９ｍｓの時間分解能とすることで、実際の複雑な入
力信号に適応するようになっている。この直交変換ブロ
ックサイズの分割は処理装置の規模が許せば、さらに複
雑な分割を行なうと、より効果的なことは明白である。
このブロックサイズの決定は図２におけるブロックサイ
ズ決定回路１９、２０、２１で決定され、各ＭＤＣＴ回
路１３、１４、１５に伝えられるとともに、該当ブロッ
クのブロックサイズ情報として出力端子２８、２９、３
０より出力される。

【００４２】次に、ブロックサイズ決定回路の詳細を図
４に示す。図２におけるブロック決定回路１９を例に説
明する。図２における帯域分割フィルタ１１の出力のう
ち、１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの出力は図４における入力
端子３０１を介してパワー算出回路３０４に送られる。
さらに、図２における帯域分割フィルタ１２の出力のう
ち、５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力は図４における入
力端子３０２を介してパワー算出回路３０５へ、０〜
５．５ｋＨｚの出力は図４における入力端子３０３を介
してパワー算出回路３０６へとそれぞれ送られる。

【００４３】また、図２におけるブロックサイズ決定回
路２０、２１は図４における入力端子３０１、３０２、
３０３へ入力される信号がブロックサイズ決定回路１９
の場合と異なるだけで、動作は同一である。各ブロック
サイズ決定回路１９、２０、２１におけるそれぞれの入
力端子３０１、３０２、３０３はマトリクス構成となっ
ている。すなわち、ブロックサイズ決定回路２０の入力
端子３０１には図２における帯域分割フィルタ１２の
５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力が接続されており、同
入力端子３０２には０〜５．５ｋＨｚの出力が接続され
ている。ブロックサイズ決定回路２１についても、同様
である。

【００４４】図４において、各パワー算出回路３０４、
３０５、３０６は入力された時間波形を一定時間、積分
することによって、各周波数帯域のパワーを求めてい
る。この際、積分する時間幅は上述の直交変換ブロック
サイズのうち、最小時間ブロック以下である必要があ
る。また、上述の算出法以外、例えば直交変換ブロック
サイズの最小時間幅内の最大振幅の絶対値あるいは振幅
の平均値を代表パワーとして用いることもある。パワー
算出回路３０４の出力は変化分抽出回路３０８及びパワ
ー比較回路３０９に、パワー算出回路３０５、３０６の
出力はパワー比較回路３０９にそれぞれ送られる。

【００４５】変化分抽出回路３０８ではパワー算出回路
３０４より送られたパワーの微係数を求めてパワーの変
化情報として、ブロックサイズ１次決定回路３１０及び
メモリ３０７へ送る。メモリ３０７では、変化分抽出回
路３０８より送られたパワーの変化情報を上述の直交変
換ブロックサイズの最大時間以上、蓄積する。これは時
間的に隣接する直交変換ブロックが直交変換の際のウィ
ンドウ処理により、互いに影響を与え合うため、時間的
に隣接する１つ前のブロックのパワー変化情報をブロッ
クサイズ１次決定回路３１０において必要とするためで
ある。ブロックサイズ１次決定回路３１０では変化分抽
出回路３０８より送られた当該ブロックのパワー変化情
報とメモリ３０７より送られた時間的に隣接する該当ブ
ロックの１つ前のブロックのパワー変化情報をもとに、
該当する周波数帯域内のパワーの時間的変位から該当す
る周波数帯域の直交変換ブロックサイズを決定する。こ
の際、一定以上の変位が認められた場合、より時間的に
短い直交変換ブロックイサイズを選択するわけである
が、その変位点は固定でも効果は得られる。さらに周波
数に比例した値、即ち、周波数が高い場合は大きな変位
によって時間的に短いブロックサイズとなり、周波数が
低い場合は、高い場合のそれに比べ小さな変位で時間的
に短いブロックサイズに決定されると、より効果的であ
る。この値は滑らかに変化することが望ましいが、複数
段階の階段状の変化であっても、構わない。以上のよう
に決定されたブロックサイズはブロックサイズ修正回路
３１１へ伝送される。

【００４６】一方、パワー比較回路３０９において、各
パワー算出回路３０４、３０５、３０６より送られた各
周波数帯域のパワー情報を同時刻及び時間軸上でマスキ
ング効果の発生する時間幅で比較を行ない、パワー算出
回路３０４の出力周波数帯域に及ぼす他の周波数帯域の
影響を求め、ブロックサイズ修正回路３１１へ伝送す
る。

【００４７】ブロックサイズ修正回路３１１ではパワー
比較回路３０９より送られたマスキング情報及びディレ
イ群３１２、３１３、３１４の各タップから送られた過
去のブロックサイズ情報を基に、ブロックサイズ１次決
定回路３１０より送られたブロックサイズをより時間的
に長いブロックサイズを選択するよう修正をかけ、ディ
レイ群３１２及びウィンドウ形状決定回路３１７へ出力
している。ブロックサイズ修正回路３１１における作用
は、ある周波数帯域においてプリエコーが問題となる場
合でも、他の周波数帯域、特にこの周波数帯域より低い
帯域において、大きな振幅を持つ信号が存在した場合、
そのマスキング効果により、プリエコーが聴感上問題と
ならない、あるいは問題が軽減される場合があるという
特性を利用している。

【００４８】なお、上記マスキングとは、人間の聴覚上
の特性により、ある信号によって他の信号がマスクされ
て聞こえなくなる現象をいうものであり、このマスキン
グ効果には、時間軸上のオーデイオ信号による時間軸マ
スキング効果と、周波数軸上の信号による同時刻マスキ
ング効果とがある。これらのマスキング効果により、マ
スキングされる部分にノイズがあったとしても、このノ
イズは聞こえないことになる。このため、実際のオーデ
イオ信号では、このマスキングされる範囲内のノイズは
許容可能なノイズとされる。

【００４９】次に、ディレイ群３１２、３１３、３１４
では過去の直交変換ブロックサイズを順に記録してお
き、各タップ、即ち、ディレイ３１２、３１３、３１４
の出力より、ブロックサイズ決定回路３１１へ出力して
いる。同時に、ディレイ３１２の出力は出力端子３１５
へ、ディレイ３１２、３１３の出力はウィンドウ形状決
定回路３１７へ接続している。このディレイ群３１２、
３１３、３１４からの出力はブロックサイズ修正回路３
１１においてより長い時間幅でのブロックサイズの変化
をこのブロックのブロックサイズの決定に役立てる働
き、例えば、過去頻繁により時間的に短いブロックサイ
ズが選択されている場合は、時間的に短いブロックサイ
ズの選択を増やし、過去において時間的に短いブロック
サイズの選択がなされてない場合においては、時間的に
長いブロックサイズの選択を増やす等の判断を可能とし
ている。なお、このディレイ群はウィンドウ決定回路３
１７及び出力端子３１５に必要なディレイ３１２、３１
３を除けば、そのタップ数は装置の実際的な構成、規模
により増減させて用いられる場合もある。

【００５０】ウィンドウ形状決定回路３１７ではブロッ
クサイズ修正回路３１１の出力、即ち、該当ブロックの
時間的に隣接する１つ後のブロックサイズととディレイ
３１２の出力、即ち、該当ブロックのブロックサイズと
ディレイ３１３の出力、即ち、該当ブロックの時間的隣
接する１つ前のブロックサイズとから、上述の図２にお
ける各ＭＤＣＴ回路１３、１４、１５において使用され
るウィンドウの形状を決定し、出力端子３１７へ出力す
る。図４における出力端子３１５、即ち、ブロックサイ
ズ情報と出力端子３１９、即ち、ウィンドウ形状情報
が、図２におけるブロックサイズ決定回路１９、２０、
２１の出力として各部へ接続される。

【００５１】ここでウィンドウ形状決定回路３１７にお
いて決定されるウィンドウの形状について説明する。

【００５２】図５のａ〜ｃに隣接するブロックとウィン
ドウの形状の様子を示す。図５より判るように、図中点
線及び実線で示すように直交変換に使用されるウィンド
ウは時間的に隣接するブロックとの間で重複する部分が
あり、本実施例では、隣接するブロックの中心まで重複
する形状を採用しているため、隣接するブロックの直交
変換サイズによりウィンドウの形状が変化する。

【００５３】図６に上記ウィンドウ形状の詳細を示す。
図６においてウィンドウ関数ｆ（ｎ）、ｇ（ｎ＋Ｎ）は
次式（１）を満たす関数として与えられる。

【００５４】 ｆ（ｎ）×ｆ（Ｌ−１−ｎ）＝ｇ（ｎ）×ｇ（Ｌ−１−ｎ） ｆ（ｎ）×ｆ（ｎ）＋ｇ（ｎ）×ｇ（ｎ）＝１ ・・・０≦ｎ≦Ｌ−１ （１）

【００５５】この式（１）におけるＬは、隣接する変換
ブロック長が同一であればそのまま変換ブロック長とな
るが、隣接する変換ブロック長が異なる場合は、より短
いほうの変換ブロック長をＬとし、より長い変換ブロッ
ク長をＫとすると、ウィンドウが重複しない領域におい
ては、式（２）に示すように、

【００５６】 ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝１ ・・・Ｋ≦ｎ≦３Ｋ／２−Ｌ／２ ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝０ ・・・３Ｋ／２＋Ｌ≦ｎ≦２Ｋ （２）

【００５７】として与えられる。この様にウィンドウの
重複部分をできる限り長く取ることにより、直交変換の
際のスペクトルの周波数分解能をを良好なものとしてい
る。

【００５８】以上の説明から明らか様に、直交変換に使
用するウィンドウの形状は時間的に連続する３ブロック
分の直交変換サイズが確定した後、決定される。従っ
て、図４における入力端子３０１、３０２、３０３から
入力される信号のブロックと出力端子３１５、３１７か
ら出力される信号のブロックは本実施例において１ブロ
ック分の差異を生じている。

【００５９】また、図４におけるパワー算出回路３０
５、３０６及びパワー比較回路３０９を省略しても図２
におけるブロックサイズ決定回路１９、２０、２１を構
成することは可能である。さらに、ウィンドウの形状を
直交変換ブロックの取りうる時間的に最小のブロックサ
イズに固定することによってその種類を１種類とし、図
４におけるディレイ群３１２、３１３、３１４及びブロ
ックサイズ修正回路３１１ならびにウィンドウ形状決定
回路３１７を省略して構成することも可能である。特
に、処理時間の遅延を好まない応用例においては上述の
省略により遅延の少ない構成となり、有効に作用する。

【００６０】ここで、上述のブロックサイズ決定回路３
１０の作用を、図７及び８を用いて説明する。

【００６１】先ず、図７において、簡略化のため各帯域
の入力を単一の正弦波とし、図７の（Ａ）、（Ｂ）共に
１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの帯域における入力信号は同一
のものとする。ここにおいて、ブロックＮの直交変換ブ
ロックの時間的サイズを該当周波数の振幅変化のみで決
定した場合、図７の（Ａ）、（Ｂ）共に同一のブロック
サイズが決定される。

【００６２】しかしながら、０〜５．５ｋＨｚあるいは
５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの帯域の入力信号に注目する
と、図７の（Ａ）では１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域の振
幅のエネルギ乃至パワーに比較して、他の帯域のエネル
ギ乃至パワーが低いために１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの帯
域に発生するプリエコーはマスクされず、聴感上問題と
なるため、図７の（Ａ）の場合においては１１ｋＨｚ〜
２２ｋＨｚの帯域のＮブロックはより短い時間幅の直交
変換ブロックに決定されるべきである。

【００６３】一方、図７の（Ｂ）の場合においては、０
〜５．５ｋＨｚ乃至５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの帯域の
エネルギ乃至パワーが１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの帯域の
それに比較し、プリエコーをマスクするに足りうる値で
あるから、１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの帯域に発生するプ
リエコーはマスクされ、聴感上問題とはなりにくい。従
って、図７の（Ｂ）の場合においては、周波数分解能を
優先し、図７の（Ａ）の場合よりも長い時間幅の直交変
換ブロックに決定されるべきである。

【００６４】本実施例では図４におけるパワー算出回路
３０５、３０６及びパワー比較回路３０９、ブロックサ
イズ修正回路３１１の働きより、図７における（Ａ）及
び（Ｂ）のそれぞれの場合において異なるブロックサイ
ズの決定が可能となっている。

【００６５】次に、図８に周期的に大きな振幅変化を起
こす信号（図８の（Ａ））と単発に大きな振幅変化を起
こす信号（図８の（Ｂ））を示す。

【００６６】両信号共にブロックＮに時間的に隣接する
ブロックＮ−１及びＮ＋１の間では同一の入力信号とす
る。この場合、Ｎ−１からＮ＋１のブロックのみに注目
して上述の直交変換ブロックの時間的サイズを決定した
場合、共に同一のブロック長となる。

【００６７】しかしながら、図からも明らかなように図
８の（Ａ）の信号においては、東海ブロックＮ以前にも
Ｎと類似した振幅変化が周期的に起きており、これが入
力信号の特徴を意味づける重要な要素となっており、他
の部分の振幅変化と異なる直交変換ブロックサイズを決
定した場合、聴感上の音質変化を伴う可能性が生じる。

【００６８】一方、図８の（Ｂ）の信号においては、上
記ブロックＮ以前には、類似した振幅変化が発生してお
らず、単発の振幅変化となっているため、このブロック
Ｎ近傍のブロックに注目して上述のブロックサイズを決
定しても聴感上の障害になることが少ない。

【００６９】本実施例では図４におけるディレイ群３１
２、３１３、３１４及びブロックサイズ修正回路３１１
において上述の類似信号による直交変換の時間的ブロッ
クの長さの誤決定を防止している。

【００７０】なお、本実施例では、先のプリエコーのマ
スキング状態を考慮するために、直交変換前の帯域分割
をそのまま利用しているが、より多くの帯域に分割、な
いしは独立した直交変換を用いてマスキングの計算を行
うとさらに良好な結果が得られる。さらには、上述のよ
り長い時間を観察することによって得られる入力信号の
周期的時間変化を図４におけるディレイ群３１２、３１
３、３１４、即ち、過去のブロックの直交変換サイズを
記憶することで実現しているが、入力波形の特徴抽出
に、圧縮過程とは別の直交変換を施したデータもしく
は、より細かい周波数帯に分割したデータ等を用いるこ
とによりさらに良好な結果が得られる。

【００７１】再び図２において、各ＭＤＣＴ回路１３、
１４、１５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周波数軸上
のスペクトルデータあるいはＭＤＣＴ係数データは、低
域はいわゆる臨界帯域（クリティカルバンド）毎にまと
められて、中高域はブロックフローティングの有効性を
考慮して、臨界帯域幅を細分化して適応ビット割当符号
化回路２２、２３、２４及びビット配分算出回路１８に
送られている。このクリテイカルバンドとは、人間の聴
覚特性を考慮して分割された周波数帯域であり、ある純
音の周波数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによっ
て当該純音がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域
のことである。このクリティカルバンドは、高域ほど帯
域幅が広くなっており、上記０〜２２ｋＨｚの全周波数
帯域は例えば２５のクリティカルバンドに分割されてい
る。

【００７２】ビット割当算出回路１８は、上記クリティ
カルバンド及びブロックフローティングを考慮して分割
されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマスキング
効果等を考慮してクリティカルバンド及びブロックフロ
ーティングを考慮した各分割帯域毎のマスキング量を求
め、このマスキング量とクリティカルバンド及びブロッ
クフローティングを考慮した各分割帯域毎のエネルギあ
るいはピーク値等に基づいて、各帯域毎に割当ビット数
を求め、適応ビット割当符号化回路２２、２３、２４へ
伝送している。適応ビット割当符号化回路２２、２３、
２４により各帯域毎に割り当てられたビット数に応じて
各スペクトルデータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）を
量子化するようにしている。このようにして符号化され
たデータは、出力端子２５、２６、２７を介して取り出
される。

【００７３】次に、図９は上記ビット割当算出回路１８
の一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。こ
の図９において、入力端子７０１には、上記各ＭＤＣＴ
回路１３、１４、１５からの周波数軸上のスペクトルデ
ータが供給されている。

【００７４】この周波数軸上の入力データは、帯域毎の
エネルギ算出回路７０２に送られて、上記マスキング量
とクリティカルバンド及びブロックフローティングを考
慮した各分割帯域のエネルギが、例えば当該バンド内で
の各振幅値の総和を計算すること等により求められる。
この各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピーク
値、平均値等が用いられることもある。このエネルギ算
出回路７０２からの出力として、例えば各バンドの総和
値のスペクトルを図９にＳＢとして示している。ただ
し、この図９では、図示を簡略化するため、上記マスキ
ング量とクリティカルバンド及びブロックフローティン
グを考慮した分割帯域数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ１２）
で表現している。

【００７５】ここで、上記スペクトルＳＢのいわゆるマ
スキングに於ける影響を考慮するために、該スペクトル
ＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込
み（コンボリユーション）処理を施す。このため、上記
帯域毎のエネルギ算出回路７０２の出力すなわち該スペ
クトルＳＢの各値は、畳込みフイルタ回路７０３に送ら
れる。該畳込みフイルタ回路７０３は、例えば、入力デ
ータを順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素
子からの出力にフイルタ係数（重み付け関数）を乗算す
る複数の乗算器（例えば各バンドに対応する２５個の乗
算器）と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから
構成されるものである。この畳込み処理により、図１０
中点線で示す部分の総和がとられる。

【００７６】ここで、上記畳込みフイルタ回路７０３の
各乗算器の乗算係数（フイルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
ＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２５の
任意の整数である。

【００７７】次に、上記畳込みフイルタ回路７０３の出
力は引算器７０４に送られる。該引算器７０４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリユーション処理を
行うことによって、クリテイカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、
上記引算器７０４には、上記レベルαを求めるための許
容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給され
る。この許容関数を増減させることで上記レベルαの制
御を行っている。当該許容関数は、次に説明するような
（ｎ−ａｉ）関数発生回路７０５から供給されているも
のである。

【００７８】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリテイカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の（３）式で求めるこ
とができる。

【００７９】α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） ・・・（３）

【００８０】この（３）式において、ｎ，ａは定数でａ
＞０、Ｓは畳込み処理されたバークスペクトルの強度で
あり、（３）式中（ｎ−ａｉ）が許容関数となる。本実
施例では、 ｎ＝３８，ａ＝１ としており、この時の音質劣化はなく、良好な符号化が
行えた。

【００８１】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器７０６に伝送される。当該割
算器７０６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリユーションするためのものである。した
がって、この逆コンボリユーション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスペクトルが得られる
ようになる。すなわち、このマスキングスペクトルが許
容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリユー
ション処理は、複雑な演算を必要とするが、本実施例で
は簡略化した割算器７０６を用いて逆コンボリユーショ
ンを行っている。

【００８２】次に、上記マスキングスペクトルは、合成
回路７０７を介して減算器７０８に伝送される。ここ
で、当該減算器７０８には、上記帯域毎のエネルギ検出
回路７０２からの出力、すなわち前述したスペクトルＳ
Ｂが、遅延回路７０９を介して供給されている。したが
って、この減算器７０８で上記マスキングスペクトルと
スペクトルＳＢとの減算演算が行われることで、図１１
示すように、上記スペクトルＳＢは、該マスキングスペ
クトルＭＳのレベルで示すレベル以下がマスキングされ
ることになる。

【００８３】当該減算器７０８からの出力は、許容雑音
補正回路７１０を介し、出力端子７１１を介して取り出
され、例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯ
Ｍ等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減
算回路７０８から許容雑音補正回路７１０を介して得ら
れた出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎
の割当ビット数情報を出力する。この割当ビット数情報
が図２における適応ビット割当符号化回路２２、２３、
２４に送られることで、図２におけるＭＤＣＴ回路１
３、１４、１５からの周波数軸上の各スペクトルデータ
がそれぞれのバンド毎に割り当てられたビット数で量子
化されるわけである。

【００８４】すなわち要約すれば、図２における適応ビ
ット割当符号化回路２２、２３、２４では、上記マスキ
ング量とクリテイカルバンド及びブロックフローティン
グを考慮した各分割帯域のエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベルに応じて割当てられた
ビット数で上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化
することになる。なお、図９における遅延回路７０９は
上記合成回路７０７以前の各回路での遅延量を考慮して
エネルギ検出回路７０２からのスペクトルＳＢを遅延さ
せるために設けられている。

【００８５】ところで、上述した合成回路７０７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路７１２から供給さ
れる図１２に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる
最小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングス
ペクトルＭＳとを合成することができる。この最小可聴
カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ
以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最小可
聴カーブは、コーデイングが同じであっても例えば再生
時の再生ボリユームの違いで異なるものとなが、現実的
なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナミ
ツクレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがないの
で、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波数
帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数帯
域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音は
聞こえないと考えられる。

【００８６】したがって、このように例えばシステムの
持つワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑音が聞こえない
使い方をすると仮定し、この最小可聴カーブＲＣとマス
キングスペクトルＭＳとを共に合成することで許容ノイ
ズレベルを得るようにすると、この場合の許容ノイズレ
ベルは、図１２中の斜線で示す部分までとすることがで
きるようになる。なお、本実施例では、上記最小可聴カ
ーブの４ｋＨｚのレベルを、例えば２０ビット相当の最
低レベルに合わせている。また、この図１２は、信号ス
ペクトルＳＳも同時に示している。

【００８７】また、上記許容雑音補正回路７１０では、
補正情報出力回路７１３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器７０８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図１２に示した最小可聴カーブＲ
Ｃと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲
線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのとこ
ろより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大
きさに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音
圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえな
い。このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑
音（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じ
たカーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが
良いことがわかる。このようなことから、上記等ラウド
ネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正するこ
とは、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。

【００８８】ここで、補正情報出力回路７１３として、
上記適応ビット割当符号化回路２２、２３、２４での量
子化の際の出力情報量（データ量）の検出出力と、最終
符号化データのビットレート目標値との間の誤差の情報
に基づいて、上記許容ノイズレベルを補正するようにし
てもよい。これは、全てのビット割当単位ブロックに対
して予め一時的な適応ビット割当を行って得られた総ビ
ット数が、最終的な符号化出力データのビットレートに
よって定まる一定のビット数（目標値）に対して誤差を
持つことがあり、その誤差分を０とするように再度ビッ
ト割当をするものである。すなわち、目標値よりも総割
当ビット数が少ないときには、差のビット数を各単位ブ
ロックに割り振って付加するようにし、目標値よりも総
割当ビット数が多いときには、差のビット数を各単位ブ
ロックに割り振って削るようにするわけである。

【００８９】このようなことを行うため、上記総割当ビ
ット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差デー
タに応じて補正情報出力回路７１３が各割当ビット数を
補正するための補正データを出力する。ここで、上記誤
差データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブロッ
ク当たり多くのビット数が使われることで上記データ量
が上記目標値よりも多くなっている場合を考えることが
できる。また、上記誤差データが、ビット数余りを示す
データとなる場合は、上記単位ブロック当たり少ないビ
ット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少なく
なっている場合を考えることができる。したがって、上
記補正情報出力回路７１３からは、この誤差データに応
じて、上記減算器７０８からの出力における許容ノイズ
レベルを、例えば上記等ラウドネス曲線の情報データに
基づいて補正させるための上記補正値のデータが出力さ
れるようになる。上述のような補正値が、上記許容雑音
補正回路７１０に伝送されることで、上記減算器７０８
からの許容ノイズレベルが補正されるようになる。以上
説明したようなシステムでは、メイン情報として直交変
換出力スペクトルをサブ情報により処理したデータとサ
ブ情報としてブロックフローティングの状態を示すスケ
ールファクタ、語長を示すワードレングスが得られ、エ
ンコーダからデコーダに送られる。

【００９０】図１３は図１におけるＡＴＣデコーダ７
３、即ち、上述のごとく高能率符号化された信号を再び
複合化するための復号回路を示している。各帯域の量子
化されたＭＤＣＴ係数、即ち、図２における出力端子２
５、２６、２７の出力信号と等価のデータは、復号回路
入力端子１５２、１５４、１５６に与えられ、使用され
たブロックサイズ情報、即ち、図２における出力端子２
８、２９、３０の出力信号と等価のデータは、入力端子
１５３、１５５、１５７に与えられる。復号回路１４
６、１４７、１４８では適応ビット割当情報を用いてビ
ット割当を解除する。次にＩＭＤＣＴ回路１４３、１４
４、１４５では周波数軸上の信号が時間軸上の信号に変
換される。これらの部分帯域の時間軸上信号は、ＩＱＭ
Ｆ回路１４２、１４１により、全帯域信号に復号化され
て、出力端子１３０から出力される。

【００９１】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、上記の記録再生媒体と信号圧
縮装置あるいは伸張装置と、さらには、記録媒体を介せ
ずに信号圧縮装置と伸張装置とは一体化されている必要
はなく、その間をデータ転送用回線等で結ぶ事も可能で
ある。更に例えば、オーデイオＰＣＭ信号のみならず、
ディジタル音声（スピーチ）信号やディジタルビデオ信
号等の信号処理装置にも適用可能である。また、上述し
た最小可聴カーブの合成処理を行わない構成としてもよ
い。この場合には、図９における最小可聴カーブ発生回
路７１２、合成回路７０７が不要となり、上記引算器７
０４からの出力は、割算器７０６で逆コンボリユーショ
ンされた後、直ちに減算器７０８に伝送されることにな
る。叉ビット配分手法は多種多様であり、最も簡単には
固定のビット配分もしくは信号の各帯域エネルギによる
簡単なビット配分もしくは固定分と可変分を組み合わせ
たビット配分など使うことができる。

【００９２】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明に係る処理ブロックの時間的サイズの決定手法は、時
間的に変動する情報信号の圧縮に対して、聴覚的にも望
ましい処理ブロックの時間的サイズの決定手法の提供を
行なうことが出来、聴感上、音質の優れた高能率な圧
縮、伸張を行なうことが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る圧縮データの記録再生装置の一実
施例としてのディスク記録再生装置の構成例を示すブロ
ック回路図である。

【図２】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化エンコーダの一具体例を示すブロッ
ク回路図である。

【図３】ビット圧縮の際の直交変換ブロックの構造を表
す図である。

【図４】直交変換ブロックサイズを決定する回路の構成
例を示すブロック回路図である。

【図５】時間的に隣接する直交変換ブロックの時間的長
さの変化と直交変換時に用いるウィンドウ形状の関係を
示す図である。

【図６】直交変換時に用いるウィンドウの形状の詳細例
を示す図である。

【図７】ブロック決定回路の作用のうち、プリエコーの
マスキング効果について説明する図である。

【図８】ブロック決定回路の作用のうち、複数の処理ブ
ロックにわたる様な入力信号の変化情報をブロックの決
定に関与させる効果を説明する図である。

【図９】ビット配分演算機能を実現する具体的構成を示
すブロック回路図である。

【図１０】各臨界帯域及びブロックフローティングを考
慮して分割された帯域のスペクトルを示す図である。

【図１１】マスキングスペクトルを示す図である。

【図１２】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合
成した図である。

【図１３】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可
能な高能率圧縮符号化に対応するデコーダの一具体例を
示すブロック回路図である。

【符号の説明】

１・・・・・・・・・・光磁気ディスク １１、１２・・・・・・帯域分割フィルタ １３、１４、１５・・・直交変換回路（ＭＤＣＴ） １８・・・・・・・・・ビット配分算出回路 １９、２０、２１・・・ブロック決定回路 ２２、２３、２４・・・適応ビット割当符号化回路 ５３・・・・・・・・・光学ヘッド ５４・・・・・・・・・磁気ヘッド ５６・・・・・・・・・サーボ制御回路 ５７・・・・・・・・・システムコントローラ ６１、７５・・・・・・ＬＰＦ ６２、８３・・・・・・Ａ／Ｄ変換器 ６３・・・・・・・・・ＡＴＣエンコーダ ６４、７２、８５・・・メモリ ６５・・・・・・・・・エンコーダ ６６・・・・・・・・・磁気ヘッド駆動回路 ７１・・・・・・・・・デコーダ ７３・・・・・・・・・ＡＴＣデコーダ ７４・・・・・・・・・Ｄ／Ａ変換器 １４６、１４７、１４８・・・復号化回路 １４１、１４２・・・・・・・帯域合成フィルタ（ＩＱ
ＭＦ） １４３、１４４、１４５・・・逆直交変換回路（ＩＭＤ
ＣＴ） ７０２・・・・・・・・・・・帯域毎のエネルギ検出回
路 ７０３・・・・・・・・・・・畳込みフィルタ回路 ７０７・・・・・・・・・・・合成回路 ７０８・・・・・・・・・・・減算器 ７１０・・・・・・・・・・・許容雑音補正回路 ７１２・・・・・・・・・・・最小可聴カーブ発生回路 ７１３・・・・・・・・・・・補正情報出力回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 光野 誠 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソ ニー株式会社内 (56)参考文献 特開 昭61−281632（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−35298（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−145823（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−302530（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 7/30 G11B 20/10 301 G11B 20/12 102

Claims (8)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタルオーディオ信号を情報圧縮す
   る際に、入力信号に適応して処理ブロックの長さを可変
   とする圧縮データ記録装置において、 入力信号を複数の帯域に分割する帯域分割手段と、 上記帯域分割手段で分割した帯域信号のパワーを算出す
   るパワー算出手段と、 上記パワー算出手段で求めたパワーの変化情報を抽出す
   る変化情報抽出手段と、 上記変化情報抽出手段で抽出されたパワーの変化情報に
   基づいて１次のブロックサイズを決定するブロックサイ
   ズ１次決定手段と、 各帯域の帯域信号のパワーを比較するパワー比較手段
   と、 上記パワー比較手段の結果に応じて上記ブロックサイズ
   １次決定手段で決定したブロックサイズを修正するブロ
   ックサイズ修正手段とを有することを特徴とする圧縮デ
   ータ記録装置。
2. 【請求項２】 上記変化情報抽出手段は、最大ブロック
   サイズより長い期間の変化情報を求めることを特徴とす
   る請求項１記載の圧縮データ記録装置。
3. 【請求項３】 上記ブロックサイズ修正手段は、帯域間
   のマスキング量に応じて上記ブロックサイズ１次決定手
   段で決定したブロックサイズを修正することを特徴とす
   る請求項１記載の圧縮データ記録装置。
4. 【請求項４】 過去のブロックサイズを記憶するディレ
   イ手段を更に有し、 上記ブロックサイズ修正手段は、上記過去のブロックサ
   イズに応じて上記ブロックサイズ１次決定手段で決定し
   たブロックサイズを修正することを特徴とする請求項１
   記載の圧縮データ記録装置。
5. 【請求項５】 上記処理ブロックサイズは、上記帯域信
   号を直交変換するための変換長であることを特徴とする
   請求項１記載の圧縮データ記録装置。
6. 【請求項６】 ディジタルオーディオ信号を情報圧縮す
   る際に、入力信号に適応して処理ブロックの長さを可変
   とする圧縮データ記録方法において、 入力信号を複数の帯域に分割する帯域分割ステップと、 上記帯域分割ステップで分割した帯域信号のパワーを算
   出するパワー算出ステップと、 上記パワー算出ステップで求めたパワーの変化情報を抽
   出する変化情報抽出ステップと、 上記変化情報抽出ステップで抽出されたパワーの変化情
   報に基づいて１次のブロックサイズを決定するブロック
   サイズ１次決定ステップと、 各帯域の帯域信号のパワーを比較するパワー比較ステッ
   プと、 上記パワー比較ステップの結果に応じて上記ブロックサ
   イズ１次決定ステップで決定したブロックサイズを修正
   するブロックサイズ修正ステップとを有することを特徴
   とする圧縮データ記録方法。
7. 【請求項７】 上記変化情報抽出ステップは、最大ブロ
   ックサイズより長い期間の変化情報を求めることを特徴
   とする請求項６記載の圧縮データ記録方法。
8. 【請求項８】 上記ブロックサイズ修正ステップは、帯
   域間のマスキング量に応じて上記ブロックサイズ１次決
   定手段で決定したブロックサイズを修正することを特徴
   とする請求項６記載の圧縮データ記録方法。