JP3334375B2 - ディジタル信号圧縮方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルオーディオ
信号等をビット圧縮した圧縮データの記録再生に関し、
特に、入力信号の周波数軸上の変化に応じて、情報圧縮
の為のフローティング及び／又は圧縮の為のビット配分
を行う時間と周波数によって細分化された小ブロックの
周波数的大きさを変化させるような、ディジタル信号圧
縮方法及び装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】本件出願人は、先に、入力されたディジ
タルオーディオ信号をビット圧縮し、所定のデータ量を
記録単位としてバースト的に記録するような技術を、例
えば特願平２−２２１３６４号、特願平２−２２１３６
５号、特願平２−２２２８２１号、特願平２−２２２８
２３号の各明細書及び図面等において提案している。

【０００３】この技術は、記録媒体として光磁気ディス
クを用い、いわゆるＣＤ−Ｉ（ＣＤ−インタラクティ
ブ）やＣＤ−ＲＯＭ ＸＡのオーディオデータフォーマ
ットに規定されているＡＤ（適応差分）ＰＣＭオーディ
オデータを記録再生するものであり、このＡＤＰＣＭデ
ータの例えば３２セクタ分とインターリーブ処理のため
のリンキング用の数セクタとを記録単位として、光磁気
ディスクにバースト的に記録している。

【０００４】この光磁気ディスクを用いた記録再生装置
におけるＡＤＰＣＭオーディオにはいくつかのモードが
選択可能になっており、例えば通常のＣＤの再生時間に
比較して、２倍の圧縮率でサンプリング周波数が３７．
８ｋＨｚのレベルＡ、４倍の圧縮率でサンプリング周波
数が３７．８ｋＨｚのレベルＢ、８倍の圧縮率でサンプ
リング周波数が１８．９ｋＨｚのレベルＣが規定されて
いる。すなわち、例えば上記レベルＢの場合には、ディ
ジタルオーディオデータが略々１／４に圧縮され、この
レベルＢのモードで記録されたディスクの再生時間（プ
レイタイム）は、標準的なＣＤフォーマット（ＣＤ−Ｄ
Ａフォーマット）の場合の４倍となる。これは、より小
型のディスクで標準１２ｃｍと同じ程度の記録再生時間
が得られることから、装置の小型化が図れることにな
る。

【０００５】ただし、ディスクの回転速度は標準的なＣ
Ｄと同じであるため、例えば上記レベルＢの場合、所定
時間当たりその４倍の再生時間分の圧縮データが得られ
ることになる。このため、例えばセクタやクラスタ等の
時間単位で同じ圧縮データを重複して４回読み出すよう
にし、そのうちの１回分の圧縮データのみをオーディオ
再生にまわすようにしている。具体的には、スパイラル
状の記録トラックを走査（トラッキング）する際に、１
回転毎に元のトラック位置に戻るようなトラックジャン
プを行って、同じトラックを４回ずつ繰り返しトラッキ
ングするような形態で再生動作を進めることになる。こ
れは、例えば４回の重複読み取りの内、少なくとも１回
だけ正常な圧縮データが得られればよいことになり、外
乱等によるエラーに強く、特に携帯用小型機器に適用し
て好ましいものである。

【０００６】さらに、本出願人は、効率良く、良好な圧
縮を実現するためのビット割当手法を特願平４−３６９
５２号の明細書及び図面等において提案している。この
技術はビットの割当に際し、いわゆる臨界帯域（クリテ
ィカルバンド）等の各小ブロック中の代表値によって正
規化、いわゆるブロックフローティングを施し、各小ブ
ロック内の信号の大きさに依存したビット割り当てを、
当該小ブロックの対応する帯域に応じて重み付けして行
うというものである。この技術によれば各小ブロック内
のスペクトルの大きさに極端なばらつきが生じない場合
には、良好に圧縮を行うことが出来る。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述の
技術を応用してディジタルデータの圧縮を行った場合、
ブロックフローティングを施す為の各小ブロック内のス
ペクトルの大きさに極端なバラツキや特出するピーク成
分を含む信号、例えば、単信号或いは複数の正弦波や矩
形波の圧縮に際しては、ピークを含む各小ブロック内の
データの偏差が大きい為に、各小ブロック内の代表値で
ブロックフローティングを行った際の効率が低下する場
合が生じる。さらに、入力信号の状態、即ち、各小ブロ
ック内のスペクトルの大きさのバラツキや特出するピー
ク成分が変化した場合、先のブロックフローティングの
効率も変化する結果となり、時間軸方向の処理ブロック
で圧縮効率の大きな偏りが生じる場合がある。また、ブ
ロックフローティングの効率が低下した状態で圧縮の為
のビット配分を行うと、発生する量子化ノイズを許容ノ
イズレベル以下とする為に、冗長なビットの配分を必要
とする場合が生じ、重ねて圧縮効率の低下又は大きな偏
りを招く場合がある。

【０００８】この場合、前述の技術を用いた応用例の殆
どの場合において、記録媒体や伝送経路の都合上、使用
可能なビットレートの上限が規定される為、そのビット
レートの上限を圧縮効率の低い処理ブロックに合わせる
と、圧縮効率の高い処理ブロックでは、ビットが過剰な
状態となり、全体の圧縮効率の低下を招く。また、先の
上限を圧縮効率の高い処理ブロックに合わせると、圧縮
効率の低い処理ブロックにおいて、情報量が不足し、聴
感上の問題が無視できなくなる可能性が生じる。この問
題は、使用可能なビットレートが低くなる程、大きな問
題となり、入力信号による処理ブロックの圧縮効率の偏
差が大きいほど、より低いビットレート、言い換えれ
ば、より高い圧縮率を実現することが難しくなる。

【０００９】本発明はこの様な実情に鑑みてなされたも
のであり、入力信号の特性に関わらず、ブロックフロー
ティング並びに量子化の効率が低下することの無い情報
圧縮並びに情報圧縮の為のビット配分の手法が適用され
るディジタル信号圧縮方法及び装置の提供を目的とする
ものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明に係るディジタル
信号圧縮方法及び装置は、上述の目的を達成するために
提案されたものであり、入力ディジタル信号を時間と周
波数について細分化した小ブロックに分配し、圧縮の為
のフローティングを施して情報圧縮する際に、上記入力
ディジタル信号の周波数軸上での変化量の積算値に応じ
て、上記フローティングを施す小ブロックの周波数軸上
での境界を決定し、決定した上記小ブロック毎にフロー
ティングを行うことを特徴とするものである。

【００１１】また、本発明のディジタル信号圧縮方法及
び装置は、入力信号の周波数軸上のスペクトルデータを
得、上記スペクトルデータから許容可能なノイズスペク
トルを求め、上記求めた許容可能なノイズスペクトルを
時間と周波数について細分化した小ブロックに分配し、
圧縮の為のビット割当を行い、入力信号の周波数軸上の
特性に応じて、圧縮の為のビット割当を行う小ブロック
の周波数的大きさを変化させてビット割当を最適化する
ことを特徴とする。

【００１２】さらに、本発明のディジタル信号圧縮方法
及び装置は、入力信号の周波数軸上の特性を算出する工
程又は手段と、入力信号を時間と周波数について細分化
した小ブロックに分配し、圧縮の為のフローティングを
施す工程又は手段と、周波数軸上のスペクトルデータを
得る工程又は手段と、上記スペクトルデータから許容可
能なノイズスペクトルを求める工程又は手段と、上記許
容可能なノイズスペクトルを時間と周波数について細分
化した小ブロックに分配し、圧縮の為のビット割当を行
う工程又は手段と、入力信号の周波数軸上の特性に応じ
て、圧縮の為のフローティングを施す時間と周波数につ
いて細分化した小ブロック及び／又は圧縮の為のビット
割当を行う時間と周波数について細分化した小ブロック
の周波数的大きさを変化させる工程又は手段とからな
り、上記ブロックフローティングの為の小ブロックとビ
ット割当の為の小ブロックを共に或いはそれぞれ独立し
て変化させることにより、ブロックフローティング並び
にビット割当を最適化することを特徴とする。

【００１３】また、本発明のディジタル信号圧縮方法及
び装置は、圧縮の為のブロックフローティングを施す時
間と周波数について細分化した小ブロック及び／又は圧
縮の為のビット割当を行う時間と周波数について細分化
した小ブロックの周波数的大きさを予め定め、この予め
定めた大きさを採用した際の圧縮効率と、入力信号の周
波数軸上の特性に応じて、圧縮の為のフローティングを
施す小ブロック及び／又は圧縮の為のビット割当を行う
小ブロックの周波数的大きさを変化させたときの圧縮効
率とを比較し、上記比較結果に応じてより高い効率で情
報圧縮を行える小ブロックの大きさを選択することを特
徴とする。

【００１４】ここで、本発明の各ディジタル信号圧縮方
法及び装置においては、圧縮の為のブロックフローティ
ングを施す時間と周波数について細分化した小ブロック
と、圧縮の為のビット割当を行う時間と周波数について
細分化した小ブロックとを、入力信号の周波数軸上の特
性に応じて、共通或いは独立して構成する。

【００１５】

【００１６】

【００１７】

【００１８】すなわち、本発明に係るディジタル信号圧
縮方法及び装置（高能率符号化方法及び装置）は、入力
信号の周波数軸上の特性を算出し、入力信号を時間と周
波数について細分化した小ブロックに分配し、圧縮の為
のフローティングを施し、入力信号の周波数軸上の特性
に応じて、フローティングを施す小ブロックの周波数的
大きさの制御を行い、最適なフローティングを施すこと
によって上述の問題を解決する。

【００１９】また、圧縮の為のビット割当を行うビット
割当を行う際に、入力信号の周波数軸上の特性に応じ
て、圧縮の為のビット割当を行う時間と周波数について
細分化した小ブロックの周波数的大きさ変化させること
によって上述の問題を解決する。

【００２０】さらには、上述のブロックフローティング
を施す為の時間と周波数について細分化した小ブロック
とビット配分の為の小ブロックを共に、或いは独立して
それぞれ変化させると一層、効果的である。

【００２１】一方、ブロックフローティング及び／又は
ビット配分の為の時間と周波数に細分化された小ブロッ
クを入力信号の周波数軸上の特性に応じて求めた周波数
的大きさと予め、定めておいた当該小ブロックの周波数
的大きさを比較し、総合的に圧縮効率の高い大きさを選
択するとより効果的である。

【００２２】

【作用】本発明のディジタル信号圧縮方法及び装置によ
れば、ブロックフローティング及び／又はビット配分の
効率の偏差が大きくなるような入力信号に対し、その効
率の偏差を小さく抑えるようなブロックフローティング
及び／またはビット配分を行う為の時間と周波数につい
て細分化した小ブロックの周波数的大きさの選択を行う
ことで効率の偏差の少ない圧縮を実現できる。これによ
り、圧縮の効率の低下を防ぐことができ、同一のビット
レートにおいてはより良好な音質を得ることができるよ
うになり、又、同一の音質においてはより低いビットレ
ートでの記録、伝送等を実現することが可能となる。

【００２３】

【実施例】先ず、図１は、本発明のディジタル信号圧縮
方法が適用される本発明のディジタル信号圧縮装置（圧
縮データ記録再生装置）の一実施例の概略構成を示すブ
ロック回路図である。

【００２４】図１に示す圧縮データ記録再生装置におい
て、先ず記録媒体としては、スピンドルモータ５１によ
り回転駆動される光磁気ディスク１が用いられる。光磁
気ディスク１に対するデータの記録時には、例えば光学
ヘッド５３によりレーザ光を照射した状態で記録データ
に応じた変調磁界を磁気ヘッド５４により印加すること
によって、いわゆる磁界変調記録を行い、光磁気ディス
ク１の記録トラックに沿ってデータを記録する。また再
生時には、光磁気ディススク１の記録トラックを光学ヘ
ッド５３によりレーザ光でトレースして磁気光学的に再
生を行う。

【００２５】光学ヘッド５３は、例えば、レーザダイオ
ード等のレーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、
偏光ビームスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学
部品及び所定パターンの受光部を有するフォトディテク
タ等から構成されている。この光学ヘッド５３は、光磁
気ディスク１を介して上記磁気ヘッド５４と対向する位
置に設けられている。光磁気ディスク１にデータを記録
するときには、後述する記録系のヘッド駆動回路６６に
より磁気ヘッド５４を駆動して記録データに応じた変調
磁界を印加すると共に、光学ヘッド５３により光磁気デ
ィスク１の目的トラックにレーザ光を照射することによ
って、磁界変調方式により熱磁気記録を行う。またこの
光学ヘッド５３は、目的トラックに照射したレーザ光の
反射光を検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォ
ーカスエラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法
によりトラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク
１からデータを再生するとき、光学ヘッド５３は上記フ
ォーカスエラーやトラッキングエラーを検出すると同時
に、レーザ光の目的トラックからの反射光の偏光角（カ
ー回転角）の違いを検出して再生信号を生成する。

【００２６】光学ヘッド５３の出力は、ＲＦ回路５５に
供給される。このＲＦ回路５５は、光学ヘッド５３の出
力から上記フォーカスエラー信号やトラッキングエラー
信号を抽出してサーボ制御回路５６に供給するととも
に、再生信号を２値化して後述する再生系のデコーダ７
１に供給する。

【００２７】サーボ制御回路５６は、例えばフォーカス
サーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピン
ドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等
から構成される。上記フォーカスサーボ制御回路は、上
記フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッ
ド５３の光学系のフォーカス制御を行う。また上記トラ
ッキングサーボ制御回路は、上記トラッキングエラー信
号がゼロになるように光学ヘッド５３の光学系のトラッ
キング制御を行う。さらに上記スピンドルモータサーボ
制御回路は、光磁気ディスク１を所定の回転速度（例え
ば一定線速度）で回転駆動するようにスピンドルモータ
５１を制御する。また、上記スレッドサーボ制御回路
は、システムコントローラ５７により指定される光磁気
ディスク１の目的トラック位置に光学ヘッド５３及び磁
気ヘッド５４を移動させる。このような各種制御動作を
行うサーボ制御回路５６は、該サーボ制御回路５６によ
り制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコン
トローラ５７に送る。

【００２８】システムコントローラ５７にはキー入力操
作部５８や表示部５９が接続されている。このシステム
コントローラ５７は、キー入力操作部５８による操作入
力情報により指定される動作モードで記録系及び再生系
の制御を行う。またシステムコントローラ７は、光磁気
ディスク１の記録トラックからヘッダタイムやサブコー
ドのＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレス
情報に基づいて、光学ヘッド５３及び磁気ヘッド５４が
トレースしている上記記録トラック上の記録位置や再生
位置を管理する。さらにシステムコントローラ５７は、
データ圧縮率と上記記録トラック上の再生位置情報とに
基づいて表示部５９に再生時間を表示させる制御を行
う。

【００２９】この再生時間表示は、光磁気ディスク１の
記録トラックからいわゆるヘッダタイムやいわゆるサブ
コードＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレ
ス情報（絶対時間情報）に対し、データ圧縮率の逆数
（例えば１／４圧縮のときには４）を乗算することによ
り、実際の時間情報を求め、これを表示部５９に表示さ
せるものである。なお、記録時においても、例えば光磁
気ディスク等の記録トラックに予め絶対時間情報が記録
されている（プリフォーマットされている）場合に、こ
のプリフォーマットされた絶対時間情報を読み取ってデ
ータ圧縮率の逆数を乗算することにより、現在位置を実
際の記録時間で表示させることも可能である。

【００３０】次にこのディスク記録再生装置の記録系に
おいて、入力端子６０からのアナログオーディオ入力信
号ＡINがローパスフィルタ６１を介してＡ／Ｄ変換器６
２に供給され、このＡ／Ｄ変換器６２は上記アナログオ
ーディオ入力信号ＡINを量子化する。Ａ／Ｄ変換器６２
から得られたディジタルオーディオ信号は、ＡＴＣ（Ad
aptive Transform Coding ）ＰＣＭエンコーダ６３に供
給される。また、入力端子６７からのディジタルオーデ
ィオ入力信号ＤINがディジタル入力インターフェース回
路６８を介してＡＴＣエンコーダ６３に供給される。Ａ
ＴＣエンコーダ６３は、上記入力信号ＡINを上記Ａ／Ｄ
変換器６２により量子化した所定転送速度のディジタル
オーディオＰＣＭデータについて、ビット圧縮（データ
圧縮）処理を行う。ここではその圧縮率を４倍として説
明するが、本実施例はこの倍率には依存しない構成とな
っており、応用例により任意に選択が可能である。

【００３１】次にメモリ６４は、データの書き込み及び
読み出しがシステムコントローラ５７により制御され、
ＡＴＣエンコーダ６３から供給されるＡＴＣデータを一
時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上に記録す
るためのバッファメモリとして用いられている。すなわ
ち、例えばＡＴＣエンコーダ６３から供給される圧縮オ
ーディオデータは、そのデータ転送速度が、標準的なＣ
Ｄ−ＤＡフォーマットのデータ転送速度（７５セクタ／
秒）の１／４、すなわち１８．７５セクタ／秒に低減さ
れており、この圧縮データがメモリ１４に連続的に書き
込まれる。この圧縮データ（ＡＴＣデータ）は、前述し
たように４セクタにつき１セクタの記録を行えば足りる
が、このような４セクタおきの記録は事実上不可能に近
いため、後述するようなセクタ連続の記録を行うように
している。この記録は、休止期間を介して、所定の複数
セクタ（例えば３２セクタ＋数セクタ）から成るクラス
タを記録単位として、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマット
と同じデータ転送速度（７５セクタ／秒）でバースト的
に行われる。すなわちメモリ１４においては、上記ビッ
ト圧縮レートに応じた１８．７５（＝７５／４）セクタ
／秒の低い転送速度で連続的に書き込まれたＡＴＣオー
ディオデータが、記録データとして上記７５セクタ／秒
の転送速度でバースト的に読み出される。この読み出さ
れて記録されるデータについて、記録休止期間を含む全
体的なデータ転送速度は、上記１８．７５セクタ／秒の
低い速度となっているが、バースト的に行われる記録動
作の時間内での瞬時的なデータ転送速度は上記標準的な
７５セクタ／秒となっている。従って、ディスク回転速
度が標準的なＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ速度（一定
線速度）のとき、該ＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ記録
密度、記憶パターンの記録が行われることになる。

【００３２】メモリ６４から上記７５セクタ／秒の（瞬
時的な）転送速度でバースト的に読み出されたＡＴＣオ
ーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ６５
に供給される。ここで、メモリ６４からエンコーダ６５
に供給されるデータ列において、１回の記録で連続記録
される単位は、複数セクタ（例えば３２セクタ）から成
るクラスタ及び該クラスタの前後位置に配されたクラス
タ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セ
クタは、エンコーダ６５でのインターリーブ長より長く
設定しており、インターリーブされても他のクラスタの
データに影響を与えないようにしている。

【００３３】エンコーダ６５は、メモリ６４から上述し
たようにバースト的に供給される記録データについて、
エラー訂正のための符号化処理（パリティ付加及びイン
ターリーブ処理）やＥＦＭ符号化処理などを施す。この
エンコーダ６５による符号化処理の施された記録データ
が磁気ヘッド駆動回路６６に供給される。この磁気ヘッ
ド駆動回路６６は、磁気ヘッド５４が接続されており、
上記記録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク１に
印加するように磁気ヘッド５４を駆動する。

【００３４】また、システムコントローラ５７は、メモ
リ６４に対する上述の如きメモリ制御を行うとともに、
このメモリ制御によりメモリ６４からバースト的に読み
出される上記記録データを光磁気ディスク２の記録トラ
ックに連続的に記録するように記録位置の制御を行う。
この記録位置の制御は、システムコントローラ５７によ
りメモリ６４からバースト的に読み出される上記記録デ
ータの記録位置を管理して、光磁気ディスク１の記録ト
ラック上の記録位置を指定する制御信号をサーボ制御回
路５６に供給することによって行われる。

【００３５】次に、この光磁気ディスク記録再生ユニッ
トの再生系について説明する。この再生系は、上述の記
録系により光磁気ディスク１の記録トラック上に連続的
に記録された記録データを再生するためのものであり、
光学ヘッド５３によって光磁気ディスク１の記録トラッ
クをレーザ光でトレースすることにより得られる再生出
力がＲＦ回路５５により２値化されて供給されるデコー
ダ７１を備えている。この時光磁気ディスクのみではな
く、コンパクトディクス（ＣＤ：COMPACT DISC）と同じ
再生専用光ディスクの読み出しも行うことができる。

【００３６】デコーダ７１は、上述の記録系におけるエ
ンコーダ６５に対応するものであって、ＲＦ回路５５に
より２値化された再生出力について、エラー訂正のため
の上述の如き復号化処理やＥＦＭ復号化処理などの処理
を行いオーディオデータを、正規の転送速度よりも早い
７５セクタ／秒の転送速度で再生する。このデコーダ７
１により得られる再生データは、メモリ７２に供給され
る。

【００３７】メモリ７２は、データの書き込み及び読み
出しがシステムコントローラ５７により制御され、デコ
ーダ７１から７５セクタ／秒の転送速度で供給される再
生データがその７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に書き込まれる。また、このメモリ７２は、上記７５セ
クタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれた上記再
生データが正規の７５セクタ／秒の転送速度１８．７５
セクタ／秒で連続的に読み出される。

【００３８】システムコントローラ５７は、再生データ
をメモリ７２に７５セクタ／秒の転送速度で書き込むと
ともに、メモリ７２から上記再生データを上記１８．７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモ
リ制御を行う。また、システムコントローラ５７は、メ
モリ７２に対する上述の如きメモリ制御を行うととも
に、このメモリ制御によりメモリ７２からバースト的に
書き込まれる上記再生データを光磁気ディスク１の記録
トラックから連続的に再生するように再生位置の制御を
行う。この再生位置の制御は、システムコントローラ５
７によりメモリ７２からバースト的に読み出される上記
再生データの再生位置を管理して、光磁気ディスク１も
しくは光ディスク１の記録トラック上の再生位置を指定
する制御信号をサーボ制御回路５６に供給することによ
って行われる。

【００３９】メモリ７２から１８．７５セクタ／秒の転
送速度で連続的に読み出された再生データとして得られ
るＡＴＣオーディオデータは、ＡＴＣデコーダ７３に供
給される。このＡＴＣデコーダ７３は、ＡＴＣデータを
４倍にデータ伸張（ビット伸張）することで１６ビット
のディジタルオーディオデータを再生する。このＡＴＣ
デコーダ７３からのディジタルオーディオデータは、Ｄ
／Ａ変換器７４に供給される。

【００４０】Ｄ／Ａ変換器７４は、ＡＴＣデコーダ７３
から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ
信号に変換して、アナログオーディオ出力信号ＡOUT を
形成する。このＤ／Ａ変換器７４により得られるアナロ
グオーデイオ信号ＡOUT は、ローパスフィルタ７５を介
して出力端子７６から出力される。

【００４１】次に、本発明のディジタル信号圧縮装置の
情報圧縮に適用される高能率圧縮符号化について詳述す
る。すなわち、オーディオＰＣＭ信号等の入力ディジタ
ル信号を、帯域分割符号化（ＳＢＣ）、適応変換符号化
（ＡＴＣ）及び適応ビット割当ての各技術を用いて高能
率符号化する技術について、図２以降を参照しながら説
明する。

【００４２】図２に示す具体的な高能率符号化装置で
は、定常状態においては、入力ディジタル信号を複数の
周波数帯域に分割すると共に、最低域の隣接した２帯域
の帯域幅は同じで、より高い周波数帯域では高い周波数
帯域ほどバンド幅を広く選定し、各周波数帯域毎に直交
変換を行って、得られた周波数軸のスペクトルデータ
を、低域では、後述する人間の聴覚特性を考慮したいわ
ゆる臨界帯域幅（クリティカルバンド）毎に、中高域で
はブロックフローティング効率を考慮して臨界帯域幅を
細分化した帯域毎に、適応的にビット割当して符号化し
ている。通常このブロックが量子化雑音発生ブロックと
なる。このクリティカルバンドとは、人間の聴覚特性を
考慮して分割された周波数帯域であり、ある純音の周波
数近傍の同じ強さの狭帯域バンドノイズによって当該純
音がマスクされるときのそのノイズの持つ帯域のことで
ある。このクリティカルバンドは、高域ほど帯域幅が広
くなっており、上記０〜２２ｋＨｚの全周波数帯域は例
えば２５のクリティカルバンドに分割されている。

【００４３】さらに、本発明実施例においては、直交変
換の前に入力信号に応じて適応的にブロックサイズ（処
理ブロック長）を変化させると共に、入力信号に応じ
て、フローテイング処理を行うブロックフローティング
ユニットの大きさも変化させる処理を行い、圧縮後の情
報の使用効率が最適となるように量子化を行っている。

【００４４】即ち、図２において、入力端子２００には
例えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、０〜
２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されている。
この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦ等のフィルタか
らなる帯域分割フィルタ２０１により０〜１１ｋＨｚ帯
域と１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、０〜１
１ｋＨｚ帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦ等のフィル
タからなる帯域分割フィルタ２０２により０〜５．５ｋ
Ｈｚ帯域と５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域とに分割され
る。帯域分割フィルタ２０１からの１１ｋＨｚ〜２２ｋ
Ｈｚ帯域の信号は直交変換回路の一例であるＭＤＣＴ回
路２０３に送られ、帯域分割フィルタ２０２からの５.
５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路２０４
に送られ、帯域分割フィルタ２０２からの０〜５．５ｋ
Ｈｚ域の信号はＭＤＣＴ回路２０５に送られることによ
り、それぞれＭＤＣＴ処理される。

【００４５】ここで、上述した入力ディジタル信号を複
数の周波数帯域に分割する手法の一例としてのＱＭＦの
フィルタは、例えば文献「ディジタル・コーディング・
オブ・スピーチ・イン・サブバンズ」("Digital coding
of speech in subbands" R.E.Crochiere, Bell Syst.
Tech. J., Vol.55,No.8 1976) に述べられている。この
ＱＭＦのフィルタは、帯域を等バンド幅に２分割するも
のであり、当該フィルタにおいては上記分割した帯域を
後に合成する際にいわゆるエリアシングが発生しないこ
とが特徴となっている。

【００４６】また、文献「ポリフェイズ・クァドラチュ
ア・フィルターズ −新しい帯域分割符号化技術」("Po
lyphase Quadrature filters -A new subband coding t
echnique", Joseph H. Rothweiler ICASSP 83, BOSTON)
には、等帯域幅のフィルタ分割手法が述べられている。
このポリフェイズ・クァドラチュア・フィルタにおいて
は、信号を等バンド幅の複数の帯域に分割する際に一度
に分割できることが特徴となっている。

【００４７】さらに、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、当該ブロック毎に高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）、離散コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイド
ＤＣＴ変換（ＭＤＣＴ）などを行うことで時間軸を周波
数軸に変換するような直交変換がある。このＭＤＣＴに
ついては、文献「時間領域エリアシング・キャンセルを
基礎とするフィルタ・バンク設計を用いたサブバンド／
変換符号化」("Subband/Transform Coding Using Filte
r Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Cance
llation," J.P.Princen A.B.Bradley, Univ. of Surrey
Royal Melbourne Inst. of Tech. ICASSP 1987)に述べ
られている。

【００４８】ここで、各ＭＤＣＴ回路２０３、２０４、
２０５に供給する各帯域毎のブロックについての標準的
な入力信号に対する具体例を図３に示す。この図３の具
体例においては、３つのフィルタ出力信号は、各帯域ご
とに独立に各々複数の直交変換ブロックサイズを持ち、
信号の時間特性、周波数分布等により時間分解能を切り
換えられる様にしている。信号が時間的に準定常的であ
る場合には、直交変換ブロックサイズを１１．６ｍｓ、
即ち、図３の（Ａ）に示すロングモード（Ｌｏｎｇ Ｍ
ｏｄｅ）と大きくし、信号が非定常的である場合には、
直交変換ブロックサイズを更に２分割、４分割とする。
図３の（Ｂ）のショートモード（Ｓｈｏｒｔ Ｍｏｄ
ｅ）のごとく、すべてを４分割で２．９ｍｓとする場合
や、図３の（Ｃ）のミドルモード Ａ（Ｍｉｄｄｌｅ
Ｍｏｄｅ Ａ）、図３の（Ｄ）のミドルモード Ｂ（Ｍ
ｉｄｄｌｅ Ｍｏｄｅ Ｂ）のごとく、一部を２分割で
５．８ｍｓ、１部を４分割で２．９ｍｓの時間分解能と
することで、実際の複雑な入力信号に適応するようにな
っている。この直交変換ブロックサイズの分割は処理装
置の規模が許せば、さらに複雑な分割を行うと、より効
果的なことは明白である。このブロックサイズの決定は
図２のブロックサイズ決定回路２０６〜２０８で決定さ
れ、各ＭＤＣＴ回路２０３〜２０５に伝えられるととも
に、該当ブロックのブロックサイズ情報として出力端子
２１６〜２１８より出力される。

【００４９】次に、ブロックサイズ決定回路の一具体例
の概略構成を表すブロック回路図をを図４に示す。ここ
では図２のブロック決定回路２０６を例に説明する。図
２のＱＭＦからなる帯域分割フィルタ２０１の出力のう
ち、１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの出力は図４の入力端子４
０１を介してパワー算出回路４０４に送られる。さら
に、図２の帯域分割フィルタ２０２の出力のうち、５．
５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力は図４の入力端子４０２を
介してパワー算出回路４０５へ、０〜５．５ｋＨｚの出
力は図４の入力端子４０３を介してパワー算出回路４０
６へとそれぞれ送られる。また、図２のブロックサイズ
決定回路２０７、２０８は図４の入力端子４０１〜４０
３へ入力される信号がブロックサイズ決定回路２０６の
場合と異なるだけで、動作は同一である。各ブロックサ
イズ決定回路２０６〜２０８におけるそれぞれの入力端
子４０１〜４０３はマトリクス構成となっており、即
ち、ブロックサイズ決定回路２０７の入力端子４０１に
は図２の帯域分割フィルタ２０２の５．５ｋＨｚ〜１１
ｋＨｚの出力が接続されており、同入力端子４０２には
０〜５．５ｋＨｚの出力が接続されている。ブロックサ
イズ決定回路２０８についても、同様である。

【００５０】図４において、各パワー算出回路４０４〜
４０６は入力された時間波形を一定時間、積分すること
によって、各周波数帯域のパワーを求めている。この
際、積分する時間幅は上述の直交変換ブロックサイズの
うち、最小時間ブロック以下である必要がある。また、
上述の算出法以外、例えば直交変換ブロックサイズの最
小時間幅内の最大振幅の絶対値或いは振幅の平均値を代
表パワーとして用いても同様の効果が得られる。パワー
算出回路４０４の出力は変化分抽出回路４０８及びパワ
ー比較回路４０９に、パワー算出回路４０５、４０６の
出力はパワー比較回路４０９にそれぞれ送られる。変化
分抽出回路４０８ではパワー算出回路４０４より送られ
たパワーの微係数を求めてパワーの変化情報として、ブ
ロックサイズ１次決定回路４１０及びメモリ４０７へ送
る。メモリ４０７では、変化分抽出回路４０８より送ら
れたパワーの変化情報を上述の直交変換ブロックサイズ
の最大時間以上、蓄積する。これは時間的に隣接する直
交変換ブロックが直交変換の際のウィンドウ処理によ
り、互いに影響を与え合うため、時間的に隣接する１つ
前のブロックのパワー変化情報をブロックサイズ１次決
定回路４１０において必要とするためである。ブロック
サイズ１次決定回路４１０では変化分抽出回路４０８よ
り送られた該当ブロックのパワー変化情報とメモリ４０
７より送られた時間的に隣接する該当ブロックの１つ前
のブロックのパワー変化情報をもとに、該当する周波数
帯域内のパワーの時間的変位から該当する周波数帯域の
直交変換ブロックサイズを決定する。この際、一定以上
の変位が認められた場合、より時間的に短い直交変換ブ
ロックイサイズを選択するわけであるが、その変位点
（境界値）は固定でも効果は得られる。さらに周波数に
比例した値、即ち、周波数が高い場合は大きな変位によ
って時間的に短いブロックサイズとなり、周波数が低い
場合は、高い場合のそれに比べ小さな変位で時間的に短
いブロックサイズに決定されると、より効果的である。
この値（境界値）はなめらかに変化することが望ましい
が、複数段階の階段状の変化であっても構わない。以上
のように決定されたブロックサイズはブロックサイズ修
正回路４１１へ伝送される。

【００５１】一方、パワー比較回路４０９において、各
パワー算出回路４０４〜４０６より送られた各周波数帯
域のパワー情報を同時刻及び時間軸上でマスキング効果
の発生する時間幅で比較を行い、パワー算出回路４０４
の出力周波数帯域に及ぼす他の周波数帯域の影響を求
め、ブロックサイズ修正回路４１１へ伝送する。ブロッ
クサイズ修正回路４１１ではパワー比較回路４０９より
送られたマスキング情報及びディレイ４１２〜４１４か
らなるディレイ群の各タップから送られた過去のブロッ
クサイズ情報を基に、ブロックサイズ１次決定回路４１
０より送られたブロックサイズをより時間的に長いブロ
ックサイズを選択するよう修正をかけ、ディレイ４１２
及びウィンドウ形状決定回路４１５へ出力している。ブ
ロックサイズ修正回路４１１における作用は、該当周波
数帯域においてプリエコーが問題となる場合でも、他の
周波数帯域、特に該当周波数帯域より低い帯域におい
て、大きな振幅を持つ信号が存在した場合、そのマスキ
ング効果により、プリエコーが聴感上問題とならない、
或いは問題が軽減される場合があるという特性を利用し
ている。なお、上記マスキングとは、人間の聴覚上の特
性により、ある信号によって他の信号がマスクされて聞
こえなくなる現象をいうものであり、このマスキング効
果には、時間軸上のオーデイオ信号による時間軸マスキ
ング効果と、周波数軸上の信号による同時刻マスキング
効果とがある。これらのマスキング効果により、マスキ
ングされる部分にノイズがあったとしても、このノイズ
は聞こえないことになる。このため、実際のオーデイオ
信号では、このマスキングされる範囲内のノイズは許容
可能なノイズとされる。

【００５２】次に、ディレイ４１２〜４１４では過去の
直交変換ブロックサイズを順に記録しておき、各タッ
プ、即ち、ディレイ４１２〜４１４の出力より、ブロッ
クサイズ決定回路４１１へ出力している。同時に、ディ
レイ４１２の出力は出力端子４１７へ、ディレイ４１
２、４１３の出力はウィンドウ形状決定回路４１５へ接
続している。このディレイ４１２〜４１４からの出力は
ブロックサイズ修正回路４１１においてより長い時間幅
でのブロックサイズの変化を該当ブロックのブロックサ
イズの決定に役立てる働き、例えば、過去頻繁により時
間的に短いブロックサイズが選択されている場合は、時
間的に短いブロックサイズの選択を増やし、過去におい
て時間的に短いブロックサイズの選択がなされてない場
合においては、時間的に長いブロックサイズの選択を増
やす等の判断を可能としている。なお、このディレイ群
はウィンドウ決定回路４１５及び出力端子４１７に必要
なディレイ４１２、４１３を除けば、そのタップ数は装
置の実際的な構成、規模により増減させて用いられる場
合もある。ウィンドウ形状決定回路４１５ではブロック
サイズ修正回路４１１の出力、即ち、該当ブロックの時
間的に隣接する１つ後のブロックサイズとディレイ４１
２の出力、即ち、該当ブロックのブロックサイズとディ
レイ４１３の出力、即ち、該当ブロックの時間的隣接す
る１つ前のブロックサイズとから、上述の図２の各ＭＤ
ＣＴ回路２０３〜２０５において使用されるウィンドウ
の形状を決定し、出力端子４１６へ出力する。図４の出
力端子４１７、即ち、ブロックサイズ情報と出力端子４
１６、即ち、ウィンドウ形状情報が、図２のブロックサ
イズ決定回路２０６〜２０８の出力として各部へ接続さ
れる。

【００５３】ここでウィンドウ形状決定回路４１５にお
いて決定されるウィンドウの形状について説明する。図
５に隣接するブロックとウィンドウの形状の様子を示
す。図６の（ａ）〜（ｃ）より判るように、図中点線及
び実線で示すように直交変換に使用されるウィンドウは
時間的に隣接するブロックとの間で重複する部分があ
り、本実施例では、隣接するブロックの中心まで重複す
る形状を採用しているため、隣接するブロックの直交変
換サイズによりウィンドウの形状が変化する。

【００５４】図６には上記ウィンドウ形状の詳細を示
す。図６においてウィンドウ関数ｆ（ｎ）、ｇ（ｎ＋
Ｎ）は次式（１）を満たす関数として与えられる。

【００５５】 ｆ（ｎ）×ｆ（Ｌ−１−ｎ）＝ｇ（ｎ）×ｇ（Ｌ−１−ｎ） ｆ（ｎ）×ｆ（ｎ）＋ｇ（ｎ）×ｇ（ｎ）＝１ ・・・（１） ０≦ｎ≦Ｌ−１。

【００５６】この式（１）におけるＬは、隣接する変換
ブロック長が同一であればそのまま変換ブロック長とな
るが、隣接する変換ブロック長が異なる場合は、より短
いほうの変換ブロック長をＬとし、より長い変換ブロッ
ク長をＫとすると、ウィンドウが重複しない領域におい
ては、次式（２）として与えられる。

【００５７】 ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝１ Ｋ≦ｎ≦３Ｋ／２−Ｌ／２ ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝０ ３Ｋ／２＋Ｌ≦ｎ≦２Ｋ ・・・（２） この様にウィンドウの重複部分をできる限り長く取るこ
とにより、直交変換の際のスペクトルの周波数分解能を
良好なものとしている。以上の説明から明らかな様に、
直交変換に使用するウィンドウの形状は時間的に連続す
る３ブロック分の直交変換サイズが確定した後、決定さ
れる。したがって、図４の入力端子４０１〜４０３から
入力される信号のブロックと出力端子４１６、４１７か
ら出力される信号のブロックは本実施例において１ブロ
ック分の差異を生じている。

【００５８】また、図４のパワー算出回路４０５、４０
６及びパワー比較回路４０９を省略しても図２のブロッ
クサイズ決定回路２０６〜２０８を構成することは可能
である。さらにウィンドウの形状を直交変換ブロックの
取りうる時間的に最小のブロックサイズに固定すること
によってその種類を１種類とし、図４のディレイ４１２
〜４１４及びブロックサイズ修正回路４１１並びにウィ
ンドウ形状決定回路４１５を省略して構成することも可
能である。特に、処理時間の遅延を好まない応用例にお
いては上述の省略により遅延の少ない構成となり、有効
に作用する。

【００５９】再び図２において、各ＭＤＣＴ回路２０３
〜２０５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周波数軸上の
スペクトルデータ或いはＭＤＣＴ係数データは、適応ビ
ット割当符号化回路２１０〜２１２、ブロックフローテ
ィングユニット決定回路２１９〜２２１及びビット配分
算出回路２０９に伝送している。ブロックフローティン
グユニット決定回路２１９〜２２１では、先のスペクト
ルデータ或いはＭＤＣＴ係数データより、エネルギ或い
はパワーに集中度に応じてフローティング処理を行う単
位であるブロックフローティングのユニットを決定し、
適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２に伝送すると
共に、前述のブロックサイズ情報、ウィンドウ形状情報
と合わせて、デコードする際の補助情報として出力端子
２１６〜２１８より出力している。

【００６０】ここで、図７に図２のブロックフローティ
ングユニット決定回路２１９〜２２１の一具体例の概略
構成を表すブロック回路図を示す。この図７を用いてブ
ロックフローティングユニット決定回路の作用について
説明する。この図７において、入力端子３０１には、上
記各ＭＤＣＴ回路２０３〜２０５からの周波数軸上のス
ペクトルデータ或いはＭＤＣＴ係数データが供給されて
いる。このスペクトルデータ或いはＭＤＣＴ係数データ
は、変化分算出回路３０３に送られている。変化分算出
回路３０３では、スペクトルデータ或いはＭＤＣＴ係数
データの強度を周波数で微分し、微係数を求めることに
よって、周波数毎の変化分を算出し、積算比較回路３０
４へ伝送している。積算比較回路３０４では、周波数毎
の変化分データを周波数の低い順に積算し、しきい値出
力回路３０８より出力されるしきい値と比較している。
さらに、積算値がしきい値を越えた時点の周波数をユニ
ットの境界の周波数として、ブロックフローティングユ
ニット決定回路３０５に伝送すると共に、積算のデータ
をゼロにして再度、積算を開始し、全ての周波数の変化
分データについて上述の動作を行っている。しきい値出
力回路３０８では、ブロックフローティングユニット内
の変化量が一定以下となるように、しきい値を出力する
働きをしており、本実施例においては、周波数的に高域
ほどしきい値が大きくなるような傾斜配分を施して良好
な結果を得ている。このしきい値を応用例、入力信号等
によっても可変とするとより良好な結果が得られると共
に、応用例によっては定数とし、構成を簡易化すること
も可能である。

【００６１】次に、ブロックフローティングユニット決
定回路３０５では、積算比較回路３０４より伝送された
ユニットの境界となる周波数と、入力端子３０２より入
力されるところの、図２のビット配分算出回路２０９の
出力であるビット配分を基にブロックフローティングユ
ニットを決定し、ユニット修正回路３０６及びエネルギ
ー算出回路３０７に伝送している。この際のブロックフ
ローティングユニットの境界は、基本的には上述の積算
比較回路３０４より伝送されたユニットの境界となる周
波数によって決定されるが、ビット配分の出力が、隣接
するユニットで共にゼロとなっている場合、ブロックフ
ローティングユニットを分離する利点が消滅するため
に、同一のブロックフローティングユニットとなるよう
に修正を行っている。また、ユニット修正回路３０６で
は、ブロックフローティングユニット決定回路３０５よ
り伝送されたブロックフローティングユニットの境界を
エネルギー算出回路３０７の出力と標準ユニット出力回
路３０７の出力から修正を行い、出力端子３１０より出
力し、図２の適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２
及び出力端子２１６〜２１８に伝送している。エネルギ
ー算出回路３０７では、ブロックフローティングユニッ
ト決定回路３０５より伝送されたユニット内のスペクト
ルデータ或いはＭＤＣＴ係数データをユニット毎に積算
することによって、ユニット毎のエネルギーを算出し、
ユニット修正回路３０６に伝送している。ユニット修正
回路３０６では、伝送されたユニット毎のエネルギーが
一定以下の場合には、該当ユニットを独立とせずに、隣
接するユニットと共通のユニットとしている。これは周
波数的に幅の狭い限られた部分で強度の大きいデータは
独立のユニットを構成し、同様に幅の狭い部分で小さい
データは独立のユニットを構成しないようにする働きを
している。

【００６２】さらに、標準ユニット出力回路３０９で
は、標準ブロックフローティングユニットの構成、応用
例においては、最低域の隣接した２帯域の帯域幅は同じ
で、より高い周波数帯域では高い周波数帯域ほどバンド
幅を広く選定し、各周波数帯域毎に直交変換を行って、
得られた周波数軸のスペクトルデータを、低域では、前
述した人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅
（クリティカルバンド）毎に、中高域ではブロックフロ
ーティング効率を考慮して臨界帯域幅を細分化した帯域
毎に分割したユニットを出力している。応用例において
は、この標準ブロックフローティングユニッとは、量子
化の為のバンドと共通となっており、圧縮後のスペクト
ルデータ或いはＭＤＣＴ係数データ部分以外のデータ
（補助データ）が少なくて済むという利点を持ってい
る。一方、ブロックフローティングの効率についてのみ
注目すると、変化の大きい部分を全て独立のユニットと
構成した場合が、最良となるが、その場合の先の補助デ
ータは増加する結果となる。従って、総合的な情報の有
効利用は、補助データの量との兼ね合いで決定される。
そこで、図７のユニット補正回路３０６では、上述のエ
ネルギー算出回路３０７の出力による補正後のユニット
における補助データの量とブロックフローティングの効
率並びに量子化の際に必要とする情報量を評価し、標準
ユニットを採用した場合よりも効率が良い場合のみ、先
に求めたユニットを採用している。

【００６３】ここで、図８を用いて、上記ブロックフロ
ーティングユニットの作用について説明する。図８の
（ａ）は、図７の入力端子３０１より入力されたスペク
トルデータ或いはＭＤＣＴ係数データの一部を示してい
る。ここで、標準ブロックフローティングユニットの構
成では、上記周波数部分においては、波線で範囲を示し
てあるような、３個の均等な周波数幅を持つブロックフ
ローティングユニット、Ｎ−１，Ｎ，Ｎ＋１を構成する
ものとする。この状態において、Ｎ−１のユニットで
は、Ｎ−１（２）のデータのみ、他のデータよりも大き
く、このデータによってブロックフローティング係数が
決定される為に、Ｎ−１（２）以外のデータを先のブロ
ックフローティング係数で正規化すると、効率の悪い、
即ち、正規化後のデータの最上位桁のいくつかがゼロと
なる、結果となる。

【００６４】図８の（ｂ）中、実線のグラフは、図８の
（ａ）のスペクトルデータ或いはＭＤＣＴ係数データを
周波数で微分した微係数、ｄＰ／ｄｆを表している。さ
らに、同図中の棒グラフは前述の微係数、ｄＰ／ｄｆを
積算した値、Σ（ｄＰ／ｄｆ）を示している。ここで、
図７のしきい値出力回路３０８の出力値を同図中、一点
鎖線で示した値とすると、Ｎ−１（２）とＮ−１（３）
のデータ間で積算値、Σ（ｄＰ／ｄｆ）が先のしきい値
を越えるため、ここにブロックフローティングユニッと
の境界が設定される。図８の（ｃ）は、以上の様にして
求めた境界によって構成したブロックフローティングユ
ニットを示す図である。図より明らかなように、図８の
（ｃ）では、最初のユニット、Ｎ’−１の周波数幅が狭
くなり、ユニット内の各データの偏差が減少している
為、図８（のａ）と比較して、ブロックフローティング
の効率が改善している。また、前述のように、周波数の
低いデータから高いデータへと変化分の積算を行うよう
にしている為、データの大きな変化の直前がユニットの
境界となる場合が多くなり、ピークのデータの周波数の
低いほうの近傍のデータのブロックフローティング、並
びに量子化の制御が容易となる。従って、より低い周波
数音へのマスキングが周波数の高い音よりも効きにくい
という、聴覚上の特性にも合致しており、良好な圧縮が
実現できる。

【００６５】再び図２において、ビット配分算出回路２
０９は、前述のクリティカルバンド及びブロックフロー
ティングユニット決定回路２１９〜２２１によって伝送
されたブロックフローティングを考慮して分割されたス
ペクトルデータに基づき、いわゆるマスキング効果等を
考慮してクリティカルバンド及びブロックフローティン
グを考慮した各分割帯域毎のマスキング量を求め、この
マスキング量とクリティカルバンド及びブロックフロー
ティングを考慮した各分割帯域毎のエネルギあるいはピ
ーク値等に基づいて、各帯域毎に割当ビット数を求め、
適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２へ伝送してい
る。適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２では各帯
域毎に割り当てられたビット数に応じて各スペクトルデ
ータ（あるいはＭＤＣＴ係数データ）を量子化してい
る。このようにして符号化されたデータは、出力端子２
１３〜２１５を介して取り出される。

【００６６】次に、図９は上記ビット割当算出回路２０
９の一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。
この図９を用いてビット割当算出回路の作用について説
明する。この図９において、入力端子７０１には、図２
のＭＤＣＴ回路２０３〜２０５からの周波数軸上のスペ
クトルデータ或いはＭＤＣＴ係数データが供給されてい
る。この周波数軸上の入力データは、帯域毎のエネルギ
算出回路７０２に送られて、上記マスキング量とクリテ
ィカルバンド及びブロックフローティングを考慮した各
分割帯域のエネルギが、例えば当該バンド内での各振幅
値の総和を計算すること等により求められる。この各バ
ンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピーク値、平均
値等が用いられることもある。このエネルギ算出回路７
０２からの出力として、例えば各バンドの総和値のスペ
クトルを図１０にＳＢとして示している。ただし、この
図１０では、図示を簡略化するため、上記マスキング量
とクリティカルバンド及びブロックフローティングを考
慮した分割帯域数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で表現し
ている。

【００６７】ここで、上記スペクトルＳＢのいわゆるマ
スキングに於ける影響を考慮するために、該スペクトル
ＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込
み（コンボリューション）処理を施す。このため、上記
帯域毎のエネルギ算出回路７０２の出力すなわち該スペ
クトルＳＢの各値は、畳込みフイルタ回路７０３に送ら
れる。該畳込みフイルタ回路７０３は、例えば、入力デ
ータを順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素
子からの出力にフイルタ係数（重み付け関数）を乗算す
る複数の乗算器（例えば各バンドに対応する２５個の乗
算器）と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから
構成されるものである。この畳込み処理により、図１０
中点線で示す部分の総和がとられる。

【００６８】ここで、上記畳込みフイルタ回路７０３の
各乗算器の乗算係数（フイルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
ＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２５の
任意の整数である。

【００６９】次に、上記畳込みフイルタ回路７０３の出
力は引算器７０４に送られる。該引算器７０４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリューション処理を
行うことによって、クリテイカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、
上記引算器７０４には、上記レベルαを求めるための許
容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給され
る。この許容関数を増減させることで上記レベルαの制
御を行っている。当該許容関数は、次に説明するような
（ｎ−ａｉ）関数発生回路７０５から供給されているも
のである。

【００７０】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリテイカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の（３）式で求めるこ
とができる。 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） ・・・（３） この（３）式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、（３）
式中（ｎ−ａｉ）が許容関数となる。本実施例では ｎ＝３８，ａ＝１ としており、この時の音質劣化はなく、良好な符号化が
行えた。

【００７１】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器７０６に伝送される。当該割
算器７０６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリューションするためのものである。した
がって、この逆コンボリューション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスペクトルが得られる
ようになる。すなわち、このマスキングスペクトルが許
容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリュー
ション処理は、複雑な演算を必要とするが、本実施例で
は簡略化した割算器７０６を用いて逆コンボリューショ
ンを行っている。

【００７２】次に、上記マスキングスペクトルは、合成
回路７０７を介して減算器７０８に伝送される。ここ
で、当該減算器７０８には、上記帯域毎のエネルギ検出
回路７０２からの出力、すなわち前述したスペクトルＳ
Ｂが、遅延回路７０９を介して供給されている。したが
って、この減算器７０８で上記マスキングスペクトルと
スペクトルＳＢとの減算演算が行われることで、図１１
示すように、上記スペクトルＳＢは、該マスキングスペ
クトルＭＳのレベルで示すレベル以下がマスキングされ
ることになる。

【００７３】当該減算器７０８からの出力は、許容雑音
補正回路７１０を介し、出力端子７１１を介して取り出
され、例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯ
Ｍ等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減
算回路７０８から許容雑音補正回路７１０を介して得ら
れた出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎
の割当ビット数情報を出力する。この割当ビット数情報
が図２の適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２に送
られることで、図２のＭＤＣＴ回路２０３〜２０５から
の周波数軸上の各スペクトルデータがそれぞれのバンド
毎に割り当てられたビット数で量子化されるわけであ
る。

【００７４】すなわち要約すれば、図２の適応ビット割
当符号化回路２１０〜２１２では、上記マスキング量と
クリテイカルバンド及びブロックフローティングを考慮
した各分割帯域のエネルギと上記ノイズレベル設定手段
の出力との差分のレベルに応じて割当てられたビット数
で上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化すること
になる。なお、図９の遅延回路７０９は上記合成回路７
０７以前の各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出回
路７０２からのスペクトルＳＢを遅延させるために設け
られている。

【００７５】ところで、上述した合成回路７０７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路７１２から供給さ
れる図１２に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる
最小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングス
ペクトルＭＳとを合成することができる。この最小可聴
カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ
以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最小可
聴カーブは、コーデイングが同じであっても例えば再生
時の再生ボリユームの違いで異なるものとなが、現実的
なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナミ
ツクレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがないの
で、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波数
帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数帯
域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音は
聞こえないと考えられる。したがって、このように例え
ばシステムの持つワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑音
が聞こえない使い方をすると仮定し、この最小可聴カー
ブＲＣとマスキングスペクトルＭＳとを共に合成するこ
とで許容ノイズレベルを得るようにすると、この場合の
許容ノイズレベルは、図１２中の斜線で示す部分までと
することができるようになる。なお、本実施例では、上
記最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベルを、例えば２０ビ
ット相当の最低レベルに合わせている。また、この図１
２は、信号スペクトルＳＳも同時に示している。

【００７６】また、上記許容雑音補正回路７１０では、
補正情報出力回路７１３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器７０８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図１１に示した最小可聴カーブＲ
Ｃと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲
線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのとこ
ろより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大
きさに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音
圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえな
い。このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑
音（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じ
たカーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが
良いことがわかる。このようなことから、上記等ラウド
ネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正するこ
とは、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。

【００７７】さらに、補正情報出力回路７１３では、上
記適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２における量
子化の際の出力情報量（データ量）の検出出力と、最終
符号化データのビットレート目標値との間の誤差の情報
に基づいて、上記許容ノイズレベルを補正するようにし
ている。これは、全てのビット割当単位ブロックに対し
て予め一時的な適応ビット割当を行って得られた総ビッ
ト数が、最終的な符号化出力データのビットレートによ
って定まる一定のビット数（目標値）に対して誤差を持
つことがあり、その誤差分を０とするように再度ビット
割当をするものである。すなわち、目標値よりも総割当
ビット数が少ないときには、差のビット数を各単位ブロ
ックに割り振って付加するようにし、目標値よりも総割
当ビット数が多いときには、差のビット数を各単位ブロ
ックに割り振って削るように作用する。

【００７８】以上のような動作を行うため、上記総割当
ビット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差デ
ータに応じて補正情報出力回路７１３が各割当ビット数
を補正するための補正データを出力する。ここで、上記
誤差データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブロ
ック当たり多くのビット数が使われることで上記データ
量が上記目標値よりも多くなっている場合を考えること
ができる。また、上記誤差データが、ビット数余りを示
すデータとなる場合は、上記単位ブロック当たり少ない
ビット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少な
くなっている場合を考えることができる。したがって、
上記補正情報出力回路７１３からは、この誤差データに
応じて、上記減算器７０８からの出力における許容ノイ
ズレベルを、例えば上記等ラウドネス曲線の情報データ
に基づいて補正させるための上記補正値のデータが出力
されるようになる。上述のような補正値が、上記許容雑
音補正回路７１０に伝送されることで、上記減算器７０
８からの許容ノイズレベルが補正されるようになる。以
上説明したようなシステムでは、メイン情報として直交
変換出力スペクトルをサブ情報により処理したデータと
サブ情報としてブロックフローティングの状態を示すス
ケールファクタ、語長を示すワードレングスが得られ、
エンコーダからデコーダに送られる。

【００７９】図１３は図１のＡＴＣデコーダ７３、即
ち、上述のごとく高能率符号化されて記録媒体に記録さ
れた信号を再生して得た再生信号、又は伝送媒体を介し
て伝送されて受信された受信信号を、再び復号化するた
めの復号回路を示している。各帯域の量子化されたＭＤ
ＣＴ係数、即ち、図２の出力端子２１３〜２１５の出力
信号と等価のデータは、復号回路入力１０７に与えら
れ、使用されたブロックサイズ情報及び、ブロックフロ
ーティング並びに量子化の為の小ブロックの周波数的長
さに関する情報、即ち、図２の出力端子２１６〜２１８
の出力信号と等価のデータは、入力端子１０８に与えら
れる。適応ビット割当復号化回路１０６では適応ビット
割当情報を用いてビット割当を解除する。次に逆直交変
換（ＩＭＤＣＴ）回路１０３〜１０５では周波数軸上の
信号が時間軸上の信号に変換される。これらの部分帯域
の時間軸上信号は、帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）回路
１０２、１０１により、全帯域信号に復号化される。

【００８０】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、上記の記録再生媒体と信号圧
縮装置あるいは伸張装置と、さらには、信号圧縮装置と
伸張装置とは一体化されている必要はなく、記録媒体を
介せずに、その間をデータ転送用回線や光ケーブル，光
或いは電波による通信等で結ぶ事も可能である。更に例
えば、オーデイオＰＣＭ信号のみならず、ディジタル音
声（スピーチ）信号やディジタルビデオ信号等の信号処
理装置にも適用可能である。

【００８１】また、上記ディジタル信号圧縮装置により
圧縮されたデータを記録媒体に記録することで、記録容
量の有効利用が図れる。また、この記録媒体としては、
上述した光ディスクのみならず、磁気ディスク、ＩＣメ
モリ及びそのメモリを内蔵するカードや、磁気テープ等
の各種記録媒体とすることもできる。

【００８２】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明のディジタル信号圧縮方法及び装置によれば、ブロッ
クフローティング及び／又はビット配分の効率の偏差が
大きくなるような入力信号、言い換えれば、ブロックフ
ローティング及び／又はビット配分の為の時間と周波数
について細分化された各小ブロック内の周波数軸上のデ
ータの大きさに極端なバラツキや特出するピーク成分を
含む信号に対し、その効率の偏差を小さく抑えるような
当該小ブロックの周波数的大きさの選択を行うことで圧
縮効率の偏差の少ないビットの配分を実現できる。これ
により、圧縮の効率の低下を防ぐことができ、同一のビ
ットレートにおいてはより良好な音質を得ることができ
るようになり、又、同一の音質においてはより低いビッ
トレートでの記録、伝送等を実現することが可能とな
る。従って、聴感上、音質の勝れた高能率な圧縮、伸張
を行うことができる。

【００８３】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明ディジタル信号圧縮装置の一実施例とし
ての圧縮データの記録再生装置（ディスク記録再生装
置）の構成例を示すブロック回路図である。

【図２】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化エンコーダの一具体例を示すブロッ
ク回路図である。

【図３】ビット圧縮の際の直交変換ブロックの構造を表
す図である。

【図４】直交変換ブロックサイズを決定する回路の構成
例を示すブロック回路図である。

【図５】時間的に隣接する直交変換ブロックの時間的長
さの変化と直交変換時に用いるウィンドウ形状の関係を
示す図である。

【図６】直交変換時に用いるウィンドウの形状の詳細例
を示す図である。

【図７】ブロックフローティングユニットを決定する回
路の構成例を示すブロック回路図である。

【図８】本実施例におけるブロックフローティング決定
回路の作用について、その経過を明示したスペクトルな
らびに微分、積算データを示す図である。

【図９】ビット配分演算機能を実現する畳込み演算を利
用したビット配分算出回路の例を示すブロック回路図で
ある。

【図１０】各臨界帯域及びブロックフローティングを考
慮して分割された帯域のスペクトルを示す図である。

【図１１】マスキングスペクトルを示す図である。

【図１２】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合
成した図である。

【図１３】上記実施例のビットレート圧縮符号化に使用
可能な高能率圧縮符号化デコーダの一具体例を示すブロ
ック回路図である。

【符号の説明】

２０１、２０２ 帯域分割フィルタ ２０３〜２０５ 直交変換回路（ＭＤＣＴ） ２０６〜２０８ ブロック決定回路 ２０９ ビット配分算出回路 ２１０〜２１２ 適応ビット割当符号化回路 ３０３ 変化分算出回路 ３０４ 積算比較回路 ３０５ ブロックフローティングユニット決定回路 ３０６ ユニット修正回路 ３０７ エネルギー算出回路 ３０８ しきい値出力回路 ３０９ 標準ユニット出力回路 ４０４〜４０６ パワー算出回路 ４０７ メモリ ４０８ 変化分抽出回路 ４０９ パワー比較回路 ４１０ ブロックサイズ１次決定回路 ４１１ ブロックサイズ修正回路 ４１２〜４１４ ディレイ ４１５ ウィンドウ形状決定回路

Claims (10)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力ディジタル信号を時間と周波数につ
   いて細分化した小ブロックに分配し、圧縮の為のフロー
   ティングを施して情報圧縮するディジタル信号圧縮方法
   において、 上記入力ディジタル信号の周波数軸上での変化量の積算
   値に応じて、上記フローティングを施す小ブロックの周
   波数軸上での境界を決定し、決定した上記小ブロック毎
   にフローティングを行うことを特徴とするディジタル信
   号圧縮方法。
2. 【請求項２】 上記周波数軸上での周波数の変化量の積
   算値が、帯域に応じて予め定められた所定のしきい値を
   越える周波数を、上記フローティングを施す小ブロック
   の境界とすることを特徴とする請求項１記載のディジタ
   ル信号圧縮方法。
3. 【請求項３】 入力ディジタル信号の周波数軸上のスペ
   クトルデータを得、上記スペクトルデータから許容可能
   なノイズスペクトルを求め、上記求めた許容可能なノイ
   ズスペクトルを時間と周波数について細分化した小ブロ
   ックに分配し、圧縮の為のビット割当を行い行って情報
   圧縮するディジタル信号圧縮方法において、 上記入力ディジタル信号の周波数軸上での変化量の積算
   値に応じて、圧縮の為のビット割当を行う小ブロックの
   周波数軸上での境界を決定し、決定した上記小ブロック
   毎にビット割当を行うことを特徴とするディジタル信号
   圧縮方法。
4. 【請求項４】 上記周波数軸上での変化量の積算値が、
   帯域に応じて予め定められた所定のしきい値を越える周
   波数を、上記圧縮の為のビット割当を行う小ブロックの
   境界とすることを特徴とする請求項２記載のディジタル
   信号圧縮方法。
5. 【請求項５】 ディジタル信号を情報圧縮するディジタ
   ル信号圧縮方法において、 入力信号の周波数軸上の特性を算出する工程と、 入力信号を時間と周波数について細分化した小ブロック
   に分配し、圧縮の為のフローティングを施す工程と、 周波数軸上のスペクトルデータを得る工程と、 上記スペクトルデータから許容可能なノイズスペクトル
   を求る工程と、 上記許容可能なノイズスペクトルを時間と周波数につい
   て細分化した小ブロックに分配し、圧縮の為のビット割
   当を行う工程と、 入力信号の周波数軸上の特性に応じて、圧縮の為のフロ
   ーティングを施す時間と周波数について細分化した小ブ
   ロック及び／又は圧縮の為のビット割当を行う時間と周
   波数について細分化した小ブロックの周波数的大きさを
   変化させる工程とからなり、 上記ブロックフローティングの為の小ブロックとビット
   割当の為の小ブロックを共に或いはそれぞれ独立して変
   化させることにより、ブロックフローティング並びにビ
   ット割当を最適化することを特徴とするディジタル信号
   圧縮方法。
6. 【請求項６】 入力ディジタル信号を情報圧縮するディ
   ジタル信号圧縮方法において、 圧縮の為のブロックフローティングを施す時間と周波数
   について細分化した小ブロック及び／又は圧縮の為のビ
   ット割当を行う時間と周波数について細分化した小ブロ
   ックの周波数的大きさを予め定め、 この予め定めた大きさを採用した際の圧縮効率と、入力
   ディジタル信号の周波数軸上での変化量の積算値に応じ
   て、圧縮の為のフローティングを施す小ブロック及び／
   又は圧縮の為のビット割当を行う小ブロックの周波数軸
   上での境界を決定したときの圧縮効率とを比較し、 上記比較結果に応じて、より高い効率で情報圧縮を行え
   る小ブロックの境界を選択することを特徴とするディジ
   タル信号圧縮方法。
7. 【請求項７】 入力ディジタル信号を時間と周波数につ
   いて細分化した小ブロックに分配し、圧縮の為のフロー
   ティングを施して情報圧縮するディジタル信号圧縮装置
   において、 上記入力ディジタル信号の周波数軸上での変化量の積算
   値に応じて、上記フローティングを施す小ブロックの周
   波数軸上での境界を決定し、決定した上記小ブロック毎
   にフローティングを行うことを特徴とするディジタル信
   号圧縮装置。
8. 【請求項８】 入力信号の周波数軸上のスペクトルデー
   タを得るスペクトルデータ形成手段と、 上記スペクトルデータから許容可能なノイズスペクトル
   を求める許容ノイズスペクトル算出手段と、 上記許容ノイズスペクトル算出手段により求めた許容可
   能なノイズスペクトルを時間と周波数について細分化し
   た小ブロックに分配し、圧縮の為のビット割当を行うビ
   ット割当手段とを有するディジタル信号圧縮装置におい
   て、 上記入力ディジタル信号の周波数軸上での変化量の積算
   値に応じて、圧縮の為のビット割当を行う小ブロックの
   周波数軸上での境界を決定し、決定した上記小ブロック
   毎にビット割当を最適化することを特徴とするディジタ
   ル信号圧縮装置。
9. 【請求項９】（請求項８補正なし）ディジタル信号を情
   報圧縮するディジタル信号圧縮装置において、 入力信号の周波数軸上の特性を算出する特性算出手段
   と、 入力信号を時間と周波数について細分化した小ブロック
   に分配し、圧縮の為のフローティングを施すブロックフ
   ローティング手段と、 周波数軸上のスペクトルデータを得るスペクトルデータ
   形成手段と、 上記スペクトルデータから許容可能なノイズスペクトル
   を求める許容ノイズスペクトル算出手段と、 上記許容ノイズスペクトル算出手段により求めた許容ノ
   イズスペクトルを時間と周波数について細分化した小ブ
   ロックに分配し、圧縮の為のビット割当を行うビット割
   当手段と、 入力信号の周波数軸上の特性に応じて、圧縮の為のフロ
   ーティングを施す時間と周波数について細分化した小ブ
   ロック及び／又は圧縮の為のビット割当を行う時間と周
   波数について細分化した小ブロックの周波数的大きさを
   変化させる大きさ制御手段とを有し、 上記ブロックフローティングの為の小ブロックとビット
   割当の為の小ブロックを共に或いはそれぞれ独立して変
   化させることにより、ブロックフローティング並びにビ
   ット割当を最適化することを特徴とするディジタル信号
   圧縮装置。
10. 【請求項１０】 入力ディジタル信号を情報圧縮するデ
    ィジタル信号圧縮装置において、 圧縮の為のブロックフローティングを施す時間と周波数
    について細分化した小ブロック及び／又は圧縮の為のビ
    ット割当を行う時間と周波数について細分化した小ブロ
    ックの周波数的大きさを予め定め、 この予め定めた大きさを採用した際の圧縮効率と、入力
    信号の周波数軸上での変化量の積算値に応じて圧縮の為
    のフローティングを施す小ブロック及び／又は圧縮の為
    のビット割当を行う小ブロックの周波数軸上での境界を
    決定したときの圧縮効率とを比較し、この比較結果に応
    じて、より高い効率で情報圧縮を行える小ブロックの大
    きさを選択するブロック決定手段を設けることを特徴と
    するディジタル信号圧縮装置。