JPH08162964A

JPH08162964A - 情報圧縮装置及び方法、情報伸張装置及び方法、並びに記録媒体

Info

Publication number: JPH08162964A
Application number: JP6304716A
Authority: JP
Inventors: Toshihiro Koyata; 智弘小谷田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-12-08
Filing date: 1994-12-08
Publication date: 1996-06-21

Abstract

(57)【要約】【構成】ＱＭＦのフィルタからなる帯域分割フィルタ
２０１や２０２によって入力信号を複数の帯域に分割
し、各帯域をＭＤＣＴ回路２０３〜２０５、２２０によ
り直交変換し、このＭＤＣＴ回路からの出力を適応ビッ
ト割当符号化回路２１０〜２１２によって各帯域毎に適
応的に割り当てられたビット数に応じて量子化すること
で圧縮符号化を行うものであり、直交変換ブロック及び
／又は当該直交変換ブロックの他の直交変換ブロック
の、入力信号のパワー或いはエネルギ情報及び／又は入
力信号の変化等に基づいて、帯域分割数を決定して制御
する選択回路２２２を有する。【効果】入力信号に対して良好に適応した帯域分割フ
ィルタの制御を行うことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルオーディオ
信号等のディジタル信号をビット圧縮した圧縮データの
記録再生、その圧縮データが記録される記録媒体及び圧
縮データの伝送系に関し、特に、入力信号の時間軸上の
波形の振幅変化に応じて、圧縮処理の単位となる処理ブ
ロックの時間的大きさを変化させるような、ディジタル
信号の情報圧縮装置及び方法と、圧縮情報を伸張する情
報伸張装置及び方法、並びに記録媒体に関する。

【０００２】

【従来の技術】オーディオ或いは音声等の信号の高能率
符号化の手法及び装置には種々あるが、例えば、時間領
域のオーディオ信号等を単位時間毎にブロック化し、こ
のブロック毎の時間軸の信号を周波数軸上の信号に変換
（直交変換）し、さらにこれを複数の周波数帯域に分割
し、得られた各帯域毎に符号化を施すブロック化周波数
帯域分割方式であるいわゆる変換符号化方式や、時間領
域のオーディオ信号等を単位時間毎にブロック化せずに
当該時間領域のまま複数の周波数帯域に分割してそれぞ
れ符号化する非ブロック化周波数帯域分割方式である帯
域分割符号化（サブ・バンド・コーディング：ＳＢＣ）
方式等を挙げることができる。また、上述の帯域分割符
号化と変換符号化とを組み合わせた高能率符号化の手法
及び装置も考えられており、この場合には、例えば、上
記帯域分割符号化方式による時間領域での帯域分割を行
った後、該各帯域毎の信号を上記変換符号化方式による
単位時間毎のブロックで直交変換して周波数領域の信号
とし、この直交変換された各帯域毎に符号化を施すこと
になる。

【０００３】ここで、上述した帯域分割符号化方式に使
用される帯域分割用フィルタとしては、例えばＱＭＦ(Q
uadrature Mirror filter)等のフィルタがあり、これは
例えば文献「ディジタル・コーディング・オブ・スピー
チ・イン・サブバンズ」("Digital coding of speech i
n subbands" R.E.Crochiere, Bell Syst.Tech. J.,Vo
l.55,No.8 1976) に述べられている。このＱＭＦのフィ
ルタは、帯域を等バンド幅に２分割するものであり、当
該フィルタにおいては上記分割した帯域を後に合成する
際にいわゆるエリアシングが発生しないことが特徴とな
っている。また、文献「ポリフェーズ・クワドラチァ・
フィルタ −新しい帯域分割符号化技術」("Polyphase
Quadrature filters -A new subband coding techniqu
e", Joseph H. Rothweiler ICASSP 83, BOSTON)には、
等帯域幅のフィルタ分割手法が述べられている。このポ
リフェイズ・クァドラチュア・フィルタにおいては、信
号を等バンド幅の複数の帯域に分割する際に一度に分割
できることが特徴となっている。

【０００４】また、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、当該ブロック毎に高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）や、離散コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイ
ドＤＣＴ変換（ＭＤＣＴ）などを行うことで時間軸を周
波数軸に変換するような直交変換がある。このＭＤＣＴ
については、文献「時間領域エリアシング・キャンセル
を基礎とするフィルタ・バンク設計を用いたサブバンド
／変換符号化」("Subband/Transform Coding Using Fil
ter Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Can
cellation," J.P.Princen A.B.Bradley, Univ. of Surr
ey Royal Melbourne Inst. of Tech. ICASSP 1987)に述
べられている。

【０００５】更に、周波数帯域分割された各周波数成分
を量子化する場合の周波数分割幅としては、例えば人間
の聴覚特性を考慮した帯域分割がある。すなわち、一般
に臨界帯域（クリティカルバンド）と呼ばれている高域
程帯域幅が広くなるような帯域幅で、オーディオ信号を
複数（例えば２５バント）の帯域に分割することがあ
る。また、この時の各帯域毎のデータを符号化する際に
は、各帯域毎に所定のビット配分或いは、各帯域毎に信
号のパワー或いはエネルギに基づいた適応的なビット配
分による符号化が行われる。例えば、上記ＭＤＣＴ処理
されて得られたＭＤＣＴ係数データを上記ビット配分に
よって符号化する際には、上記各ブロック毎のＭＤＣＴ
処理により得られる各帯域毎のＭＤＣＴ係数データに対
して、適応的な配分ビット数で符号化が行われることに
なる。

【０００６】上記ビット配分手法及びそのための装置と
しては、次の２手法及び装置が知られている。例えば、
文献「音声信号の適応変換符号化」（"Adaptive Transf
ormCoding of Speech Signals", IEEE Transactions of
Accoustics, Speech, andSignal Processing, vol.ASS
P-25, No.4, August 1977 ）では、各帯域毎の信号の大
きさをもとに、ビット割当を行っている。また、例えば
文献「臨界帯域符号化器 −聴覚システムの知覚の要求
に関するディジタル符号化」（"The critical band cod
er --digital encoding of the perceptual requireme
nts of the auditory system", M.A.Kransner MIT, ICA
SSP 1980）では、聴覚マスキングを利用することで、各
帯域毎に必要な信号対雑音比を得て固定的なビット割当
を行う手法及び装置が述べられている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述の帯域
分割符号化方式においては、入力信号を帯域分割フィル
タなどにより帯域分割しているが、この分割により増加
したデータ数を減らすためにデータの間引き処理を行っ
た場合、その帯域分割用フィルタの理論的に避けえない
不完全さのために、上記分割したそれぞれの帯域で折り
返し成分が原信号と重なって雑音又は歪み成分を発生す
る、いわゆるエイリアシングが発生する。この帯域分割
したそれぞれの帯域のエイリアシング成分、すなわち折
り返し成分が原信号と重なって発生する雑音又は歪み成
分は、帯域分割に上記ＱＭＦのフィルタを用いた場合に
は、後の帯域合成及び復号化の際に、上記間引き処理し
たデータを補間し、その後ＱＭＦのフィルタとは逆の帯
域合成を行う帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）を用いるこ
とによりキャンセルすることが出来る。

【０００８】しかし、このような帯域分割後に、上記間
引き処理を行ったデータを量子化した場合、当該量子化
による量子化誤差が発生することになる。このように量
子化による量子化誤差が発生していると、後の帯域合成
時でのエイリアシング成分のキャンセルが不完全なもの
となり、最終的に得られる信号に上記エイリアシングに
よる雑音または歪み成分が残ることになる。

【０００９】また、分割した各帯域毎のデータを符号化
する際には、上述したように、例えば各帯域毎に信号の
パワー或いはエネルギに基づいた適応的なビット配分に
よる符号化が行われるが、当該帯域分割により、エイリ
アシングに相当する部分すなわち間引き処理による折り
返し成分が原信号と重なる部分に対応する入力信号のパ
ワー或いはエネルギーは、分割するそれぞれの帯域に分
散され、当該帯域分割を行わない場合と比較するとビッ
トの割当効率が低下する。

【００１０】上記二つの問題点、すなわち符号化の際に
量子化を行うことによって帯域合成時にエイリアシング
成分のキャンセルが不完全となり当該エイリアシングに
よる雑音又は歪み成分が発生する問題と、帯域分割によ
ってエイリアシングに相当する部分の信号のパワー或い
はエネルギーが分散されることによるビットの割当効率
が低下する問題とが原因となって、圧縮符号化の際に例
えば帯域分割フィルタのカットオフ周波数に近い周波数
帯域にエネルギー或いはパワーを多く持つ入力信号を上
記帯域分割フィルタにより帯域分割した場合には、後の
再生（デコード）時の出力信号の特性が大きく劣化し、
帯域によっては聴感上問題となることがある。

【００１１】これらの問題は、帯域分割フィルタの次数
を上げることにより、改善を図ることも可能だが、実際
にシステムを構成しようとする場合、演算量の増加に伴
うハードウエア規模の増加などが問題となり、実用上は
限界がある。

【００１２】本発明はこのような実情に鑑みてなされた
ものであり、入力信号に対して良好に適応した帯域分割
フィルタの制御を行うことができる情報圧縮装置及び方
法、圧縮情報を伸張する情報伸張装置及び方法、並びに
圧縮情報が記録された記録媒体の提供を目的とするもの
である。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明の情報圧縮装置及
び方法は、上述の目的を達成するために提案されたもの
であり、帯域分割フィルタによって入力信号を複数の帯
域に分割し、圧縮符号化を行うとき、所定の処理ブロッ
ク及び／又は当該処理ブロックの他の処理ブロックの、
入力信号のパワー或いはエネルギ情報及び／又は入力信
号の変化に基づいて帯域分割数を決定して制御すること
を特徴としている。

【００１４】また、本発明の情報圧縮装置及び方法は、
帯域分割フィルタによって入力信号を複数の帯域に分割
し、圧縮符号化を行うとき、所定の処理ブロック及び／
又は当該処理ブロックの他の処理ブロックの、入力信号
のパワー或いはエネルギ情報及び／又は入力信号の変化
に基づいて、帯域分割の際の周波数軸上の分割点を決定
して制御することを特徴とする。

【００１５】またさらに、本発明の情報圧縮装置及び方
法では、これらの特徴を合わせもつものとすることもで
きる。

【００１６】言い換えれば、本発明の第１の情報圧縮装
置及び方法は、入力信号を帯域分割し、直交変換等の入
力信号の周波数軸上のパワー或いはスペクトルを求め、
この求めた周波数軸上のパワー或いはスペクトルと周波
数軸上の帯域分割点との関係を分析し、帯域分割を行う
か行わないかを決定し帯域分割数を制御するようにして
いる。

【００１７】また、本発明の第２の情報圧縮装置及び方
法は、入力信号を帯域分割し、直交変換等の入力信号の
周波数軸上のパワー或いはスペクトルを求め、この求め
た周波数軸上のパワー或いはスペクトルと周波数軸上の
帯域分割点との関係を分析し、周波数軸上で最も適した
分割点を決定し制御するようにしている。

【００１８】また、本発明の第３の情報圧縮装置及び方
法は、入力信号を帯域分割し、直交変換等の入力信号の
周波数軸上のパワー或いはスペクトルを求め、この求め
た周波数軸上のパワー或いはスペクトルと周波数軸上の
帯域分割点との関係を分析し、帯域分割数及び周波数軸
上で最も適した分割点を決定し制御するようにしてい
る。

【００１９】すなわち、本発明の情報圧縮装置及び方法
は、入力信号の周波数帯域のエネルギーあるいはパワー
等を基に、上述したような帯域分割フィルタによる問題
点の影響を分析し、入力信号に最も適した帯域分割数及
び／又は帯域の分割点を決定し制御することにより、上
述の問題を解決する。

【００２０】ここで、入力信号に適応してその処理ブロ
ックの長さは可変とし、当該処理ブロックの入力信号の
変化及び他の処理ブロックの入力信号の変化及び／又は
パワー、或いはエネルギ又はピーク情報を基にして当該
処理ブロックの長さを決定したり、当該処理ブロックの
入力信号の変化及び時間的に処理ブロックの最大より長
い時間幅の入力信号により得られる変化情報を基にして
当該処理ブロックの長さを決定することができ、またこ
れらを合わせて処理ブロックの長さを決定することもで
き、さらに、上記処理ブロック長の決定の際には、処理
ブロックの長さを決定する要素の決定に関与する割合
を、固定或いは入力信号に適応した割合及び／又は所定
の割合（例えば２倍，４倍，８倍等）で併用若しくは単
独で使用するが好ましい。

【００２１】また、上記入力信号はオーディオ信号であ
り、定常時の信号については、少なくとも大部分の量子
化雑音の発生をコントロールする処理ブロックの周波数
幅を高域ほど広くしてゆくことが好ましい。

【００２２】さらに、時間軸信号から周波数軸上の複数
の帯域への分割に直交変換を用い、上記直交変換におけ
る直交変換サイズの可変と共に当該直交変換時に使用す
る窓関数の形状も変化させることができ、上記時間軸信
号から周波数軸上の複数の帯域への分割の際には、定常
時の信号については先ず複数の帯域に分割し、当該分割
された帯域毎に複数のサンプルからなるブロックを形成
し、各帯域のブロック毎に直交変換を行い係数データを
得るようにする。また、直交変換前の時間軸信号から周
波数軸上の複数の帯域への分割における分割周波数幅
は、定常時の入力信号については略高域ほど広くし、最
低域の連続した２帯域では同一とすることが好ましい。

【００２３】その他、本発明の情報圧縮装置及び方法で
は、略信号通過帯域以上の帯域の信号成分に対する圧縮
符号のメイン情報及び／又はサブ情報の割り当てを行わ
ないようにし、前記複数の帯域への分割にはクワドラチ
ャ・ミラー・フィルタを用い、直交変換としては変更離
散コサイン変換を用い、上記処理ブロックの入力信号の
変化を基に処理ブロックの時間的長さを決定する際の境
界値は入力信号の振幅、周波数に応じて可変とすること
が好ましい、なお、上記境界値は入力信号の振幅、周波
数に応じて複数の階段状の値をとることもできる。ま
た、上記処理ブロック長の決定の際には、上記他の処理
ブロックの信号が前記処理ブロックの信号に及ぼす聴覚
上の特性を周波数軸上のスペクトル及び／又は直交変換
係数のエネルギ及び／又はパワー又はピーク情報を用い
て計算し、当該処理ブロックの時間的長さの決定を行う
ようにし、上記処理ブロックの入力信号の変化を基に処
理ブロックの時間的長さを決定する際には、入力信号の
周期的変化、及び／又は繰り返しのパルス又は周期的特
徴を基にした判断を行う。さらに、上記他の処理ブロッ
クの信号が前記処理ブロックの信号に及ぼす聴覚上の特
性を計算する際に用いる周波数軸上のスペクトル及び／
又は直交変換係数を、圧縮のためのビットの割当及び／
又はブロックフローティングに用いる直交変換後の時間
軸上のスペクトル及び／又は直交変換係数と共用するよ
うにもしている。

【００２４】次に本発明の記録媒体は、上記本発明の情
報圧縮装置又は方法によって圧縮された圧縮情報が記録
されてなるものである。すなわち、本発明の第１の記録
媒体は、可変の帯域分割数で複数の帯域に分割した信号
を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割数に対応す
る情報とを、少なくとも記録してなるものである。ま
た、本発明の第２の記録媒体は、可変の帯域分割点で複
数の帯域に分割した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、
当該帯域分割点に対応する情報とを、少なくとも記録し
てなるものである。

【００２５】次に、本発明の第１の情報伸張装置及び方
法は、可変の帯域分割数で複数の帯域に分割した信号を
圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割数に対応する
情報とが少なくとも供給され、上記圧縮情報を伸張する
ものであって、上記圧縮情報を復号化して複数の帯域の
伸張された情報を生成し、上記帯域分割数に対応する情
報に基づいて上記複数の帯域の伸張された情報を帯域合
成するものである。

【００２６】また、本発明の第２の情報伸張装置及び方
法は、可変の帯域分割点で複数の帯域に分割した信号を
圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割点に対応する
情報とが少なくとも供給され、上記圧縮情報を伸張する
ものであって、上記圧縮情報を復号化して複数の帯域の
伸張された情報を生成し、上記帯域分割点に対応する情
報に基づいて上記複数の帯域の伸張された情報を合成す
るものである。

【００２７】

【作用】本発明によれば、入力信号の周波数帯域を分析
することにより、最適な帯域分割フィルタによる帯域分
割数及び／又は帯域の分割点を決定し制御する事によ
り、エイリアシングによる雑音又は歪み成分の影響や、
帯域分割によるエネルギー分散が引き起こすビット割当
効率の低下の影響を、防止または改善することが可能と
なり、静特性、音質の向上を図ることが出来る。

【００２８】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら詳細に説明する。

【００２９】先ず、図１には、本発明の情報圧縮方法及
び装置が適用される一実施例としての圧縮データ記録再
生装置の概略構成を示す。

【００３０】この図１に示す圧縮データ記録再生装置に
おいて、先ず圧縮データが記録／再生される本発明実施
例の記録媒体としては、スピンドルモータ５１により回
転駆動される光磁気ディスク１が用いられる。光磁気デ
ィスク１に対するデータの記録時には、例えば光学ヘッ
ド５３によりレーザ光を照射した状態で記録データに応
じた変調磁界を磁気ヘッド５４により印加することによ
る、いわゆる磁界変調記録を行い、この光磁気ディスク
１の記録トラックに沿ってデータを記録する。また再生
時には、光磁気ディスク１の記録トラックを光学ヘッド
５３によりレーザ光でトレースして磁気光学的に再生を
行う。

【００３１】光学ヘッド５３は、例えば、レーザダイオ
ード等のレーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、
偏光ビームスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学
部品及び所定パターンの受光部を有するフォトディテク
タ等から構成されている。この光学ヘッド５３は、光磁
気ディスク１を介して上記磁気ヘッド５４と対向する位
置に設けられている。光磁気ディスク１にデータを記録
するときには、後述する記録系のヘッド駆動回路６６に
より磁気ヘッド５４を駆動して記録データに応じた変調
磁界を印加すると共に、光学ヘッド５３により光磁気デ
ィスク１の目的トラックにレーザ光を照射することによ
って、磁界変調方式により熱磁気記録を行う。またこの
光学ヘッド５３は、目的トラックに照射したレーザ光の
反射光を検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォ
ーカスエラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法
によりトラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク
１からデータを再生するとき、光学ヘッド５３は上記フ
ォーカスエラーやトラッキングエラーを検出すると同時
に、レーザ光の目的トラックからの反射光の偏光角（カ
ー回転角）の違いを検出して再生信号を生成する。

【００３２】光学ヘッド５３の出力は、ＲＦ回路５５に
供給される。このＲＦ回路５５は、光学ヘッド５３の出
力から上記フォーカスエラー信号やトラッキングエラー
信号を抽出してサーボ制御回路５６に供給するととも
に、再生信号を２値化して後述する再生系のデコーダ７
１に供給する。

【００３３】サーボ制御回路５６は、例えばフォーカス
サーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピン
ドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等
から構成される。上記フォーカスサーボ制御回路は、上
記フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッ
ド５３の光学系のフォーカス制御を行う。また上記トラ
ッキングサーボ制御回路は、上記トラッキングエラー信
号がゼロになるように光学ヘッド５３の光学系のトラッ
キング制御を行う。さらに上記スピンドルモータサーボ
制御回路は、光磁気ディスク１を所定の回転速度（例え
ば一定線速度）で回転駆動するようにスピンドルモータ
５１を制御する。また、上記スレッドサーボ制御回路
は、システムコントローラ５７により指定される光磁気
ディスク１の目的トラック位置に光学ヘッド５３及び磁
気ヘッド５４を移動させる。このような各種制御動作を
行うサーボ制御回路５６は、該サーボ制御回路５６によ
り制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコン
トローラ５７に送る。

【００３４】システムコントローラ５７にはキー入力操
作部５８や表示部５９が接続されている。このシステム
コントローラ５７は、キー入力操作部５８による操作入
力情報により指定される動作モードで記録系及び再生系
の制御を行う。またシステムコントローラ７は、光磁気
ディスク１の記録トラックからヘッダータイムやサブコ
ードのＱデータ等により再生されるセクタ単位のアドレ
ス情報に基づいて、光学ヘッド５３及び磁気ヘッド５４
がトレースしている上記記録トラック上の記録位置や再
生位置を管理する。さらにシステムコントローラ５７
は、データ圧縮率と上記記録トラック上の再生位置情報
とに基づいて表示部５９に再生時間を表示させる制御を
行う。

【００３５】この再生時間表示は、光磁気ディスク１の
記録トラックからいわゆるヘッダータイムやいわゆるサ
ブコードＱデータ等により再生されるセクタ単位のアド
レス情報（絶対時間情報）に対し、データ圧縮率の逆数
（例えば１／４圧縮のときには４）を乗算することによ
り、実際の時間情報を求め、これを表示部５９に表示さ
せるものである。なお、記録時においても、例えば光磁
気ディスク等の記録トラックに予め絶対時間情報が記録
されている（プリフォーマットされている）場合に、こ
のプリフォーマットされた絶対時間情報を読み取ってデ
ータ圧縮率の逆数を乗算することにより、現在位置を実
際の記録時間で表示させることも可能である。

【００３６】次にこのデータ記録再生装置の記録系にお
いて、入力端子６０からのアナログオーディオ入力信号
Ａinがローパスフィルタ６１を介してＡ／Ｄ変換器６２
に供給され、このＡ／Ｄ変換器６２は上記アナログオー
ディオ入力信号Ａinを量子化する。Ａ／Ｄ変換器６２か
ら得られたディジタルオーディオ信号は、ＡＴＣ（Adap
tive Transform Coding ）ＰＣＭエンコーダ６３に供給
される。また、入力端子６７からのディジタルオーディ
オ入力信号Ｄinがディジタル入力インターフェース回路
６８を介してＡＴＣエンコーダ６３に供給される。ＡＴ
Ｃエンコーダ６３は、上記入力信号Ａinを上記Ａ／Ｄ変
換器６２により量子化した所定転送速度のディジタルオ
ーディオＰＣＭデータについて、ビット圧縮（データ圧
縮）処理を行う。ここではその圧縮率を４倍として説明
するが、本実施例はこの倍率には依存しない構成となっ
ており、応用例により任意に選択が可能である。

【００３７】次にメモリ６４は、データの書き込み及び
読み出しがシステムコントローラ５７により制御され、
ＡＴＣエンコーダ６３から供給されるＡＴＣデータを一
時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上に記録す
るためのバッファメモリとして用いられている。すなわ
ち、例えばＡＴＣエンコーダ６３から供給される圧縮オ
ーディオデータは、そのデータ転送速度が、標準的なＣ
Ｄ−ＤＡフォーマットのデータ転送速度（７５セクタ／
秒）の１／４、すなわち１８．７５セクタ／秒に低減さ
れており、この圧縮データがメモリ１４に連続的に書き
込まれる。この圧縮データ（ＡＴＣデータ）は、前述し
たように４セクタにつき１セクタの記録を行えば足りる
が、このような４セクタおきの記録は事実上不可能に近
いため、後述するようなセクタ連続の記録を行うように
している。この記録は、休止期間を介して、所定の複数
セクタ（例えば３２セクタ＋数セクタ）から成るクラス
タを記録単位として、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマット
と同じデータ転送速度（７５セクタ／秒）でバースト的
に行われる。すなわちメモリ１４においては、上記ビッ
ト圧縮のレートに応じた１８．７５（＝７５／４）セク
タ／秒の低い転送速度で連続的に書き込まれたＡＴＣオ
ーディオデータが、記録データとして上記７５セクタ／
秒の転送速度でバースト的に読み出される。この読み出
されて記録されるデータについて、記録休止期間を含む
全体的なデータ転送速度は、上記１８．７５セクタ／秒
の低い速度となっているが、バースト的に行われる記録
動作の時間内での瞬時的なデータ転送速度は上記標準的
な７５セクタ／秒となっている。従って、ディスク回転
速度が標準的なＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ速度（一
定線速度）のとき、該ＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ記
録密度、記憶パターンの記録が行われることになる。

【００３８】メモリ６４から上記７５セクタ／秒の（瞬
時的な）転送速度でバースト的に読み出されたＡＴＣオ
ーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ６５
に供給される。ここで、メモリ６４からエンコーダ６５
に供給されるデータ列において、１回の記録で連続記録
される単位は、複数セクタ（例えば３２セクタ）から成
るクラスタ及び該クラスタの前後位置に配されたクラス
タ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セ
クタは、エンコーダ６５でのインターリーブ長より長く
設定しており、インターリーブされても他のクラスタの
データに影響を与えないようにしている。

【００３９】エンコーダ６５は、メモリ６４から上述し
たようにバースト的に供給される記録データについて、
エラー訂正のための符号化処理（パリティ付加及びイン
ターリーブ処理）やＥＦＭ符号化処理などを施す。この
エンコーダ６５による符号化処理の施された記録データ
が磁気ヘッド駆動回路６６に供給される。この磁気ヘッ
ド駆動回路６６は、磁気ヘッド５４が接続されており、
上記記録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク１に
印加するように磁気ヘッド５４を駆動する。

【００４０】また、システムコントローラ５７は、メモ
リ６４に対する上述の如きメモリ制御を行うとともに、
このメモリ制御によりメモリ６４からバースト的に読み
出される上記記録データを光磁気ディスク２の記録トラ
ックに連続的に記録するように記録位置の制御を行う。
この記録位置の制御は、システムコントローラ５７によ
りメモリ６４からバースト的に読み出される上記記録デ
ータの記録位置を管理して、光磁気ディスク１の記録ト
ラック上の記録位置を指定する制御信号をサーボ制御回
路５６に供給することによって行われる。

【００４１】次に、この光磁気ディスクの記録再生装置
の再生系について説明する。この再生系は、上述の記録
系により光磁気ディスク１の記録トラック上に連続的に
記録された記録データを再生するためのものであり、光
学ヘッド５３によって光磁気ディスク１の記録トラック
をレーザ光でトレースすることにより得られる再生出力
がＲＦ回路５５により２値化されて供給されるデコーダ
７１を備えている。この時光磁気ディスクのみではな
く、いわゆるコンパクトディスク（ＣＤ：COMPACT DIS
C）と同じ再生専用光ディスクの読み出しも行うことが
できる。

【００４２】デコーダ７１は、上述の記録系におけるエ
ンコーダ６５に対応するものであって、ＲＦ回路５５に
より２値化された再生出力について、エラー訂正のため
の上述の如き復号化処理やＥＦＭ復号化処理などの処理
を行いオーディオデータを、正規の転送速度よりも早い
７５セクタ／秒の転送速度で再生する。このデコーダ７
１により得られる再生データは、メモリ７２に供給され
る。

【００４３】メモリ７２は、データの書き込み及び読み
出しがシステムコントローラ５７により制御され、デコ
ーダ７１から７５セクタ／秒の転送速度で供給される再
生データがその７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に書き込まれる。また、このメモリ７２は、上記７５セ
クタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれた上記再
生データが正規の７５セクタ／秒の転送速度１８．７５
セクタ／秒で連続的に読み出される。

【００４４】システムコントローラ５７は、再生データ
をメモリ７２に７５セクタ／秒の転送速度で書き込むと
ともに、メモリ７２から上記再生データを上記１８．７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモ
リ制御を行う。また、システムコントローラ５７は、メ
モリ７２に対する上述の如きメモリ制御を行うととも
に、このメモリ制御によりメモリ７２からバースト的に
書き込まれる上記再生データを光磁気ディスク１の記録
トラックから連続的に再生するように再生位置の制御を
行う。この再生位置の制御は、システムコントローラ５
７によりメモリ７２からバースト的に読み出される上記
再生データの再生位置を管理して、光磁気ディスク（若
しくは光ディスク）１の記録トラック上の再生位置を指
定する制御信号をサーボ制御回路５６に供給することに
よって行われる。

【００４５】メモリ７２から１８．７５セクタ／秒の転
送速度で連続的に読み出された再生データとして得られ
るＡＴＣオーディオデータは、ＡＴＣデコーダ７３に供
給される。このＡＴＣデコーダ７３は、ＡＴＣデータを
４倍にデータ伸張（ビット伸張）することで１６ビット
のディジタルオーディオデータを再生する。このＡＴＣ
デコーダ７３からのディジタルオーディオデータは、Ｄ
／Ａ変換器７４に供給される。

【００４６】Ｄ／Ａ変換器７４は、ＡＴＣデコーダ７３
から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ
信号に変換して、アナログオーディオ出力信号Ａout を
形成する。このＤ／Ａ変換器７４により得られるアナロ
グオーディオ信号Ａout は、ローパスフィルタ７５を介
して出力端子７６から出力される。

【００４７】次に、上記エンコーダ６３にて行われる高
能率圧縮符号化について詳述する。すなわち、オーディ
オＰＣＭ信号等の入力ディジタル信号を、帯域分割符号
化（ＳＢＣ）、適応変換符号化（ＡＴＣ）及び適応ビッ
ト割当ての各技術を用いて高能率符号化する技術につい
て、図２以降を参照しながら説明する。

【００４８】図２に示すエンコーダ６３の具体的な高能
率符号化装置では、入力ディジタル信号を複数の周波数
帯域に分割すると共に、各周波数帯域毎に直交変換を行
って、得られた周波数軸のスペクトルデータを、低域で
は、後述する人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯
域幅（クリティカルバンド）毎に、中高域ではブロック
フローティング効率を考慮して臨界帯域幅を細分化した
帯域毎に、適応的にビット割当して符号化している。通
常このブロックが量子化雑音発生ブロックとなる。さら
に、本発明実施例においては、直交変換の前に入力信号
に応じて適応的にブロックサイズ（ブロック長）を変化
させると共に、該ブロック単位でフローティング処理を
行っている。

【００４９】すなわち、当該高能率符号化装置は、例え
ばＱＭＦのフィルタからなる帯域分割フィルタ２０１や
２０２によって入力信号を複数の帯域に分割し、各帯域
をＭＤＣＴ（変更離散コサイン変換）回路２０３〜２０
５、２２０により直交変換し、このＭＤＣＴ回路からの
出力を適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２によっ
て各帯域毎に適応的に割り当てられたビット数に応じて
量子化することで、圧縮符号化を行うものであり、所定
の処理ブロックである直交変換ブロック及び／又は当該
直交変換ブロックの他の直交変換ブロックの、入力信号
のパワー或いはエネルギ情報及び／又は入力信号の変化
等に基づいて、帯域分割数を決定して制御する帯域分割
制御手段としての選択回路２２２を有するものである。

【００５０】この図２において、入力端子２００には例
えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、０〜２
２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されている。こ
の入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦ等のフィルタから
なる帯域分割フィルタ２０１により０〜１１ｋＨｚ帯域
と１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割される。

【００５１】当該帯域分割フィルタ２０１からの０〜１
１ｋＨｚ帯域の信号は、後述する選択回路２２２に送ら
れ、当該選択回路２２２よって例えば信号のエネルギー
が５．５ｋＨｚ付近に集中していないと見なされた場合
は同じくいわゆるＱＭＦ等のフィルタからなる帯域分割
フィルタ２０２に送られる。この帯域分割フィルタ２０
２では、上記選択回路２２２を介して供給された０〜１
１ｋＨｚ帯域の信号を、０〜５．５ｋＨｚ帯域と５．５
ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域とに分割する。また、選択回路
２２２により信号のエネルギーが５．５ｋＨｚ付近に集
中していると見なされた場合は、上記０〜１１ｋＨｚ帯
域の信号のさらなる分割は行われず、当該選択回路２２
２からそのまま出力される。なお、ここでいう５．５ｋ
Ｈｚとは、帯域分割フィルタ２０２のカットオフ周波数
に相当する。

【００５２】上記選択回路２２２での選択によって帯域
分割フィルタ２０２に送られ、ここで帯域分割がなされ
た場合の５. ５〜１１ｋＨｚ帯域の信号は直交変換回路
の一例であるＭＤＣＴ回路２０４に送られ、０〜５．５
ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路２０５に送られ、これ
らＭＤＣＴ回路２０４、２０５でそれぞれＭＤＣＴ処理
される。また、上記選択回路２２２により帯域分割フィ
ルタ２０２に送られず帯域分割されなかった場合の０〜
１１ｋＨｚ帯域の信号は直接ＭＤＣＴ回路２２０に送ら
れ、ここでＭＤＣＴ処理される。

【００５３】一方、帯域分割フィルタ２０１からの１１
ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域の信号は直交変換回路の一例で
あるＭＤＣＴ回路２０３に送られ、ここでＭＤＣＴ処理
される。

【００５４】なお、上述した帯域分割フィルタとして
は、上記ＱＭＦの他に、例えば前述したポリフェイズ・
クァドラチュア・フィルタ等の等バンド幅のフィルタ分
割手段を用いることもできる。また、上記直交変換回路
としては、上記ＭＤＣＴ処理を行うものの他に、例えば
前述した高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、コサイン変換
（ＤＣＴ）等を行うものを用いることもできる。

【００５５】ここで、帯域分割フィルタ２０２による帯
域分割が行われた場合の、各ＭＤＣＴ回路２０３、２０
４、２０５に供給する各帯域毎の処理ブロックについて
の標準的な入力信号に対する具体例を図３に示す。

【００５６】この図３の具体例においては、３つのフィ
ルタ出力信号は、各帯域毎に独立に各々複数の直交変換
ブロックサイズを持ち、信号の時間特性、周波数分布等
により時間分解能を切り換えられる様にしている。信号
が時間的に準定常的である場合には、直交変換ブロック
サイズを１１．６ｍＳすなわち図３のＡ）に示すロング
モード（ＬｏｎｇＭｏｄｅ）のように大きくする。こ
れに対して、信号が非定常的である場合には、直交変換
ブロックサイズを更に２分割、４分割とする。例えば、
図３のＢ）に示すショートモード（ＳｈｏｒｔＭｏｄ
ｅ）の如く、全てを４分割した２．９ｍＳとする場合
や、図３のＣ）に示すミドルモードＡ（Ｍｉｄｄｌｅ
ＭｏｄｅＡ）や、図３のＤ）に示すミドルモードＢ
（ＭｉｄｄｌｅＭｏｄｅＢ）の如く、一部を２分割
した５．８ｍＳとし、他の部分を４分割した２．９ｍＳ
の時間分解能とすることで、実際の複雑な入力信号に適
応するようになっている。この直交変換ブロックサイズ
の分割は、処理装置の規模が許せば、さらに複雑な分割
を行うようにすれば、より効果的なことは明白である。
これは上記選択回路２２２により０〜１１ｋＨｚ帯域の
帯域分割が行われずＭＤＣＴ回路２０３、２２０で処理
が行われた場合も、同様である。

【００５７】この直交変換ブロックサイズの決定は、図
２における上記帯域分割フィルタ２０２によって帯域分
割が行われた場合にはブロックサイズ決定回路２０６、
２０７、２０８で決定され、これらブロックサイズ情報
が対応する各ＭＤＣＴ回路２０３〜２０５に伝えられる
と共に、それぞれ該当ブロックのブロックサイズ情報と
して出力端子２１６、２１７、２１８より出力される。
これに対して、帯域分割フィルタ２０２により帯域分割
されなかった場合には、ブロックサイズ決定回路２０
６、２２１で直交変換ブロックサイズが決定され、この
ブロックサイズ情報がそれぞれＭＤＣＴ回路２０６、２
２１に伝えられると共に、該当ブロックのブロックサイ
ズ情報として出力端子２１６〜２１８より出力される。
ここで、帯域分割フィルタ２０２により帯域分割が行わ
れなかった場合には、選択回路２２２からの選択情報が
後述する選択回路２２３に送られ、また、ブロック決定
回路２２１でのブロック決定情報は出力端子２１７と２
１８から同じものとして出力される。

【００５８】次に、ブロックサイズ決定回路の詳細を図
４に示す。図２における帯域分割フィルタ２０２による
帯域分割が行われた場合のブロック決定回路２０６の動
作を例に説明する。

【００５９】図２における帯域分割フィルタ２０１の出
力のうち、１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの出力は図４の入力
端子４０１を介してパワー算出回路４０４に送られる。
さらに、図２における帯域分割フィルタ２０２の出力の
うち、５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力は図４の入力端
子４０２を介してパワー算出回路４０５へ、０〜５．５
ｋＨｚの出力は図４の入力端子４０３を介してパワー算
出回路４０６へとそれぞれ送られる。なお、図２のブロ
ックサイズ決定回路２０７、２０８は、図４の入力端子
４０１、４０２、４０３へ入力される信号が、当該ブロ
ックサイズ決定回路２０６の場合と異なるだけで、動作
は同一である。また、各ブロックサイズ決定回路２０６
〜２０８の各入力端子４０１〜４０３はマトリクス構成
となっている。すなわち、ブロックサイズ決定回路２０
７の入力端子４０１には図２の帯域分割フィルタ２０２
の５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力が接続されており、
同入力端子４０２には０〜５．５ｋＨｚの出力が接続さ
れている。ブロックサイズ決定回路２０８についても、
同様である。さらに、図２の帯域分割フィルタ２０２に
よる帯域分割が行われなかった場合については、入力さ
れる信号が、０〜１１ｋＨｚと１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ
の２つになり、図４におけるパワー算出回路は２つが用
いられ、ブロックサイズ決定回路２０６、２０７のマト
リクス構成や動作等は、上述したブロックサイズ決定回
路２０６〜２０８によるものと同様である。

【００６０】以下、図２の帯域分割フィルタ２０２によ
り、帯域分割された場合の図４の構成の動作を説明す
る。

【００６１】図４において、各パワー算出回路４０４、
４０５、４０６は入力された時間軸の波形信号を一定時
間、積分することによって、各周波数帯域のパワーを求
めている。この際、積分する時間幅は上述の直交変換ブ
ロックサイズのうち、最小時間ブロック以下である必要
がある。また、上述の算出法以外、例えば直交変換ブロ
ックサイズの最小時間幅内の最大振幅の絶対値或いは振
幅の平均値を代表パワーとして用いることもある。パワ
ー算出回路４０４の出力は変化分抽出回路４０８及びパ
ワー比較回路４０９に、パワー算出回路４０５、４０６
の出力はパワー比較回路４０９にそれぞれ送られる。変
化分抽出回路４０８では、パワー算出回路４０４より送
られたパワーの微係数を求め、これをパワーの変化情報
としてブロックサイズ１次決定回路４１０及びメモリ４
０７へ送る。

【００６２】メモリ４０７では、変化分抽出回路４０８
より送られたパワーの変化情報を、上述の直交変換ブロ
ックサイズの最大時間以上蓄積する。これは時間的に隣
接する直交変換ブロックが直交変換の際の後述するウィ
ンドウ処理により、互いに影響を与え合うため、時間的
に隣接する１つ前のブロックのパワー変化情報をブロッ
クサイズ１次決定回路４１０において必要とするためで
ある。

【００６３】ブロックサイズ１次決定回路４１０では変
化分抽出回路４０８より送られた該当ブロックのパワー
変化情報とメモリ４０７より送られた時間的に隣接する
該当ブロックの１つ前のブロックのパワー変化情報をも
とに、該当する周波数帯域内のパワーの時間的変位から
該当する周波数帯域の直交変換ブロックサイズを決定す
る。この際、一定以上の変位が認められた場合、より時
間的に短い直交変換ブロックイサイズを選択するわけで
あるが、その変位点は固定でも効果は得られる。さらに
周波数に比例した値すなわち周波数が高い場合は大きな
変位によって時間的に短いブロックサイズとなり、周波
数が低い場合は、高い場合のそれに比べ小さな変位で時
間的に短いブロックサイズに決定されると、より効果的
である。この値はなめらかに変化することが望ましい
が、複数段階の階段状の変化であっても構わない。以上
のように決定されたブロックサイズはブロックサイズ修
正回路４１１へ伝送される。

【００６４】一方、パワー比較回路４０９においては、
各パワー算出回路４０４〜４０６より送られた各周波数
帯域のパワー情報を同時刻及び時間軸上でマスキング効
果の発生する時間幅で比較を行い、パワー算出回路４０
４の出力周波数帯域に及ぼす他の周波数帯域の影響を求
め、ブロックサイズ修正回路４１１へ伝送する。

【００６５】ブロックサイズ修正回路４１１ではパワー
比較回路４０９より送られたマスキング情報及びディレ
イ４１２、４１３、４１４からなるディレイ群の各タッ
プから送られた過去のブロックサイズ情報を基に、ブロ
ックサイズ１次決定回路４１０より送られたブロックサ
イズを、より時間的に長いブロックサイズを選択するよ
う修正をかけ、ディレイ４１２及びウィンドウ形状決定
回路４１７へ出力している。ブロックサイズ修正回路４
１１における作用は、該当周波数帯域においてプリエコ
ーが問題となる場合でも、他の周波数帯域、特に該当周
波数帯域より低い帯域において大きな振幅を持つ信号が
存在した場合、そのマスキング効果により、プリエコー
が聴感上問題とならない、或いは問題が軽減される場合
があるという特性を利用している。なお、上記マスキン
グとは、人間の聴覚上の特性により、ある信号によって
他の信号がマスクされて聞こえなくなる現象をいうもの
であり、このマスキング効果には、時間軸上のオーディ
オ信号による時間軸マスキング効果と、周波数軸上の信
号による同時刻マスキング効果とがある。これらのマス
キング効果により、マスキングされる部分にノイズがあ
ったとしても、このノイズは聞こえないことになる。こ
のため、実際のオーディオ信号では、このマスキングさ
れる範囲内のノイズは許容可能なノイズとされる。

【００６６】次に、ディレイ４１２〜４１４では過去の
直交変換ブロックサイズを順に記録しておき、この順に
記録した直交変換ブロックサイズを、各タップすなわち
ディレイ４１２〜４１４の出力端子を介してブロックサ
イズ決定回路４１１へ出力している。同時に、ディレイ
４１２の出力は出力端子４１５へ、ディレイ４１２、４
１３の出力はウィンドウ形状決定回路４１７へ接続して
いる。これらのディレイ４１２〜４１４からの出力は、
ブロックサイズ修正回路４１１においてより長い時間幅
でのブロックサイズの変化を該当ブロックのブロックサ
イズの決定に役立てる働き、例えば過去頻繁に、より時
間的に短いブロックサイズが選択されている場合は時間
的に短いブロックサイズの選択を増やし、過去において
時間的に短いブロックサイズの選択がなされてない場合
においては時間的に長いブロックサイズの選択を増やす
等の判断を可能としている。なお、このディレイ群はウ
ィンドウ決定回路４１７及び出力端子４１５のために必
要なディレイ４１２、４１３を除けば、そのタップ数は
装置の実際的な構成、規模により増減させて用いられる
場合もある。

【００６７】ウィンドウ形状決定回路４１７ではブロッ
クサイズ修正回路４１１の出力すなわち該当ブロックの
時間的に隣接する１つ後のブロックサイズと、ディレイ
４１２の出力すなわち該当ブロックのブロックサイズ
と、ディレイ４１３の出力すなわち該当ブロックの時間
的隣接する１つ前のブロックサイズとから、上述の図２
の各ＭＤＣＴ回路２０３〜２０５で使用されるウィンド
ウの形状を決定し、出力端子４１７へ出力する。図４の
出力端子４１６の出力すなわちブロックサイズ情報と、
出力端子４１７の出力すなわちウィンドウ形状情報が、
図２のブロックサイズ決定回路２０６〜２０８への出力
として各部へ接続される。

【００６８】ここで、ウィンドウ形状決定回路４１７で
決定されるウィンドウの形状について説明する。図５の
ａ〜ｃには隣接するブロックとウィンドウの形状の様子
を示す。図５より判るように、直交変換に使用されるウ
ィンドウは時間的に隣接するブロックとの間で重複する
部分があり、本実施例では、隣接するブロックの中心ま
で重複する形状を採用しているため、隣接するブロック
の直交変換サイズによりウィンドウの形状が変化する。

【００６９】図６に上記ウィンドウ形状の詳細を示す。
図６においてウィンドウ関数ｆ（ｎ）、ｇ（ｎ＋Ｎ）は
次式を満たす関数として与えられる。

【００７０】ｆ（ｎ）×ｆ（Ｌ−１−ｎ）＝ｇ（ｎ）×ｇ（Ｌ−１−ｎ）ｆ（ｎ）×ｆ（ｎ）＋ｇ（ｎ）×ｇ（ｎ）＝１０≦ｎ≦Ｌ−１（１）この式（１）中のＬは、隣接する直交変換ブロック長が
同一であればそのまま直交変換ブロック長となるが、隣
接する直交変換ブロック長が異なる場合は、より短いほ
うの直交変換ブロック長をＬとし、より長い直交変換ブ
ロック長をＫとすると、ウィンドウが重複しない領域に
おいては、ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝１Ｋ≦ｎ≦３Ｋ／２−Ｌ／２ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝０３Ｋ／２＋Ｌ≦ｎ≦２Ｋ（２）として与えられる。この様に本実施例では、ウィンドウ
の重複部分をできる限り長く取ることにより、直交変換
の際のスペクトルの周波数分解能を良好なものとしてい
る。

【００７１】以上の説明から明らか様に、直交変換に使
用するウィンドウの形状は時間的に連続する３ブロック
分の直交変換ブロックサイズが確定した後に決定され
る。従って、図４の入力端子４０１〜４０３から入力さ
れる信号のブロックと出力端子４１６、４１７から出力
される信号のブロックは、本実施例において１ブロック
分の差異を生じている。

【００７２】また、図４のパワー算出回路４０５、４０
６及びパワー比較回路４０９を省略しても、図２におけ
るブロックサイズ決定回路２０６〜２０８を構成するこ
とは可能である。さらに、ウィンドウの形状を直交変換
ブロックの取りうる時間的に最小のブロックサイズに固
定することによってその種類を１種類とし、図４のディ
レイ４１２〜４１４及びブロックサイズ修正回路４１１
並びにウィンドウ形状決定回路４１５を省略して構成す
ることも可能である。特に、処理時間の遅延を好まない
応用例においては上述の省略により遅延の少ない構成と
なり、有効に作用する。

【００７３】再び図２において、帯域分割フィルタ２０
２によって帯域分割が行われた場合には、ＭＤＣＴ回路
２０４、２０５からの出力は選択回路２２２からの選択
情報を基した選択回路２２３での選択により、それぞれ
適応ビット割当符号化回路２１１、２１２へと送られる
ように動作する。すなわち、各ＭＤＣＴ回路２０３〜２
０５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周波数軸上のスペ
クトルデータあるいはＭＤＣＴ係数データは、低域はい
わゆる臨界帯域（クリティカルバンド）毎にまとめられ
て、中高域はブロックフローティングの有効性を考慮し
て臨界帯域幅を細分化して、適応ビット割当符号化回路
２１０、２１１、２１２及びビット配分算出回路２０
９、及び選択回路２２２に送られている。なお、このク
リテイカルバンドとは、人間の聴覚特性を考慮して分割
された周波数帯域であり、ある純音の周波数近傍の同じ
強さの狭帯域バンドノイズによって当該純音がマスクさ
れるときのそのノイズの持つ帯域のことである。このク
リティカルバンドは、高域ほど帯域幅が広くなってお
り、上記０〜２２ｋＨｚの全周波数帯域は例えば２５の
クリティカルバンドに分割されている。

【００７４】また、帯域フィルタ２０２により帯域分割
が行われなかった場合には、ＭＤＣＴ回路２２０にてＭ
ＤＣＴ処理されて得られた周波数軸上のスペクトルデー
タあるいはＭＤＣＴ係数データを高域側と低域側に分
け、それぞれ上述した帯域分割フィルタ２０２によって
帯域分割された場合のＭＤＣＴ回路２０４、２０５から
の出力と同様のブロック化を行い、これをビット配分算
出回路２０９、選択回路２２２に送ると共に、選択回路
２２２からの選択情報を基にした選択回路２２３での選
択により適応ビット割当符号化回路２１１、２１２に送
る。このとき、ＭＤＣＴ回路２０３の出力は、帯域分割
フィルタ２０２によって帯域分割されたときとまったく
同様に、適応ビット割当符号化回路２１０、ビット配分
算出回路２０９、及び選択回路２２２に送られる。

【００７５】選択回路２２２では、それぞれのＭＤＣＴ
回路にてＭＤＣＴ処理されて得られたＭＤＣＴデータを
基に、周波数帯域を分析することによって帯域分割フィ
ルタ２０１で得られた０〜１１ｋＨｚ帯域のデータを、
更に帯域分割フィルタ２０２で０〜５．５ｋＨｚと５．
５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚに帯域分割するかどうかを決定
し、制御している。すなわちこの選択回路２２２では、
周波数分析により帯域分割フィルタ２０２のカットオフ
周波数である５．５ｋＨｚ付近の帯域に信号成分が集中
していることが判った場合には、帯域分割フィルタ２０
１により得られた０〜１１ｋＨｚ帯域のデータを、その
ままＭＤＣＴ回路２２０へ出力する。これに対して、特
に５．５ｋＨｚ付近の帯域に信号成分が集中していない
ことが判った場合、当該選択回路２２２では、帯域分割
フィルタ２０１により得られた０〜１１ｋＨｚ帯域のデ
ータを帯域分割フィルタ２０２へ出力させて、当該帯域
分割フィルタ２０２で更に０〜５．５ｋＨｚと５．５〜
１１ｋＨｚに帯域分割させる。

【００７６】この選択回路２２２において帯域分割フィ
ルタ２０２による帯域分割を行うかどうかを決定する際
には、上述した通り各ＭＤＣＴ回路でのＭＤＣＴ処理に
よって得られた周波数軸上のデータ或いはＭＤＣＴ係数
データを用いて行うので、該当ブロックでの処理を決定
した後、再度ＭＤＣＴ処理を行い、ビット配分の算出が
行われる。また、選択回路２２２での選択情報は選択回
路２２３、ビット配分算出回路２０９、及びデコーダ用
として出力端子２１９に送られる。さらに、上述した帰
還構造を取らず、時間的に前のブロックの各ＭＤＣＴ回
路のＭＤＣＴ処理により得られた周波数軸上のデータあ
るいはＭＤＣＴ係数データにより、上述の帯域分割フィ
ルタ２０２による分割を行うかどうかの決定を行うこと
も出来る。この場合は図２における各ＭＤＣＴ回路の出
力から選択回路２２２の間に図中点線で示したような遅
延回路２２４を挿入して、データの位相を合わせる必要
があることは明白である。また、ここでは帯域分割フィ
ルタ２０２について制御する方法を述べたが、帯域分割
フィルタ２０１について制御する装置についても同様の
方法で構築できることは明白である。

【００７７】ここで、入力信号が受ける帯域分割フィル
タによる影響の例を、周波数軸上で図７、図８を用いて
説明する。図７は、図２の帯域分割フィルタ２０２のフ
ィルタ特性を表すものとする。このとき例えば図８の
（ａ）に示すような帯域分割フィルタ２０２のカットオ
フ周波数である５．５ｋＨｚ付近の帯域に、エネルギー
或いはパワーのある周波数（５．５−ｘ）ｋＨｚ（ただ
しｘ＞０とする）の信号が入力された場合、この信号は
図７に示すようなフィルタ特性を持った帯域分割フィル
タ２０２により更に帯域分割を行うと、低域側と高域側
でそれぞれ図８の（ｂ），（ｄ）で示されたような特性
となる。この後、当該信号は、更に間引き処理を行うこ
とにより低域側と高域側でそれぞれ図８の（ｃ），
（ｅ）で示されたような特性となる。

【００７８】ここで、低域側と高域側のそれぞれについ
て上述した間引き処理を行うと、ディジタル信号の性質
により図８の（ｃ），（ｅ）の点線で示された部分すな
わちカットオフ周波数の５．５ｋＨｚに対して対称の周
波数にあたる（５．５＋ｘ）ｋＨｚに折り返し成分が発
生し、（５．５−ｘ）ｋＨｚと（５．５＋ｘ）ｋＨｚの
区別が出来ない状態になる。このとき、低域側すなわち
図８の（ｃ）においては０〜５．５ｋＨｚ迄の帯域成分
をあらわすので、この信号を（５．５−ｘ）ｋＨｚと見
なし、高域側すなわち図８の（ｅ）においては５．５〜
１１ｋＨｚ迄の帯域成分を表すので、この信号は（５．
５＋ｘ）ｋＨｚの信号と見なされる。すなわち図８の
（ａ）で示されていた周波数（５．５−ｘ）ｋＨｚの入
力信号の周波数軸上のエネルギー或いはパワーは、帯域
分割フィルタの帯域分割と間引き処理により、図８の
（ｆ）で示されたように（５．５−ｘ）ｋＨｚと（５．
５＋ｘ）ｋＨｚに分散される。この（５．５＋ｘ）ｋＨ
ｚは先にも述べた折り返し成分であり、原信号と重なる
ことによりこの成分が雑音或いは折り返し歪み成分とな
って悪影響を及ぼす、いわゆるエイリアシングが発生す
ることとなる。

【００７９】一般に、これらのエイリアシング成分すな
わち雑音或いは歪み成分は、分割した双方の帯域で発生
するが、帯域分割フィルタに上述したＱＭＦのフィルタ
を用いた場合、後述するＩＱＭＦのフィルタを用いて帯
域合成することにより、キャンセルすることが出来る。
すなわち、この場合においては図８の（ｆ）で示されて
いたパワー或いはスペクトルは図８の（ａ）で示される
形に復元される。

【００８０】しかし、図８の（ｆ）で示される信号を量
子化した場合、例えば図８の（ｇ）に示したように
（５．５−ｘ）ｋＨｚと（５．５＋ｘ）ｋＨｚのそれぞ
れで、量子化誤差Ｑ１、Ｑ２が発生し、図８の（ｆ）の
値と異なることとなる。この図８の（ｆ）で示した信号
を量子化した図８の（ｇ）の信号に対して、ＩＱＭＦの
フィルタを用いて帯域合成を行った場合、量子化誤差の
ため、上記したエイリアシング成分のキャンセルが不完
全となり、いわゆるエイリアシングの影響による、雑音
あるいは折り返し歪み成分が発生することとなる。

【００８１】また、図８の（ｆ）で示された通り、帯域
分割によりこの入力信号のパワー或いはエネルギーは双
方の帯域に分散されたことになり、図８の（ａ）の場合
と比較すると、量子化を行う際にビットを集中させるこ
とが出来ないため割当効率が低下することは明白であ
る。

【００８２】上記した二つの問題点、即ち量子化誤差に
よりエイリアシングのキャンセルが不完全となり雑音或
いは折り返し歪み成分が発生する問題と、帯域分割によ
り入力信号のパワー或いはエネルギーが双方の帯域に分
散されビット割当効率が低下する問題は、帯域分割フィ
ルタのカットオフ周波数付近の帯域にパワー或いはエネ
ルギーが集中しているような入力信号に対しては、影響
が大きく、特性や音質の低下を引き起こす。

【００８３】そこで本発明実施例では、このような場
合、すなわち帯域分割フィルタのカットオフ周波数付近
の帯域にパワー或いはエネルギーが集中しているような
信号が入力された場合、図２における選択回路２２２を
用いて、帯域分割フィルタ２０２による更なる分割は行
わずに、図８の（ａ）で示された状態の信号を量子化す
るように制御することで、エイリアシングの影響を完全
に無くすと共に、ビットを集中させ割当効率を高めるこ
とにより、特性向上、及び音質を改善させることが可能
となる。

【００８４】ここで、図９には、図２とは異なる構成で
同様の効果の得られる装置について説明する。図９にお
いては帯域分割フィルタ３０１による出力が選択回路３
２２に送られる構成になっている。

【００８５】すなわち図９において、例えば図２の場合
と同様にサンプリング周波数４４．１ｋＨｚの時、入力
端子３００には０〜２２ｋＨｚのオーディオ信号が供給
されており、これが帯域分割フィルタ３０１によって０
〜１１ｋＨｚと１１〜２２ｋＨｚの２帯域に帯域分割さ
れ、選択回路３２２に送られる。選択回路３２２は帯域
分割フィルタ３０１により帯域分割された入力信号のど
ちらの帯域について更に帯域分割フィルタ３０２による
分割を行うかを決定する。具体的には選択回路３２２に
より各ＭＤＣＴ回路３０３、３０４、３０５にそれぞれ
０〜１１ｋＨｚ、１１〜１６．５ｋＨｚ、１６．５〜２
２ｋＨｚ帯域の信号が入力される場合と、それぞれ１１
〜２２ｋＨｚ、５．５〜１１ｋＨｚ、０〜５．５ｋＨｚ
帯域の信号が入力される場合のどちらかが決定される。
選択回路３２２による決定は図２ににおける選択回路２
２２での場合と同様に、各ＭＤＣＴ回路でＭＤＣＴ処理
され得られた周波数軸上のスペクトルデータあるいはＭ
ＤＣＴ係数により行われる。また、図９の構成では図２
の選択回路２２３のような装置は不用となり、全て選択
回路３２２からの選択情報を基に処理することが可能で
ある。その他の回路の構成、動作等は、すべて図２と同
様である。

【００８６】上述したように図２と図９ではその構成か
ら制御の方法が異なっているが、これら二つの構成をあ
わせ持った装置を構成することも可能であり、更に、帯
域分割フィルタの数が多いような装置に対しても同様の
制御が可能であることは明白である。この際、制御の条
件として周波数軸上のスペクトルデータあるいはＭＤＣ
Ｔ係数データと、帯域分割フィルタのカットオフ周波数
との関係だけでなく、上述したブロック決定など、他の
情報も加味して、より適切なビット割当を行うことが可
能になる。

【００８７】図２のビット割当算出回路２０９或いは図
９のビット割当算出回路３０９は、上記クリティカルバ
ンド及びブロックフローティングを考慮して分割された
スペクトルデータに基づき、いわゆるマスキング効果等
を考慮してクリティカルバンド及びブロックフローティ
ングを考慮した各分割帯域毎のマスキング量を求め、こ
のマスキング量とクリティカルバンド及びブロックフロ
ーティングを考慮した各分割帯域毎のエネルギあるいは
ピーク値等に基づいて、各帯域毎に割当ビット数を求
め、図２の適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２、
或いは図９の適応ビット割当符号化回路３１０〜３１２
へ伝送している。これらの図２の適応ビット割当符号化
回路２１０〜２１２、或いは図９の適応ビット割当符号
化回路３１０〜３１２により各帯域毎に割り当てられた
ビット数に応じて各スペクトルデータ（或いはＭＤＣＴ
係数データ）を量子化するようにしている。このように
して符号化されたデータは、図２の出力端子２１３〜２
１５、或いは図９の出力端子３１３〜３１５を介して取
り出される。

【００８８】次に、図１０は上記ビット割当算出回路２
０９或いは３０９の一具体例の概略構成を示すブロック
回路図である。

【００８９】この図１０において、入力端子７０１に
は、上記図２のＭＤＣＴ回路２０３、選択回路２２３を
介して、ＭＤＣＴ回路２２０もしくはＭＤＣＴ回路２０
４、２０５からの周波数軸上のスペクトルデータ或いは
上記図９の各ＭＤＣＴ回路３０３〜３０５からのらの周
波数軸上のスペクトルデータが供給されている。この周
波数軸上の入力データは、帯域毎のエネルギ算出回路７
０２に送られて、上記マスキング量とクリティカルバン
ド及びブロックフローティングを考慮した各分割帯域の
エネルギが、例えば当該バンド内での各振幅値の総和を
計算すること等により求められる。この各バンド毎のエ
ネルギの代わりに、振幅値のピーク値、平均値等が用い
られることもある。このエネルギ算出回路７０２からの
出力として、例えば各バンドの総和値のスペクトルを図
１１にＳＢとして示している。ただし、この図１１で
は、図示を簡略化するため、上記マスキング量とクリテ
ィカルバンド及びブロックフローティングを考慮した分
割帯域数を１２バンド（Ｂ1 〜Ｂ12）で表現している。

【００９０】ここで、上記スペクトルＳＢのいわゆるマ
スキングに於ける影響を考慮するために、該スペクトル
ＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込
み（コンボリユーション）処理を施す。このため、上記
帯域毎のエネルギ算出回路７０２の出力すなわち該スペ
クトルＳＢの各値は、畳込みフィルタ回路７０３に送ら
れる。該畳込みフィルタ回路７０３は、例えば、入力デ
ータを順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素
子からの出力にフィルタ係数（重み付け関数）を乗算す
る複数の乗算器（例えば各バンドに対応する２５個の乗
算器）と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから
構成されるものである。この畳込み処理により、図１１
中点線で示す部分の総和がられる。

【００９１】ここで、上記畳込みフィルタ回路７０３の
各乗算器の乗算係数（フィルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
ＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２５の
任意の整数である。

【００９２】次に、上記畳込みフィルタ回路７０３の出
力は引算器７０４に送られる。該引算器７０４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリユーション処理を
行うことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、
上記引算器７０４には、上記レベルαを求めるための許
容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給され
る。この許容関数を増減させることで上記レベルαの制
御を行っている。当該許容関数は、次に説明するような
（ｎ−ａｉ）関数発生回路７０５から供給されているも
のである。

【００９３】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリティカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の式（３）で求めるこ
とができる。

【００９４】α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ）（３）この（３）式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、式
（３）中（ｎ−ａｉ）が許容関数となる。本実施例で
は、ｎ＝３８，ａ＝１としており、この時の音質劣化はなく、良好な符号化が
行えた。

【００９５】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器７０６に伝送される。当該割
算器７０６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリユーションするためのものである。した
がって、この逆コンボリユーション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスペクトルが得られる
ようになる。すなわち、このマスキングスペクトルが許
容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリユー
ション処理は、複雑な演算を必要とするが、本実施例で
は簡略化した割算器７０６を用いて逆コンボリユーショ
ンを行っている。

【００９６】次に、上記マスキングスペクトルは、合成
回路７０７を介して減算器７０８に伝送される。ここ
で、当該減算器７０８には、上記帯域毎のエネルギ検出
回路７０２からの出力、すなわち前述したスペクトルＳ
Ｂが、遅延回路７０９を介して供給されている。したが
って、この減算器７０８で上記マスキングスペクトルと
スペクトルＳＢとの減算演算が行われることで、図１２
に示すように、上記スペクトルＳＢは、該マスキングス
ペクトルＭＳのレベルで示すレベル以下がマスキングさ
れることになる。

【００９７】当該減算器７０８からの出力は、許容雑音
補正回路７１０を介し、出力端子７１１を介して取り出
され、例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯ
Ｍ等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減
算回路７０８から許容雑音補正回路７１０を介して得ら
れた出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎
の割当ビット数情報を出力する。この割当ビット数情報
が図２の適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２或い
は図９の適応ビット割当符号化回路３１０〜３１２に送
られることで、各ＭＤＣＴ回路からの周波数軸上の各ス
ペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り当てられた
ビット数で量子化されるわけである。

【００９８】すなわち要約すれば、図２の適応ビット割
当符号化回路２１０〜２１２或いは図９の適応ビット割
当符号化回路３１０〜３１２では、上記マスキング量と
クリティカルバンド及びブロックフローティングを考慮
した各分割帯域のエネルギと上記ノイズレベル設定手段
の出力との差分のレベルに応じて割当てられたビット数
で上記各バンド毎のスペクトルデータを量子化すること
になる。なお、図１０の遅延回路７０９は上記合成回路
７０７以前の各回路での遅延量を考慮してエネルギ検出
回路７０２からのスペクトルＳＢを遅延させるために設
けられている。

【００９９】ところで、上述した合成回路７０７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路７１２から供給さ
れる図１３に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる
最小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングス
ペクトルＭＳとを合成することができる。この最小可聴
カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ
以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最小可
聴カーブは、コーデイングが同じであっても例えば再生
時の再生ボリユームの違いで異なるものとなるが、現実
的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナ
ミツクレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがない
ので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波
数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数
帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音
は聞こえないと考えられる。したがって、このように例
えばシステムの持つワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑
音が聞こえない使い方をすると仮定し、この最小可聴カ
ーブＲＣとマスキングスペクトルＭＳとを共に合成する
ことで許容ノイズレベルを得るようにすると、この場合
の許容ノイズレベルは、図１３中の斜線で示す部分まで
とすることができるようになる。なお、本実施例では、
上記最小可聴カーブの４ｋＨｚのレベルを、例えば２０
ビット相当の最低レベルに合わせている。また、この図
１３は、信号スペクトルＳＳも同時に示している。

【０１００】また、上記許容雑音補正回路７１０では、
補正情報出力回路７１３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器７０８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図１３に示した最小可聴カーブＲ
Ｃと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲
線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのとこ
ろより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大
きさに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音
圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえな
い。このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑
音（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じ
たカーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが
良いことがわかる。このようなことから、上記等ラウド
ネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正するこ
とは、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。

【０１０１】ここで、補正情報出力回路７１３として、
上記図２の適応ビット割当符号化回路２１０〜２１２或
いは図９の適応ビット割当符号化回路３１０〜３１２で
の量子化の際の出力情報量（データ量）の検出出力と、
最終符号化データのビットレート目標値との間の誤差の
情報に基づいて、上記許容ノイズレベルを補正するよう
にしてもよい。これは、全てのビット割当単位ブロック
に対して予め一時的な適応ビット割当を行って得られた
総ビット数が、最終的な符号化出力データのビットレー
トによって定まる一定のビット数（目標値）に対して誤
差を持つことがあり、その誤差分を０とするように再度
ビット割当をするものである。すなわち、目標値よりも
総割当ビット数が少ないときには、差のビット数を各単
位ブロックに割り振って付加するようにし、目標値より
も総割当ビット数が多いときには、差のビット数を各単
位ブロックに割り振って削るようにするわけである。

【０１０２】このようなことを行うため、上記総割当ビ
ット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差デー
タに応じて補正情報出力回路７１３が各割当ビット数を
補正するための補正データを出力する。ここで、上記誤
差データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブロッ
ク当たり多くのビット数が使われることで上記データ量
が上記目標値よりも多くなっている場合を考えることが
できる。また、上記誤差データが、ビット数余りを示す
データとなる場合は、上記単位ブロック当たり少ないビ
ット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少なく
なっている場合を考えることができる。したがって、上
記補正情報出力回路７１３からは、この誤差データに応
じて、上記減算器７０８からの出力における許容ノイズ
レベルを、例えば上記等ラウドネス曲線の情報データに
基づいて補正させるための上記補正値のデータが出力さ
れるようになる。上述のような補正値が、上記許容雑音
補正回路７１０に伝送されることで、上記減算器７０８
からの許容ノイズレベルが補正されるようになる。以上
説明したようなシステムでは、メイン情報として直交変
換出力スペクトルをサブ情報により処理したデータとサ
ブ情報としてブロックフローティングの状態を示すスケ
ールファクタ、語長を示すワードレングスが得られ、エ
ンコーダからデコーダに送られる。

【０１０３】図１４は図２の構成により高能率符号化さ
れた信号を復号化するための復号化回路（図２に対応す
る本発明実施例の情報伸張装置）であり、図１のＡＴＣ
デコーダ７３に相当するものの一例である。

【０１０４】この図１４において、各帯域の量子化され
たＭＤＣＴ係数すなわち図２の出力端子２１３〜２１５
の出力信号と等価のデータは、復号回路入力１０７に与
えられ、使用されたブロックサイズ情報すなわち図２の
出力端子２１６〜２１８の出力信号と等価のデータは、
入力端子１０８に与えられ、図２の選択回路２２２から
の選択情報すなわち図２の出力端子２１９の出力信号と
等価のデータは、入力端子１１２に与えられる。適応ビ
ット割当復号化回路１０６では適応ビット割当情報を用
いてビット割当を解除する。

【０１０５】次に、上述した図２の帯域分割フィルタ２
０２による帯域分割が行われていた場合には、逆直交変
換（ＩＭＤＣＴ）回路１０３、及び、入力端子１１２か
らの選択情報を基に、選択回路１１１によって逆直交変
換（ＩＭＤＣＴ）回路１０４、１０５が選択され、ここ
でそれぞれ周波数軸上の信号が時間軸上の信号に変換さ
れる。逆直交変換回路１０４、１０５から出力された部
分帯域の時間軸上の信号は、帯域合成フィルタ（ＩＱＭ
Ｆ）回路１０２により合成され、この合成された信号が
入力端子１１２からの選択情報を基にして選択回路１０
９によって選択され、更に逆直交変換（ＩＱＭＦ）回路
１０３から出力された部分帯域の時間軸上の信号と共
に、帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）回路１０１によって
合成され、全帯域信号に復号化される。

【０１０６】また、上述した図２の帯域分割フィルタ２
０２による帯域分割が行われていなかった場合には、逆
直交変換（ＩＭＤＣＴ）回路１０３、及び、入力端子１
１２からの選択情報を基にして、選択回路１１１により
逆直交変換（ＩＭＤＣＴ）回路１１０が選択され、ここ
でそれぞれ周波数軸上の信号が時間軸上の信号に変換さ
れる。逆直交変換（ＩＱＭＦ）回路１１０から出力され
た部分帯域の時間軸上の信号は、入力端子１１２からの
選択情報を基に選択回路１０９により選択され、逆直交
変換（ＩＱＭＦ）回路１０３から出力された部分帯域の
時間軸上の信号と、帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）回路
１０１により合成され、全帯域信号に復号化される。

【０１０７】これら復号化された全帯域の信号が出力端
子１００から出力される。

【０１０８】また、図９の構成により高能率符号化され
た信号についても、上述した図１４と同様に、選択情報
などを用いて図１５に示した回路を構成することにより
復号化できることは明白である。

【０１０９】すなわちこの図１５の構成は、図９に対応
する本発明実施例の情報伸張装置であり、この図１５に
おいて、各帯域の量子化されたＭＤＣＴ係数すなわち図
９の出力端子３１３〜３１５の出力信号と等価のデータ
は、復号回路入力５０７に与えられ、使用されたブロッ
クサイズ情報すなわち図９の出力端子３１６〜３１８の
出力信号と等価のデータは、入力端子５０８に与えら
れ、図９の選択回路３２２からの選択情報すなわち図９
の出力端子３１９の出力信号と等価のデータは、入力端
子５１０に与えられる。適応ビット割当復号化回路５０
６では適応ビット割当情報を用いてビット割当を解除す
る。

【０１１０】次に、入力端子５１０からの選択情報を元
に、選択回路５０９では、上述した図９の帯域分割フィ
ルタ３０２による帯域分割に対応して、上記適応ビット
割当復号化回路５０６の出力と入力端子５０８からのデ
ータが選択されて、それぞれ対応する逆直交変換（ＩＭ
ＤＣＴ）回路５０３、５０４、５０５に送られる。これ
ら逆直交変換回路５０３〜５０５では、それぞれ供給さ
れた周波数軸上の信号が時間軸上の信号に変換される。
逆直交変換回路５０４、５０５から出力された部分帯域
の時間軸上の信号は、帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）回
路５０２により合成され、この合成された信号が、更に
逆直交変換（ＩＱＭＦ）回路５０３から出力された部分
帯域の時間軸上の信号と共に、帯域合成フィルタ（ＩＱ
ＭＦ）回路５０１によって合成され、全帯域信号に復号
化される。

【０１１１】これら復号化された全帯域の信号が出力端
子５００から出力される。

【０１１２】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば、上記の記録媒体（記録再生媒
体）と信号圧縮の構成或いは伸張の構成と、さらには、
記録媒体を介せずに信号圧縮の構成と伸張の構成とは一
体化されている必要はなく、その間をデータ転送用回線
等で結ぶ事も可能である。更に例えば、オーディオＰＣ
Ｍ信号のみならず、ディジタル音声（スピーチ）信号や
ディジタルビデオ信号等の信号処理装置にも適用可能で
ある。

【０１１３】また、本発明の記録媒体は、本本発明実施
例装置により圧縮されたデータを記録することで、記録
容量の有効利用が図れる。また、本発明の記録媒体とし
ては、上述した光ディスクのみならず、磁気ディスク、
ＩＣメモリ及びそのメモリを内蔵するカードや、磁気テ
ープ等の各種記録媒体とすることもできる。このように
記録された圧縮データは、当該記録媒体からその後再生
されて伸張されることになる。

【０１１４】さらに、上記圧縮されたデータは伝送系に
伝送することもでき、この場合はその後受信されて伸張
されることになる。

【０１１５】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明においては、帯域分割フィルタ等によるカットオフ周
波数付近にエネルギーが集中しているような入力信号に
対して、帯域分割数や帯域の分割パターンの変更等の制
御により、エリアシングの影響による折り返し成分の発
生や、入力信号のエネルギーの分散などが招く特性悪化
の問題等を回避し、より効率的なビット割当を行うこと
によって特性を改善することが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る圧縮データの記録再生装置の一実
施例としてのディスク記録再生装置の構成例を示すブロ
ック回路図である。

【図２】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化エンコーダの一具体例を示すブロッ
ク回路図である。

【図３】ビット圧縮の際の直交変換ブロックの構造を表
す図である。

【図４】直交変換ブロックサイズを決定する回路の構成
例を示すブロック回路図である。

【図５】時間的に隣接する直交変換ブロックの時間的長
さの変化と直交変換時に用いるウィンドウ形状の関係を
示す図である。

【図６】直交変換時に用いるウィンドウの形状の詳細例
を示す図である。

【図７】帯域分割フィルタのフィルタ特性の一具体例を
示す図である。

【図８】帯域分割時の特性変化の一具体例を示す図であ
る。

【図９】本実施例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化エンコーダの他の具体例を示すブロ
ック回路図である。

【図１０】ビット配分演算機能を実現する構成の一例を
示すブロック回路図である。

【図１１】各臨界帯域及びブロックフローティングを考
慮して分割された帯域のスペクトルを示す図である。

【図１２】マスキングスペクトルを示す図である。

【図１３】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合
成した図である。

【図１４】上記実施例のビットレート圧縮符号化に使用
可能な高能率圧縮符号化デコーダの一具体例を示すブロ
ック回路図である。

【図１５】上記実施例のビットレート圧縮符号化に使用
可能な高能率圧縮符号化デコーダの一具体例を示すブロ
ック回路図である。

【符号の説明】

２０１、２０２、３０１、３０２帯域分割フィルタ２０３〜２０５、２２０、３０３〜３０５直交変換
（ＭＤＣＴ）回路２０６〜２０８、２２１、３０６〜３０８ブロック決
定回路２０９、３０９ビット配分算出回路２１０〜２１２、３１０〜３１２適応ビット割当符号
化回路２２２、２２３、３２２選択回路２２４、３２４遅延回路４０４〜４０６パワー算出回路４０７メモリ４０８変化分抽出回路４０９パワー比較回路４１０ブロックサイズ１次決定回路４１１ブロックサイズ修正回路４１２〜４１４ディレイ４１５ウィンドウ形状決定回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｈ０３Ｍ 7/02 9382−5ＫＨ０４Ｂ 14/00 Ｅ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】帯域分割フィルタによって入力信号を複
数の帯域に分割し、圧縮符号化を行う情報圧縮装置にお
いて、所定の処理ブロック及び／又は当該処理ブロックの他の
処理ブロックの、入力信号のパワー或いはエネルギ情報
及び／又は入力信号の変化に基づいて、帯域分割数を決
定して制御する帯域分割制御手段を有することを特徴と
する情報圧縮装置。
【請求項２】帯域分割フィルタによって入力信号を複
数の帯域に分割し、圧縮符号化を行う情報圧縮装置にお
いて、所定の処理ブロック及び／又は当該処理ブロックの他の
処理ブロックの、入力信号のパワー或いはエネルギ情報
及び／又は入力信号の変化に基づいて、帯域分割の際の
周波数軸上の分割点を決定して制御する帯域分割制御手
段を有することを特徴とする情報圧縮装置。
【請求項３】上記帯域分割制御手段は、所定の処理ブ
ロック及び／又は当該処理ブロックの他の処理ブロック
の、入力信号のパワー或いはエネルギ情報及び／又は入
力信号の変化に基づいて、帯域分割の際の周波数軸上の
分割点をも決定して制御することを特徴とする請求項１
記載の情報圧縮装置。
【請求項４】入力信号に適応してその処理ブロックの
長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化及
び他の処理ブロックの入力信号の変化、及び／又はパワ
ー、或いはエネルギ又はピーク情報を基に、当該処理ブ
ロックの長さを決定する処理ブロック長決定手段を設け
ることを特徴とする請求項１、２、又は３記載の情報圧
縮装置。
【請求項５】入力信号に適応してその処理ブロックの
長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化及
び時間的に処理ブロックの最大より長い時間幅の入力信
号により得られる変化情報を基に、当該処理ブロックの
長さを決定する処理ブロック長決定手段を設けることを
特徴とする請求項１、２、又は３記載の情報圧縮装置。
【請求項６】入力信号に適応してその処理ブロックの
長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化及
び他の処理ブロックの入力信号の変化、及び／又はパワ
ー、或いはエネルギ又はピーク情報を基に、該当処理ブ
ロックの長さを決定する機能と、入力信号に適応してそ
の処理ブロックの長さを可変とし、当該処理ブロックの
入力信号の変化及び時間的に処理ブロックの最大より長
い時間幅の入力信号により得られる変化情報を基に当該
処理ブロックの長さを決定する機能とを合わせ持つ処理
ブロック長決定手段を設けることを特徴とする請求項
１、２、又は３記載の情報圧縮装置。
【請求項７】上記処理ブロック長決定手段は、処理ブ
ロックの長さを決定する要素の決定に関与する割合を、
固定或いは入力信号に適応した割合及び／又は所定の割
合で併用若しくは単独で使用することを特徴とする請求
項６記載の情報圧縮装置。
【請求項８】上記入力信号はオーディオ信号であり、
定常時の信号については、少なくとも大部分の量子化雑
音の発生をコントロールする処理ブロックの周波数幅を
高域ほど広くしてゆくことを特徴とする請求項１から請
求項７のうちいずれか１項に記載の情報圧縮装置。
【請求項９】時間軸信号から周波数軸上の複数の帯域
への分割に直交変換を用いる直交変換手段と、上記直交変換における直交変換サイズの可変と共に当該
直交変換時に使用する窓関数の形状も変化させる直交変
換サイズ及び窓関数形状可変手段とを設けることを特徴
とする請求項８記載の情報圧縮装置。
【請求項１０】上記時間軸信号から周波数軸上の複数
の帯域への分割の際には、定常時の信号については先ず
複数の帯域に分割し、当該分割された帯域毎に複数のサ
ンプルからなるブロックを形成し、各帯域のブロック毎
に直交変換を行い係数データを得ることを特徴とする請
求項９記載の情報圧縮装置。
【請求項１１】直交変換前の時間軸信号から周波数軸
上の複数の帯域への分割における分割周波数幅を、定常
時の入力信号については略高域ほど広くすることを特徴
とする請求項１０記載の情報圧縮装置。
【請求項１２】前記分割周波数幅を、定常時の入力信
号については最低域の連続した２帯域で同一とすること
を特徴とする請求項１１記載の情報圧縮装置。
【請求項１３】略信号通過帯域以上の帯域の信号成分
に対する圧縮符号のメイン情報及び／又はサブ情報の割
り当てを阻止することを特徴とする請求項１２記載の情
報圧縮装置。
【請求項１４】前記複数の帯域への分割にはクワドラ
チャ・ミラー・フィルタを用いることを特徴とする請求
項１０から請求項１３のうちいずれか１項に記載の情報
圧縮装置。
【請求項１５】直交変換として変更離散コサイン変換
を用いることを特徴とする請求項９から請求項１４のう
ちのいずれか１項に記載の情報圧縮装置。
【請求項１６】上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際の境界値を
入力信号の振幅、周波数に応じて可変とすることを特徴
とする請求項４から請求項７のうちいずれか１項に記載
の情報圧縮装置。
【請求項１７】上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際の境界値
は、入力信号の振幅、周波数に応じて複数の階段状の値
をとることを特徴とする請求項１６記載の情報圧縮装
置。
【請求項１８】上記処理ブロック長決定手段は、上記
他の処理ブロックの信号が前記処理ブロックの信号に及
ぼす聴覚上の特性を周波数軸上のスペクトル及び／又は
直交変換係数のエネルギ及び／又はパワー又はピーク情
報を用いて計算し、当該処理ブロックの時間的長さの決
定を行うことを特徴とする請求項４又は６記載の情報圧
縮装置。
【請求項１９】上記他の処理ブロックの信号が前記処
理ブロックの信号に及ぼす聴覚上の特性を計算する際に
用いる周波数軸上のスペクトル及び／又は直交変換係数
を、圧縮のためのビットの割当及び／又はブロックフロ
ーティングに用いる直交変換後の時間軸上のスペクトル
及び／又は直交変換係数と共用することを特徴とする請
求項１８記載の情報圧縮装置。
【請求項２０】請求項１６記載の情報圧縮装置及び請
求項１８記載の情報圧縮装置の機能を合わせもつことを
特徴とする情報圧縮装置。
【請求項２１】上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際には、入力
信号の周期的変化、及び／又は繰り返しのパルス又は周
期的特徴を基にした判断を行うことを特徴とする請求項
５、６、７、１６、１７、１８、１９又は２０記載の情
報圧縮装置。
【請求項２２】帯域分割フィルタによって入力信号を
複数の帯域に分割し、圧縮符号化を行う情報圧縮方法に
おいて、所定の処理ブロック及び／又は当該処理ブロックの他の
処理ブロックの、入力信号のパワー或いはエネルギ情報
及び／又は入力信号の変化に基づいて、帯域分割数を決
定して制御することを特徴とする情報圧縮方法。
【請求項２３】帯域分割フィルタによって入力信号を
複数の帯域に分割し、圧縮符号化を行う情報圧縮方法に
おいて、所定の処理ブロック及び／又は当該処理ブロックの他の
処理ブロックの、入力信号のパワー或いはエネルギ情報
及び／又は入力信号の変化に基づいて、帯域分割の際の
周波数軸上の分割点を決定して制御することを特徴とす
る情報圧縮方法。
【請求項２４】所定の処理ブロック及び／又は当該処
理ブロックの他の処理ブロックの、入力信号のパワー或
いはエネルギ情報及び／又は入力信号の変化に基づい
て、帯域分割の際の周波数軸上の分割点をも決定して制
御することを特徴とする請求項２２記載の情報圧縮方
法。
【請求項２５】入力信号に適応してその処理ブロック
の長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化
及び他の処理ブロックの入力信号の変化、及び／又はパ
ワー、或いはエネルギ又はピーク情報を基に、当該処理
ブロックの長さを決定することを特徴とする請求項２
２、２３、又は２４記載の情報圧縮方法。
【請求項２６】入力信号に適応してその処理ブロック
の長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化
及び時間的に処理ブロックの最大より長い時間幅の入力
信号により得られる変化情報を基に、当該処理ブロック
の長さを決定することを特徴とする請求項２２、２３、
又は２４記載の情報圧縮方法。
【請求項２７】入力信号に適応してその処理ブロック
の長さを可変とし、当該処理ブロックの入力信号の変化
及び他の処理ブロックの入力信号の変化及び／又はパワ
ー或いはエネルギ又はピーク情報を基にして該当処理ブ
ロックの長さを決定する処理、及び／又は、当該処理ブ
ロックの入力信号の変化及び時間的に処理ブロックの最
大より長い時間幅の入力信号により得られる変化情報を
基にして当該処理ブロックの長さを決定する処理を行う
ことを特徴とする請求項２２、２３、又は２４記載の情
報圧縮方法。
【請求項２８】上記処理ブロック長の決定の際には、
処理ブロックの長さを決定する要素の決定に関与する割
合を、固定或いは入力信号に適応した割合及び／又は所
定の割合で併用若しくは単独で使用することを特徴とす
る請求項２７記載の情報圧縮方法。
【請求項２９】上記入力信号はオーディオ信号であ
り、定常時の信号については、少なくとも大部分の量子
化雑音の発生をコントロールする処理ブロックの周波数
幅を高域ほど広くしてゆくことを特徴とする請求項２２
から請求項２８のうちいずれか１項に記載の情報圧縮方
法。
【請求項３０】時間軸信号から周波数軸上の複数の帯
域への分割に直交変換を用い、上記直交変換における直
交変換サイズの可変と共に当該直交変換時に使用する窓
関数の形状も変化させることを特徴とする請求項２９記
載の情報圧縮方法。
【請求項３１】上記時間軸信号から周波数軸上の複数
の帯域への分割の際には、定常時の信号については先ず
複数の帯域に分割し、当該分割された帯域毎に複数のサ
ンプルからなるブロックを形成し、各帯域のブロック毎
に直交変換を行い係数データを得ることを特徴とする請
求項３０記載の情報圧縮方法。
【請求項３２】直交変換前の時間軸信号から周波数軸
上の複数の帯域への分割における分割周波数幅を、定常
時の入力信号については略高域ほど広くすることを特徴
とする請求項３１記載の情報圧縮方法。
【請求項３３】前記分割周波数幅を、定常時の入力信
号については最低域の連続した２帯域で同一とすること
を特徴とする請求項３２記載の情報圧縮方法。
【請求項３４】略信号通過帯域以上の帯域の信号成分
に対する圧縮符号のメイン情報及び／又はサブ情報の割
り当てを阻止することを特徴とする請求項３３記載の情
報圧縮方法。
【請求項３５】前記複数の帯域への分割にはクワドラ
チャ・ミラー・フィルタを用いることを特徴とする請求
項３１から請求項３４のうちいずれか１項に記載の情報
圧縮方法。
【請求項３６】直交変換として変更離散コサイン変換
を用いることを特徴とする請求項３０から請求項３５の
うちのいずれか１項に記載の情報圧縮方法。
【請求項３７】上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際の境界値を
入力信号の振幅、周波数に応じて可変とすることを特徴
とする請求項２５から請求項２８のうちいずれか１項に
記載の情報圧縮方法。
【請求項３８】上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際の境界値
は、入力信号の振幅、周波数に応じて複数の階段状の値
をとることを特徴とする請求項３７記載の情報圧縮方
法。
【請求項３９】上記処理ブロック長の決定の際には、
上記他の処理ブロックの信号が前記処理ブロックの信号
に及ぼす聴覚上の特性を周波数軸上のスペクトル及び／
又は直交変換係数のエネルギ及び／又はパワー又はピー
ク情報を用いて計算し、当該処理ブロックの時間的長さ
の決定を行うことを特徴とする請求項２５又は２７記載
の情報圧縮方法。
【請求項４０】上記他の処理ブロックの信号が前記処
理ブロックの信号に及ぼす聴覚上の特性を計算する際に
用いる周波数軸上のスペクトル及び／又は直交変換係数
を、圧縮のためのビットの割当及び／又はブロックフロ
ーティングに用いる直交変換後の時間軸上のスペクトル
及び／又は直交変換係数と共用することを特徴とする請
求項３９記載の情報圧縮方法。
【請求項４１】請求項３７記載の情報圧縮方法及び請
求項３９記載の情報圧縮方法の処理を合わせて行うこと
を特徴とする情報圧縮方法。
【請求項４２】上記処理ブロックの入力信号の変化を
基に処理ブロックの時間的長さを決定する際には、入力
信号の周期的変化、及び／又は繰り返しのパルス又は周
期的特徴を基にした判断を行うことを特徴とする請求項
２６、２７、２８、３７、３８、３９、４０又は４１記
載の情報圧縮方法。
【請求項４３】可変の帯域分割数で複数の帯域に分割
した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割数
に対応する情報とを、少なくとも記録してなることを特
徴とする記録媒体。
【請求項４４】可変の帯域分割点で複数の帯域に分割
した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割点
に対応する情報とを、少なくとも記録してなることを特
徴とする記録媒体。
【請求項４５】可変の帯域分割数で複数の帯域に分割
した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割数
に対応する情報とが少なくとも供給され、上記圧縮情報
を伸張する情報伸張装置であって、上記圧縮情報を復号化して複数の帯域の伸張された情報
を生成する情報伸張手段と、上記帯域分割数に対応する情報に基づいて、上記複数の
帯域の伸張された情報を帯域合成する帯域合成手段とを
有することを特徴とする情報伸張装置。
【請求項４６】可変の帯域分割点で複数の帯域に分割
した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割点
に対応する情報とが少なくとも供給され、上記圧縮情報
を伸張する情報伸張装置であって、上記圧縮情報を復号化して複数の帯域の伸張された情報
を生成する情報伸張手段と、上記帯域分割点に対応する情報に基づいて、上記複数の
帯域の伸張された情報を合成する帯域合成手段とを有す
ることを特徴とする情報伸張装置。
【請求項４７】可変の帯域分割数で複数の帯域に分割
した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割数
に対応する情報とが少なくとも供給され、上記圧縮情報
を伸張する情報伸張方法であって、上記圧縮情報を復号化して複数の帯域の伸張された情報
を生成し、上記帯域分割数に対応する情報に基づいて、上記複数の
帯域の伸張された情報を合成することを特徴とする情報
伸張方法。
【請求項４８】可変の帯域分割点で複数の帯域に分割
した信号を圧縮符号化した圧縮情報と、当該帯域分割点
に対応する情報とが少なくとも供給され、上記圧縮情報
を伸張する情報伸張方法であって、上記圧縮情報を復号化して複数の帯域の伸張された情報
を生成し、上記帯域分割点に対応する情報に基づいて、上記複数の
帯域の伸張された情報を合成することを特徴とする情報
伸張方法。