JP3304717B2

JP3304717B2 - ディジタル信号圧縮方法及び装置

Info

Publication number: JP3304717B2
Application number: JP27314695A
Authority: JP
Inventors: 浩之鈴木; 邦明高橋
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1994-10-28
Filing date: 1995-10-20
Publication date: 2002-07-22
Anticipated expiration: 2015-10-20
Also published as: JPH08181619A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタルオーデ
ィオ信号等をビット圧縮した圧縮データの記録再生及び
圧縮データの伝送系に関し、特に、入力信号の周波数軸
上の変化に応じて、情報圧縮の為のフローティング及び
／又は圧縮の為のビット割当を行う時間と周波数によっ
て細分化された小ブロックの周波数的大きさを変化させ
るような、ディジタル信号を情報圧縮するディジタル信
号圧縮方法及び装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】本件出願人は、先に、入力されたディジ
タルオーディオ信号をビット圧縮し、所定のデータ量を
記録単位としてバースト的に記録するような技術を、例
えば米国特許第５２４３５８８号の明細書及び図面等に
おいて提案している。

【０００３】この技術は、記録媒体として光磁気ディス
クを用い、いわゆるＣＤ−Ｉ（ＣＤ−インタラクティ
ブ）やＣＤ−ＲＯＭＸＡのオーディオデータフォーマ
ットに規定されているＡＤ（適応差分）ＰＣＭオーディ
オデータを記録再生するものであり、このＡＤＰＣＭデ
ータの例えば３２セクタ分とインターリーブ処理のため
のリンキング用の数セクタとを記録単位として、光磁気
ディスクにバースト的に記録している。

【０００４】この光磁気ディスクを用いた記録再生装置
におけるＡＤＰＣＭオーディオにはいくつかのモードが
選択可能になっている。例えば通常のＣＤの再生時間に
比較して、２倍の圧縮率でサンプリング周波数が３７．
８ｋＨｚのレベルＡ、４倍の圧縮率でサンプリング周波
数が３７．８ｋＨｚのレベルＢ、８倍の圧縮率でサンプ
リング周波数が１８．９ｋＨｚのレベルＣが規定されて
いる。すなわち、例えば上記レベルＢの場合には、ディ
ジタルオーディオデータが略々１／４に圧縮され、この
レベルＢのモードで記録されたディスクの再生時間（プ
レイタイム）は、標準的なＣＤフォーマット（ＣＤ−Ｄ
Ａフォーマット）の場合の４倍となる。これは、より小
型のディスクで標準１２ｃｍと同じ程度の記録再生時間
が得られることから、装置の小型化が図れることにな
る。

【０００５】ただし、ディスクの回転速度は標準的なＣ
Ｄと同じであるため、例えば上記レベルＢの場合、所定
時間当たりその４倍の再生時間分の圧縮データが得られ
ることになる。このため、例えばセクタやクラスタ等の
時間単位で同じ圧縮データを重複して４回読み出すよう
にし、そのうちの１回分の圧縮データのみをオーディオ
再生にまわすようにしている。具体的には、スパイラル
状の記録トラックを走査（トラッキング）する際に、１
回転毎に元のトラック位置に戻るようなトラックジャン
プを行って、同じトラックを４回ずつ繰り返しトラッキ
ングするような形態で再生動作を進めることになる。こ
れは、例えば４回の重複読み取りの内、少なくとも１回
だけ正常な圧縮データが得られればよいことになり、外
乱等によるエラーに強く、特に携帯用小型機器に適用し
て好ましいものである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】前述の技術を応用して
ディジタルオーディオデータの圧縮を行う場合、効率の
良い圧縮を実現するために、後述の聴覚上の特性、いわ
ゆるマスキング効果や最小可聴限特性などを利用すると
効果的である。この聴覚上の特性を利用するためには、
入力信号を周波数別に分離して分析を行う必要があり、
そのために直交変換及び／又は分割フィルタが使用され
ている。この直交変換された周波数軸上のスペクトルデ
ータや、分割フィルタによって少なくとも２つの帯域に
分割されたデータは、周波数軸上のデータとして扱え
る。従って、周波数軸上の特性を変化させる事や、周波
数別のパワー表示、いわゆるスペクトラムアナライザの
表示等に利用すると、装置やシステムを追加することな
く、容易に構成できる利点を備えている。

【０００７】なお、以下の説明において、スペクトルデ
ータとはＭＤＣＴ（変更離散コサイン変換）により直交
変換された周波数軸上のデータを例示するが、必ずしも
ＭＤＣＴに限定されない。すなわち、高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）や離散フーリエ変換（ＤＦＴ）や離散コサイ
ン変換（ＤＣＴ）、さらにはクアドラチャーミラーフィ
ルタ（Quadrature Mirror Filter ：ＱＭＦ）等のバン
ドパスフィルタにより分離されたスペクトル成分を含む
データを総称して、単にスペクトルデータと呼ぶ。

【０００８】上記分割フィルタを使用して周波数軸上の
データを得る手法の場合、帯域分割し、データを間引く
ことにより、データ数の増加を防ぐ事が一般的である。
このデータを間引くことによって、分割フィルタが理想
的な特性とならない為に折り返し雑音が発生するが、こ
の折り返し雑音は、圧縮データの伸長時の合成フィルタ
が折り返し雑音のキャンセル条件を満たすよう設定する
ことにより、通常は問題とはならない。

【０００９】しかしながら、上述のように周波数軸上の
データをその周波数軸上の特性を操作することに直接使
用すると、先の折り返し雑音がキャンセルされる条件が
満たされなくなる。この為、伸長後の音楽データに折り
返し雑音が残る結果となり、聴感上の問題、即ち、音質
の劣化の原因となる場合が生じる。ここにおいて、前述
の通り、折り返し雑音の根本的な原因は、分割或いは合
成フィルタの不完全さに起因するわけであるから、この
フィルタの次数を増やすことにより、理想フィルタの特
性に近付けて、折り返し雑音の影響を除くことは可能で
ある。ただし、この場合の演算量の増加が膨大な物とな
り、実用的な規模とはならない事が多い。

【００１０】そこで、本発明はこの様な実情に鑑みてな
されたものであり、情報圧縮時に帯域分割フィルタを用
いて入力信号を各帯域に分割し、情報伸長時に合成フィ
ルタを用いて帯域合成を行う装置や情報圧縮方法におい
て、入力信号の周波数軸上のデータを直接操作して周波
数軸上の特性変化を与える際に、折り返し雑音のキャン
セル条件を阻害しないように、先の周波数軸上の特性を
操作する手法が適用されるディジタル信号圧縮方法及び
装置の提供を目的とするものである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述の目的を
達成するために提案されたものである。本発明のディジ
タル信号を情報圧縮するディジタル信号圧縮方法及び装
置は、情報圧縮時に入力信号を分析フィルタにより少な
くとも２つの帯域に分割し、分割された信号の周波数軸
上のスペクトルデータを得、上記周波数軸上のスペクト
ルデータの少なくとも１の特性を周波数特性操作情報に
基づいて操作することを特徴としている。

【００１２】より詳しくは、上記周波数軸上の特性の操
作時には、上記周波数軸上のスペクトルデータの大きさ
を算出し、上記周波数特性操作情報を上記スペクトルデ
ータ毎に割り当てて正規化し、乗算の為の係数を出力
し、上記スペクトルデータと上記乗算の為の係数によ
り、乗算結果が予め定めた上限を上回るかどうかを検査
する。そして、この検査の出力に基づき、オーバーフロ
ーが発生する周波数軸上のスペクトルデータの個数が所
定以上のときに、上記乗算の為の係数全体に正規化を行
い、この出力を上記周波数特性操作情報に基づき、分析
フィルタのカットオフ周波数を対称軸として対称性を保
持した特性に修正を行うことによって、合成フィルタに
よる帯域合成により折り返し雑音が打ち消される条件を
保つように、折り返し雑音を低減し、上記修正を受けた
係数と周波数軸上のスペクトルデータとを乗算する。

【００１３】これら本発明のディジタル信号圧縮方法及
び装置において、上記周波数軸上の特性の操作時には、
周波数軸上の特性と折り返し雑音を打ち消す条件を変化
させて所定の特性を得る。また、高域において折り返し
雑音の打ち消し合う条件よりも周波数軸上の特性の操作
を優先する。

【００１４】また、本発明方法及び装置では、上記圧縮
した圧縮データを伝送することもできる。

【００１５】すなわち、本発明に係るディジタル信号圧
縮方法及びディジタル信号圧縮装置は、入力信号の周波
数軸上の特性を操作する際に、帯域分割並びに合成フィ
ルタ構成の際に必要とされる折り返し雑音の打ち消す条
件を保つように、入力信号の周波数軸上の特性を操作す
ることによって上述の問題を解決する。

【００１６】また、入力信号の周波数軸上の特性を操作
する際に、帯域分割並びに合成フィルタの分割周波数に
対称となる様な特性で、入力信号の周波数軸上の特性を
操作することによって、折り返し雑音の打ち消す条件を
保ち、上述の問題を解決する。

【００１７】さらには、入力信号及び／又は応用例に応
じて、入力信号の周波数軸上の特性を操作と折り返し雑
音の打ち消す条件との優先度を可変とするとより効果的
である。

【００１８】一方、一般的音楽信号においては、比較的
エネルギーの少ない高域において、折り返し雑音の打ち
消しより、周波数軸上の特性の操作を優先させると、実
用的である。

【００１９】すなわち、本発明のディジタル信号圧縮方
法及び装置、特に情報圧縮時に分析フィルタを用いて入
力信号を各帯域に分割し、情報伸長時に合成フィルタを
用いて帯域合成を行う方法及び装置によれば、入力信号
の周波数軸上のスペクトルデータを直接操作して周波数
軸上の特性変化を与える際に、折り返し雑音のキャンセ
ル条件を阻害しないように、先の周波数軸上の特性を操
作する事が可能となり、情報を圧縮する為以外の新たな
機構、装置を必要とせずに、周波数軸上の特性を操作す
ることが容易に実現出来る。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の好ましい実施の形
態について図面を参照にしながら説明する。

【００２１】先ず、図１には、本発明をディジタル信号
圧縮装置として、圧縮データ記録再生装置に適用した場
合の一構成例の概略構成を示す。

【００２２】図１に示す圧縮データ記録再生装置におい
て、先ず記録媒体としては、スピンドルモータ５１によ
り回転駆動される光磁気ディスク１が用いられる。光磁
気ディスク１に対するデータの記録時には、例えば光学
ヘッド５３によりレーザ光を照射した状態で記録データ
に応じた変調磁界を磁気ヘッド５４により印加すること
によって、いわゆる磁界変調記録を行い、光磁気ディス
ク１の記録トラックに沿ってデータを記録する。また再
生時には、光磁気ディスク１の記録トラックを光学ヘッ
ド５３によりレーザ光でトレースして磁気光学的に再生
を行う。

【００２３】光学ヘッド５３は、例えば、レーザダイオ
ード等のレーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、
偏光ビームスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学
部品及び所定パターンの受光部を有するフォトディテク
タ等から構成されている。この光学ヘッド５３は、光磁
気ディスク１を介して上記磁気ヘッド５４と対向する位
置に設けられている。光磁気ディスク１にデータを記録
するときには、後述する記録系のヘッド駆動回路６６に
より磁気ヘッド５４を駆動して記録データに応じた変調
磁界を印加すると共に、光学ヘッド５３により光磁気デ
ィスク１の目的トラックにレーザ光を照射することによ
って、磁界変調方式により熱磁気記録を行う。またこの
光学ヘッド５３は、目的トラックに照射したレーザ光の
反射光を検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォ
ーカスエラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法
によりトラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク
１からデータを再生するとき、光学ヘッド５３は上記フ
ォーカスエラーやトラッキングエラーを検出すると同時
に、レーザ光の目的トラックからの反射光の偏光角（カ
ー回転角）の違いを検出して再生信号を生成する。

【００２４】光学ヘッド５３の出力は、ＲＦ回路５５に
供給される。このＲＦ回路５５は、光学ヘッド５３の出
力から上記フォーカスエラー信号やトラッキングエラー
信号を抽出してサーボ制御回路５６に供給するととも
に、再生信号を２値化して後述する再生系のデコーダ７
１に供給する。

【００２５】サーボ制御回路５６は、例えばフォーカス
サーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピン
ドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等
から構成される。上記フォーカスサーボ制御回路は、上
記フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッ
ド５３の光学系のフォーカス制御を行う。また上記トラ
ッキングサーボ制御回路は、上記トラッキングエラー信
号がゼロになるように光学ヘッド５３の光学系のトラッ
キング制御を行う。さらに上記スピンドルモータサーボ
制御回路は、光磁気ディスク１を所定の回転速度（例え
ば一定線速度）で回転駆動するようにスピンドルモータ
５１を制御する。また、上記スレッドサーボ制御回路
は、システムコントローラ５７により指定される光磁気
ディスク１の目的トラック位置に光学ヘッド５３及び磁
気ヘッド５４を移動させる。このような各種制御動作を
行うサーボ制御回路５６は、該サーボ制御回路５６によ
り制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコン
トローラ５７に送る。

【００２６】システムコントローラ５７にはキー入力操
作部５８や表示部５９が接続されている。このシステム
コントローラ５７は、キー入力操作部５８による操作入
力情報により指定される動作モードで記録系及び再生系
の制御を行う。またシステムコントローラ５７は、光磁
気ディスク１の記録トラックからヘッダータイムやサブ
コードのＱデータ等により再生されるセクタ単位のアド
レス情報に基づいて、光学ヘッド５３及び磁気ヘッド５
４がトレースしている上記記録トラック上の記録位置や
再生位置を管理する。さらにシステムコントローラ５７
は、データ圧縮率と上記記録トラック上の再生位置情報
とに基づいて表示部５９に再生時間を表示させる制御を
行う。

【００２７】この再生時間表示は、光磁気ディスク１の
記録トラックからいわゆるヘッダータイムやいわゆるサ
ブコードＱデータ等により再生されるセクタ単位のアド
レス情報（絶対時間情報）に対し、データ圧縮率の逆数
（例えば１／４圧縮のときには４）を乗算することによ
り、実際の時間情報を求め、これを表示部５９に表示さ
せるものである。なお、記録時においても、例えば光磁
気ディスク等の記録トラックに予め絶対時間情報が記録
されている（プリフォーマットされている）場合に、こ
のプリフォーマットされた絶対時間情報を読み取ってデ
ータ圧縮率の逆数を乗算することにより、現在位置を実
際の記録時間で表示させることも可能である。

【００２８】次にこのデータ記録再生装置の記録系にお
いて、入力端子６０からのアナログオーディオ入力信号
ＡINがローパスフィルタ６１を介してＡ／Ｄ変換器６２
に供給され、このＡ／Ｄ変換器６２は上記アナログオー
ディオ入力信号ＡINを量子化する。Ａ／Ｄ変換器６２か
ら得られたディジタルオーディオ信号は、ＡＴＣ（Adap
tive Transform Coding）ＰＣＭエンコーダ６３に供給
される。また、入力端子６７からのディジタルオーディ
オ入力信号ＤINがディジタル入力インターフェース回路
６８を介してＡＴＣエンコーダ６３に供給される。ＡＴ
Ｃエンコーダ６３は、上記入力信号ＡINを上記Ａ／Ｄ変
換器６２により量子化した所定転送速度のディジタルオ
ーディオＰＣＭデータについて、ビット圧縮（データ圧
縮）処理を行う。ここではその圧縮率を４倍として説明
するが、本構成例はこの倍率には依存しない構成となっ
ており、応用例により任意に選択が可能である。

【００２９】次にメモリ６４は、データの書き込み及び
読み出しがシステムコントローラ５７により制御され、
ＡＴＣエンコーダ６３から供給されるＡＴＣデータを一
時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上に記録す
るためのバッファメモリとして用いられている。すなわ
ち、例えばＡＴＣエンコーダ６３から供給される圧縮オ
ーディオデータは、そのデータ転送速度が、標準的なＣ
Ｄ−ＤＡフォーマットのデータ転送速度（７５セクタ／
秒）の１／４、すなわち１８．７５セクタ／秒に低減さ
れており、この圧縮データがメモリ６４に連続的に書き
込まれる。この圧縮データ（ＡＴＣデータ）は、前述し
たように４セクタにつき１セクタの記録を行えば足りる
が、このような４セクタおきの記録は事実上不可能に近
いため、後述するようなセクタ連続の記録を行うように
している。この記録は、休止期間を介して、所定の複数
セクタ（例えば３２セクタ＋数セクタ）から成るクラス
タを記録単位として、標準的なＣＤ−ＤＡフォーマット
と同じデータ転送速度（７５セクタ／秒）でバースト的
に行われる。すなわちメモリ６４においては、上記ビッ
ト圧縮レートに応じた１８．７５（＝７５／４）セクタ
／秒の低い転送速度で連続的に書き込まれたＡＴＣオー
ディオデータが、記録データとして上記７５セクタ／秒
の転送速度でバースト的に読み出される。この読み出さ
れて記録されるデータについて、記録休止期間を含む全
体的なデータ転送速度は、上記１８．７５セクタ／秒の
低い速度となっているが、バースト的に行われる記録動
作の時間内での瞬時的なデータ転送速度は上記標準的な
７５セクタ／秒となっている。従って、ディスク回転速
度が標準的なＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ速度（一定
線速度）のとき、該ＣＤ−ＤＡフォーマットと同じ記録
密度、記憶パターンの記録が行われることになる。

【００３０】メモリ６４から上記７５セクタ／秒の（瞬
時的な）転送速度でバースト的に読み出されたＡＴＣオ
ーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ６５
に供給される。ここで、メモリ６４からエンコーダ６５
に供給されるデータ列において、１回の記録で連続記録
される単位は、複数セクタ（例えば３２セクタ）から成
るクラスタ及び該クラスタの前後位置に配されたクラス
タ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セ
クタは、エンコーダ６５でのインターリーブ長より長く
設定しており、インターリーブされても他のクラスタの
データに影響を与えないようにしている。

【００３１】エンコーダ６５は、メモリ６４から上述し
たようにバースト的に供給される記録データについて、
エラー訂正のための符号化処理（パリティ付加及びイン
ターリーブ処理）やＥＦＭ符号化処理などを施す。この
エンコーダ６５による符号化処理の施された記録データ
が磁気ヘッド駆動回路６６に供給される。この磁気ヘッ
ド駆動回路６６は、磁気ヘッド５４が接続されており、
上記記録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク１に
印加するように磁気ヘッド５４を駆動する。

【００３２】また、システムコントローラ５７は、メモ
リ６４に対する上述の如きメモリ制御を行うとともに、
このメモリ制御によりメモリ６４からバースト的に読み
出される上記記録データを光磁気ディスク１の記録トラ
ックに連続的に記録するように記録位置の制御を行う。
この記録位置の制御は、システムコントローラ５７によ
りメモリ６４からバースト的に読み出される上記記録デ
ータの記録位置を管理して、光磁気ディスク１の記録ト
ラック上の記録位置を指定する制御信号をサーボ制御回
路５６に供給することによって行われる。

【００３３】次に、このデータ記録再生装置の再生系に
ついて説明する。この再生系は、上述の記録系により光
磁気ディスク１の記録トラック上に連続的に記録された
記録データを再生するためのものであり、光学ヘッド５
３によって光磁気ディスク１の記録トラックをレーザ光
でトレースすることにより得られる再生出力がＲＦ回路
５５により２値化されて供給されるデコーダ７１を備え
ている。この時光磁気ディスクのみではなく、コンパク
トディスク（ＣＤ：COMPACT DISC）と同じ再生専用光デ
ィスクの読み出しも行うことができる。

【００３４】デコーダ７１は、上述の記録系におけるエ
ンコーダ６５に対応するものであって、ＲＦ回路５５に
より２値化された再生出力について、エラー訂正のため
の上述の如き復号化処理やＥＦＭ復号化処理などの処理
を行いオーディオデータを、正規の転送速度よりも早い
７５セクタ／秒の転送速度で再生する。このデコーダ７
１により得られる再生データは、メモリ７２に供給され
る。

【００３５】メモリ７２は、データの書き込み及び読み
出しがシステムコントローラ５７により制御され、デコ
ーダ７１から７５セクタ／秒の転送速度で供給される再
生データがその７５セクタ／秒の転送速度でバースト的
に書き込まれる。また、このメモリ７２は、上記７５セ
クタ／秒の転送速度でバースト的に書き込まれた上記再
生データが正規の７５セクタ／秒の転送速度１８．７５
セクタ／秒で連続的に読み出される。

【００３６】システムコントローラ５７は、再生データ
をメモリ７２に７５セクタ／秒の転送速度で書き込むと
ともに、メモリ７２から上記再生データを上記１８．７
５セクタ／秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモ
リ制御を行う。また、システムコントローラ５７は、メ
モリ７２に対する上述の如きメモリ制御を行うととも
に、このメモリ制御によりメモリ７２からバースト的に
書き込まれる上記再生データを光磁気ディスク１の記録
トラックから連続的に再生するように再生位置の制御を
行う。この再生位置の制御は、システムコントローラ５
７によりメモリ７２からバースト的に読み出される上記
再生データの再生位置を管理して、光磁気ディスク１
（もしくは光ディスク）の記録トラック上の再生位置を
指定する制御信号をサーボ制御回路５６に供給すること
によって行われる。

【００３７】メモリ７２から１８．７５セクタ／秒の転
送速度で連続的に読み出された再生データとして得られ
るＡＴＣオーディオデータは、ＡＴＣデコーダ７３に供
給される。このＡＴＣデコーダ７３は、ＡＴＣデータを
４倍にデータ伸張（ビット伸張）することで１６ビット
のディジタルオーディオデータを再生する。このＡＴＣ
デコーダ７３からのディジタルオーディオデータは、Ｄ
／Ａ変換器７４に供給される。

【００３８】Ｄ／Ａ変換器７４は、ＡＴＣデコーダ７３
から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ
信号に変換して、アナログオーディオ出力信号ＡOUT を
形成する。このＤ／Ａ変換器７４により得られるアナロ
グオーデイオ信号ＡOUT は、ローパスフィルタ７５を介
して出力端子７６から出力される。

【００３９】次に、上記図１の本構成例装置における、
本発明によるＡＴＣエンコーダ６３及びＡＴＣデコーダ
の高能率圧縮符号化復号化方法、または高能率圧縮符号
化復号化装置について詳述する。すなわち、オーディオ
ＰＣＭ信号等の入力ディジタル信号を、帯域分割符号化
（ＳＢＣ）、適応変換符号化（ＡＴＣ）及び適応ビット
割当ての各技術を用いて高能率符号化する技術につい
て、図２以降を参照しながら説明する。

【００４０】図２には本構成例装置内に内蔵されるデー
タ圧縮を行うための高能率符号化装置の具体的な構成を
示す。この高能率符号化装置では、入力ディジタル信号
を少なくとも２つの周波数帯域に分割すると共に、最低
域の隣接した２帯域の帯域幅は同じで、より高い周波数
帯域では高域側の周波数帯域ほどバンド幅を広く選定
し、これら各周波数帯域毎のディジタル信号をブロック
化し、これらブロック毎に直交変換を行って、得られた
周波数軸のスペクトルデータを、低域では、後述する人
間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅（クリティ
カルバンド）毎に、中高域ではブロックフローティング
効率を考慮して臨界帯域幅を細分化した帯域毎に、適応
的にビット割当して符号化している。通常このブロック
が量子化雑音発生ブロックとなる。このクリティカルバ
ンドとは、人間の聴覚特性を考慮して分割された周波数
帯域であり、ある純音の周波数近傍の同じ強さの狭帯域
バンドノイズによって当該純音がマスクされるときのそ
のノイズの持つ帯域のことである。このクリティカルバ
ンドは、高域ほど帯域幅が広くなっており、上記０〜２
２ｋＨｚの全周波数帯域は例えば２５のクリティカルバ
ンドに分割されている。

【００４１】すなわち、図２において、入力端子２００
には例えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの時、
０〜２２ｋＨｚのオーディオＰＣＭ信号が供給されてい
る。この入力信号は、例えばいわゆるＱＭＦと呼ばれる
フィルタ等の帯域分割フィルタ２０１により０〜１１ｋ
Ｈｚ帯域と１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ帯域とに分割され、
０〜１１ｋＨｚ帯域の信号は同じくいわゆるＱＭＦのフ
ィルタ等の帯域分割フィルタ２０２により０〜５．５ｋ
Ｈｚ帯域と５．５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域とに分割され
る。帯域分割フィルタ２０１からの１１ｋＨｚ〜２２ｋ
Ｈｚ帯域の信号は直交変換回路の一例であるＭＤＣＴ回
路２０３に送られ、帯域分割フィルタ２０２からの５.
５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚ帯域の信号はＭＤＣＴ回路２０４
に送られ、帯域分割フィルタ２０２からの０〜５．５ｋ
Ｈｚ域の信号はＭＤＣＴ回路２０５に送られることによ
り、それぞれＭＤＣＴ処理される。

【００４２】ここで、上述した入力ディジタル信号を少
なくとも２つの周波数帯域に分割する手法の一例として
のＱＭＦのフィルタは、例えば文献「ディジタル・コー
ディング・オブ・スピーチ・イン・サブバンズ」("Digi
tal coding of speech in subbands" R.E.Crochiere,
Bell Syst.Tech. J., Vol.55,No.8 1976) に述べられて
いる。このＱＭＦのフィルタは、帯域を等バンド幅に２
分割するものであり、当該フィルタにおいては上記分割
した帯域を後に合成する際にいわゆるエリアシングが発
生しないことが特徴となっている。

【００４３】また、文献「ポリフェイズ・クアドラチャ
ー・フィルターズ −新しい帯域分割符号化技術」("Po
lyphase Quadrature filters -A new subband coding t
echnique", Joseph H. Rothweiler ICASSP 83, BOSTON)
には、等帯域幅のフィルタ分割手法が述べられている。
このポリフェイズ・クアドラチャー・フィルタにおいて
は、信号を等バンド幅の少なくとも２つの帯域に分割す
る際に一度に分割できることが特徴となっている。

【００４４】さらに、上述した直交変換としては、例え
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間（フレーム）で
ブロック化し、当該ブロック毎に高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）、離散コサイン変換（ＤＣＴ）、モディファイド
ＤＣＴ変換（ＭＤＣＴ）などを行うことで時間軸を周波
数軸に変換するような直交変換がある。このＭＤＣＴに
ついては、文献「時間領域エリアシング・キャンセルを
基礎とするフィルタ・バンク設計を用いたサブバンド／
変換符号化」("Subband/Transform Coding Using Filte
r Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Cance
llation," J.P.Princen A.B.Bradley, Univ. of Surrey
Royal Melbourne Inst. of Tech. ICASSP 1987)に述べ
られている。

【００４５】ここで、各ＭＤＣＴ回路２０３〜２０５に
供給する各帯域毎の処理ブロックについての標準的な入
力信号に対する具体例を図３に示す。この図３の具体例
においては、３つのフィルタ出力信号は、各帯域ごとに
独立に各々少なくとも２つの直交変換ブロックサイズを
持ち、信号の時間特性、周波数分布等により時間分解能
を切り換えられる様にしている。信号が時間的に準定常
的である場合には、直交変換ブロックサイズを１１．６
ｍｓ、即ち、図３の（ａ）に示すロングモード（Ｌｏｎ
ｇＭｏｄｅ）と大きくし、信号が非定常的である場合
には、直交変換ブロックサイズを更に２分割、４分割と
する。図３の（ｂ）に示すショートモード（Ｓｈｏｒｔ
Ｍｏｄｅ）のごとく、すべてを４分割で２．９ｍｓと
する場合や、図３の（ｃ）に示すミドルモードＡ（Ｍｉ
ｄｄｌｅＭｏｄｅＡ）、図３の（ｄ）に示すミドル
モードＢ（ＭｉｄｄｌｅＭｏｄｅＢ）のごとく、一
部を２分割で５．８ｍｓ、１部を４分割で２．９ｍｓの
時間分解能とすることで、実際の複雑な入力信号に適応
するようになっている。この直交変換ブロックサイズの
分割は処理装置の規模が許せば、さらに複雑な分割を行
うと、より効果的なことは明白である。このブロックサ
イズ（処理ブロック長）の決定は図２のブロックサイズ
決定回路２０６〜２０８で決定され、各ＭＤＣＴ回路２
０３〜２０５に伝えられるとともに、各ブロックのブロ
ックサイズ情報として出力端子２１６〜２１８より出力
される。

【００４６】次に、ブロックサイズ決定回路の一具体例
の概略構成を表すブロック回路図をを図４に示す。ここ
では図２のブロック決定回路２０６を例に説明する。図
２におけるＱＭＦ等の帯域分割フィルタ２０１の出力の
うち、１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚの出力は図４の入力端子
４０１を介してパワー算出回路４０４に送られる。さら
に、図２の帯域分割フィルタ２０２の出力のうち、５．
５ｋＨｚ〜１１ｋＨｚの出力は図４の入力端子４０２を
介してパワー算出回路４０５へ、０〜５．５ｋＨｚの出
力は図４の入力端子４０３を介してパワー算出回路４０
６へとそれぞれ送られる。また、図２のブロックサイズ
決定回路２０７、２０８は図４における入力端子４０１
〜４０３へ入力される信号がブロックサイズ決定回路２
０６の場合と異なるだけで、動作は同一である。各ブロ
ックサイズ決定回路２０６〜２０８におけるそれぞれの
入力端子４０１〜４０３はマトリクス構成となってお
り、即ち、ブロックサイズ決定回路２０７の入力端子４
０１には図２の帯域分割フィルタ２０２の５．５ｋＨｚ
〜１１ｋＨｚの出力が接続されており、同入力端子４０
２には０〜５．５ｋＨｚの出力が接続されている。ブロ
ックサイズ決定回路２０８についても、同様である。

【００４７】図４において、各パワー算出回路４０４〜
４０６は入力された時間波形を一定時間、積分すること
によって、各周波数帯域のパワーを求めている。この
際、積分する時間幅は上述の直交変換ブロックサイズの
うち、最小時間ブロック以下である必要がある。また、
上述の算出法以外、例えば直交変換ブロックサイズの最
小時間幅内の最大振幅の絶対値あるいは振幅の平均値を
代表パワーとして用いても同様の効果が得られる。パワ
ー算出回路４０４の出力は変化分抽出回路４０８及びパ
ワー比較回路４０９に、パワー算出回路４０５、４０６
の出力はパワー比較回路４０９にそれぞれ送られる。変
化分抽出回路４０８ではパワー算出回路４０４より送ら
れたパワーの微係数を求めてパワーの変化情報として、
ブロックサイズ１次決定回路４１０及びメモリ４０７へ
送る。

【００４８】メモリ４０７では、変化分抽出回路４０８
より送られたパワーの変化情報を上述の直交変換ブロッ
クサイズの最大時間以上、蓄積する。これは時間的に隣
接する直交変換ブロックが直交変換の際のウィンドウ処
理により、互いに影響を与え合うため、時間的に隣接す
る１つ前のブロックのパワー変化情報をブロックサイズ
１次決定回路４１０において必要とするためである。ブ
ロックサイズ１次決定回路４１０では変化分抽出回路４
０８より送られた当該ブロックのパワー変化情報とメモ
リ４０７より送られた時間的に隣接する当該ブロックの
１つ前のブロックのパワー変化情報をもとに、該当する
周波数帯域内のパワーの時間的変位から該当する周波数
帯域の直交変換ブロックサイズを決定する。この際、一
定以上の変位が認められた場合、より時間的に短い直交
変換ブロックイサイズを選択するわけであるが、その変
位点（境界値）は固定でも効果は得られる。さらに周波
数に比例した値、即ち、周波数が高い場合は大きな変位
によって時間的に短いブロックサイズとなり、周波数が
低い場合は、高い場合のそれに比べ小さな変位で時間的
に短いブロックサイズに決定されると、より効果的であ
る。この値（境界値）はなめらかに変化することが望ま
しいが、複数段階の階段状の変化であっても構わない。
以上のように決定されたブロックサイズはブロックサイ
ズ修正回路４１１へ伝送される。

【００４９】一方、パワー比較回路４０９において、各
パワー算出回路４０４〜４０６より送られた各周波数帯
域のパワー情報を同時刻及び時間軸上でマスキング効果
の発生する時間幅で比較を行い、パワー算出回路４０４
の出力周波数帯域に及ぼす他の周波数帯域の影響を求
め、ブロックサイズ修正回路４１１へ伝送する。ブロッ
クサイズ修正回路４１１ではパワー比較回路４０９より
送られたマスキング情報及びディレイ回路４１２〜４１
４からなるディレイ群の各タップから送られた過去のブ
ロックサイズ情報を基に、ブロックサイズ１次決定回路
４１０より送られたブロックサイズをより時間的に長い
ブロックサイズを選択するよう修正をかけ、ディレイ回
路４１２及びウィンドウ形状決定回路４１５へ出力して
いる。ブロックサイズ修正回路４１１における作用は、
該当周波数帯域においてプリエコーが問題となる場合で
も、他の周波数帯域、特に該当周波数帯域より低い帯域
において、大きな振幅を持つ信号が存在した場合、その
マスキング効果により、プリエコーが聴感上問題となら
ない、あるいは問題が軽減される場合があるという特性
を利用している。なお、上記マスキングとは、人間の聴
覚上の特性により、ある信号によって他の信号がマスク
されて聞こえなくなる現象をいうものであり、このマス
キング効果には、時間軸上のオーデイオ信号による時間
軸マスキング効果と、周波数軸上の信号による同時刻マ
スキング効果とがある。これらのマスキング効果によ
り、マスキングされる部分にノイズがあったとしても、
このノイズは聞こえないことになる。このため、実際の
オーデイオ信号では、このマスキングされる範囲内のノ
イズは許容可能なノイズとされる。

【００５０】次に、ディレイ回路４１２〜４１４からな
るディレイ群では過去の直交変換ブロックサイズを順に
記録しておき、各タップ、即ち、ディレイ回路４１２〜
４１４の出力より、ブロックサイズ決定回路４１１へ出
力している。同時に、ディレイ回路４１２の出力は出力
端子４１７へ、ディレイ回路４１２、４１３の出力はウ
ィンドウ形状決定回路４１５へ接続している。このディ
レイ回路４１２〜４１４からの出力はブロックサイズ修
正回路４１１においてより長い時間幅でのブロックサイ
ズの変化を該当ブロックのブロックサイズの決定に役立
てる働き、例えば、過去頻繁に、より時間的に短いブロ
ックサイズが選択されている場合は、時間的に短いブロ
ックサイズの選択を増やし、過去において時間的に短い
ブロックサイズの選択がなされてない場合においては、
時間的に長いブロックサイズの選択を増やす等の判断を
可能としている。なお、このディレイ群はウィンドウ決
定回路４１５及び出力端子４１７に必要なディレイ回路
４１２、４１３を除けば、そのタップ数は装置の実際的
な構成、規模により増減させて用いられる場合もある。

【００５１】ウィンドウ形状決定回路４１５ではブロッ
クサイズ修正回路４１１の出力、即ち、該当ブロックの
時間的に隣接する１つ後のブロックサイズとディレイ回
路４１２の出力、即ち、該当ブロックのブロックサイズ
とディレイ回路４１３の出力、即ち、該当ブロックの時
間的隣接する１つ前のブロックサイズとから、上述の図
２の各ＭＤＣＴ回路２０３〜２０５において使用される
ウィンドウの形状を決定し、出力端子４１６へ出力す
る。図４の出力端子４１７、即ち、ブロックサイズ情報
と出力端子４１６、即ち、ウィンドウ形状情報が、図２
のブロックサイズ決定回路２０６〜２０８の出力として
各部へ接続される。

【００５２】ここでウィンドウ形状決定回路４１５にお
いて決定されるウィンドウの形状について説明する。図
５に隣接するブロックとウィンドウの形状の様子を示
す。図５の（ａ）〜（ｃ）より判るように、図中点線及
び実線で示すように直交変換に使用されるウィンドウは
時間的に隣接するブロックとの間で重複する部分があ
り、本構成例では、隣接するブロックの中心まで重複す
る形状を採用しているため、隣接するブロックの直交変
換サイズによりウィンドウの形状が変化する。

【００５３】図６には上記ウィンドウ形状の詳細を示
す。図６においてウィンドウ関数ｆ（ｎ）、ｇ（ｎ＋
Ｎ）は次式(1)を満たす関数として与えられる。ｆ（ｎ）×ｆ（Ｌ−１−ｎ）＝ｇ（ｎ）×ｇ（Ｌ−１−ｎ）ｆ（ｎ）×ｆ（ｎ）＋ｇ（ｎ）×ｇ（ｎ）＝１ (1) ０≦ｎ≦Ｌ−１。

【００５４】この式(1)におけるＬは、隣接する変換ブ
ロック長が同一であればそのまま変換ブロック長となる
が、隣接する変換ブロック長が異なる場合は、より短い
ほうの変換ブロック長をＬとし、より長い変換ブロック
長をＫとすると、ウィンドウが重複しない領域において
は、次式(2)として与えられる。ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝１Ｋ≦ｎ≦３Ｋ／２−Ｌ／２ｆ（ｎ）＝ｇ（ｎ）＝０３Ｋ／２＋Ｌ≦ｎ≦２Ｋ (2) この様にウィンドウの重複部分をできる限り長く取るこ
とにより、直交変換の際のスペクトルの周波数分解能を
良好なものとしている。以上の説明から明らかな様に、
直交変換に使用するウィンドウの形状は時間的に連続す
る３ブロック分の直交変換サイズが確定した後、決定さ
れる。従って、図４の入力端子４０１〜４０３から入力
される信号のブロックと出力端子４１６、４１７から出
力される信号のブロックは本構成例において１ブロック
分の差異を生じている。

【００５５】また、図４のパワー算出回路４０５、４０
６及びパワー比較回路４０９を省略しても図２のブロッ
クサイズ決定回路２０６〜２０８を構成することは可能
である。さらに、ウィンドウの形状を直交変換ブロック
の取りうる時間的に最小のブロックサイズに固定するこ
とによってその種類を１種類とし、図４のディレイ４１
２〜４１４及びブロックサイズ修正回路４１１ならびに
ウィンドウ形状決定回路４１５を省略して構成すること
も可能である。特に、処理時間の遅延を好まない応用例
においては上述の省略により遅延の少ない構成となり、
有効に作用する。

【００５６】再び、図２において、各ＭＤＣＴ回路２０
３〜２０５にてＭＤＣＴ処理されて得られた周波数軸上
のスペクトルデータ即ちＭＤＣＴ係数データは、各周波
数特性操作回路２１９〜２２１及びビット配分（割当）
算出回路２０９に伝送されている。

【００５７】各周波数特性操作回路２１９〜２２１で
は、各入出力端子２２２〜２２４より入力される、即
ち、図１のシステムコントローラ５７より指示される周
波数特性操作情報と各ブロック決定回路２０６〜２０８
より伝送されるブロックサイズ情報を基に、各ＭＤＣＴ
回路２０３〜２０５より伝送された周波数軸上のスペク
トルデータの周波数特性を操作し、各適応ビット割当符
号化回路２１０〜２１２へ伝送している。さらに、各入
出力端子２２２〜２２４より、図１のシステムコントロ
ーラ５７へ伝送し、周波数別のパワーの表示、いわゆ
る、スペクトラムアナライザーの表示等に利用される。

【００５８】ここで、図７は、図２の各周波数特性操作
回路２１９〜２２１の一の具体例の概略構成を示すブロ
ック図である。この図７では理解の容易のため、周波数
特性操作回路２１９について説明するが、各周波数特性
操作回路２２０、２２１も同様の構成を取ることは明白
である。

【００５９】この図７において、入力端子３０１には、
図２のＭＤＴＣ回路２０３からの周波数軸上のスペクト
ルデータ(SD)が供給され、図７のオーバーフロー検査回
路３０４及び乗算器３０９に送られている。また、入力
端子３０２には、図２のブロック決定回路２０６からの
ブロック情報(BI)が供給され、入力端子３０３には、図
２の入出力端子２２２、即ち、図１のシステムコントロ
ーラ５７からの周波数特性操作情報(CTL) が供給され、
乗算係数算出回路３０５に送られている。

【００６０】乗算係数算出回路３０５では、上記ブロッ
ク情報(BI)により、周波数軸上のスペクトルデータ或い
はＭＤＣＴ係数データのそれぞれの周波数における大き
さを算出し、上記周波数特性操作情報(CTL) を先の周波
数軸上のスペクトルデータ(SD)毎に割り当てて正規化
し、乗算の為の係数を算出し、係数修正回路３０６及び
オーバーフロー検査回路３０４へ伝送している。この様
に周波数軸上のスペクトルデータ或いはＭＤＣＴ係数デ
ータを直接操作する手法を採用する事で、正規化した係
数を乗算するのみで所定の特性が容易に得られる。

【００６１】次に、オーバーフロー検査回路３０４で
は、入力端子３０１より伝送された周波数軸上のスペク
トルデータ(SD)と乗算係数算出回路３０５より伝送され
た係数により、乗算結果が予め定めた上限を上回るかど
うかを検査している。この上限は、入出力される信号の
語長や装置、回路の演算精度等によって規定されるもの
であるが、本構成例においては２の６４乗に設定してい
る。この検査においてオーバーフローが確認された場
合、オーバーフロー検査回路３０４は、その情報を係数
修正回路３０６へ伝送し、オーバーフローしない場合
は、無信号を伝送している。

【００６２】本構成例においては、オーバーフローの際
の処理には、次の２通りを選択又は併用して行ってい
る。まず、乗算の結果、オーバーフローが発生する周波
数軸上のスペクトルデータ(SD)の個数が少ない場合は、
乗算結果がデータの上限以下となるようにオーバーフロ
ーが発生するデータの係数のみを修正する。この動作
は、いわゆる時間軸上のデータにおける振幅の制限（リ
ミッタ）動作に近い。次ぎに、オーバーフローが発生す
る周波数軸上のスペクトルデータ(SD)の個数が多い場合
には、乗算結果が最大となるデータが先の上限を越えな
いように乗算係数全体を正規化を行う。この動作は、い
わゆる時間軸上のデータにおける振幅の圧縮動作に近
い。

【００６３】上記オーバーフローを防ぐ為の乗算係数の
修正は、入力信号の特性並びに圧縮の手法に応じて変化
させると、より効果的である。本構成例においては、入
力信号のピーク成分の周波数に応じた重み付けを与え
て、先の乗算係数の修正を実行して良好な結果を得てい
る。

【００６４】さらに、係数修正回路３０６では、上記の
ように、オーバーフローが発生する処理ブロックに当該
ブロックが該当した場合は、ただちに、係数の修正を実
行するが、時間的前の処理ブロックにおいてオーバーフ
ローの処理が行われ、当該処理ブロックにおいてオーバ
ーフロー処理が必要の無い場合には、メモリ３０８より
出力される時間的に前の処理ブロックの係数の修正状況
を参考に、少なくとも２つのブロックに渡って、緩やか
な変化を以て係数の修正を行う様に制御している。この
制御は応用例や入力信号の特性に応じて変化させると一
層効果的である。以上の様にして修正された乗算係数は
折り返し雑音低減回路３０７へ伝送される。

【００６５】折り返し雑音低減回路３０７では、この図
２における各周波数特性操作回路２１９、２２０、２２
１において周波数特性を操作することによって、キャン
セルされなくなる折り返し雑音を低減するように係数の
変更を行なっている。この折り返し雑音は、本構成例に
おいては、図２における各ＱＭＦフィルタ２０１、２０
２によって分割、間引きされた際に発生し、後述の図１
６における各帯域合成フィルタ１０１、１０２において
帯域合成される際にキャンセルされて、通常では問題と
ならない雑音であるが、周波数軸上の特性を変化させた
場合には、上記キャンセルが不充分となり、問題となる
場合が生じる。

【００６６】ここで、前記ＱＭＦからなる帯域分割フィ
ルタによって発生する折り返し雑音について説明する。
先に述べた様に、信号をフィルタを使って等バンド幅の
二つの帯域に分割した後、半分のレートに間引いてサン
プリングすると、避けえないフィルタの不完全さのため
に、双方の帯域で折り返し雑音(Aliasing)が発生する。
しかし、フィルタとしてＱＭＦを用いると、二つの信号
を合成して元の帯域の信号に戻す時に、双方の折り返し
雑音成分をキャンセルする事ができる。

【００６７】先ず、ＱＭＦからなるフィルタにおいて、
折り返し雑音成分がキャンセルされる条件について説明
する。ＱＭＦのフィルタは、次数Ｌが偶数の対称型のＦ
ＩＲフィルタ（ Symmetrical FIR Filter）を使用す
る。帯域を半分に制限する低域通過フィルタＦ_１のイ
ンパルス応答をｆ_１(n) とし、そのＺ変換をＦ_１(z)と
すると、Ｆ_１(z) は、次式(3)で表す事が出来る。

【００６８】

【数７】

【００６９】この式(3)の低域通過フィルタから、次式
(4)で表されるインパルス応答を持つ高域通過フィルタ
Ｆ_２を構成することができる。

【００７０】

【数８】

【００７１】上記Ｆ_１、Ｆ_２のフィルタを入力信号列ｘ
に作用させることにより、次式(5)で表されるｘ_１、ｘ
_２を得る事ができる。

【００７２】

【数９】

【００７３】さらに、ｘ_１、ｘ_２をそれぞれ半分のレー
トに間引いて、次式(6)で表されるｙ_１、ｙ_２、すなわ
ち、等バンド幅の二つの帯域に分割された信号列を作
る。

【００７４】

【数１０】

【００７５】ただし、高域側の信号ｙ_２はそれを間引い
た時点で低域側に折り返されるので、例えばｘ_２の最も
高い周波数成分は、間引き後、ｙ_２として最も周波数の
低い信号として観察される。本構成例では、この様なＱ
ＭＦからなるフィルタを二段使用して、３つの帯域に分
割した後、直交変換を施し、情報の圧縮を行うが、ここ
では、この式(6)で表されるｙ_１、ｙ_２をそのまま合成
し、分割前の信号列を得ることとして説明する。ｙ_１、
ｙ_２は折り返し雑音成分を含んだ信号列だが、これを次
のように合成する。先ず、ｙ_１、ｙ_２にゼロをインター
ポレーション（Interpolation）して、次式(7)で表され
るｕ_１、ｕ_２という信号列を作る。

【００７６】

【数１１】

【００７７】次に、前記式(3) のフィルタをもとに、式
(8) で表されるインパルス応答を持つフィルタＧ_１、Ｇ
_２を構成し、これらをそれぞれ、式(7) で表されるとこ
ろのｕ_１、ｕ_２に作用させ、式(9) で表されるｔ_１、ｔ
_２を作り出す。

【００７８】

【数１２】

【００７９】

【数１３】

【００８０】ここで、ｓを式(10)で表すとすれば、ｘの
Ｚ変換ＸとｓのＺ変換Ｓの間には式(11)で表される関係
が成立する。

【００８１】ｓ(n)＝ｔ_１(n)＋ｔ_２(n) (10)

【００８２】

【数１４】

【００８３】ここで、Ｆ_１は対称型のＦＩＲフィルタで
あることから直線位相特性を持ち、式(12)と表すことが
でき、このことを利用すると、Ｌが偶数の場合には、式
(13)が成立する。

【００８４】

【数１５】

【００８５】

【数１６】

【００８６】ここで式(14)が成立する様に低域通過フィ
ルタＦ_１のインパルス応答ｆ_１を設定すると、ｓはｘの
振幅を半分にし、Ｌ−１サンプル遅延させたものと一致
する。

【００８７】

【数１７】

【００８８】すなわち、このことは、式(6) で表される
ｙ_１、ｙ_２が含んでいた折り返し雑音の成分が消滅した
ことを意味する。以上のことから、ＱＭＦからなるフィ
ルタにおける折り返し雑音のキャンセルのための条件
は、使用する低域通過フィルタＦ_１のインパルス応答を
ｆ_１(n)とし、そのＺ変換をＦ_１(n)とした場合に、先に
説明した式(14)が成立し、且つ、低域通過フィルタと対
をなす高域通過フィルタＦ_２のインパルス応答ｆ_２が、
式(4) を満たすこととなる。さらに、合成フィルタ
Ｇ_１、Ｇ_２のインパルス応答ｇ_１、ｇ_２が式(8) を満た
す必要がある。

【００８９】ここで、図８の（ａ）〜（ｈ）を用いて、
先に述べた折り返し雑音について説明する。図８の
（ａ）は、ＱＭＦによって、等帯域に二分割する場合の
周波数軸上の特性を示している。低域通過フィルタ及び
高域通過フィルタは互いに、その阻止周波数ｆｓ／４に
対称となる周波数特性をもっている。また、ｆｓ／４を
中心とする図８の（ａ）中、Ａで示した周波数領域は、
各フィルタの特性の不完全さから、折り返し雑音が強く
発生する周波数領域を示している。ここで、同図中、上
矢印で示した信号ｓｇがフィルタ系に入力されたとする
と、それぞれのフィルタの出力は、図８の（ｂ）ならび
に図８の（ｅ）の図中で上矢印に示す信号ｓｇのように
なる。信号ｓｇは、高域通過フィルタの通過帯域内に存
在するにも係わらず、フィルタ特性の不完全さから、低
域通過フィルタの出力にも表れる。

【００９０】この状態でそれぞれにデシメーション（De
cimation）を行った結果を図８の（ｃ）並びに図８の
（ｆ）に示す。デシメーションを行うと、サンプリング
周波数がｆｓ／２となるため、低域におけるｆｓ／４以
上、及び、高域におけるｆｓ／４以下の周波数のデータ
は、図８の（ｃ）並びに図８の（ｆ）に示すように折り
返して、見かけ上ｆｓ／４以下の成分として見えるよう
になる。また、高域については、ｆｓ／４以上の周波数
成分が折り返して、見かけ上最低域のデータが実際の最
高域のデータを示すようになる。図８の（ｆ）におい
て、高域成分を示していることに注意されたい。

【００９１】この様にデシメーションによって発生した
折り返し雑音は、合成のためにインターポレーションを
行うことにより、それぞれ図８の（ｄ）並びに図８の
（ｇ）に示すような周波数成分として表れることとな
る。ここで、先に説明した折り返し雑音をキャンセルす
る条件を満たしたフィルタ系を使用して合成することに
よって、図８の（ｈ）に示すごとく、低域側に発生した
折り返しひずみがキャンセルされ、図８の（ａ）に示し
たような入力と同一の信号が得られる。

【００９２】次に、本構成例に述べるような周波数軸上
の特性を変化させた場合の折り返し雑音の様子とそのキ
ャンセル方法について説明する。図９の（ａ）は図８の
（ｃ）と同一の図で、図８の（ａ）に示す信号を入力と
して低域通過フィルタを通し、デシメーションを行った
結果を示している。同様に図９の（ｄ）は、図８の
（ｆ）と同一の図であり、図８の（ａ）に示す信号を入
力として高域通過フィルタを通し、デシメーションを行
った結果を示している。

【００９３】ここで、先の低域通過フィルタを通し、デ
シメーションを行った結果、すなわち、図９の（ａ）に
示す結果をさらに、図９の（ｂ）で示すようなｆｓ／４
付近の強度を上げるような周波数軸上の特性操作を行う
と、先のデシメーションによって発生した折り返し雑音
も、同図に示すごとく強調される結果となる。この状態
は、結果も図９の（ｃ）に示すようにインターポレーシ
ョンを行っても、折り返し雑音が強調されたままとな
る。

【００９４】この図９の（ｃ）に示す出力を図９の
（ｅ）に示す高域側のデータと図９の（ｆ）に示すごと
く合成しても、キャンセルされるはずの折り返し雑音成
分が強調された状態であるので、図９の（ｇ）に示すよ
うに折り返し雑音はキャンセルされない。

【００９５】したがって、本構成例の様なＱＭＦのシス
テムを用いて帯域を分割した後の周波数軸上の特性変化
は、折り返し雑音のキャンセルがなされないという結果
をもたらす。

【００９６】ここで、図１０の（ａ）〜図１０の（ｈ）
により、先に述べた周波数軸上の特性変化を与えた場合
でも、折り返し雑音がキャンセルされ、本発明の方法に
ついて説明する。図１０の（ａ）は、図８の（ｃ）並び
に図９の（ａ）と同一の信号を入力として低域通過フィ
ルタを通し、デシメーションを行った結果を示してい
る。同様に図１０の（ｄ）は、図８の（ｆ）並びに図９
の（ｄ）と同一の信号を入力として高域通過フィルタを
通し、デシメーションを行った結果を示している。

【００９７】また、図１０の（ａ）〜図１０の（ｈ）に
おいて、図１０の（ａ）、図１０の（ｂ）並びに図１０
の（ｃ）は低域側の様子を示し、図９の（ａ）、図９の
（ｂ）並びに図９の（ｃ）と同一である。ここで図１０
の（ｅ）に示すように、高域側のデータに対しても図１
０の（ｂ）で示す周波数軸上の特性変化と同一の操作を
行い、信号成分を強調した後、インターポレーションを
行うと、図１０の（ｆ）に示すデータ列が得られる。こ
の図１０の（ｆ）に示すデータを、図１０の（ｃ）に示
す低域側のデータと図１０の（ｇ）に示すごとく合成す
ることによって、折り返し雑音のキャンセルが可能とな
る。この場合、図１０の（ｆ）に示した様に、図１０の
（ｂ）乃至図１０の（ｃ）に示す周波数軸上の特性変化
は、インターポレーションの結果、低域と高域とで、ｆ
ｓ／４を中心とした線対称となる。したがって、周波数
順に並べた周波数軸上のデータに対し、周波数特性の変
化を加える際には、ｆｓ／４に線対称となる特性を取れ
ば、先の折り返し雑音はキャンセルされることとなる。

【００９８】さらに、図１１の（ａ）〜図１１の（ｄ）
を用いて上述の折り返し雑音低減回路３０７の作用につ
いて説明する。図１１の（ａ）は、本構成例における帯
域分割の様子を表す図である。前述の通り、本構成例に
おいては、入力信号を３つの帯域に分割した後に、図２
における各ＭＤＣＴ回路２０３、２０４、２０５によっ
て、いわゆる直交変換を行なっている。

【００９９】ここにおいて、図１１の（ｂ）に示すよう
な低域通過の特性を図２における各周波数特性操作回路
２１９、２２０、２２１において与えるとすると、帯域
分割周波数ｆｓ／４の近傍で特性が大きく変化し、周波
数軸上でｆｓ／４を対称軸として、周波数の低い側と高
い側の対称性が崩れることになる。この結果、上述の帯
域合成の際に折り返し雑音がキャンセルされずに、出力
に表れてしまい、入力信号にｆｓ／４近傍にある程度の
エネルギを持っていた場合には、聴感上の問題となる場
合がある。

【０１００】そこで、図７の折り返し雑音低減回路３０
７において、先に述べたように図１１の（ｃ）のごと
く、ｆｓ／４を対称軸として対称性を保持した特性に修
正を行うことによって、先の折り返し雑音をキャンセル
し、聴感上の問題を回避している。

【０１０１】さらに、入力信号に応じて、例えば、高域
の減衰量をある程度確保したい場合、或いは、高域の信
号によって発生する折り返し雑音が問題となりにくい場
合には、図１１の（ｄ）に示すような高域の減衰を一定
としたり、ある周波数まで対称性を保ち、その後、減衰
するような、図１１の（ｄ）における一点鎖線で示すよ
うな特性を持たすとより効果的である。本構成例におい
ては、入力信号の高域のエネルギ或いはパワーと高域に
おける希望する減衰量に応じて、上記修正法を選択及び
／又は併用することによって良好な結果を得ている。

【０１０２】ここで、再び図７において、上述のように
折り返し雑音低減回路３０７で修正を受けた乗算係数
は、乗算器３０９へ伝送され、入力端子３０１より入力
された周波数軸上のスペクトル(SD)と乗算されて、所定
の特性操作を受け、出力端子３１０を介して、図２にお
ける適応ビット割当符号化回路２１０に伝送されてい
る。さらに、上記特性操作を受けた各データは、周波数
別パワー表示、いわゆる、スペクトルアナライザー表示
等の為に、図２における各入出力端子２２２、２２３、
２２４を介して、図１におけるシステムコントローラ５
７に伝送され、表示部５９に表示されている。

【０１０３】再び図２において、ビット配分算出回路２
０９は、前述のいわゆるマスキング効果等を考慮してク
リティカルバンド及びブロックフローティングを考慮し
た各分割帯域毎のマスキング量を求め、このマスキング
量とクリティカルバンド及びブロックフローティングを
考慮した各分割帯域毎のエネルギあるいはピーク値等に
基づいて、各帯域毎に割当ビット数を求め、各適応ビッ
ト割当符号化回路２１０、２１１、２１２へ伝送してい
る。各適応ビット割当符号化回路２１０、２１１、２１
２では各帯域毎に割り当てられたビット数に応じて各ス
ペクトルデータ或いはＭＤＣＴ係数データを量子化して
いる。このようにして符号化されたデータは、各出力端
子２１３、２１４、２１５を介して取り出される。

【０１０４】次に、図１２は上記ビット割当算出回路２
０９の一具体例の概略構成を示すブロック回路図であ
る。この図１２を用いてビット割当算出回路の作用につ
いて説明する。この図１２において、入力端子７０１に
は、図２における各ＭＤＣＴ回路２０３、２０４、２０
５からの周波数軸上のスペクトルデータ或いはＭＤＣＴ
係数データが供給されている。この周波数軸上の入力デ
ータは、帯域毎のエネルギ算出回路７０２に送られて、
上記マスキング量とクリティカルバンド及びブロックフ
ローティングを考慮した各分割帯域のエネルギが、例え
ば当該バンド内での各振幅値の総和を計算すること等に
より求められる。この各バンド毎のエネルギの代わり
に、振幅値のピーク値、平均値等が用いられることもあ
る。このエネルギ算出回路７０２からの出力として、例
えば各バンドの総和値のスペクトルを図１３にＳＢとし
て示している。ただし、この図１３では、図示を簡略化
するため、上記マスキング量とクリティカルバンド及び
ブロックフローティングを考慮した分割帯域数を１２バ
ンド（Ｂ_１〜Ｂ_１２）で表現している。

【０１０５】ここで、上記スペクトルＳＢのいわゆるマ
スキングに於ける影響を考慮するために、該スペクトル
ＳＢに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込
み（コンボリユーション）処理を施す。このため、上記
帯域毎のエネルギ算出回路７０２の出力すなわち該スペ
クトルＳＢの各値は、畳込みフイルタ回路７０３に送ら
れる。該畳込みフイルタ回路７０３は、例えば、入力デ
ータを順次遅延させる少なくとも２つの遅延素子と、こ
れら遅延素子からの出力にフイルタ係数（重み付け関
数）を乗算する少なくとも２つの乗算器（例えば各バン
ドに対応する２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和
をとる総和加算器とから構成されるものである。この畳
込み処理により、図１４中点線で示す部分の総和がとら
れる。

【０１０６】ここで、上記畳込みフイルタ回路７０３の
各乗算器の乗算係数（フイルタ係数）の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Ｍの係数を１とする
とき、乗算器Ｍ−１で係数０．１５を、乗算器Ｍ−２で
係数０．００１９を、乗算器Ｍ−３で係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１で係数０．４を、乗算器Ｍ＋２
で係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３で係数０．００７を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
ＳＢの畳込み処理が行われる。ただし、Ｍは１〜２５の
任意の整数である。

【０１０７】次に、上記畳込みフイルタ回路７０３の出
力は引算器７０４に送られる。該引算器７０４は、上記
畳込んだ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対
応するレベルαを求めるものである。なお、当該許容可
能なノイズレベル（許容ノイズレベル）に対応するレベ
ルαは、後述するように、逆コンボリユーション処理を
行うことによって、クリテイカルバンドの各バンド毎の
許容ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、
上記引算器７０４には、上記レベルαを求めるための許
容関数（マスキングレベルを表現する関数）が供給され
る。この許容関数を増減させることで上記レベルαの制
御を行っている。当該許容関数は、次に説明するような
（ｎ−ａｉ）関数発生回路７０５から供給されているも
のである。

【０１０８】すなわち、許容ノイズレベルに対応するレ
ベルαは、クリテイカルバンドのバンドの低域から順に
与えられる番号をｉとすると、次の式(15)で求めること
ができる。

【０１０９】 α＝Ｓ−（ｎ−ａｉ） (15) この式(15)において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳込
み処理されたバークスペクトルの強度であり、式中（ｎ
−ａｉ）が許容関数となる。本構成例では、ｎ＝３８，
ａ＝１としており、この時の音質劣化はなく、良好な符
号化が行えた。

【０１１０】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器７０６に伝送される。当該割
算器７０６では、上記畳込みされた領域での上記レベル
αを逆コンボリユーションするためのものである。した
がって、この逆コンボリユーション処理を行うことによ
り、上記レベルαからマスキングスペクトルが得られる
ようになる。すなわち、このマスキングスペクトルが許
容ノイズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリユー
ション処理は、複雑な演算を必要とするが、本構成例で
は簡略化した割算器７０６を用いて逆コンボリユーショ
ンを行っている。

【０１１１】次に、上記マスキングスペクトルは、合成
回路７０７を介して減算器７０８に伝送される。ここ
で、当該減算器７０８には、上記帯域毎のエネルギ検出
回路７０２からの出力、すなわち前述したスペクトルＳ
Ｂが、遅延回路７０９を介して供給されている。したが
って、この減算器７０８で上記マスキングスペクトルと
スペクトルＳＢとの減算演算が行われることで、図１５
示すように、上記スペクトルＳＢは、該マスキングスペ
クトルＭＳのレベルで示すレベル以下がマスキングされ
ることになる。

【０１１２】当該減算器７０８からの出力は、許容雑音
補正回路７１０を介し、出力端子７１１を介して取り出
され、例えば割当てビット数情報が予め記憶されたＲＯ
Ｍ等（図示せず）に送られる。このＲＯＭ等は、上記減
算回路７０８から許容雑音補正回路７１０を介して得ら
れた出力（上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル
設定手段の出力との差分のレベル）に応じ、各バンド毎
の割当ビット数情報を出力する。この割当ビット数情報
が図２における各適応ビット割当符号化回路２１０、２
１１、２１２に送られることで、図２における各ＭＤＣ
Ｔ回路２０３、２０４、２０５からの周波数軸上の各ス
ペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り当てられた
ビット数で量子化されるわけである。

【０１１３】すなわち要約すれば、図２における各適応
ビット割当符号化回路２１０、２１１、２１２では、上
記マスキング量とクリテイカルバンド及びブロックフロ
ーティングを考慮した各分割帯域のエネルギと上記ノイ
ズレベル設定手段の出力との差分のレベルに応じて割当
てられたビット数で上記各バンド毎のスペクトルデータ
を量子化することになる。なお、図１２における遅延回
路７０９は上記合成回路７０７以前の各回路での遅延量
を考慮してエネルギ検出回路７０２からのスペクトルＳ
Ｂを遅延させるために設けられている。

【０１１４】ところで、上述した合成回路７０７での合
成の際には、最小可聴カーブ発生回路７１２から供給さ
れる図１５に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる
最小可聴カーブＲＣを示すデータと、上記マスキングス
ペクトルＭＳとを合成することができる。この最小可聴
カーブにおいて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ
以下ならば該雑音は聞こえないことになる。この最小可
聴カーブは、コーデイングが同じであっても例えば再生
時の再生ボリユームの違いで異なるものとなが、現実的
なデジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナミツ
クレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがないの
で、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波数
帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数帯
域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音は
聞こえないと考えられる。

【０１１５】したがって、このように例えばシステムの
持つワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑音が聞こえない
使い方をすると仮定し、この最小可聴カーブＲＣとマス
キングスペクトルＭＳとを共に合成することで許容ノイ
ズレベルを得るようにすると、この場合の許容ノイズレ
ベルは、図１５中の斜線で示す部分までとすることがで
きるようになる。なお、本構成例では、上記最小可聴カ
ーブの４ｋＨｚのレベルを、例えば２０ビット相当の最
低レベルに合わせている。また、この図１５は、信号ス
ペクトルＳＳも同時に示している。

【０１１６】また、上記許容雑音補正回路７１０では、
補正情報出力回路７１３から送られてくる例えば等ラウ
ドネスカーブの情報に基づいて、上記減算器７０８から
の出力における許容雑音レベルを補正している。ここ
で、等ラウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する
特性曲線であり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大きさに
聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだも
ので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの
等ラウドネス曲線は、図１５に示した最小可聴カーブＲ
Ｃと略同じ曲線を描くものである。この等ラウドネス曲
線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚのとこ
ろより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと同じ大
きさに聞こえ、逆に、５０Ｈｚ付近では１ｋＨｚでの音
圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こえな
い。このため、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑
音（許容ノイズレベル）は、該等ラウドネス曲線に応じ
たカーブで与えられる周波数特性を持つようにするのが
良いことがわかる。このようなことから、上記等ラウド
ネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正するこ
とは、人間の聴覚特性に適合していることがわかる。

【０１１７】さらに、補正情報出力回路７１３では、上
記各適応ビット割当符号化回路２１０、２１１、２１２
における量子化の際の出力情報量（データ量）の検出出
力と、最終符号化データのビットレート目標値との間の
誤差の情報に基づいて、上記許容ノイズレベルを補正す
るようにしている。これは、全てのビット割当単位ブロ
ツクに対して予め一時的な適応ビット割当を行って得ら
れた総ビット数が、最終的な符号化出力データのビット
レートによって定まる一定のビット数（目標値）に対し
て誤差を持つことがあり、その誤差分を０とするように
再度ビット割当をするものである。すなわち、目標値よ
りも総割当ビット数が少ないときには、差のビット数を
各単位ブロツクに割り振って付加するようにし、目標値
よりも総割当ビット数が多いときには、差のビット数を
各単位ブロツクに割り振って削るように作用する。

【０１１８】以上のような動作を行なうため、上記総割
当ビット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差
データに応じて補正情報出力回路７１３が各割当ビット
数を補正するための補正データを出力する。ここで、上
記誤差データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブ
ロツク当たり多くのビット数が使われることで上記デー
タ量が上記目標値よりも多くなっている場合を考えるこ
とができる。また、上記誤差データが、ビット数余りを
示すデータとなる場合は、上記単位ブロツク当たり少な
いビット数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少
なくなっている場合を考えることができる。

【０１１９】したがって、上記補正情報出力回路７１３
からは、この誤差データに応じて、上記減算器７０８か
らの出力における許容ノイズレベルを、例えば上記等ラ
ウドネス曲線の情報データに基づいて補正させるための
上記補正値のデータが出力されるようになる。上述のよ
うな補正値が、上記許容雑音補正回路７１０に伝送され
ることで、上記減算器７０８からの許容ノイズレベルが
補正されるようになる。以上説明したようなシステムで
は、メイン情報として直交変換出力スペクトルをサブ情
報により処理したデータとサブ情報としてブロックフロ
ーティングの状態を示すスケールファクタ、語長を示す
ワードレングスが得られ、エンコーダからデコーダに送
られる。

【０１２０】図１６は図１におけるＡＴＣデコーダ７
３、即ち、上述のごとく高能率符号化された信号を再び
復号化するための復号回路を示している。各帯域の量子
化されたＭＤＣＴ係数、即ち、図２における各出力端子
２１３、２１４、２１５の出力信号と等価のデータは、
復号回路入力１０７に与えられ、使用されたブロックサ
イズ情報及び、ブロックフローティング並びに量子化の
為の小ブロックの周波数的長さに関する情報、即ち、図
２における各出力端子２１６、２１７、２１８の出力信
号と等価のデータは、入力端子１０８に与えられる。適
応ビット割当復号化回路１０６では適応ビット割当情報
を用いてビット割当を解除する。次に各逆直交変換（Ｉ
ＭＤＣＴ）回路１０３、１０４、１０５では周波数軸上
の信号が時間軸上の信号に変換される。これらの部分帯
域の時間軸上信号は、各帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）
回路１０２、１０１により、全帯域信号に復号化され
る。

【０１２１】なお、本発明は上記構成例のみに限定され
るものではなく、例えば、上記の記録再生媒体と信号圧
縮装置あるいは伸張装置と、さらには、信号圧縮装置と
伸張装置とは一体化されている必要はなく、記録媒体を
介せずに、その間をデータ転送用回線や光ケーブル，光
或いは電波による通信等で結ぶ事も可能である。更に例
えば、オーデイオＰＣＭ信号のみならず、ディジタル音
声（スピーチ）信号やディジタルビデオ信号等の信号処
理装置にも適用可能である。

【０１２２】また、上記記録媒体は、上記ディジタル信
号処理装置により圧縮されたデータを記録することで、
記録容量の有効利用が図れる。また、この記録媒体とし
ては、上述した光ディスクのみならず、磁気ディスク、
ＩＣメモリ及びそのメモリを内蔵するカードや、磁気テ
ープ等の各種記録媒体とすることもできる。

【０１２３】

【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明のディジタル信号圧縮方法及び装置によれば、分析フ
ィルタを用いて入力信号の帯域を分割し、分割された信
号の周波数軸上のスペクトルデータを直接操作して周波
数軸上の特性変化を与える際に、折り返し雑音のキャン
セル条件を阻害する事無しに、且つ、情報を圧縮する為
の機構、及び／又は装置等以外の新たな機構、装置を必
要とせずに入力信号の周波数軸上の特性の操作が容易に
実現出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明ディジタル信号圧縮方法を実現する本発
明のディジタル信号圧縮装置としての圧縮データの記録
再生装置（ディスク記録再生装置）の構成例を示すブロ
ック回路図である。

【図２】本構成例のビットレート圧縮符号化に使用可能
な高能率圧縮符号化エンコーダの一具体例を示すブロッ
ク回路図である。

【図３】ビット圧縮の際の直交変換ブロックの構造を表
す図である。

【図４】直交変換ブロックサイズを決定する回路の構成
例を示すブロック回路図である。

【図５】時間的に隣接する直交変換ブロックの時間的長
さの変化と直交変換時に用いるウィンドウ形状の関係を
示す図である。

【図６】直交変換時に用いるウィンドウの形状の詳細例
を示す図である。

【図７】周波数特性操作を実施する回路の構成例を示す
ブロック回路図である。

【図８】ＱＭＦからなるフィルタにおける折り返し雑音
の発生とキャンセルの様子を示す図である。

【図９】ＱＭＦからなるフィルタによって帯域分割を行
った後、周波数軸上の特性変化を与えた際の折り返し雑
音の変化を示した図である。

【図１０】ＱＭＦからなるフィルタによって帯域分割を
行った後、周波数軸上の特性変化を与えた際の折り返し
雑音の変化とキャンセルを可能とする条件を示した図で
ある。

【図１１】本構成例における折り返し雑音低減回路の作
用について、その経過を示す図である。

【図１２】ビット配分演算機能を実現する畳込み演算を
利用したビット配分算出回路の例を示すブロック回路図
である。

【図１３】各臨界帯域及びブロックフロ−ティングを考
慮して分割された帯域のスペクトルを示す図である。

【図１４】マスキングスペクトルを示す図である。

【図１５】最小可聴カーブ、マスキングスペクトルを合
成した図である。

【図１６】上記構成例のビットレート圧縮符号化に使用
可能な高能率圧縮符号化デコーダの一具体例を示すブロ
ック回路図である。

【符号の説明】

１０１、１０２帯域合成フィルタ（ＩＱＭＦ）１０３、１０４、１０５逆直交変換回路（ＩＭＤＣ
Ｔ）１０６適応ビット割当復号化回路２０１、２０２帯域分割フィルタ２０３、２０４、２０５直交変換回路（ＭＤＣＴ）２０６、２０７、２０８ブロック決定回路２０９ビット配分算出回路２１０、２１１、２１２適応ビット割当符号化回路３０４オーバーフロー検査回路３０５乗算係数算出回路３０６係数修正回路３０７折り返し雑音低減回路４０４、４０５、４０６パワー算出回路４０８変化分抽出回路４０９パワー比較回路４１０ブロックサイズ１次決定回路４１１ブロックサイズ修正回路４１２、４１３、４１４ディレイ群４１５ウィンドウ形状決定回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩＨ０４Ｂ 14/00 Ｇ１０Ｌ 9/18 Ｃ (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 7/30 G10L 19/00 H03H 17/02

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル信号を情報圧縮するディジタ
ル信号圧縮方法において、入力信号を分析フィルタにより少なくとも２つの帯域に
分割する分割ステップと、上記少なくとも２つの帯域に分割された信号の周波数軸
上のスペクトルデータを得る変換ステップと、上記周波数軸上のスペクトルデータの少なくとも１の特
性を周波数特性操作情報に基づいて操作する操作ステッ
プとを有してなり、上記特性を操作する操作ステップは、上記周波数軸上のスペクトルデータの大きさを算出し、
上記周波数特性操作情報を上記スペクトルデータ毎に割
り当てて正規化し、乗算の為の係数を出力する乗算係数
算出ステップと、上記スペクトルデータと上記乗算係数算出ステップより
供給された係数により、乗算結果が予め定めた上限を上
回るかどうかを検査するオーバーフロー検査ステップ
と、上記オーバーフロー検査ステップの出力に基づき、オー
バーフローが発生する周波数軸上のスペクトルデータの
個数が所定以上のときに、上記乗算係数算出ステップか
らの係数全体に正規化を行う係数修正ステップと、上記係数修正ステップの出力を上記周波数特性操作情報
に基づき、分析フィルタのカットオフ周波数を対称軸と
して対称性を保持した特性に修正を行うことによって、
合成フィルタによる帯域合成により折り返し雑音が打ち
消される条件を保つように、折り返し雑音を低減する折
り返し雑音低減ステップと、上記折り返し雑音低減ステップで修正を受けた係数と上
記周波数軸上のスペクトルデータとを乗算する乗算ステ
ップとを有することを特徴とするディジタル信号圧縮方
法。
【請求項２】上記入力信号を少なくとも２つの帯域に
分割する分割ステップは、少なくとも低域通過フィルタ
と高域通過フィルタとよりなるクアドラチャーミラーフ
ィルタを使用して帯域分割を行い、上記特性を操作する操作ステップは、上記低域通過フィ
ルタのインパルス応答をｆ_１(n)とし、そのＺ変換をＦ
_１(n)としたときに、【数１】が成立し、且つ、上記高域通過フィルタのインパルス応
答ｆ_２が、【数２】を満たし、さらに、上記合成フィルタＧ_１、Ｇ_２のイン
パルス応答ｇ_１、ｇ_２が【数３】を満たす特性を与えることを特徴とする請求項１記載の
ディジタル信号圧縮方法。
【請求項３】上記カットオフ周波数は、ｆｓ／４であ
ることを特徴とする請求項１記載のディジタル信号圧縮
方法。
【請求項４】上記特性を操作する操作ステップは、周
波数軸上の特性と折り返し雑音を打ち消す条件を変化さ
せて所定の特性を得ることを特徴とする請求項１記載の
ディジタル信号圧縮方法。
【請求項５】上記特性を操作する操作ステップは、高
域において折り返し雑音の打ち消し合う条件よりも周波
数軸上の特性の操作を優先することを特徴とする請求項
１記載のディジタル信号圧縮方法。
【請求項６】ディジタル信号を情報圧縮するディジタ
ル信号圧縮装置において、入力信号を分析フィルタにより少なくとも２つの帯域に
分割する分割手段と、上記少なくとも２つの帯域に分割された信号の周波数軸
上のスペクトルデータを得る変換手段と、上記周波数軸上のスペクトルデータの少なくとも１の特
性を周波数特性操作情報に基づいて操作する操作手段と
を有してなり、上記特性を操作する操作手段は、上記周波数軸上のスペクトルデータの大きさを算出し、
上記周波数特性操作情報を上記スペクトルデータ毎に割
り当てて正規化し、乗算の為の係数を出力する乗算係数
算出回路と、上記スペクトルデータと上記乗算係数算出回路より供給
された係数により、乗算結果が予め定めた上限を上回る
かどうかを検査するオーバーフロー検査回路と、上記オーバーフロー検査回路の出力に基づき、オーバー
フローが発生する周波数軸上のスペクトルデータの個数
が所定以上のときに、上記乗算係数算出回路からの係数
全体に正規化を行う係数修正回路と、上記係数修正回路の出力を上記周波数特性操作情報に基
づき、分析フィルタのカットオフ周波数を対称軸として
対称性を保持した特性に修正を行うことによって、合成
フィルタによる帯域合成により折り返し雑音が打ち消さ
れる条件を保つように、折り返し雑音を低減する折り返
し雑音低減回路と、上記折り返し雑音低減回路で修正を受けた係数と上記周
波数軸上のスペクトルデータとを乗算する乗算器とを有
することを特徴とするディジタル信号圧縮装置。
【請求項７】上記入力信号を少なくとも２つの帯域に
分割する分割手段は、少なくとも低域通過フィルタと高
域通過フィルタとよりなるクアドラチャーミラーフィル
タよりなり、上記特性を操作する操作手段は、上記低域通過フィルタ
のインパルス応答をｆ_１(n)とし、そのＺ変換をＦ_１(n)
としたときに、【数４】が成立し、且つ、上記高域通過フィルタのインパルス応
答ｆ_２が、【数５】を満たし、さらに、上記合成フィルタＧ_１、Ｇ_２のイン
パルス応答ｇ_１、ｇ_２が【数６】を満たす特性を与えることを特徴とする請求項６記載の
ディジタル信号圧縮装置。
【請求項８】上記カットオフ周波数は、ｆｓ／４であ
ることを特徴とする請求項６記載のディジタル信号圧縮
装置。
【請求項９】上記特性操作手段は、周波数軸上の特性
と折り返し雑音を打ち消す条件を変化させて所定の特性
を得ることを特徴とする請求項６記載のディジタル信号
圧縮装置。
【請求項１０】上記特性操作手段は、高域において折
り返し雑音の打ち消し合う条件よりも周波数軸上の特性
の操作を優先することを特徴とする請求項６記載のディ
ジタル信号圧縮装置。