JP2002511711A

JP2002511711A - 多重搬送波復調システムにおいて精細な周波数同期を行うための方法および装置

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Publication number: JP2002511711A
Application number: JP2000544109A
Authority: JP
Inventors: エバーレイン，エルンスト; バドリ，サバー; リップ，シュテファン; ブッフホルツ，シュテファン; ヒューバーガー，アルベルト; ゲルホイザー，ハインツ
Original assignee: フラウンホッファー−ゲゼルシャフトツァーフォルデルングダーアンゲヴァンドテンフォルシュングイー．ヴイ．
Priority date: 1998-04-14
Filing date: 1998-04-14
Publication date: 2002-04-16
Anticipated expiration: 2018-04-14
Also published as: DE69807945D1; PT1072138E; WO1999053667A1; AP2000001927A0; CA2327785C; US7061997B1; CN1120602C; ZA983646B; AU7643298A; ATE224119T1; BR9815808A; EA002748B1; EA200001068A1; AP1092A; BR9815808B1; TW421947B; EP1072138B1; KR100377257B1; JP3429748B2; KR20010042708A

Abstract

(57)【要約】それぞれ異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によって定義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差分位相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調システムにおいて、発振器周波数からの搬送波周波数偏差を補償する精細な周波数同期に関する。異なるシンボルにおける同一搬送波の位相間の位相差が、決定される。その後、Ｍ−ＰＳＫ決定装置を利用して、位相差から伝送された情報に関連する位相シフトの不確定性を取り除くことにより、周波数オフセットが決定される。最後に、搬送波周波数偏差のフィードバック修正が、決定された周波数オフセットに基づいて行われる。あるいは、複数の搬送波の決定された周波数オフセットを平均化することで、平均化した周波数オフセットを決定することができる。そして、周波数偏差のフィードバック修正が、平均化した周波数オフセットに基づいて行われる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】［発明の分野］本発明は、多重搬送波システムにおいて精細な周波数同期を行うための方法お
よび装置に関し、特に、それぞれ異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差に
よって定義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差分位相復号化を
実行可能なタイプの多重搬送波復調システムにおいて、発振器周波数からの搬送
波周波数偏差を補償する精細な周波数同期に関する。

【０００２】［発明の背景］多重搬送波伝送システム（ＭＣＭ、ＯＦＤＭ）では、搬送波周波数オフセット
の影響が、単一搬送波伝送システムよりも実質的にはるかに顕著である。ＭＣＭ
は、位相雑音と、振幅歪みおよびインターキャリア干渉（ＩＣＩ）として生じる
周波数オフセットとに、より敏感である。インターキャリア干渉は、副搬送波が
互いに関して直交しなくなるという影響を有する。周波数オフセットは、電源投
入後、またはその後にもベースバンドへのダウンコンバートに使用される発振器
の周波数偏差により生じる。自走発振器の周波数に典型的な精度は、搬送波周波
数±約５０ｐｐｍである。例えば、搬送波周波数が２．３４ＧＨｚのＳバンドに
ある場合に、１００ＫＨｚを越える極大発振器（ＬＯ）周波数偏差（１１７．２
５ＫＨｚ）がある。上記作用により、周波数オフセット修正に用いるアルゴリズ
ムに対する要件が高くなる。

【０００３】［従来技術の説明］周波数同期についての従来技術によるアルゴリズムは殆ど、周波数修正を２つ
の段階に分けている。第１段階において、粗同期が行われる。第２段階において
、精細な修正を達成することができる。搬送波周波数の粗同期についての周波数
使用アルゴリズムは、周波数領域において特殊なスペクトルパターンを持つ同期
シンボルを使用する。このような同期シンボルは、例えばＣＡＺＡＣ（ＣＡＺＡ
Ｃ＝Constant Amplitude Zero Autocorrelation）シーケンスである。受信信号
のパワースペクトルと、伝送信号のパワースペクトルとの比較、すなわち相関を
通して、周波数搬送波オフセットを大まかに推定することができる。これらの従
来技術によるアルゴリズムはすべて、周波数領域において機能する。例えば、Fe
rdinand Classen, Heinrich Meyrの「Synchronization Algorithms for an OFDM
System for Mobile Communication」（ITG-Fachtagung 130, Codierung fuer Q
uelle, Kanal und Uebertragung, pp.105-113, Oct. 26-28, 1994）、およびTim
othy M. Schmidl, Donald C. Coxの「Low-Overhead, Low-Complexity [Burst] S
ynchronization for OFDM」（IEEE International Conference on Communicatio
n ICC 1996議事録、pp.1301-1306(1996)）を参照されたい。

【０００４】搬送波周波数の粗同期について、Paul H. Mooseの「A Technique for Orthogo
nal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset Correction」（IEEE
Transaction On Communications, Vol. 42, No. 10, １９９４年１０月）は、副
搬送波の距離が、受信した搬送波と、伝送した搬送波の間の最大周波数差分より
も大きくなるように、副搬送波間の間隔を増大することを提案している。副搬送
波の距離は、高速フーリエ変換により変換されるサンプル値の数を低減すること
で、増大される。これは、高速フーリエ変換により変換されるサンプル値の数が
低減することに対応する。

【０００５】ＷＯ９２０５６４６Ａは、時間軸方向に差分符号化されることが好ましいデー
タを含む直交周波数分割多重信号を受信する方法に関する。復調されたサンプル
のブロック間の位相ドリフトは、局所発振器周波数誤差の程度を示すために用い
られる。位相ドリフトは、同じＯＦＤＭ搬送波から復調されたより早期のサンプ
ルの複素共役で複素数値を乗算し、結果得られる測度を用いて、周波数ロックル
ープを介して局所発振器周波数を制御することにより、査定される。

【０００６】［発明の概要］本発明の目的は、情報が、異なる周波数を有する同時副搬送波間で差分位相符
号化されるＭＣＭ信号を利用するＭＣＭ伝送システムにおいて、発振器周波数か
らの搬送波周波数偏差を補償する精細な周波数同期を可能にする精細な周波数同
期を行うための方法および装置を提供することである。

【０００７】第１の態様によれば、本発明は、それぞれ異なる周波数を有する同時搬送波間
の位相差によって定義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差分位
相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調システムにおいて、発振器周波数
からの搬送波周波数偏差を補償する精細な周波数同期を行う方法であって、異なるシンボルにおける同一搬送波の位相間の位相差を決定するステップと、Ｍ−ＰＳＫ決定装置を利用して、前記位相差から伝送された情報に関連する位
相シフトの不確定性を取り除くことにより、周波数オフセットを決定するステッ
プと、前記決定された周波数オフセットに基づいて、前記搬送波周波数偏差のフィー
ドバック修正を行うステップと、を含む方法を提供する。

【０００８】第２の態様によれば、本発明は、それぞれ異なる周波数を有する同時搬送波間
の位相差によって定義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差分位
相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調システムにおいて、発振器周波数
からの搬送波周波数偏差を補償する精細な周波数同期を行う方法であって、異なるシンボルにおける同一搬送波の各位相を決定するステップと、Ｍ−ＰＳＫ決定装置を利用して、前記位相から伝送される情報に関連する位相
シフト不確定性を取り除き、各位相偏差を決定するステップと、前記位相偏差間の位相差を決定することで、周波数オフセットを決定するステ
ップと、該決定された周波数オフセットに基づいて、前記搬送波周波数偏差のフィード
バック修正を行うステップと、を含む方法を提供する。

【０００９】第３の態様によれば、本発明は、それぞれ異なる周波数を有する同時搬送波間
の位相差によって定義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差分位
相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調システムについて、発振器周波数
からの搬送波周波数偏差を補償する精細な周波数同期を行う装置であって、異なるシンボルにおける同一搬送波の位相間の位相差を決定する手段と、前記位相差から伝送された情報に関連する位相シフトの不確定性を取り除くこ
とにより、周波数オフセットを決定するＭ−ＰＳＫ決定装置と、前記決定された周波数オフセットに基づいて、前記周波数偏差のフィードバッ
ク修正を行う手段と、を備える装置を提供する。

【００１０】第４の態様によれば、本発明は、それぞれ異なる周波数を有する同時搬送波間
の位相差によって定義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差分位
相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調システムについて、発振器周波数
からの搬送波周波数偏差を補償する精細な周波数同期を行う装置であって、異なるシンボルにおける同一搬送波の各位相を決定する手段と、前記位相から伝送される情報に関連する位相シフト不確定性を取り除いて、各
位相を決定するＭ−ＰＳＫ決定装置と、前記位相偏差間の位相差を決定することで、周波数オフセットを決定する手段
と、該決定された周波数オフセットに基づいて、前記周波数偏差のフィードバック
修正を行う手段と、を備える装置を提供する。

【００１１】本発明は、発振器周波数からの搬送波周波数偏差を補償する精細な周波数同期
を行うための方法および装置に関する。この精細な周波数同期は、周波数粗同期
後の周波数オフセットが、ＭＣＭ信号における副搬送波距離の半分未満であるよ
うな周波数粗同期の完了後に行われることが好ましい。周波数オフセットは、本
発明の精細な周波数同期方法および装置によって修正されるため、差分復号化に
よる位相回転および時間軸におけるデマッピングを用いることによる周波数オフ
セットの修正が可能である。周波数オフセットは、時間軸に沿って時間的に連続
した副搬送波シンボル間の周波数差を決定することで、検出される。周波数誤差
は、各副搬送波のＩ−Ｑデカルト座標の回転を測定することで計算され、好まし
い実施形態では、ＭＣＭシンボルのｎ個すべての副搬送波にわたってこれらを平
均化することによって、計算される。

【００１２】まず、Ｍ−ＰＳＫ決定装置を用い、該決定装置の出力を各副搬送波シンボルへ
の入力信号と相関させることで、位相の不明確さまたは不確定性を取り除く。し
たがって、副搬送波シンボルの位相オフセットが決定され、これを用いてフィー
ドバック構造の形態である周波数誤差を再構築することができる。あるいは、１
つのＭＣＭシンボルの副搬送波シンボルの位相オフセットを、ＭＣＭシンボルの
アクティブ搬送波すべてにわたって平均化することができ、平均化した位相オフ
セットを用いて、周波数誤差を再構築する。

【００１３】本発明によれば、周波数オフセットの決定は、周波数領域で行われる。本発明
の精細な周波数同期によるフィードバック修正は、時間領域で行われる。このた
め、異なるＭＣＭシンボルの時間的に連続する副搬送波シンボルの位相を基にし
て、副搬送波の周波数オフセットを検出するために、時間領域における差分復号
器が設けられる。

【００１４】以下に、本発明の好ましい実施形態について、添付図面を基にして詳細に説明
する。

【００１５】［実施形態の詳細な説明］本発明を詳細に考察する前に、ＭＣＭ伝送システムの動作モードについて、図
１を参照しながら説明する。

【００１６】図１は、従来技術によるＭＣＭ送信器に略対応するＭＣＭ送信器１００を示す
。かかるＭＣＭ送信器の説明は、例えば、William Y. Zou, Yiyan Wuの「COFDM:
An OVERVIEW」(IEEE Transactions on Broadcasting, vol. 41, No. 1,１９９
５年３月)において見つけることができる。

【００１７】データソース１０２は、シリアルビットストリーム１０４をＭＣＭ送信器に提
供する。入シリアルビットストリーム１０４は、ビット搬送波マッパ１０６に加
えられ、これは、入シリアルビットストリーム１０４からスペクトル１０８のシ
ーケンスを生成する。逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）１１０が、スペクトル１
０８のシーケンスに対して行われ、ＭＣＭ時間領域信号１１２を生成する。ＭＣ
Ｍ時間領域信号は、ＭＣＭ時間信号の有用なＭＣＭ信号を形成する。多重通路歪
みに起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）を防ぐために、ユニット１１４が、時を
違えず隣接したＭＣＭシンボル間に固定長のガード間隔を挿入するために設けら
れる。本発明の好ましい実施形態によれば、有用なＭＣＭ信号の最後の部分は、
同じものを有用なシンボルの前に配置することで、ガード間隔として用いられる
。結果得られるＭＣＭシンボルは、図１において１１５で示され、図１１に示す
ＭＣＭシンボル１６０に相当する。

【００１８】図１１は、フレーム構造を有する典型的なＭＣＭ信号の構造を示す。ＭＣＭ時
間信号の１つのフレームは、複数のＭＣＭシンボル１６０から構成される。各Ｍ
ＣＭシンボル１６０は、有用なシンボル１６２と、それに関連するガード間隔１
６４とによって形成される。図１１に示すように、各フレームは、１つの基準シ
ンボル１６６を含む。本発明は、このようなＭＣＭ信号と有利に併用可能である
が、しかし、このような信号構造は、伝送された信号が有用な部分と、少なくと
も１つの基準シンボルとを含む限り、本発明の実施に必ずしも必要なものではな
い。

【００１９】図１１に示す最終的なフレーム構造を得るために、所定数のＭＣＭシンボルそ
れぞれに１つの基準シンボルを付加するためのユニット１１６が設けられる。

【００２０】本発明によれば、基準シンボルは、振幅変調ビットシーケンスである。したが
って、ビットシーケンスの振幅変調は、振幅変調ビットシーケンスのエンベロー
プが、基準シンボルの基準パターンを定義するように、行われる。振幅変調ビッ
トシーケンスのエンベロープによって定義されるこの基準パターンは、ＭＣＭ受
信器でのＭＣＭ信号受信時に検出されなければならない。本発明の好ましい実施
形態では、良好な自己相関特性を有する疑似ランダムビットシーケンスが、振幅
変調であるビットシーケンスとして用いられる。

【００２１】基準シンボルの長さおよび反復率の選択は、ＭＣＭ信号が伝送されるチャネル
の特性、例えば、チャネルのコヒーレント時間により左右される。さらに、基準
シンボルの反復率および長さ、換言すれば、各フレームにおける有用なシンボル
の数は、初期同期の平均時間と、チャネルフェージングに起因する同期損失後の
再同期の平均時間とを考慮した受信器要件によって決まる。

【００２２】図１において１１８で示す構造を有する、結果得られるＭＣＭ信号は、送信器
フロントエンド１２０に加えられる。大まかに言えば、送信器フロントエンド１
２０において、ＭＣＭ信号のデジタル／アナログ変換およびアップコンバートが
行われる。その後、ＭＣＭ信号は、チャネル１２２を介して伝送される。

【００２３】続いて、ＭＣＭ受信器１３０の動作モードについて、図１を参照しながら手短
に説明する。ＭＣＭ信号は、受信器フロントエンド１３２で受信される。受信器
フロントエンド１３２において、ＭＣＭ信号はダウンコンバートされ、さらに、
ダウンコンバートされた信号のアナログ／デジタル変換が行われる。

【００２４】ダウンコンバートしたＭＣＭ信号は、シンボルフレーム／搬送波周波数同期ユ
ニット１３４に提供される。

【００２５】シンボルフレーム／搬送波周波数同期ユニット１３４の第１の目的は、振幅変
調した基準シンボルに基づいて、フレーム同期を行うことである。このフレーム
同期は、振幅変調基準シンボルと、ＭＣＭ受信器に格納された所定の基準パター
ンの間の相関を基にして行われる。

【００２６】シンボルフレーム／搬送波周波数同期ユニットの第２の目的は、ＭＣＭ信号の
周波数粗同期を行うことである。このために、シンボルフレーム／搬送波周波数
同期ユニット１３４は、例えば、送信器の局所発振器と受信器の局所発振器の間
の周波数差に起因する搬送波周波数の、大まかな周波数オフセットを決定する周
波数粗同期ユニットとして機能する。決定された周波数は、周波数粗修正を行う
ために用いられる。周波数粗同期ユニットの動作モードについては、図９および
図１０を参照して以下に詳細に説明する。

【００２７】上述したように、フレーム同期ユニット１３４は、ＭＣＭ信号における基準シ
ンボルのロケーションを決定する。フレーム同期ユニット１３４の決定を基にし
て、基準シンボル抽出ユニット１３６が、受信器フロントエンド１３２から来た
ＭＣＭ信号から、フレーム化情報、すなわち基準シンボルを抽出する。基準シン
ボルの抽出後、ＭＣＭ信号は、ガード間隔除去ユニット１３８に加えられる。Ｍ
ＣＭ受信器においてこれまで行われてきた信号処理の結果、有用なＭＣＭシンボ
ルが得られる。

【００２８】ガード間隔除去ユニット１３８から出力される有用なＭＣＭシンボルは、高速
フーリエ変換ユニット１４０に提供されて、有用なシンボルからのスペクトルシ
ーケンスを提供する。その後、スペクトルシーケンスは、搬送波ビットマッパ１
４２に提供され、ここで、シリアルビットストリームが回復される。このシリア
ルビットストリームは、データシンク１４４に提供される。

【００２９】次に、図２（Ａ）および図２（Ｂ）を参照しながら、差分マッピングの２つの
モードについて説明する。図２（Ａ）に、時間軸に沿った差分マッピングの第１
の方法を図示する。図２（Ａ）からわかるように、ＭＣＭシンボルは、Ｋ個の副
搬送波からなる。副搬送波は、異なる周波数を含み、かつ好ましい実施形態では
、周波数軸方向に等間隔である。時間軸に沿って差分マッピングを用いる場合、
１つまたは複数のビットが、位相および／または隣接するＭＣＭシンボルにおけ
る同じ搬送波周波数の２つの副搬送波間の振幅シフトに符号化される。副搬送波
シンボル間に示される矢印は、振幅および／または２つの副搬送波シンボル間の
位相シフトに符号化された情報に相当する。

【００３０】差分マッピングの第２の方法を図２（Ｂ）に示す。本発明は、図２（Ｂ）に示
すマッピング方式を使用したＭＣＭ伝送システムに適合される。このマッピング
方式は、周波数軸に沿った１つのＭＣＭシンボル内の差分マッピングに基づく。
図２（Ｂ）には、多くのＭＣＭシンボル２００を示す。各ＭＣＭシンボル２００
は、多くの副搬送波シンボル２０２を含む。図２（Ｂ）における矢印２０４は、
２つの副搬送波シンボル２０２の間に符号化される情報を示す。矢印２０４から
わかるように、このマッピング方式は、周波数軸方向に沿った１つのＭＣＭシン
ボル内の差分マッピングに基づく。

【００３１】図２（Ｂ）に示す実施形態ではＭＣＭシンボル２００の最初の副搬送波（ｋ＝
０）が、基準副搬送波２０６（陰影の付いた）として用いられ、情報が基準副搬
送波と最初のアクティブ搬送波２０８の間に符号化されるようにする。ＭＣＭシ
ンボル２００のその他の情報は、それぞれアクティブ搬送波間に符号化される。

【００３２】したがって、あらゆるＭＣＭシンボルについて、絶対的な位相基準が存在する
。図２（Ｂ）によれば、この絶対的な位相基準は、ＭＣＭシンボル（ｋ＝０）毎
に挿入される基準シンボルによって与えられる。基準シンボルは、すべてのＭＣ
Ｍシンボルについて一定の位相か、あるいはＭＣＭシンボル毎に異なる位相を有
することができる。可変位相は、時間的に先行するＭＣＭシンボルの最後の副搬
送波から位相を複製することにより、得ることができる。

【００３３】図３には、周波数軸に沿って差分マッピングを行う装置の好ましい実施形態を
示す。図３を参照しながら、本発明による周波数軸に沿った差分マッピングを使
用する、周波数領域におけるＭＣＭシンボルの組立について説明する。

【００３４】図３は、以下のパラメータを有する１つのＭＣＭシンボルの組立を示す。ＮＦＦＴは、離散フーリエ変換の複素数係数の数、副搬送波の数をそれぞれ表す
。Ｋは、アクティブ搬送波の数を表す。基準搬送波は、Ｋの計数に含まれない。

【００３５】図３によれば、ビットストリームの複素数シンボルへのマッピングには、１／
４位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）が用いられる。しかし、２−ＰＳＫ、８−
ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、１６―ＡＰＳＫ、６４―ＡＰＳＫ等、他のＭアレイマッ
ピング方式（ＭＰＳＫ）も可能である。

【００３６】さらに、濾波の容易化、およびエイリアシング作用の最小化のために、図３に
示す装置では、副搬送波によっては情報の符号化に使用されないものもある。こ
れらの副搬送波は、ゼロに設定され、ＭＣＭ信号スペクトルの上端および下端に
いわゆる保護帯域を構成する。

【００３７】図３に示すマッピング装置の入力において、入力ビットストリームの複素数シ
ンボル対ｂ０[ｋ]、ｂ１[ｋ]が受信される。１つのＭＣＭシンボルを形成するた
めに、Ｋ個の複素数信号対が組み立てられる。信号対は、１つのＭＣＭシンボル
の組立に必要なＫ個の差分位相シフトｐｈｉ[ｋ]に符号化される。この実施形態
において、ビットから０、９０、１８０、および２７０度の位相シフトへのマッ
ピングは、１／４位相シフトキーイング装置２２０におけるグレーマッピングを
用いて行われる。

【００３８】グレーマッピングは、１３５度よりも小さな差分検出位相誤差により、受信器
において二重ビット誤差が生じないようにするために、使用される。

【００３９】Ｋ個の位相の差分位相符号化は、差分位相エンコーダ２２２において行われる
。この処理段階において、ＱＰＳＫグレーマッパにより生成されたＫ個の位相ｐ
ｈｉ[ｋ]が差分符号化される。実際には、フィードバックループ２２４がＫ個す
べての位相にわたる累積集計を計算する。最初の計算（ｋ＝０）の開始点におい
て、基準搬送波２２６の位相が用いられる。基準副搬送波２２６の絶対位相、あ
るいは先行する（すなわち、ｚ^-1であるが、但しｚ^-1は単位遅延演算子を表す）
副搬送波に符号化された位相情報を加算点２３０に提供するために、スイッチ２
２８が設けられる。差分位相エンコーダ２２２の出力において、各副搬送波が符
号化された位相情報ｔｈｅｔａ[ｋ]が提供される。本発明の好ましい実施形態に
おいて、ＭＣＭシンボルの副搬送波は、周波数軸方向において等間隔である。

【００４０】差分位相エンコーダ２２２の出力は、位相情報ｔｈｅｔａ[ｋ]を用いて複素数
副搬送波シンボルを生成するユニット２３２に接続される。このために、Ｋ個の
差分符号化された位相が、以下で乗算することで、複素数シンボルに変換される
。

【００４１】

【数１】但し、係数は目盛係数を表し、ＰＨＩは追加角度を表す。目盛係数および追加
角度ＰＨＩは、オプションである。ＰＨＩ＝４５°を選択すると、回転したＤＱ
ＰＳＫ信号の布置を得ることができる。

【００４２】最後に、ＭＣＭシンボルの組立が、組立ユニット２３４において行われる。Ｎ _FFT 副搬送波を含む１つのＭＣＭシンボルが、「ゼロ」であるＮ_FFT―Ｋ―１個の
保護帯域シンボルと、１個の基準副搬送波シンボルと、Ｋ個のＤＱＰＳＫ副搬送
波シンボルとから組み立てられる。したがって、組み立てられたＭＣＭシンボル
２００は、符号化された情報と、Ｎ_FFT複素数値の両側における２個の保護帯域
と、基準副搬送波シンボルとを含むＫ個の複素数値から構成される。

【００４３】ＭＣＭシンボルは、周波数領域で組み立てられる。時間領域への変換のために
、組立ユニット２３４の出力の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）が、変換器２３
６によって行われる。本発明の好ましい実施形態では、変換器２３６は、高速フ
ーリエ変換（ＦＦＴ）を行うよう適合されている。

【００４４】変換器ならびに受信器におけるＭＣＭ信号のさらなる処理については、図１を
参照しながら上述したものと同様である。

【００４５】受信器では、図３を参照して上述したマッピング装置の動作を逆にするために
、デマッピング装置１４２（図１）が必要である。デマッピング装置の実施は、
単純明快であるため、本明細書において詳細に説明する必要はない。

【００４６】周波数軸方向に沿った差分マッピングは、高速で変化する多重通路チャネルを
介した多重搬送波（ＯＦＣＭ）デジタル放送に適している。このマッピング方式
によれば、チャネルの定常性が１つの多重搬送波シンボルを越える必要がない。
しかし、周波数軸方向への差分マッピングは、新たな問題を生じさせる場合があ
る。多重通路環境では、主通路前後の通路エコーが、同じＭＣＭシンボルにおけ
る副搬送波間の系統的な位相オフセットにつながる可能性がある。したがって、
かかる位相オフセットを取り除くために、修正ユニットを設けることが好ましい
であろう。差分復調されたシンボル間のチャネル誘導位相オフセットは、系統的
誤差であるため、アルゴリズムで修正することができる。原理では、かかるアル
ゴリズムは、信号空間布置からエコー誘導位相オフセットを計算してから差分復
調し、その後この位相オフセットを修正しなければならない。

【００４７】かかるエコー位相修正アルゴリズムの例を、図１２乃至図１５を参照して、本
明細書の最後に説明する。

【００４８】次に、本発明による精細な周波数同期について、図４乃至図８を参照しながら
説明する。上述したように、本発明による精細な周波数同期は、周波数粗同期の
完了後に行われる。シンボルフレーム／搬送波周波数同期ユニット１３４によっ
て行うことが可能な周波数粗同期の好ましい実施形態については、本発明による
精細な周波数同期を説明した後、図９および図１０を参照しながら後述する。

【００４９】本発明による精細な周波数同期では、副搬送波距離の半分よりも小さな周波数
オフセットを修正することができる。周波数オフセットは低く、すべての副搬送
波に関して等しいため、精細な周波数同期の問題は、副搬送波レベルに下げられ
る。図４は、時間−周波数平面におけるＭＣＭシンボル２００の模式図である。
各ＭＣＭシンボル２００は、４３２個の副搬送波シンボルＣ₁からＣ₄₃₂からなる
。ＭＣＭシンボルは、時間軸に沿って配置され、図４に示す最初のＭＣＭシンボ
ル２００には時間Ｔ₁が関連づけられ、次のＭＣＭシンボルには時間Ｔ₂が関連づ
けられるなど、以下同様である。本発明の好ましい実施形態によれば、精細な周
波数同期は、時間軸方向に隣接した２つのＭＣＭシンボル、例えばＣ₁／Ｔ₁およ
びＣ₁／Ｔ₂の同じ副搬送波から導出される位相回転に基づく。

【００５０】次に、ＱＰＳＫマッピング（ＱＰＳＫ＝１／４位相シフトキーイング）を参照
しながら、本発明を説明する。しかし、本発明を任意のＭＰＳＫマッピング（但
し、Ｍは、例えば２、４、８、１６、．．．等、符号化に用いられる位相状態の
数を表す）に適用可能であることは、明白である。

【００５１】図５は、周波数オフセットを有する副搬送波それぞれのＱＰＳＫ布置を示す複
素数座標系を表す。最初のＭＣＭシンボルであるＭＣＭ−シンボル−１の４つの
可能な位相位置を３００で示す。このＭＣＭシンボルの副搬送波（副搬送波ｎ）
から次のＭＣＭシンボルであるＭＣＭ−シンボル−２の同じ副搬送波に変えると
、周波数オフセットがない場合には、ＱＰＳＫ布置の位置は変わらない。上述し
たように、副搬送波間の距離の半分よりも小さな周波数オフセットがある場合に
は、この周波数オフセットにより、ＭＣＭ−シンボル−１と比較して、ＭＣＭ−
シンボル−２のＱＰＳＫ布置の位相が回転する結果になる。ＭＣＭ−シンボル−
２の対象となる副搬送波に可能な４つの位相位置である、新しいＱＰＳＫ布置は
、図５において３０２で示される。この位相回転θは、以下の数式から導出する
ことができる。

【００５２】

【数２】Ｃ_nは、ＭＣＭシンボルにおける副搬送波ｎのＱＰＳＫ布置を表す。ｎは、１か
ら、ＭＣＭシンボルにおけるアクティブ副搬送波の数まで続くインデックスであ
る。周波数オフセットに関する情報は、数式２のｅ^j2π^f _offset ^T _MCMの項に含ま
れている。この周波数オフセットは、すべての副搬送波について同一である。し
たがって、位相回転θも同様に、すべての副搬送波について同一である。このた
め、ＭＣＭシンボル全体の副搬送波の平均化を行うことができる。

【００５３】図６は、本発明が実施されるＭＣＭ受信器のブロック図を示す。受信器フロン
トエンド１３２（図１）で受信したダウンコンバート済み信号のアナログ／デジ
タル変換を行うために、アナログ／デジタルコンバータ３１０が設けられる。ア
ナログ／デジタルコンバータ３１０の出力は、低域フィルタおよびデシメータユ
ニット３１２に加えられる。低域フィルタは、ＭＣＭ送信器におけるインパルス
形成フィルタと同一のインパルス形成フィルタである。デシメータにおいて、信
号がＭＣＭシンボル周波数でサンプリングされる。図１を参照して上述したよう
に、ＭＣＭ信号のガード間隔は、ガード間隔除去ユニット１３２によって除去さ
れる。ガード間隔は、チャネルメモリに起因するシンボル間干渉を防ぐために、
ＭＣＭ送信器において２つのＭＣＭシンボル間に挿入される。

【００５４】ガード間隔除去ユニット１３２の出力は、図１に示す高速フーリエ変換器１４
０に対応するＭＣＭ復調器３１４に加えられる。ＭＣＭ復調器３１４に続いて、
差分復号化ユニット３１６よびデマッピングユニット３１８が設けられる。差分
復号化ユニット３１６において、差分復号化を用いて、位相情報が回復される。
デマッピングユニット３１８において、デマッピングユニット３１８への複素数
信号入力からバイナリ信号を再構築するために、周波数軸方向に沿ったデマッピ
ングが行われる。

【００５５】ＭＣＭ復調器３１４の出力はまた、精細な周波数誤差検出器３２０にも加えら
れる。精細な周波数誤差検出器３２０は、ＭＣＭ復調器の出力から、周波数誤差
信号を生成する。図示の実施形態では、精細な周波数誤差検出器３２０の出力は
、ループフィルタ３２４を介して数値制御発振器３２２に加えられる。ループフ
ィルタ３２４は、ゆっくりと変化する誤差信号から、より高い周波数の重畳干渉
部分を濾波する低域フィルタである。数値制御発振器３２２は、濾波された誤差
信号を基にして、搬送波信号を生成する。数値制御発振器３２２によって生成さ
れた搬送波信号は、複素数乗算器３２６を使用して行われる周波数修正に用いら
れる。複素数乗算器３２６への入力は、低域フィルタおよびデシメータユニット
３１２の出力および数値制御発振器３２２の出力である。

【００５６】精細な周波数誤差検出器３２０の好ましい実施形態の説明について、図７を参
照しながら以下に説明する。

【００５７】精細な周波数誤差検出器３２０は、時間軸３３０において差分検出器を備える
。ＭＣＭ復調器３１４の出力、すなわちＦＦＴ出力（ＦＦＴ＝高速フーリエ変換
）は、差分検出器３３０の入力に加えられ、該差分検出器３３０は、２つの連続
して到来したＭＣＭシンボルの同一副搬送波から、周波数オフセットについての
情報を導出するために、時間軸における差分検出を行う。図７に示す実施形態で
は、アクティブ副搬送波の数は４３２である。したがって、差分検出器３３０は
、最初のサンプルと、４３３番目のサンプルの間で相関を行う。最初のサンプル
はＭＣＭ−シンボル−１（図５）に関連し、その一方で４３３番目のサンプルは
ＭＣＭ−シンボル−２（図５）に関連する。しかし、これらサンプルは双方とも
、同じ副搬送波に関連する。

【００５８】このために、入力信号Ｙ_kがｚ^-1ブロック３３２に加えられた後、ユニット３
３４に加えられ、ｚ^-1ブロック３３２の出力の複素共役を形成する。ユニット３
３４の出力を入力信号Ｙ_kで乗算するために、複素数乗算器３３６が設けられる
。乗算器３３６の出力は、信号Ｚ_kである。

【００５９】差分検出器３３０の関数は、次のように表すことができる。

【００６０】

【数３】

【数４】

【数５】Ｙ_kは、ＭＣＭ変調器３１４の出力、すなわち時間ｋにおける差分検出器３３０
への入力を表す。Ｚ_kは、差分検出器３３０の出力を表す。Ｋは、アクティブ搬
送波の数を表す。

【００６１】差分検出器３３０の出力Ｚ_kは、符号化可能な位相シフトに対応するＭ回（Ｍ
−fold)不確定性を含む。ＱＰＳＫの場合、このＭ回不確定性は、４回不確定性
、すなわち０°、９０°、１８０°、および２７０°である。この位相シフト不
確定性は、Ｍ―ＰＳＫ決定装置３４０を利用することで、Ｚ_kからなくなる。か
かる決定装置は、当技術分野において既知であるため、本明細書において詳細に
説明する必要はない。決定装置３４０の出力（ａ_k）^*は、決定装置３４０により
決定された符号化可能な位相シフトの複素共役を表す。決定装置３４０の出力は
、乗算器３４２を使用して複素数乗算を行うことにより、差分検出器３３０の出
力と相関される。

【００６２】乗算器３４２の出力は、各副搬送波についての位相オフセットを表す。各副搬
送波についてのこの位相オフセットは、本発明の好ましい実施形態に従って、平
均化ユニット３４４において、１つのＭＣＭシンボルにわたって平均化される。
平均化ユニット３４４の出力は、精細な周波数誤差検出器３２０の出力を表す。

【００６３】この手順の数学的記述は、次のようになる。

【００６４】

【数６】

【００６５】本発明の好ましい実施形態によれば、周波数制御ループは、バックワード構造
を有する。図６に示す実施形態では、フィードバックループが、ＭＣＭ復調器３
１４の出力と、ガード間隔除去ユニット１３２の入力の間に接続される。

【００６６】図８には、周波数粗修正ユニット３５０と、上述した精細な周波数修正ユニッ
トとを備えるＭＣＭ受信器のブロック図を示す。図８に示すように、周波数粗修
正および精細な周波数修正を行うために、共通の複素数乗算器３２６を用いるこ
とができる。図８に示すように、乗算器３２６を、低域フィルタおよびデシメー
タユニット３１２の前に設けることが可能である。乗算器３２６の位置に応じて
、精細な周波数同期フィードバックループに保持ユニットを設ける必要がある。
代替の実施形態では、周波数粗修正用および精細な周波数修正用に２つの別個の
乗算器を用いることが可能である。このような場合、周波数粗修正用の乗算器は
、低域フィルタおよびデシメータユニットの前に配置され、精細な周波数修正用
の乗算器は低域フィルタおよびデシメータユニットの後に配置される。

【００６７】続いて、周波数粗同期実施の好ましい実施形態について、図９および図１０を
参照しながら説明する。

【００６８】図９に図示したように、受信器フロントエンド１３２の出力は、アナログ／デ
ジタルコンバータ３１０に接続される。ダウンコンバートされたＭＣＭ信号は、
アナログ／デジタルコンバータ３１０の出力においてサンプリングされて、フレ
ーム／タイミング同期ユニット３６０に加えられる。好ましい実施形態では、高
速チャネル変動を取り除くために、高速実行自動利得制御（ＡＧＣ）（図示せず
）が、フレーム／タイミング同期ユニットの前に設けられる。高速ＡＧＣは、チ
ャネルインパルス応答が長く、かつ周波数が選択的にフェージングする多重通路
チャネルを介した伝送の場合に、信号通路において通常の低速ＡＧＣに加えて使
用される。高速ＡＧＣは、信号の平均振幅範囲を基準シンボルの既知の平均振幅
に調整する。

【００６９】上述したように、フレーム／タイミング同期ユニットは、受信した信号におけ
る振幅変調シーケンスを用いて、ＭＣＭ信号からフレーム化情報を抽出し、さら
に、そこからガード間隔を除去する。フレーム／タイミング同期ユニット３６０
の後、周波数粗同期ユニット３６２に続き、これが、ＭＣＭ信号の基準シンボル
の振幅変調シーケンスに基づいて大まかな周波数オフセットを推定する。周波数
粗同期ユニット３６２において、ＭＣＭ受信器における発振器周波数に対する、
搬送波周波数の周波数オフセットが決定されて、ブロック３６４において周波数
オフセット修正を行う。このブロック３６４における周波数オフセット修正は、
複雑な乗算によって行われる。

【００７０】周波数オフセット修正ブロック３６４の出力は、図１に示す高速フーリエ変換
器１４０と、搬送波ビットマッパ１４２とで形成されるＭＣＭ復調器３０６に加
えられる。

【００７１】本明細書中において説明された周波数粗同期を行うために、振幅復調を事前処
理済みのＭＣＭ信号に対して行う必要がある。事前処理は、例えば、ＭＣＭ信号
のダウンコンバートおよびアナログ／デジタル変換でありうる。事前処理済みＭ
ＣＭ信号を振幅復調すると、結果としてＭＣＭ信号の振幅を表すエンベロープが
得られる。

【００７２】振幅復調には、単純なアルファ_max+ベータ_min-法を用いることができる。この
方法は、例えば、Palacherla A. の「DSP-μP Routine Computes Magnitude」（
EDN １９８９年１０月２６日）、およびAdams, W. T. およびBradley, J. の「M
agnitude Approximations for Microprocessor Implementation」（IEEE Micro
vol. 3, No. 5, １９８３年１０月）に記載されている。

【００７３】上記アルファ_max+ベータ_min-法とは異なる振幅決定法を使用してもよいことは
明白である。簡略化のために、振幅計算を現在の振幅が平均振幅よりも上にある
か下にあるかについての検出に軽減することが可能である。そうすると、出力信
号は、相関を行うことにより、大まかな周波数オフセットを決定するために用い
ることのできる−１／＋１シーケンスからなる。この相関は、単純な集積回路（
ＩＣ）を用いて容易に行うことができる。

【００７４】さらに、ＲＦフロントエンドで受信した信号のオーバーサンプリングを行うこ
とができる。例えば、受信した信号を、２回オーバーサンプリングして表現する
ことが可能である。

【００７５】本発明の第１の態様によれば、上述した振幅復調を行って得たエンベロープを
、所定の基準パターンと相関させることにより、ＭＣＭ受信器における発振器周
波数からの、ＭＣＭ信号の搬送波周波数オフセットを決定する。

【００７６】周波数オフセットがない場合には、受信した基準シンボルｒ（ｋ）は、次のよ
うなものである。

【００７７】

【数７】式中、ｎ（ｋ）は「相加性ガウス雑音」を示し、Ｓ_AMは送信されたＡＭシーケ
ンスを表す。計算を単純化するために、相加性ガウス雑音を無視することも可能
である。そうすると、以下のようになる。

【００７８】

【数８】

【００７９】一定の周波数オフセットΔｆが存在する場合には、受信信号は、以下のように
なる。

【００８０】

【数９】

【００８１】周波数オフセットに関する情報は、受信信号ｒ（ｋ）と、受信器において既知
であるＡＭシーケンスＳ_AMとの相関から導出される。

【００８２】

【数１０】

【００８３】従って、周波数オフセットは、次のようになる。

【００８４】

【数１１】

【００８５】独立変数|Ｓ_AM（ｋ）|²はゼロであるため、周波数オフセットは次のようにな
る。

【００８６】

【数１２】

【００８７】本発明による周波数粗同期アルゴリズムの第２の実施形態によれば、図１０に
示すように少なくとも２つの同一シーケンス３７０を含む基準シンボルが使用さ
れる。図１０は、長さがそれぞれＬ／２である２つの同一シーケンス３７０を有
するＭＣＭ信号の基準シンボルを示している。Ｌは、基準シンボルの２つのシー
ケンス３７０の値の数を表している。

【００８８】図１０に示すように、振幅変調シーケンス内には、周波数粗同期にあてられる
少なくとも２つの同一セクションがある。このような２つのセクションは、それ
ぞれＬ／２個のサンプルを含み、図１０の振幅変調シーケンスの終端に図示され
ている。振幅変調シーケンスは、多数のサンプルを含む。位相の明瞭な観察には
、２πの位相回転を含むのに十分なサンプルのみを用いるべきである。この数は
、図１０ではＬ／２として定義される。

【００８９】続いて、搬送波周波数偏差決定の数学的展開が提示される。図３によれば、次
の数式が２つの同一シーケンス３７０に適用される。

【００９０】

【数１３】

【００９１】周波数オフセットが存在しない場合には、次の数式１４が、受信信号により満
たされることになる。

【００９２】

【数１４】

【００９３】ｒ（ｋ）は、同一シーケンスの値を表す。ｋは、各サンプルの１からＬ／２の
インデックスである。

【００９４】例えばΔｆという周波数オフセットがある場合には、受信信号は、次のように
なる。

【００９５】

【数１５】

【数１６】

【００９６】ｒ（ｋ）は、同一シーケンスに基づく、受信した部分のサンプル値を表す。周
波数オフセットに関する情報は、受信信号ｒ（ｋ＋Ｌ／２）の受信信号ｒ（ｋ）
との相関から導出される。この相関は、次の数式によって与えられる。

【００９７】

【数１７】ｒ^*は、上記部分のサンプル値の複素共役を表す。

【００９８】したがって、周波数オフセットは次のようになる。

【００９９】

【数１８】

【０１００】独立変数|ｒ（ｋ）|²はゼロに等しいため、周波数オフセットは次のようにな
る。

【０１０１】

【数１９】

【０１０２】したがって、上記双方の実施形態において、結果得られる相関出力の最大の周
波数部分が、オフセット搬送波の推定値を決定することは明白である。さらに、
図９にも示すように、修正はフィードフォワード構造で行われる。

【０１０３】例えば建造物密度が高いことから、反射の強いチャネルの場合、上述した相関
は、適した周波数粗同期を得るには不十分であることがある。したがって、本発
明の第３の実施形態によれば、第２の実施形態により相関された２つの部分の対
応する値を、基準シンボルの前記２つの同一シーケンスに対応する格納された所
定の基準パターンの対応する値で重み付けすることができる。この重み付けによ
り、周波数オフセットを正確に決定する確率を最大化することができる。この重
み付けの数学的表現は、次のようなものである。

【０１０４】

【数２０】Ｓ_AMは、受信器において既知の振幅変調シーケンスを表し、Ｓ^* _AMは、その複素
共役を表す。

【０１０５】上記相関は、周波数領域において計算され、独立変数ではなく、むしろ、

【数２１】の量が使用される。この量は、周波数修正の関数として最大となる。最大の位置
は、周波数偏差の推定値を決定する。上述したように、修正は、フィードフォワ
ード構造で行われる。

【０１０６】周波数軸において差分マッピングを用いる場合、エコー位相オフセット修正を
行うための好ましい実施形態について、図１２乃至図１５を参照しながら以下に
説明する。

【０１０７】多重通路環境において、エコーに起因する系統的位相シフトが、同一ＭＣＭシ
ンボルにおける副搬送波間で発生しうる。この位相オフセットは、受信器におけ
るＭＣＭシンボルの復調時に、ビット誤差を引き起こす可能性がある。このため
、多重通路環境においてエコーに起因する系統的位相シフトを修正するためのア
ルゴリズムを利用することが好ましい。

【０１０８】図１２において、ＭＣＭ受信器の差分デマッパの出力における散布図を示す。
図１２の左部分からわかるように、同一ＭＣＭシンボルにおける副搬送波間の系
統的位相シフトにより、複素数座標系の軸に対して、復調済み位相シフトが回転
する。図１２の右部分では、エコー位相オフセット修正を行った後の復調済み位
相シフトを図示している。ここでは、信号ポイントの位置は、略複素数座標系の
軸上にある。これらの位置は、０°、９０°、１８０°、および２７０°それぞ
れの変調済み位相シフトに対応する。

【０１０９】エコー位相オフセット修正アルゴリズム（ＥＰＯＣアルゴリズム）は、信号空
間布置からエコー誘導位相オフセットを計算してから差分復調し、その後この位
相オフセットを修正しなければならない。

【０１１０】説明目的のために、副搬送波のすべての位相の平均を計算する前に、シンボル
位相を取り除く、可能な限り最も単純なアルゴリズムについて考察することがで
きる。かかるＥＰＯＣアルゴリズムの作用を説明するために、図１２における１
つのＭＣＭシンボルに含まれる副搬送波シンボルの２つの散布図を参照する。こ
の散布図は、ＭＣＭシミュレーションの結果得られたものである。シミュレーシ
ョンには、単一周波数ネットワークにおいて典型的に見られるチャネルを使用し
た。このチャネルのエコーは、ＭＣＭガード間隔の限界まで延ばした。ガード間
隔は、この場合、ＭＣＭシンボル持続期間の２５％になるよう選択された。

【０１１１】図１３は、ＭＣＭ受信器におけるエコー位相オフセット修正装置の位置および
機能性を示すためのブロック図を表す。ＭＣＭ送信器の信号は、チャネル１２２
（図１および図１３）を通して伝送され、ＭＣＭ受信器の受信器フロントエンド
１３２で受信される。受信器フロントエンドと光速フーリエ変換器１４０間の信
号処理は、図１３では省略されている。高速フーリエ変換器の出力はデマッパに
加えられ、デマッパが周波数軸に沿って差分デマッピングを行う。デマッパの出
力は、副搬送波の各位相シフトである。多重通路環境におけるエコーに起因する
この位相シフトの位相オフセットは、エコー位相オフセットを修正していない副
搬送波シンボルの散布図の例を示す図１３のブロック４００によって視覚化され
る。

【０１１２】デマッパ１４２の出力は、エコー位相オフセット修正装置４０２の入力に加え
られる。エコー位相オフセット修正装置４０２は、デマッパ１４２の出力におけ
るエコー位相オフセットを取り除くために、ＥＰＯＣアルゴリズムを使用する。
この結果を図１３のブロック４０４に示す。すなわち、符号化位相シフト０°、
９０°、１８０°、または２７０°のみが、修正装置４０２の出力に存在する。
修正装置４０２の出力は、伝送された情報を表すビットストリームを回復するた
めに行われるメトリック計算のための信号を形成する。

【０１１３】次に、ＥＰＯＣアルゴリズムの第１の実施形態およびこれを行うための装置に
ついて、図１４を参照しながら説明する。

【０１１４】ＥＰＯＣアルゴリズムの第１の実施形態は、受信したあらゆる差分復号化済み
複素数シンボルは、多重通路チャネルにおけるエコーにより、ある角度だけ回転
しているという仮定から始まる。副搬送波については、周波数の間隔が等しいも
のと仮定されるが、その理由は、これが好ましい実施形態を表すからである。仮
に、副搬送波が周波数において間隔が等しくないとすると、修正係数をＥＰＯＣ
アルゴリズムに導入する必要がある。

【０１１５】図１４は、ＥＰＯＣアルゴリズムの第１の実施形態を行う修正装置４０２（図
１３）を示す。

【０１１６】例えば図１２の左部分に示すようなエコー位相オフセットを含む、デマッパ１
４２の出力から、伝送された情報に関連する位相シフトをまず破棄しなければな
らない。このために、デマッパ１４２の出力は、破棄ユニット５００に加えられ
る。ＤＱＰＳＫマッピングの場合、破棄ユニットは「（．）⁴」演算を行うこと
ができる。ユニット５００は、すべての受信シンボルを第一象限に射影する。し
たがって、伝送された情報に関連する位相シフトが、副搬送波シンボルを表す位
相シフトからなくなる。モジュロ−４演算でも、同一作用を得ることができる。

【０１１７】情報に関連するシンボル位相をユニット５００において取り除いてから、推定
を得るための最初のアプローチは、単に１つのＭＣＭシンボルのすべてのシンボ
ル位相にわたる平均値を計算することである。しかし、１つのＭＣＭシンボルの
すべてのシンボル位相にわたる平均値を決定する前に、閾値決定を行うことが好
ましい。レイリーフェージングにより、受信したシンボルによっては、エコー位
相オフセットの決定に対して、信頼できない情報を寄与するものがある。したが
って、シンボルの絶対値に応じて、シンボルが位相オフセットの推定に寄与すべ
きか否かを決定するため、閾値決定を行う。

【０１１８】このため、図１４に示す実施形態では、閾値決定ユニット５１０が備えられる
。ユニット５００に続いて、差分復号化されたシンボルの絶対値および独立変数
が、計算ユニット５１２および５１４それぞれで計算される。各シンボルの絶対
値に応じて、制御信号が導出される。この制御信号は、決定回路５１６において
閾値と比較される。絶対値、すなわちその制御信号がある閾値未満である場合、
決定回路５１６は、平均化演算に進められる角度値をゼロに等しい値と交換する
。このため、独立変数計算ユニット５１４の出力をさらなる処理段階の入力から
切断し、かつさらなる処理段階の入力を、「ゼロ」の一定出力を提供するユニッ
ト５１８に接続するために、スイッチが設けられる。

【０１１９】以下のように、ＭＣＭシンボルの個々の副搬送波シンボルについて決定された
位相オフセットφ_iに基づいて平均値を計算するために、平均化ユニット５２０
が設けられる。

【０１２０】

【数２２】

【０１２１】平均化ユニット５２０において、Ｋ個の被加数にわたる加算が行われる。平均
化ユニット５２０の出力は保持ユニット５２２に提供され、保持ユニット５２２
が平均化ユニット５２０の出力をＫ回保持する。保持ユニット５２２の出力は位
相回転ユニット５２４に接続され、これが、平均値φを基にしてＫ個の複素数信
号ポイントの位相オフセットの修正を行う。

【０１２２】位相回転ユニット５２４は、以下の数式を利用して、位相オフセットの修正を
行う。

【０１２３】

【数２３】

【０１２４】この数式において、ｖ’_kは、ソフトメトリック計算に入力される、Ｋ個の位
相修正済み差分復号化シンボルを表し、Ｖ_kは入力シンボルを表す。ＭＣＭシン
ボルの持続期間中に準定常であるチャネルを想定することができる限り、１つの
ＭＣＭシンボルのすべての副搬送波にわたる平均値を使用することにより、修正
結果がもたらされる。

【０１２５】１つのＭＣＭシンボルについての位相オフセットの平均値が決定されるまで、
複素数信号ポイントをバッファリングするために、バッファユニット５２７を設
けてもよい。位相回転ユニット５２４の出力は、ソフトメトリック計算を行うさ
らなる処理段階５２６に加えられる。

【０１２６】上記エコー位相オフセット修正の結果に関して、再度図１２を参照する。２つ
のプロットは、上述したエコー位相オフセット修正アルゴリズムの第１の実施形
態を含んだシミュレーションからのものである。図１２の左部分に示す散布図ス
ナップショットの瞬間において、チャネルは明らかに、単純な角度回転が有効な
仮定であるように布置を歪ませる。図１２の右部分に示すように、信号布置は、
差分検出されたシンボルの回転について決定された平均値を適用することで、回
転して軸に戻すことができる。

【０１２７】エコー位相オフセット修正アルゴリズムの第２の実施形態について、以下に説
明する。この第２の実施形態は、好ましくは、２つまでの強い通路エコーを有す
る多重通路チャネルと共に使用することができる。第２の実施形態のアルゴリズ
ムは、第１の実施形態のアルゴリズムよりも複雑である。

【０１２８】以下は、エコー位相オフセット修正方法の第２の実施形態の数学的展開である
。ＥＰＯＣアルゴリズムの第２の実施形態の説明を容易にするため、以下の仮定
を行うことができる。

【０１２９】この実施形態において、ＭＣＭ信号のガード間隔は、少なくとも多重通路チャ
ネルのインパルス応答ｈ[ｑ]（ｑ＝０、１、．．．、Ｑｈ―１）の長さ分あるも
のと仮定される。

【０１３０】送信器において、あらゆるＭＣＭシンボルが、上述した周波数軸マッピングを
用いて組み立てられる。基準副搬送波のシンボルは１に等しい、すなわち位相シ
フトが０度である。オプションの位相シフトＰＨＩはゼロに等しい、すなわちＤ
ＱＰＳＫ信号布置は回転しない。

【０１３１】数式を用いて、これを次のように表すことができる。

【０１３２】

【数２４】式中、ｋ：アクティブ副搬送波のインデックスｋ＝１、２、．．．
、ｋ。ａ^inc _k＝ｅ^j(π^/2)m：複素数位相増分シンボル；ｍ＝０、１、２、３は、２ビッ
トのグレー符号化対から導出されるＱＰＳＫシンボル数である。ａ０＝１：基準副搬送波のシンボル。

【０１３３】受信器のＤＦＴ出力において、以下の決定変数：

【数２５】が、以下：

【数２６】を位置ｋにおけるチャネルのインパルス応答ｈ[ｑ]のＤＦＴとして、得られる。

【０１３４】 |ａｋ|²＝１の場合、差分復調は以下をもたらす。

【数２７】

【０１３５】受信器の場合、チャネルに起因する系統的な位相オフセットを修正するために
用いられる追加の位相項φ_kが導入される。したがって、受信器における最終的
な変数は、以下のようになる。

【０１３６】

【数２８】

【０１３７】数式２８からわかるように、有用な情報ａ^inc _kは、積ｅ^jψ^k・Ｈ_k・Ｈ^* _k-1（
チャネルの回転および有効転送関数）によって重み付けされる。誤差なく検出す
るためには、この積を実数値化しなければならない。これを考慮すると、Ｈ_k・
Ｈ^* _k-1の負の独立変数に等しい回転角度を選択することが最良である。２パスチ
ャネルについて所望のアルゴリズムを導出するために、Ｈ_k・Ｈ^* _k-1の性質につ
いて次の項で考察する。

【０１３８】２パスチャネルは、エネルギ含有量がゼロに等しくない２つのエコー、すなわ
ち少なくとも２つの主エコーを表すものと仮定する。この仮定により、以下のイ
ンパルス応答がもたらされる。

【０１３９】

【数２９】式中、Ｃ₁、Ｃ₂：通路エコーを表す複素数係数ｑ₀：最初の通路エコーに対する二番目の通路エコーの遅延 δ₀：ディラックパルス；ｋ＝０の場合、δ₀[ｋ]＝１その他の場合、δ₀[ｋ]＝０

【０１４０】チャネル転送関数は、ＤＦＴを数式２９に適用することによって得られる。

【０１４１】

【数３０】

【０１４２】数式３０について、周波数軸に沿った差分復調の有効転送関数は、次のように
なる。

【０１４３】

【数３１】

【０１４４】雑音のない２パスチャネルであると仮定すると、数式３１から、受信器側のシ
ンボルは、シンボル１＋ｊ０が送信されている（上記仮定を参照）場合、一直線
上に配置されるということを観察することができる。この一直線は、ポイント：

【数３２】およびその方向を決定するベクトル：

【数３３】によって特徴付けることが可能である。

【０１４５】上記仮定の場合、以下の幾何学的展開を行うことができる。複素平面の実部お
よび虚部が、ｘ＝Ｒｅ｛ｚ｝、ｙ＝Ｉｍ｛ｚ｝でそれぞれ表される、すなわちｚ
＝ｘ＋ｊｙである場合に、ＥＰＯＣアルゴリズムの第２の実施形態の幾何学的展
開についてのより適した表記が得られる。この新しい表記では、雑音がない２パ
スチャネルの場合に、受信シンボルが配置される直線は、

【数３４】であり、式中、

【数３５】かつ

【数３６】である。

【０１４６】雑音を追加すると、シンボルが数式３４乃至数式３６によって与えられる直線
の周囲に拡散する。この場合、数式３６は、シンボルクラスタについての回帰曲
線である。

【０１４７】ＥＰＯＣアルゴリズムの第２の実施形態の幾何学的展開について、数式２８か
らの角度φ_kは、考慮しているシンボルの原点からの距離を二乗した関数となる
よう選択される。

【０１４８】

【数３７】

【０１４９】数式３７は、完全な信号空間が歪んでいること（捻れ）を示すが、原点からの
距離は維持される。

【０１５０】第２の実施形態のアルゴリズムの展開について、すべての決定変数ｖ’_k（雑
音がないものと仮定して）が実軸上に配置されるように、ｆ_k（・）を決定する
必要がある。

【０１５１】

【数３８】

【０１５２】数式３８をさらに変形すると、φ_kについての解を得るために解く必要のある
二次方程式になる。

【０１５３】２パスチャネルの場合、所与の決定変数Ｖ_kについてのエコー位相オフセット
修正は、

【数３９】であり、式中、

【数４０】である。

【０１５４】上記二次方程式の可能な２つの解のうち、数式４０は、１８０度の追加の位相
シフトを引き起こし得ない１つの解である。

【０１５５】図１５における２つのプロットは、複素平面の１象限分の、第２の実施形態の
ＥＰＯＣアルゴリズムの射影を示す。ここで示すものは、扇形|ａｒｇ（ｚ）|≦
π／４における二次グリッド、およびａ＝−１．０かつｂ＝０．５であるｙ＝ｆ
（ｘ）＝ａ＋ｂ・ｘの直線（点線）である。雑音のないチャネルの場合、１＋ｊ
０が送信されていれば、すべての受信シンボルは、この直線上に配置される。プ
ロットにおける円は、数式４０の２つの場合についての境界線を決定する。図１
５の左部分には射影前の状況を示し、右部分には射影アルゴリズムを提供した後
の状況を示す。左部分に注目することで、ここでは、２＋ｊ０が射影の固定点で
ある状態で、直線が実軸上にあることがわかる。したがって、第２の実施形態に
よるエコー位相オフセット修正アルゴリズムは、意図した目的を達成するもので
あると結論付けることができる。

【０１５６】ＥＰＯＣアルゴリズムの第２の実施形態の適用を可能とするには、まず、受信
シンボルを通る近似線を決定しなければならない、すなわち、パラメータａおよ
びｂを推定しなければならない。この目的のために、１＋ｊ０が送信された場合
に、受信シンボルが扇形|ａｒｇ（ｚ）|≦π／４にあるものと仮定する。１＋ｊ
０以外のシンボルが送信された場合、モジュロ演算を適用して、すべてのシンボ
ルを所望の扇形に射影することができる。このような処理により、初期段階でシ
ンボルについて決定する必要性がなくなるとともに、（すべての信号ポイントの
１／４のみを平均化する代わりに）１つのＭＣＭシンボルのすべての信号ポイン
トの平均化が可能になる。

【０１５７】第２の実施形態のＥＰＯＣアルゴリズムについての以下の計算規則について、
ｉ番目の信号ポイントの実部を表すためにｘ_iが、その虚部を表すためにｙ_iが、
それぞれ用いられる（ｉ＝１、２、．．．、Ｋ）。共に、Ｋ個の値は共に、決定
に利用可能である。最小二乗法を選択すると、決定する必要がある直線を、以下
を最小化することで得ることができる。

【０１５８】

【数４１】

【０１５９】数式４１の解は、公開文献において見出すことができる。これは、

【数４２】であり、式中、平均値は、

【数４３】である。

【０１６０】必要であれば、より高度な頑健性を有する推定法を適用してもよい。しかし、
その交換条件として、計算の複雑性がずっと高くなる。

【０１６１】射影を適用可能な範囲での問題を回避するために、直線の決定を２つの部分に
分けるべきである。まず、クラスタの重心が軸上に移動され、続いて信号空間が
歪められる。ａおよびｂが直線の元のパラメータであり、かつαが回転角度であ
ると仮定すると、ｆ_k（・）は、変換パラメータと共に適用する必要がある。

【０１６２】

【数４４】

【０１６３】上記項で説明した２つのＥＰＯＣアルゴリズムの他に、異なるアルゴリズムを
設計することが可能であるが、しかし、このようなアルゴリズムは、より高度な
計算複雑性を示す可能性が最も高いであろう。

【図面の簡単な説明】

【図１】本出願を適用可能なＭＣＭ伝送システムの概略的な概観を示す。

【図２】（Ａ）、（Ｂ）時間軸における差分マッピング方式と、周波数軸における差分マ
ッピング方式とを表す概略図を示す。

【図３】周波数軸における差分マッピングの実施についての機能ブロック図を示す。

【図４】ＭＣＭシンボルにおけるすべての副搬送波の時間におけるばらつきを示す。

【図５】周波数オフセットを有する各副搬送波についてのＱＰＳＫ布置を示す。

【図６】ＭＣＭ受信器における、本発明の精細な周波数同期装置の位置を示す概略ブロ
ック図を示す。

【図７】図６に示す精細な周波数検出器のブロック図を示す。

【図８】周波数粗同期ユニットおよび精細な周波数同期ユニットを備えるＭＣＭ受信器
のブロック図を示す。

【図９】周波数粗同期を行うユニットのブロック図を示す。

【図１０】周波数粗同期を行うために用いられる基準シンボルの概略図を示す。

【図１１】フレーム構造を有する典型的なＭＣＭ信号の概略図を示す。

【図１２】エコー位相オフセット修正の効果を示すためのＭＣＭ受信器の差分デマッパの
出力の散布図を示す。

【図１３】エコー位相オフセット修正ユニットの位置および機能性を示すための概略ブロ
ック図を示す。

【図１４】エコー位相オフセット修正装置の好ましい形態の概略ブロック図を示す。

【図１５】別のエコー位相オフセット修正アルゴリズムで行われる射影を示すための概略
図を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者リップ，シュテファンドイツ，エルランゲンディー−91058，シュテインヴェク９エー (72)発明者ブッフホルツ，シュテファンドイツ，ミュンヘンディー−81447，ケルシュラッシャーシュトラーセ８ (72)発明者ヒューバーガー，アルベルトドイツ，エルランゲンディー−91056，ハウゼッカーヴェク 18 (72)発明者ゲルホイザー，ハインツドイツ，ヴァイシェンフェルトディー− 91344，ザウゲンドルフ 17 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD33 DD43

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】それぞれ異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によっ
て定義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差分位相復号化を実行
可能なタイプの多重搬送波復調システムにおいて、発振器周波数からの搬送波周
波数偏差を補償する精細な周波数同期を行う方法であって、ａ）異なるシンボルにおける同一搬送波の位相間の位相差を決定するステップ
と、ｂ）Ｍ−ＰＳＫ決定装置を利用して、前記位相差から伝送された情報に関連す
る位相シフトの不確定性を取り除くことにより、周波数オフセットを決定するス
テップと、ｃ）前記決定された周波数オフセットに基づいて、前記搬送波周波数偏差のフ
ィードバック修正を行うステップと、を含む、方法。
【請求項２】それぞれ異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によっ
て定義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差分位相復号化を実行
可能なタイプの多重搬送波復調システムにおいて、発振器周波数からの搬送波周
波数偏差を補償する精細な周波数同期を行う方法であって、ａ）異なるシンボルにおける同一搬送波の各位相を決定するステップと、ｂ）Ｍ−ＰＳＫ決定装置を利用して、前記位相から伝送される情報に関連する
位相シフト不確定性を取り除き、各位相偏差を決定するステップと、ｃ）前記位相偏差間の位相差を決定することで、周波数オフセットを決定する
ステップと、ｄ）該決定された周波数オフセットに基づいて、前記搬送波周波数偏差のフィ
ードバック修正を行うステップと、を含む、方法。
【請求項３】前記ステップａ）およびｂ）は、前記シンボルの複数の搬送
波について行われ、平均化された周波数オフセットは、前記複数の搬送波の前記決定された周波数
オフセットを平均化することによって決定され、前記周波数偏差の前記フィードバック修正は、前記ステップｃ）における前記
平均化された周波数オフセットに基づいて行われる、請求項１記載の方法。
【請求項４】前記ステップａ）、ｂ）、およびｃ）は、前記シンボルにお
ける複数の搬送波について行われ、平均化された周波数オフセットは、前記複数の搬送波の前記決定された周波数
オフセットを平均化することによって決定される、請求項２記載の方法。
【請求項５】前記ステップａ）は、前記時間軸方向において隣接するシン
ボルの、同じ搬送波の位相間の位相差を決定するステップを含む、請求項１記載
の方法。
【請求項６】前記ステップｂ）は、Ｍアレイ位相シフトに対応する位相シ
フト不確定性を取り除くステップを含む、請求項１記載の方法。
【請求項７】前記ステップａ）は、前記時間軸方向において隣接するシン
ボルの、同じ搬送波の各位相を決定するステップを含む、請求項２記載の方法。
【請求項８】前記ステップｂ）は、Ｍアレイ位相シフトを取り除くステッ
プを含む、請求項２記載の方法。
【請求項９】それぞれ異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によっ
て定義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差分位相復号化を実行
可能なタイプの多重搬送波復調システムについて、発振器周波数からの搬送波周
波数偏差を補償する精細な周波数同期を行う装置であって、異なるシンボルにおける同一搬送波の位相間の位相差を決定する手段と、前記位相差から伝送された情報に関連する位相シフトの不確定性を取り除くこ
とにより、周波数オフセットを決定するＭ−ＰＳＫ決定装置と、前記決定された周波数オフセットに基づいて、前記搬送波周波数偏差のフィー
ドバック修正を行う手段と、を備える、装置。
【請求項１０】それぞれ異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によ
って定義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差分位相復号化を実
行可能なタイプの多重搬送波復調システムについて、発振器周波数からの搬送波
周波数偏差を補償する精細な周波数同期を行う装置であって、異なるシンボルにおける同一搬送波の各位相を決定する手段と、前記位相から伝送される情報に関連する位相シフト不確定性を取り除いて、各
位相偏差を決定するＭ−ＰＳＫ決定装置と、前記位相偏差間の位相差を決定することで、周波数オフセットを決定する手段
と、該決定された周波数オフセットに基づいて、前記搬送波周波数偏差のフィード
バック修正を行う手段と、を備える、装置。
【請求項１１】複数の搬送波の決定された周波数オフセットを平均化する
ことにより、平均化された周波数オフセットを決定する手段をさらに備え、前記フィードバック修正を行う手段は、前記平均化された周波数オフセットに
基づいて、前記周波数偏差の前記フィードバック修正を行う、請求項９記載の装
置。
【請求項１２】複数の搬送波の決定された周波数オフセットを平均化する
ことにより、平均化された周波数オフセットを決定する手段をさらに備え、前記フィードバック修正を行う手段は、前記平均化された周波数オフセットに
基づいて、前記周波数偏差の前記フィードバック修正を行う、請求項１０記載の
装置。
【請求項１３】前記位相差を決定する手段は、前記時間軸方向に隣接した
シンボルにおける同じ搬送波の位相間の位相差を決定する手段を備える、請求項
９記載の装置。
【請求項１４】前記各位相を決定する手段は、前記時間軸方向に隣接した
シンボルにおける同じ搬送波の各位相を決定する手段を備える、請求項１０記載
の装置。
【請求項１５】前記周波数偏差の前記フィードバック修正を行う手段は、
数値制御発振器と、複素数乗算器とを備える、請求項９記載の装置。
【請求項１６】前記周波数偏差の前記フィードバック修正を行う手段はさ
らに、前記数値制御発振器の前に低域フィルタを備える、請求項１５記載の装置
。