JP3429748B2 - 多重搬送波復調システムにおいて精細な周波数同期を行うための方法および装置 - Google Patents
多重搬送波復調システムにおいて精細な周波数同期を行うための方法および装置Info
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Description
【０００１】［発明の分野］
本発明は、多重搬送波システムにおいて精細な周波数同
期を行うための方法および装置に関し、特に、それぞれ
異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によって定
義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差
分位相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調シス
テムにおいて、発振器周波数からの搬送波周波数偏差を
補償する精細な周波数同期に関する。
期を行うための方法および装置に関し、特に、それぞれ
異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によって定
義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差
分位相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調シス
テムにおいて、発振器周波数からの搬送波周波数偏差を
補償する精細な周波数同期に関する。
【０００２】［発明の背景］
多重搬送波伝送システム（ＭＣＭ、ＯＦＤＭ）では、搬
送波周波数オフセットの影響が、単一搬送波伝送システ
ムよりも実質的にはるかに顕著である。ＭＣＭは、位相
雑音と、振幅歪みおよびインターキャリア干渉（ＩＣ
Ｉ）として生じる周波数オフセットとに、より敏感であ
る。インターキャリア干渉は、副搬送波が互いに関して
直交しなくなるという影響を有する。周波数オフセット
は、電源投入後、またはその後にもベースバンドへのダ
ウンコンバートに使用される発振器の周波数偏差により
生じる。自走発振器の周波数に典型的な精度は、搬送波
周波数±約５０ｐｐｍである。例えば、搬送波周波数が
２．３４ＧＨｚのＳバンドにある場合に、１００ＫＨｚ
を越える極大発振器（ＬＯ）周波数偏差（１１７．２５
ＫＨｚ）がある。上記作用により、周波数オフセット修
正に用いるアルゴリズムに対する要件が高くなる。
送波周波数オフセットの影響が、単一搬送波伝送システ
ムよりも実質的にはるかに顕著である。ＭＣＭは、位相
雑音と、振幅歪みおよびインターキャリア干渉（ＩＣ
Ｉ）として生じる周波数オフセットとに、より敏感であ
る。インターキャリア干渉は、副搬送波が互いに関して
直交しなくなるという影響を有する。周波数オフセット
は、電源投入後、またはその後にもベースバンドへのダ
ウンコンバートに使用される発振器の周波数偏差により
生じる。自走発振器の周波数に典型的な精度は、搬送波
周波数±約５０ｐｐｍである。例えば、搬送波周波数が
２．３４ＧＨｚのＳバンドにある場合に、１００ＫＨｚ
を越える極大発振器（ＬＯ）周波数偏差（１１７．２５
ＫＨｚ）がある。上記作用により、周波数オフセット修
正に用いるアルゴリズムに対する要件が高くなる。
【０００３】［従来技術の説明］
周波数同期についての従来技術によるアルゴリズムは殆
ど、周波数修正を２つの段階に分けている。第１段階に
おいて、粗同期が行われる。第２段階において、精細な
修正を達成することができる。搬送波周波数の粗同期に
ついての周波数使用アルゴリズムは、周波数領域におい
て特殊なスペクトルパターンを持つ同期シンボルを使用
する。このような同期シンボルは、例えばＣＡＺＡＣ
（ＣＡＺＡＣ＝Constant Amplitude Zero Autocorrelat
ion）シーケンスである。受信信号のパワースペクトル
と、伝送信号のパワースペクトルとの比較、すなわち相
関を通して、周波数搬送波オフセットを大まかに推定す
ることができる。これらの従来技術によるアルゴリズム
はすべて、周波数領域において機能する。例えば、Ferd
inand Classen, Heinrich Meyrの「Synchronization Al
gorithms for an OFDMSystem for Mobile Communicatio
n」（ITG-Fachtagung 130, Codierung fuer Quelle, Ka
nal und Uebertragung, pp.105-113, Oct. 26-28, 199
4）、およびTimothy M. Schmidl, Donald C. Coxの「Lo
w-Overhead, Low-Complexity [Burst] Synchronization
for OFDM」（IEEE International Conference on Comm
unication ICC 1996議事録、pp.1301-1306(1996)）を参
照されたい。
ど、周波数修正を２つの段階に分けている。第１段階に
おいて、粗同期が行われる。第２段階において、精細な
修正を達成することができる。搬送波周波数の粗同期に
ついての周波数使用アルゴリズムは、周波数領域におい
て特殊なスペクトルパターンを持つ同期シンボルを使用
する。このような同期シンボルは、例えばＣＡＺＡＣ
（ＣＡＺＡＣ＝Constant Amplitude Zero Autocorrelat
ion）シーケンスである。受信信号のパワースペクトル
と、伝送信号のパワースペクトルとの比較、すなわち相
関を通して、周波数搬送波オフセットを大まかに推定す
ることができる。これらの従来技術によるアルゴリズム
はすべて、周波数領域において機能する。例えば、Ferd
inand Classen, Heinrich Meyrの「Synchronization Al
gorithms for an OFDMSystem for Mobile Communicatio
n」（ITG-Fachtagung 130, Codierung fuer Quelle, Ka
nal und Uebertragung, pp.105-113, Oct. 26-28, 199
4）、およびTimothy M. Schmidl, Donald C. Coxの「Lo
w-Overhead, Low-Complexity [Burst] Synchronization
for OFDM」（IEEE International Conference on Comm
unication ICC 1996議事録、pp.1301-1306(1996)）を参
照されたい。
【０００４】搬送波周波数の粗同期について、Paul H.
Mooseの「A Technique for Orthogonal Frequency Divi
sion Multiplexing Frequency Offset Correction」（I
EEETransaction On Communications, Vol. 42, No. 10,
１９９４年１０月）は、副搬送波の距離が、受信した
搬送波と、伝送した搬送波の間の最大周波数差分よりも
大きくなるように、副搬送波間の間隔を増大することを
提案している。副搬送波の距離は、高速フーリエ変換に
より変換されるサンプル値の数を低減することで、増大
される。これは、高速フーリエ変換により変換されるサ
ンプル値の数が低減することに対応する。
Mooseの「A Technique for Orthogonal Frequency Divi
sion Multiplexing Frequency Offset Correction」（I
EEETransaction On Communications, Vol. 42, No. 10,
１９９４年１０月）は、副搬送波の距離が、受信した
搬送波と、伝送した搬送波の間の最大周波数差分よりも
大きくなるように、副搬送波間の間隔を増大することを
提案している。副搬送波の距離は、高速フーリエ変換に
より変換されるサンプル値の数を低減することで、増大
される。これは、高速フーリエ変換により変換されるサ
ンプル値の数が低減することに対応する。
【０００５】ＷＯ９２０５６４６Ａは、時間軸方向に差
分符号化されることが好ましいデータを含む直交周波数
分割多重信号を受信する方法に関する。復調されたサン
プルのブロック間の位相ドリフトは、局所発振器周波数
誤差の程度を示すために用いられる。位相ドリフトは、
同じＯＦＤＭ搬送波から復調されたより早期のサンプル
の複素共役で複素数値を乗算し、結果得られる測度を用
いて、周波数ロックループを介して局所発振器周波数を
制御することにより、査定される。
分符号化されることが好ましいデータを含む直交周波数
分割多重信号を受信する方法に関する。復調されたサン
プルのブロック間の位相ドリフトは、局所発振器周波数
誤差の程度を示すために用いられる。位相ドリフトは、
同じＯＦＤＭ搬送波から復調されたより早期のサンプル
の複素共役で複素数値を乗算し、結果得られる測度を用
いて、周波数ロックループを介して局所発振器周波数を
制御することにより、査定される。
【０００６】［発明の概要］
本発明の目的は、情報が、異なる周波数を有する同時副
搬送波間で差分位相符号化されるＭＣＭ信号を利用する
ＭＣＭ伝送システムにおいて、発振器周波数からの搬送
波周波数偏差を補償する精細な周波数同期を可能にする
精細な周波数同期を行うための方法および装置を提供す
ることである。
搬送波間で差分位相符号化されるＭＣＭ信号を利用する
ＭＣＭ伝送システムにおいて、発振器周波数からの搬送
波周波数偏差を補償する精細な周波数同期を可能にする
精細な周波数同期を行うための方法および装置を提供す
ることである。
【０００７】第１の態様によれば、本発明は、それぞれ
異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によって定
義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差
分位相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調シス
テムにおいて、発振器周波数からの搬送波周波数偏差を
補償する精細な周波数同期を行う方法であって、異なる
シンボルにおける同一搬送波の位相間の位相差を決定す
るステップと、Ｍ−ＰＳＫ決定装置を利用して、前記位
相差から伝送された情報に関連する位相シフトの不確定
性を取り除くことにより、周波数オフセットを決定する
ステップと、前記決定された周波数オフセットに基づい
て、前記搬送波周波数偏差のフィードバック修正を行う
ステップと、を含む方法を提供する。
異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によって定
義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差
分位相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調シス
テムにおいて、発振器周波数からの搬送波周波数偏差を
補償する精細な周波数同期を行う方法であって、異なる
シンボルにおける同一搬送波の位相間の位相差を決定す
るステップと、Ｍ−ＰＳＫ決定装置を利用して、前記位
相差から伝送された情報に関連する位相シフトの不確定
性を取り除くことにより、周波数オフセットを決定する
ステップと、前記決定された周波数オフセットに基づい
て、前記搬送波周波数偏差のフィードバック修正を行う
ステップと、を含む方法を提供する。
【０００８】第２の態様によれば、本発明は、それぞれ
異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によって定
義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差
分位相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調シス
テムにおいて、発振器周波数からの搬送波周波数偏差を
補償する精細な周波数同期を行う方法であって、異なる
シンボルにおける同一搬送波の各位相を決定するステッ
プと、Ｍ−ＰＳＫ決定装置を利用して、前記位相から伝
送される情報に関連する位相シフト不確定性を取り除
き、各位相偏差を決定するステップと、前記位相偏差間
の位相差を決定することで、周波数オフセットを決定す
るステップと、該決定された周波数オフセットに基づい
て、前記搬送波周波数偏差のフィードバック修正を行う
ステップと、を含む方法を提供する。
異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によって定
義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差
分位相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調シス
テムにおいて、発振器周波数からの搬送波周波数偏差を
補償する精細な周波数同期を行う方法であって、異なる
シンボルにおける同一搬送波の各位相を決定するステッ
プと、Ｍ−ＰＳＫ決定装置を利用して、前記位相から伝
送される情報に関連する位相シフト不確定性を取り除
き、各位相偏差を決定するステップと、前記位相偏差間
の位相差を決定することで、周波数オフセットを決定す
るステップと、該決定された周波数オフセットに基づい
て、前記搬送波周波数偏差のフィードバック修正を行う
ステップと、を含む方法を提供する。
【０００９】第３の態様によれば、本発明は、それぞれ
異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によって定
義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差
分位相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調シス
テムについて、発振器周波数からの搬送波周波数偏差を
補償する精細な周波数同期を行う装置であって、異なる
シンボルにおける同一搬送波の位相間の位相差を決定す
る手段と、前記位相差から伝送された情報に関連する位
相シフトの不確定性を取り除くことにより、周波数オフ
セットを決定するＭ−ＰＳＫ決定装置と、前記決定され
た周波数オフセットに基づいて、前記周波数偏差のフィ
ードバック修正を行う手段と、を備える装置を提供す
る。
異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によって定
義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差
分位相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調シス
テムについて、発振器周波数からの搬送波周波数偏差を
補償する精細な周波数同期を行う装置であって、異なる
シンボルにおける同一搬送波の位相間の位相差を決定す
る手段と、前記位相差から伝送された情報に関連する位
相シフトの不確定性を取り除くことにより、周波数オフ
セットを決定するＭ−ＰＳＫ決定装置と、前記決定され
た周波数オフセットに基づいて、前記周波数偏差のフィ
ードバック修正を行う手段と、を備える装置を提供す
る。
【００１０】第４の態様によれば、本発明は、それぞれ
異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によって定
義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差
分位相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調シス
テムについて、発振器周波数からの搬送波周波数偏差を
補償する精細な周波数同期を行う装置であって、異なる
シンボルにおける同一搬送波の各位相を決定する手段
と、前記位相から伝送される情報に関連する位相シフト
不確定性を取り除いて、各位相を決定するＭ−ＰＳＫ決
定装置と、前記位相偏差間の位相差を決定することで、
周波数オフセットを決定する手段と、該決定された周波
数オフセットに基づいて、前記周波数偏差のフィードバ
ック修正を行う手段と、を備える装置を提供する。
異なる周波数を有する同時搬送波間の位相差によって定
義される複数のシンボルを含む多重搬送波変調信号の差
分位相復号化を実行可能なタイプの多重搬送波復調シス
テムについて、発振器周波数からの搬送波周波数偏差を
補償する精細な周波数同期を行う装置であって、異なる
シンボルにおける同一搬送波の各位相を決定する手段
と、前記位相から伝送される情報に関連する位相シフト
不確定性を取り除いて、各位相を決定するＭ−ＰＳＫ決
定装置と、前記位相偏差間の位相差を決定することで、
周波数オフセットを決定する手段と、該決定された周波
数オフセットに基づいて、前記周波数偏差のフィードバ
ック修正を行う手段と、を備える装置を提供する。
【００１１】本発明は、発振器周波数からの搬送波周波
数偏差を補償する精細な周波数同期を行うための方法お
よび装置に関する。この精細な周波数同期は、周波数粗
同期後の周波数オフセットが、ＭＣＭ信号における副搬
送波距離の半分未満であるような周波数粗同期の完了後
に行われることが好ましい。周波数オフセットは、本発
明の精細な周波数同期方法および装置によって修正され
るため、差分復号化による位相回転および時間軸におけ
るデマッピングを用いることによる周波数オフセットの
修正が可能である。周波数オフセットは、時間軸に沿っ
て時間的に連続した副搬送波シンボル間の周波数差を決
定することで、検出される。周波数誤差は、各副搬送波
のＩ−Ｑデカルト座標の回転を測定することで計算さ
れ、好ましい実施形態では、ＭＣＭシンボルのｎ個すべ
ての副搬送波にわたってこれらを平均化することによっ
て、計算される。
数偏差を補償する精細な周波数同期を行うための方法お
よび装置に関する。この精細な周波数同期は、周波数粗
同期後の周波数オフセットが、ＭＣＭ信号における副搬
送波距離の半分未満であるような周波数粗同期の完了後
に行われることが好ましい。周波数オフセットは、本発
明の精細な周波数同期方法および装置によって修正され
るため、差分復号化による位相回転および時間軸におけ
るデマッピングを用いることによる周波数オフセットの
修正が可能である。周波数オフセットは、時間軸に沿っ
て時間的に連続した副搬送波シンボル間の周波数差を決
定することで、検出される。周波数誤差は、各副搬送波
のＩ−Ｑデカルト座標の回転を測定することで計算さ
れ、好ましい実施形態では、ＭＣＭシンボルのｎ個すべ
ての副搬送波にわたってこれらを平均化することによっ
て、計算される。
【００１２】まず、Ｍ−ＰＳＫ決定装置を用い、該決定
装置の出力を各副搬送波シンボルへの入力信号と相関さ
せることで、位相の不明確さまたは不確定性を取り除
く。したがって、副搬送波シンボルの位相オフセットが
決定され、これを用いてフィードバック構造の形態であ
る周波数誤差を再構築することができる。あるいは、１
つのＭＣＭシンボルの副搬送波シンボルの位相オフセッ
トを、ＭＣＭシンボルのアクティブ搬送波すべてにわた
って平均化することができ、平均化した位相オフセット
を用いて、周波数誤差を再構築する。
装置の出力を各副搬送波シンボルへの入力信号と相関さ
せることで、位相の不明確さまたは不確定性を取り除
く。したがって、副搬送波シンボルの位相オフセットが
決定され、これを用いてフィードバック構造の形態であ
る周波数誤差を再構築することができる。あるいは、１
つのＭＣＭシンボルの副搬送波シンボルの位相オフセッ
トを、ＭＣＭシンボルのアクティブ搬送波すべてにわた
って平均化することができ、平均化した位相オフセット
を用いて、周波数誤差を再構築する。
【００１３】本発明によれば、周波数オフセットの決定
は、周波数領域で行われる。本発明の精細な周波数同期
によるフィードバック修正は、時間領域で行われる。こ
のため、異なるＭＣＭシンボルの時間的に連続する副搬
送波シンボルの位相を基にして、副搬送波の周波数オフ
セットを検出するために、時間領域における差分復号器
が設けられる。
は、周波数領域で行われる。本発明の精細な周波数同期
によるフィードバック修正は、時間領域で行われる。こ
のため、異なるＭＣＭシンボルの時間的に連続する副搬
送波シンボルの位相を基にして、副搬送波の周波数オフ
セットを検出するために、時間領域における差分復号器
が設けられる。
【００１４】以下に、本発明の好ましい実施形態につい
て、添付図面を基にして詳細に説明する。
て、添付図面を基にして詳細に説明する。
【００１５】［実施形態の詳細な説明］
本発明を詳細に考察する前に、ＭＣＭ伝送システムの動
作モードについて、図１を参照しながら説明する。
作モードについて、図１を参照しながら説明する。
【００１６】図１は、従来技術によるＭＣＭ送信器に略
対応するＭＣＭ送信器１００を示す。かかるＭＣＭ送信
器の説明は、例えば、William Y. Zou, Yiyan Wuの「CO
FDM:An OVERVIEW」(IEEE Transactions on Broadcastin
g, vol. 41, No. 1,１９９５年３月)において見つける
ことができる。
対応するＭＣＭ送信器１００を示す。かかるＭＣＭ送信
器の説明は、例えば、William Y. Zou, Yiyan Wuの「CO
FDM:An OVERVIEW」(IEEE Transactions on Broadcastin
g, vol. 41, No. 1,１９９５年３月)において見つける
ことができる。
【００１７】データソース１０２は、シリアルビットス
トリーム１０４をＭＣＭ送信器に提供する。入シリアル
ビットストリーム１０４は、ビット搬送波マッパ１０６
に加えられ、これは、入シリアルビットストリーム１０
４からスペクトル１０８のシーケンスを生成する。逆高
速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）１１０が、スペクトル１０
８のシーケンスに対して行われ、ＭＣＭ時間領域信号１
１２を生成する。ＭＣＭ時間領域信号は、ＭＣＭ時間信
号の有用なＭＣＭ信号を形成する。多重通路歪みに起因
するシンボル間干渉（ＩＳＩ）を防ぐために、ユニット
１１４が、時を違えず隣接したＭＣＭシンボル間に固定
長のガード間隔を挿入するために設けられる。本発明の
好ましい実施形態によれば、有用なＭＣＭ信号の最後の
部分は、同じものを有用なシンボルの前に配置すること
で、ガード間隔として用いられる。結果得られるＭＣＭ
シンボルは、図１において１１５で示され、図１１に示
すＭＣＭシンボル１６０に相当する。
トリーム１０４をＭＣＭ送信器に提供する。入シリアル
ビットストリーム１０４は、ビット搬送波マッパ１０６
に加えられ、これは、入シリアルビットストリーム１０
４からスペクトル１０８のシーケンスを生成する。逆高
速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）１１０が、スペクトル１０
８のシーケンスに対して行われ、ＭＣＭ時間領域信号１
１２を生成する。ＭＣＭ時間領域信号は、ＭＣＭ時間信
号の有用なＭＣＭ信号を形成する。多重通路歪みに起因
するシンボル間干渉（ＩＳＩ）を防ぐために、ユニット
１１４が、時を違えず隣接したＭＣＭシンボル間に固定
長のガード間隔を挿入するために設けられる。本発明の
好ましい実施形態によれば、有用なＭＣＭ信号の最後の
部分は、同じものを有用なシンボルの前に配置すること
で、ガード間隔として用いられる。結果得られるＭＣＭ
シンボルは、図１において１１５で示され、図１１に示
すＭＣＭシンボル１６０に相当する。
【００１８】図１１は、フレーム構造を有する典型的な
ＭＣＭ信号の構造を示す。ＭＣＭ時間信号の１つのフレ
ームは、複数のＭＣＭシンボル１６０から構成される。
各ＭＣＭシンボル１６０は、有用なシンボル１６２と、
それに関連するガード間隔１６４とによって形成され
る。図１１に示すように、各フレームは、１つの基準シ
ンボル１６６を含む。本発明は、このようなＭＣＭ信号
と有利に併用可能であるが、しかし、このような信号構
造は、伝送された信号が有用な部分と、少なくとも１つ
の基準シンボルとを含む限り、本発明の実施に必ずしも
必要なものではない。
ＭＣＭ信号の構造を示す。ＭＣＭ時間信号の１つのフレ
ームは、複数のＭＣＭシンボル１６０から構成される。
各ＭＣＭシンボル１６０は、有用なシンボル１６２と、
それに関連するガード間隔１６４とによって形成され
る。図１１に示すように、各フレームは、１つの基準シ
ンボル１６６を含む。本発明は、このようなＭＣＭ信号
と有利に併用可能であるが、しかし、このような信号構
造は、伝送された信号が有用な部分と、少なくとも１つ
の基準シンボルとを含む限り、本発明の実施に必ずしも
必要なものではない。
【００１９】図１１に示す最終的なフレーム構造を得る
ために、所定数のＭＣＭシンボルそれぞれに１つの基準
シンボルを付加するためのユニット１１６が設けられ
る。
ために、所定数のＭＣＭシンボルそれぞれに１つの基準
シンボルを付加するためのユニット１１６が設けられ
る。
【００２０】本発明によれば、基準シンボルは、振幅変
調ビットシーケンスである。したがって、ビットシーケ
ンスの振幅変調は、振幅変調ビットシーケンスのエンベ
ロープが、基準シンボルの基準パターンを定義するよう
に、行われる。振幅変調ビットシーケンスのエンベロー
プによって定義されるこの基準パターンは、ＭＣＭ受信
器でのＭＣＭ信号受信時に検出されなければならない。
本発明の好ましい実施形態では、良好な自己相関特性を
有する疑似ランダムビットシーケンスが、振幅変調であ
るビットシーケンスとして用いられる。
調ビットシーケンスである。したがって、ビットシーケ
ンスの振幅変調は、振幅変調ビットシーケンスのエンベ
ロープが、基準シンボルの基準パターンを定義するよう
に、行われる。振幅変調ビットシーケンスのエンベロー
プによって定義されるこの基準パターンは、ＭＣＭ受信
器でのＭＣＭ信号受信時に検出されなければならない。
本発明の好ましい実施形態では、良好な自己相関特性を
有する疑似ランダムビットシーケンスが、振幅変調であ
るビットシーケンスとして用いられる。
【００２１】基準シンボルの長さおよび反復率の選択
は、ＭＣＭ信号が伝送されるチャネルの特性、例えば、
チャネルのコヒーレント時間により左右される。さら
に、基準シンボルの反復率および長さ、換言すれば、各
フレームにおける有用なシンボルの数は、初期同期の平
均時間と、チャネルフェージングに起因する同期損失後
の再同期の平均時間とを考慮した受信器要件によって決
まる。
は、ＭＣＭ信号が伝送されるチャネルの特性、例えば、
チャネルのコヒーレント時間により左右される。さら
に、基準シンボルの反復率および長さ、換言すれば、各
フレームにおける有用なシンボルの数は、初期同期の平
均時間と、チャネルフェージングに起因する同期損失後
の再同期の平均時間とを考慮した受信器要件によって決
まる。
【００２２】図１において１１８で示す構造を有する、
結果得られるＭＣＭ信号は、送信器フロントエンド１２
０に加えられる。大まかに言えば、送信器フロントエン
ド１２０において、ＭＣＭ信号のデジタル／アナログ変
換およびアップコンバートが行われる。その後、ＭＣＭ
信号は、チャネル１２２を介して伝送される。
結果得られるＭＣＭ信号は、送信器フロントエンド１２
０に加えられる。大まかに言えば、送信器フロントエン
ド１２０において、ＭＣＭ信号のデジタル／アナログ変
換およびアップコンバートが行われる。その後、ＭＣＭ
信号は、チャネル１２２を介して伝送される。
【００２３】続いて、ＭＣＭ受信器１３０の動作モード
について、図１を参照しながら手短に説明する。ＭＣＭ
信号は、受信器フロントエンド１３２で受信される。受
信器フロントエンド１３２において、ＭＣＭ信号はダウ
ンコンバートされ、さらに、ダウンコンバートされた信
号のアナログ／デジタル変換が行われる。
について、図１を参照しながら手短に説明する。ＭＣＭ
信号は、受信器フロントエンド１３２で受信される。受
信器フロントエンド１３２において、ＭＣＭ信号はダウ
ンコンバートされ、さらに、ダウンコンバートされた信
号のアナログ／デジタル変換が行われる。
【００２４】ダウンコンバートしたＭＣＭ信号は、シン
ボルフレーム／搬送波周波数同期ユニット１３４に提供
される。
ボルフレーム／搬送波周波数同期ユニット１３４に提供
される。
【００２５】シンボルフレーム／搬送波周波数同期ユニ
ット１３４の第１の目的は、振幅変調した基準シンボル
に基づいて、フレーム同期を行うことである。このフレ
ーム同期は、振幅変調基準シンボルと、ＭＣＭ受信器に
格納された所定の基準パターンの間の相関を基にして行
われる。
ット１３４の第１の目的は、振幅変調した基準シンボル
に基づいて、フレーム同期を行うことである。このフレ
ーム同期は、振幅変調基準シンボルと、ＭＣＭ受信器に
格納された所定の基準パターンの間の相関を基にして行
われる。
【００２６】シンボルフレーム／搬送波周波数同期ユニ
ットの第２の目的は、ＭＣＭ信号の周波数粗同期を行う
ことである。このために、シンボルフレーム／搬送波周
波数同期ユニット１３４は、例えば、送信器の局所発振
器と受信器の局所発振器の間の周波数差に起因する搬送
波周波数の、大まかな周波数オフセットを決定する周波
数粗同期ユニットとして機能する。決定された周波数
は、周波数粗修正を行うために用いられる。周波数粗同
期ユニットの動作モードについては、図９および図１０
を参照して以下に詳細に説明する。
ットの第２の目的は、ＭＣＭ信号の周波数粗同期を行う
ことである。このために、シンボルフレーム／搬送波周
波数同期ユニット１３４は、例えば、送信器の局所発振
器と受信器の局所発振器の間の周波数差に起因する搬送
波周波数の、大まかな周波数オフセットを決定する周波
数粗同期ユニットとして機能する。決定された周波数
は、周波数粗修正を行うために用いられる。周波数粗同
期ユニットの動作モードについては、図９および図１０
を参照して以下に詳細に説明する。
【００２７】上述したように、フレーム同期ユニット１
３４は、ＭＣＭ信号における基準シンボルのロケーショ
ンを決定する。フレーム同期ユニット１３４の決定を基
にして、基準シンボル抽出ユニット１３６が、受信器フ
ロントエンド１３２から来たＭＣＭ信号から、フレーム
化情報、すなわち基準シンボルを抽出する。基準シンボ
ルの抽出後、ＭＣＭ信号は、ガード間隔除去ユニット１
３８に加えられる。ＭＣＭ受信器においてこれまで行わ
れてきた信号処理の結果、有用なＭＣＭシンボルが得ら
れる。
３４は、ＭＣＭ信号における基準シンボルのロケーショ
ンを決定する。フレーム同期ユニット１３４の決定を基
にして、基準シンボル抽出ユニット１３６が、受信器フ
ロントエンド１３２から来たＭＣＭ信号から、フレーム
化情報、すなわち基準シンボルを抽出する。基準シンボ
ルの抽出後、ＭＣＭ信号は、ガード間隔除去ユニット１
３８に加えられる。ＭＣＭ受信器においてこれまで行わ
れてきた信号処理の結果、有用なＭＣＭシンボルが得ら
れる。
【００２８】ガード間隔除去ユニット１３８から出力さ
れる有用なＭＣＭシンボルは、高速フーリエ変換ユニッ
ト１４０に提供されて、有用なシンボルからのスペクト
ルシーケンスを提供する。その後、スペクトルシーケン
スは、搬送波ビットマッパ１４２に提供され、ここで、
シリアルビットストリームが回復される。このシリアル
ビットストリームは、データシンク１４４に提供され
る。
れる有用なＭＣＭシンボルは、高速フーリエ変換ユニッ
ト１４０に提供されて、有用なシンボルからのスペクト
ルシーケンスを提供する。その後、スペクトルシーケン
スは、搬送波ビットマッパ１４２に提供され、ここで、
シリアルビットストリームが回復される。このシリアル
ビットストリームは、データシンク１４４に提供され
る。
【００２９】次に、図２（Ａ）および図２（Ｂ）を参照
しながら、差分マッピングの２つのモードについて説明
する。図２（Ａ）に、時間軸に沿った差分マッピングの
第１の方法を図示する。図２（Ａ）からわかるように、
ＭＣＭシンボルは、Ｋ個の副搬送波からなる。副搬送波
は、異なる周波数を含み、かつ好ましい実施形態では、
周波数軸方向に等間隔である。時間軸に沿って差分マッ
ピングを用いる場合、１つまたは複数のビットが、位相
および／または隣接するＭＣＭシンボルにおける同じ搬
送波周波数の２つの副搬送波間の振幅シフトに符号化さ
れる。副搬送波シンボル間に示される矢印は、振幅およ
び／または２つの副搬送波シンボル間の位相シフトに符
号化された情報に相当する。
しながら、差分マッピングの２つのモードについて説明
する。図２（Ａ）に、時間軸に沿った差分マッピングの
第１の方法を図示する。図２（Ａ）からわかるように、
ＭＣＭシンボルは、Ｋ個の副搬送波からなる。副搬送波
は、異なる周波数を含み、かつ好ましい実施形態では、
周波数軸方向に等間隔である。時間軸に沿って差分マッ
ピングを用いる場合、１つまたは複数のビットが、位相
および／または隣接するＭＣＭシンボルにおける同じ搬
送波周波数の２つの副搬送波間の振幅シフトに符号化さ
れる。副搬送波シンボル間に示される矢印は、振幅およ
び／または２つの副搬送波シンボル間の位相シフトに符
号化された情報に相当する。
【００３０】差分マッピングの第２の方法を図２（Ｂ）
に示す。本発明は、図２（Ｂ）に示すマッピング方式を
使用したＭＣＭ伝送システムに適合される。このマッピ
ング方式は、周波数軸に沿った１つのＭＣＭシンボル内
の差分マッピングに基づく。図２（Ｂ）には、多くのＭ
ＣＭシンボル２００を示す。各ＭＣＭシンボル２００
は、多くの副搬送波シンボル２０２を含む。図２（Ｂ）
における矢印２０４は、２つの副搬送波シンボル２０２
の間に符号化される情報を示す。矢印２０４からわかる
ように、このマッピング方式は、周波数軸方向に沿った
１つのＭＣＭシンボル内の差分マッピングに基づく。
に示す。本発明は、図２（Ｂ）に示すマッピング方式を
使用したＭＣＭ伝送システムに適合される。このマッピ
ング方式は、周波数軸に沿った１つのＭＣＭシンボル内
の差分マッピングに基づく。図２（Ｂ）には、多くのＭ
ＣＭシンボル２００を示す。各ＭＣＭシンボル２００
は、多くの副搬送波シンボル２０２を含む。図２（Ｂ）
における矢印２０４は、２つの副搬送波シンボル２０２
の間に符号化される情報を示す。矢印２０４からわかる
ように、このマッピング方式は、周波数軸方向に沿った
１つのＭＣＭシンボル内の差分マッピングに基づく。
【００３１】図２（Ｂ）に示す実施形態ではＭＣＭシン
ボル２００の最初の副搬送波（ｋ＝０）が、基準副搬送
波２０６（陰影の付いた）として用いられ、情報が基準
副搬送波と最初のアクティブ搬送波２０８の間に符号化
されるようにする。ＭＣＭシンボル２００のその他の情
報は、それぞれアクティブ搬送波間に符号化される。
ボル２００の最初の副搬送波（ｋ＝０）が、基準副搬送
波２０６（陰影の付いた）として用いられ、情報が基準
副搬送波と最初のアクティブ搬送波２０８の間に符号化
されるようにする。ＭＣＭシンボル２００のその他の情
報は、それぞれアクティブ搬送波間に符号化される。
【００３２】したがって、あらゆるＭＣＭシンボルにつ
いて、絶対的な位相基準が存在する。図２（Ｂ）によれ
ば、この絶対的な位相基準は、ＭＣＭシンボル（ｋ＝
０）毎に挿入される基準シンボルによって与えられる。
基準シンボルは、すべてのＭＣＭシンボルについて一定
の位相か、あるいはＭＣＭシンボル毎に異なる位相を有
することができる。可変位相は、時間的に先行するＭＣ
Ｍシンボルの最後の副搬送波から位相を複製することに
より、得ることができる。
いて、絶対的な位相基準が存在する。図２（Ｂ）によれ
ば、この絶対的な位相基準は、ＭＣＭシンボル（ｋ＝
０）毎に挿入される基準シンボルによって与えられる。
基準シンボルは、すべてのＭＣＭシンボルについて一定
の位相か、あるいはＭＣＭシンボル毎に異なる位相を有
することができる。可変位相は、時間的に先行するＭＣ
Ｍシンボルの最後の副搬送波から位相を複製することに
より、得ることができる。
【００３３】図３には、周波数軸に沿って差分マッピン
グを行う装置の好ましい実施形態を示す。図３を参照し
ながら、本発明による周波数軸に沿った差分マッピング
を使用する、周波数領域におけるＭＣＭシンボルの組立
について説明する。
グを行う装置の好ましい実施形態を示す。図３を参照し
ながら、本発明による周波数軸に沿った差分マッピング
を使用する、周波数領域におけるＭＣＭシンボルの組立
について説明する。
【００３４】図３は、以下のパラメータを有する１つの
ＭＣＭシンボルの組立を示す。ＮＦＦＴは、離散フーリ
エ変換の複素数係数の数、副搬送波の数をそれぞれ表
す。Ｋは、アクティブ搬送波の数を表す。基準搬送波
は、Ｋの計数に含まれない。
ＭＣＭシンボルの組立を示す。ＮＦＦＴは、離散フーリ
エ変換の複素数係数の数、副搬送波の数をそれぞれ表
す。Ｋは、アクティブ搬送波の数を表す。基準搬送波
は、Ｋの計数に含まれない。
【００３５】図３によれば、ビットストリームの複素数
シンボルへのマッピングには、１／４位相シフトキーイ
ング（ＱＰＳＫ）が用いられる。しかし、２−ＰＳＫ、
８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、１６―ＡＰＳＫ、６４―Ａ
ＰＳＫ等、他のＭアレイマッピング方式（ＭＰＳＫ）も
可能である。
シンボルへのマッピングには、１／４位相シフトキーイ
ング（ＱＰＳＫ）が用いられる。しかし、２−ＰＳＫ、
８−ＰＳＫ、１６−ＱＡＭ、１６―ＡＰＳＫ、６４―Ａ
ＰＳＫ等、他のＭアレイマッピング方式（ＭＰＳＫ）も
可能である。
【００３６】さらに、濾波の容易化、およびエイリアシ
ング作用の最小化のために、図３に示す装置では、副搬
送波によっては情報の符号化に使用されないものもあ
る。これらの副搬送波は、ゼロに設定され、ＭＣＭ信号
スペクトルの上端および下端にいわゆる保護帯域を構成
する。
ング作用の最小化のために、図３に示す装置では、副搬
送波によっては情報の符号化に使用されないものもあ
る。これらの副搬送波は、ゼロに設定され、ＭＣＭ信号
スペクトルの上端および下端にいわゆる保護帯域を構成
する。
【００３７】図３に示すマッピング装置の入力におい
て、入力ビットストリームの複素数シンボル対ｂ０
[ｋ]、ｂ１[ｋ]が受信される。１つのＭＣＭシンボルを
形成するために、Ｋ個の複素数信号対が組み立てられ
る。信号対は、１つのＭＣＭシンボルの組立に必要なＫ
個の差分位相シフトｐｈｉ[ｋ]に符号化される。この実
施形態において、ビットから０、９０、１８０、および
２７０度の位相シフトへのマッピングは、１／４位相シ
フトキーイング装置２２０におけるグレーマッピングを
用いて行われる。
て、入力ビットストリームの複素数シンボル対ｂ０
[ｋ]、ｂ１[ｋ]が受信される。１つのＭＣＭシンボルを
形成するために、Ｋ個の複素数信号対が組み立てられ
る。信号対は、１つのＭＣＭシンボルの組立に必要なＫ
個の差分位相シフトｐｈｉ[ｋ]に符号化される。この実
施形態において、ビットから０、９０、１８０、および
２７０度の位相シフトへのマッピングは、１／４位相シ
フトキーイング装置２２０におけるグレーマッピングを
用いて行われる。
【００３８】グレーマッピングは、１３５度よりも小さ
な差分検出位相誤差により、受信器において二重ビット
誤差が生じないようにするために、使用される。
な差分検出位相誤差により、受信器において二重ビット
誤差が生じないようにするために、使用される。
【００３９】Ｋ個の位相の差分位相符号化は、差分位相
エンコーダ２２２において行われる。この処理段階にお
いて、ＱＰＳＫグレーマッパにより生成されたＫ個の位
相ｐｈｉ[ｋ]が差分符号化される。実際には、フィード
バックループ２２４がＫ個すべての位相にわたる累積集
計を計算する。最初の計算（ｋ＝０）の開始点におい
て、基準搬送波２２６の位相が用いられる。基準副搬送
波２２６の絶対位相、あるいは先行する（すなわち、ｚ
-1であるが、但しｚ-1は単位遅延演算子を表す）副搬送
波に符号化された位相情報を加算点２３０に提供するた
めに、スイッチ２２８が設けられる。差分位相エンコー
ダ２２２の出力において、各副搬送波が符号化された位
相情報ｔｈｅｔａ[ｋ]が提供される。本発明の好ましい
実施形態において、ＭＣＭシンボルの副搬送波は、周波
数軸方向において等間隔である。
エンコーダ２２２において行われる。この処理段階にお
いて、ＱＰＳＫグレーマッパにより生成されたＫ個の位
相ｐｈｉ[ｋ]が差分符号化される。実際には、フィード
バックループ２２４がＫ個すべての位相にわたる累積集
計を計算する。最初の計算（ｋ＝０）の開始点におい
て、基準搬送波２２６の位相が用いられる。基準副搬送
波２２６の絶対位相、あるいは先行する（すなわち、ｚ
-1であるが、但しｚ-1は単位遅延演算子を表す）副搬送
波に符号化された位相情報を加算点２３０に提供するた
めに、スイッチ２２８が設けられる。差分位相エンコー
ダ２２２の出力において、各副搬送波が符号化された位
相情報ｔｈｅｔａ[ｋ]が提供される。本発明の好ましい
実施形態において、ＭＣＭシンボルの副搬送波は、周波
数軸方向において等間隔である。
【００４０】差分位相エンコーダ２２２の出力は、位相
情報ｔｈｅｔａ[ｋ]を用いて複素数副搬送波シンボルを
生成するユニット２３２に接続される。このために、Ｋ
個の差分符号化された位相が、以下で乗算することで、
複素数シンボルに変換される。
情報ｔｈｅｔａ[ｋ]を用いて複素数副搬送波シンボルを
生成するユニット２３２に接続される。このために、Ｋ
個の差分符号化された位相が、以下で乗算することで、
複素数シンボルに変換される。
【００４１】
【数１】
但し、係数は目盛係数を表し、ＰＨＩは追加角度を表
す。目盛係数および追加角度ＰＨＩは、オプションであ
る。ＰＨＩ＝４５°を選択すると、回転したＤＱＰＳＫ
信号の布置を得ることができる。
す。目盛係数および追加角度ＰＨＩは、オプションであ
る。ＰＨＩ＝４５°を選択すると、回転したＤＱＰＳＫ
信号の布置を得ることができる。
【００４２】最後に、ＭＣＭシンボルの組立が、組立ユ
ニット２３４において行われる。ＮFFT副搬送波を含む
１つのＭＣＭシンボルが、「ゼロ」であるＮFFT―Ｋ―
１個の保護帯域シンボルと、１個の基準副搬送波シンボ
ルと、Ｋ個のＤＱＰＳＫ副搬送波シンボルとから組み立
てられる。したがって、組み立てられたＭＣＭシンボル
２００は、符号化された情報と、ＮFFT複素数値の両側
における２個の保護帯域と、基準副搬送波シンボルとを
含むＫ個の複素数値から構成される。
ニット２３４において行われる。ＮFFT副搬送波を含む
１つのＭＣＭシンボルが、「ゼロ」であるＮFFT―Ｋ―
１個の保護帯域シンボルと、１個の基準副搬送波シンボ
ルと、Ｋ個のＤＱＰＳＫ副搬送波シンボルとから組み立
てられる。したがって、組み立てられたＭＣＭシンボル
２００は、符号化された情報と、ＮFFT複素数値の両側
における２個の保護帯域と、基準副搬送波シンボルとを
含むＫ個の複素数値から構成される。
【００４３】ＭＣＭシンボルは、周波数領域で組み立て
られる。時間領域への変換のために、組立ユニット２３
４の出力の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）が、変換器
２３６によって行われる。本発明の好ましい実施形態で
は、変換器２３６は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行
うよう適合されている。
られる。時間領域への変換のために、組立ユニット２３
４の出力の逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）が、変換器
２３６によって行われる。本発明の好ましい実施形態で
は、変換器２３６は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行
うよう適合されている。
【００４４】変換器ならびに受信器におけるＭＣＭ信号
のさらなる処理については、図１を参照しながら上述し
たものと同様である。
のさらなる処理については、図１を参照しながら上述し
たものと同様である。
【００４５】受信器では、図３を参照して上述したマッ
ピング装置の動作を逆にするために、デマッピング装置
１４２（図１）が必要である。デマッピング装置の実施
は、単純明快であるため、本明細書において詳細に説明
する必要はない。
ピング装置の動作を逆にするために、デマッピング装置
１４２（図１）が必要である。デマッピング装置の実施
は、単純明快であるため、本明細書において詳細に説明
する必要はない。
【００４６】周波数軸方向に沿った差分マッピングは、
高速で変化する多重通路チャネルを介した多重搬送波
（ＯＦＣＭ）デジタル放送に適している。このマッピン
グ方式によれば、チャネルの定常性が１つの多重搬送波
シンボルを越える必要がない。しかし、周波数軸方向へ
の差分マッピングは、新たな問題を生じさせる場合があ
る。多重通路環境では、主通路前後の通路エコーが、同
じＭＣＭシンボルにおける副搬送波間の系統的な位相オ
フセットにつながる可能性がある。したがって、かかる
位相オフセットを取り除くために、修正ユニットを設け
ることが好ましいであろう。差分復調されたシンボル間
のチャネル誘導位相オフセットは、系統的誤差であるた
め、アルゴリズムで修正することができる。原理では、
かかるアルゴリズムは、信号空間布置からエコー誘導位
相オフセットを計算してから差分復調し、その後この位
相オフセットを修正しなければならない。
高速で変化する多重通路チャネルを介した多重搬送波
（ＯＦＣＭ）デジタル放送に適している。このマッピン
グ方式によれば、チャネルの定常性が１つの多重搬送波
シンボルを越える必要がない。しかし、周波数軸方向へ
の差分マッピングは、新たな問題を生じさせる場合があ
る。多重通路環境では、主通路前後の通路エコーが、同
じＭＣＭシンボルにおける副搬送波間の系統的な位相オ
フセットにつながる可能性がある。したがって、かかる
位相オフセットを取り除くために、修正ユニットを設け
ることが好ましいであろう。差分復調されたシンボル間
のチャネル誘導位相オフセットは、系統的誤差であるた
め、アルゴリズムで修正することができる。原理では、
かかるアルゴリズムは、信号空間布置からエコー誘導位
相オフセットを計算してから差分復調し、その後この位
相オフセットを修正しなければならない。
【００４７】かかるエコー位相修正アルゴリズムの例
を、図１２乃至図１５を参照して、本明細書の最後に説
明する。
を、図１２乃至図１５を参照して、本明細書の最後に説
明する。
【００４８】次に、本発明による精細な周波数同期につ
いて、図４乃至図８を参照しながら説明する。上述した
ように、本発明による精細な周波数同期は、周波数粗同
期の完了後に行われる。シンボルフレーム／搬送波周波
数同期ユニット１３４によって行うことが可能な周波数
粗同期の好ましい実施形態については、本発明による精
細な周波数同期を説明した後、図９および図１０を参照
しながら後述する。
いて、図４乃至図８を参照しながら説明する。上述した
ように、本発明による精細な周波数同期は、周波数粗同
期の完了後に行われる。シンボルフレーム／搬送波周波
数同期ユニット１３４によって行うことが可能な周波数
粗同期の好ましい実施形態については、本発明による精
細な周波数同期を説明した後、図９および図１０を参照
しながら後述する。
【００４９】本発明による精細な周波数同期では、副搬
送波距離の半分よりも小さな周波数オフセットを修正す
ることができる。周波数オフセットは低く、すべての副
搬送波に関して等しいため、精細な周波数同期の問題
は、副搬送波レベルに下げられる。図４は、時間−周波
数平面におけるＭＣＭシンボル２００の模式図である。
各ＭＣＭシンボル２００は、４３２個の副搬送波シンボ
ルＣ1からＣ432からなる。ＭＣＭシンボルは、時間軸に
沿って配置され、図４に示す最初のＭＣＭシンボル２０
０には時間Ｔ1が関連づけられ、次のＭＣＭシンボルに
は時間Ｔ2が関連づけられるなど、以下同様である。本
発明の好ましい実施形態によれば、精細な周波数同期
は、時間軸方向に隣接した２つのＭＣＭシンボル、例え
ばＣ1／Ｔ1およびＣ1／Ｔ2の同じ副搬送波から導出され
る位相回転に基づく。
送波距離の半分よりも小さな周波数オフセットを修正す
ることができる。周波数オフセットは低く、すべての副
搬送波に関して等しいため、精細な周波数同期の問題
は、副搬送波レベルに下げられる。図４は、時間−周波
数平面におけるＭＣＭシンボル２００の模式図である。
各ＭＣＭシンボル２００は、４３２個の副搬送波シンボ
ルＣ1からＣ432からなる。ＭＣＭシンボルは、時間軸に
沿って配置され、図４に示す最初のＭＣＭシンボル２０
０には時間Ｔ1が関連づけられ、次のＭＣＭシンボルに
は時間Ｔ2が関連づけられるなど、以下同様である。本
発明の好ましい実施形態によれば、精細な周波数同期
は、時間軸方向に隣接した２つのＭＣＭシンボル、例え
ばＣ1／Ｔ1およびＣ1／Ｔ2の同じ副搬送波から導出され
る位相回転に基づく。
【００５０】次に、ＱＰＳＫマッピング（ＱＰＳＫ＝１
／４位相シフトキーイング）を参照しながら、本発明を
説明する。しかし、本発明を任意のＭＰＳＫマッピング
（但し、Ｍは、例えば２、４、８、１６、．．．等、符
号化に用いられる位相状態の数を表す）に適用可能であ
ることは、明白である。
／４位相シフトキーイング）を参照しながら、本発明を
説明する。しかし、本発明を任意のＭＰＳＫマッピング
（但し、Ｍは、例えば２、４、８、１６、．．．等、符
号化に用いられる位相状態の数を表す）に適用可能であ
ることは、明白である。
【００５１】図５は、周波数オフセットを有する副搬送
波それぞれのＱＰＳＫ布置を示す複素数座標系を表す。
最初のＭＣＭシンボルであるＭＣＭ−シンボル−１の４
つの可能な位相位置を３００で示す。このＭＣＭシンボ
ルの副搬送波（副搬送波ｎ）から次のＭＣＭシンボルで
あるＭＣＭ−シンボル−２の同じ副搬送波に変えると、
周波数オフセットがない場合には、ＱＰＳＫ布置の位置
は変わらない。上述したように、副搬送波間の距離の半
分よりも小さな周波数オフセットがある場合には、この
周波数オフセットにより、ＭＣＭ−シンボル−１と比較
して、ＭＣＭ−シンボル−２のＱＰＳＫ布置の位相が回
転する結果になる。ＭＣＭ−シンボル−２の対象となる
副搬送波に可能な４つの位相位置である、新しいＱＰＳ
Ｋ布置は、図５において３０２で示される。この位相回
転θは、以下の数式から導出することができる。
波それぞれのＱＰＳＫ布置を示す複素数座標系を表す。
最初のＭＣＭシンボルであるＭＣＭ−シンボル−１の４
つの可能な位相位置を３００で示す。このＭＣＭシンボ
ルの副搬送波（副搬送波ｎ）から次のＭＣＭシンボルで
あるＭＣＭ−シンボル−２の同じ副搬送波に変えると、
周波数オフセットがない場合には、ＱＰＳＫ布置の位置
は変わらない。上述したように、副搬送波間の距離の半
分よりも小さな周波数オフセットがある場合には、この
周波数オフセットにより、ＭＣＭ−シンボル−１と比較
して、ＭＣＭ−シンボル−２のＱＰＳＫ布置の位相が回
転する結果になる。ＭＣＭ−シンボル−２の対象となる
副搬送波に可能な４つの位相位置である、新しいＱＰＳ
Ｋ布置は、図５において３０２で示される。この位相回
転θは、以下の数式から導出することができる。
【００５２】
【数２】
Ｃnは、ＭＣＭシンボルにおける副搬送波ｎのＱＰＳＫ
布置を表す。ｎは、１から、ＭＣＭシンボルにおけるア
クティブ副搬送波の数まで続くインデックスである。周
波数オフセットに関する情報は、数式２のｅj2πf
offset T MCMの項に含まれている。この周波数オフセット
は、すべての副搬送波について同一である。したがっ
て、位相回転θも同様に、すべての副搬送波について同
一である。このため、ＭＣＭシンボル全体の副搬送波の
平均化を行うことができる。
布置を表す。ｎは、１から、ＭＣＭシンボルにおけるア
クティブ副搬送波の数まで続くインデックスである。周
波数オフセットに関する情報は、数式２のｅj2πf
offset T MCMの項に含まれている。この周波数オフセット
は、すべての副搬送波について同一である。したがっ
て、位相回転θも同様に、すべての副搬送波について同
一である。このため、ＭＣＭシンボル全体の副搬送波の
平均化を行うことができる。
【００５３】図６は、本発明が実施されるＭＣＭ受信器
のブロック図を示す。受信器フロントエンド１３２（図
１）で受信したダウンコンバート済み信号のアナログ／
デジタル変換を行うために、アナログ／デジタルコンバ
ータ３１０が設けられる。アナログ／デジタルコンバー
タ３１０の出力は、低域フィルタおよびデシメータユニ
ット３１２に加えられる。低域フィルタは、ＭＣＭ送信
器におけるインパルス形成フィルタと同一のインパルス
形成フィルタである。デシメータにおいて、信号がＭＣ
Ｍシンボル周波数でサンプリングされる。図１を参照し
て上述したように、ＭＣＭ信号のガード間隔は、ガード
間隔除去ユニット１３２によって除去される。ガード間
隔は、チャネルメモリに起因するシンボル間干渉を防ぐ
ために、ＭＣＭ送信器において２つのＭＣＭシンボル間
に挿入される。
のブロック図を示す。受信器フロントエンド１３２（図
１）で受信したダウンコンバート済み信号のアナログ／
デジタル変換を行うために、アナログ／デジタルコンバ
ータ３１０が設けられる。アナログ／デジタルコンバー
タ３１０の出力は、低域フィルタおよびデシメータユニ
ット３１２に加えられる。低域フィルタは、ＭＣＭ送信
器におけるインパルス形成フィルタと同一のインパルス
形成フィルタである。デシメータにおいて、信号がＭＣ
Ｍシンボル周波数でサンプリングされる。図１を参照し
て上述したように、ＭＣＭ信号のガード間隔は、ガード
間隔除去ユニット１３２によって除去される。ガード間
隔は、チャネルメモリに起因するシンボル間干渉を防ぐ
ために、ＭＣＭ送信器において２つのＭＣＭシンボル間
に挿入される。
【００５４】ガード間隔除去ユニット１３２の出力は、
図１に示す高速フーリエ変換器１４０に対応するＭＣＭ
復調器３１４に加えられる。ＭＣＭ復調器３１４に続い
て、差分復号化ユニット３１６よびデマッピングユニッ
ト３１８が設けられる。差分復号化ユニット３１６にお
いて、差分復号化を用いて、位相情報が回復される。デ
マッピングユニット３１８において、デマッピングユニ
ット３１８への複素数信号入力からバイナリ信号を再構
築するために、周波数軸方向に沿ったデマッピングが行
われる。
図１に示す高速フーリエ変換器１４０に対応するＭＣＭ
復調器３１４に加えられる。ＭＣＭ復調器３１４に続い
て、差分復号化ユニット３１６よびデマッピングユニッ
ト３１８が設けられる。差分復号化ユニット３１６にお
いて、差分復号化を用いて、位相情報が回復される。デ
マッピングユニット３１８において、デマッピングユニ
ット３１８への複素数信号入力からバイナリ信号を再構
築するために、周波数軸方向に沿ったデマッピングが行
われる。
【００５５】ＭＣＭ復調器３１４の出力はまた、精細な
周波数誤差検出器３２０にも加えられる。精細な周波数
誤差検出器３２０は、ＭＣＭ復調器の出力から、周波数
誤差信号を生成する。図示の実施形態では、精細な周波
数誤差検出器３２０の出力は、ループフィルタ３２４を
介して数値制御発振器３２２に加えられる。ループフィ
ルタ３２４は、ゆっくりと変化する誤差信号から、より
高い周波数の重畳干渉部分を濾波する低域フィルタであ
る。数値制御発振器３２２は、濾波された誤差信号を基
にして、搬送波信号を生成する。数値制御発振器３２２
によって生成された搬送波信号は、複素数乗算器３２６
を使用して行われる周波数修正に用いられる。複素数乗
算器３２６への入力は、低域フィルタおよびデシメータ
ユニット３１２の出力および数値制御発振器３２２の出
力である。
周波数誤差検出器３２０にも加えられる。精細な周波数
誤差検出器３２０は、ＭＣＭ復調器の出力から、周波数
誤差信号を生成する。図示の実施形態では、精細な周波
数誤差検出器３２０の出力は、ループフィルタ３２４を
介して数値制御発振器３２２に加えられる。ループフィ
ルタ３２４は、ゆっくりと変化する誤差信号から、より
高い周波数の重畳干渉部分を濾波する低域フィルタであ
る。数値制御発振器３２２は、濾波された誤差信号を基
にして、搬送波信号を生成する。数値制御発振器３２２
によって生成された搬送波信号は、複素数乗算器３２６
を使用して行われる周波数修正に用いられる。複素数乗
算器３２６への入力は、低域フィルタおよびデシメータ
ユニット３１２の出力および数値制御発振器３２２の出
力である。
【００５６】精細な周波数誤差検出器３２０の好ましい
実施形態の説明について、図７を参照しながら以下に説
明する。
実施形態の説明について、図７を参照しながら以下に説
明する。
【００５７】精細な周波数誤差検出器３２０は、時間軸
３３０において差分検出器を備える。ＭＣＭ復調器３１
４の出力、すなわちＦＦＴ出力（ＦＦＴ＝高速フーリエ
変換）は、差分検出器３３０の入力に加えられ、該差分
検出器３３０は、２つの連続して到来したＭＣＭシンボ
ルの同一副搬送波から、周波数オフセットについての情
報を導出するために、時間軸における差分検出を行う。
図７に示す実施形態では、アクティブ副搬送波の数は４
３２である。したがって、差分検出器３３０は、最初の
サンプルと、４３３番目のサンプルの間で相関を行う。
最初のサンプルはＭＣＭ−シンボル−１（図５）に関連
し、その一方で４３３番目のサンプルはＭＣＭ−シンボ
ル−２（図５）に関連する。しかし、これらサンプルは
双方とも、同じ副搬送波に関連する。
３３０において差分検出器を備える。ＭＣＭ復調器３１
４の出力、すなわちＦＦＴ出力（ＦＦＴ＝高速フーリエ
変換）は、差分検出器３３０の入力に加えられ、該差分
検出器３３０は、２つの連続して到来したＭＣＭシンボ
ルの同一副搬送波から、周波数オフセットについての情
報を導出するために、時間軸における差分検出を行う。
図７に示す実施形態では、アクティブ副搬送波の数は４
３２である。したがって、差分検出器３３０は、最初の
サンプルと、４３３番目のサンプルの間で相関を行う。
最初のサンプルはＭＣＭ−シンボル−１（図５）に関連
し、その一方で４３３番目のサンプルはＭＣＭ−シンボ
ル−２（図５）に関連する。しかし、これらサンプルは
双方とも、同じ副搬送波に関連する。
【００５８】このために、入力信号Ｙkがｚ-1ブロック
３３２に加えられた後、ユニット３３４に加えられ、ｚ
-1ブロック３３２の出力の複素共役を形成する。ユニッ
ト３３４の出力を入力信号Ｙkで乗算するために、複素
数乗算器３３６が設けられる。乗算器３３６の出力は、
信号Ｚkである。
３３２に加えられた後、ユニット３３４に加えられ、ｚ
-1ブロック３３２の出力の複素共役を形成する。ユニッ
ト３３４の出力を入力信号Ｙkで乗算するために、複素
数乗算器３３６が設けられる。乗算器３３６の出力は、
信号Ｚkである。
【００５９】差分検出器３３０の関数は、次のように表
すことができる。
すことができる。
【００６０】
【数３】
【数４】
【数５】
Ｙkは、ＭＣＭ変調器３１４の出力、すなわち時間ｋに
おける差分検出器３３０への入力を表す。Ｚkは、差分
検出器３３０の出力を表す。Ｋは、アクティブ搬送波の
数を表す。
おける差分検出器３３０への入力を表す。Ｚkは、差分
検出器３３０の出力を表す。Ｋは、アクティブ搬送波の
数を表す。
【００６１】差分検出器３３０の出力Ｚkは、符号化可
能な位相シフトに対応するＭ回（Ｍ−fold)不確定性を
含む。ＱＰＳＫの場合、このＭ回不確定性は、４回不確
定性、すなわち０°、９０°、１８０°、および２７０
°である。この位相シフト不確定性は、Ｍ―ＰＳＫ決定
装置３４０を利用することで、Ｚkからなくなる。かか
る決定装置は、当技術分野において既知であるため、本
明細書において詳細に説明する必要はない。決定装置３
４０の出力（ａk）*は、決定装置３４０により決定され
た符号化可能な位相シフトの複素共役を表す。決定装置
３４０の出力は、乗算器３４２を使用して複素数乗算を
行うことにより、差分検出器３３０の出力と相関され
る。
能な位相シフトに対応するＭ回（Ｍ−fold)不確定性を
含む。ＱＰＳＫの場合、このＭ回不確定性は、４回不確
定性、すなわち０°、９０°、１８０°、および２７０
°である。この位相シフト不確定性は、Ｍ―ＰＳＫ決定
装置３４０を利用することで、Ｚkからなくなる。かか
る決定装置は、当技術分野において既知であるため、本
明細書において詳細に説明する必要はない。決定装置３
４０の出力（ａk）*は、決定装置３４０により決定され
た符号化可能な位相シフトの複素共役を表す。決定装置
３４０の出力は、乗算器３４２を使用して複素数乗算を
行うことにより、差分検出器３３０の出力と相関され
る。
【００６２】乗算器３４２の出力は、各副搬送波につい
ての位相オフセットを表す。各副搬送波についてのこの
位相オフセットは、本発明の好ましい実施形態に従っ
て、平均化ユニット３４４において、１つのＭＣＭシン
ボルにわたって平均化される。平均化ユニット３４４の
出力は、精細な周波数誤差検出器３２０の出力を表す。
ての位相オフセットを表す。各副搬送波についてのこの
位相オフセットは、本発明の好ましい実施形態に従っ
て、平均化ユニット３４４において、１つのＭＣＭシン
ボルにわたって平均化される。平均化ユニット３４４の
出力は、精細な周波数誤差検出器３２０の出力を表す。
【００６３】この手順の数学的記述は、次のようにな
る。
る。
【００６４】
【数６】
【００６５】本発明の好ましい実施形態によれば、周波
数制御ループは、バックワード構造を有する。図６に示
す実施形態では、フィードバックループが、ＭＣＭ復調
器３１４の出力と、ガード間隔除去ユニット１３２の入
力の間に接続される。
数制御ループは、バックワード構造を有する。図６に示
す実施形態では、フィードバックループが、ＭＣＭ復調
器３１４の出力と、ガード間隔除去ユニット１３２の入
力の間に接続される。
【００６６】図８には、周波数粗修正ユニット３５０
と、上述した精細な周波数修正ユニットとを備えるＭＣ
Ｍ受信器のブロック図を示す。図８に示すように、周波
数粗修正および精細な周波数修正を行うために、共通の
複素数乗算器３２６を用いることができる。図８に示す
ように、乗算器３２６を、低域フィルタおよびデシメー
タユニット３１２の前に設けることが可能である。乗算
器３２６の位置に応じて、精細な周波数同期フィードバ
ックループに保持ユニットを設ける必要がある。代替の
実施形態では、周波数粗修正用および精細な周波数修正
用に２つの別個の乗算器を用いることが可能である。こ
のような場合、周波数粗修正用の乗算器は、低域フィル
タおよびデシメータユニットの前に配置され、精細な周
波数修正用の乗算器は低域フィルタおよびデシメータユ
ニットの後に配置される。
と、上述した精細な周波数修正ユニットとを備えるＭＣ
Ｍ受信器のブロック図を示す。図８に示すように、周波
数粗修正および精細な周波数修正を行うために、共通の
複素数乗算器３２６を用いることができる。図８に示す
ように、乗算器３２６を、低域フィルタおよびデシメー
タユニット３１２の前に設けることが可能である。乗算
器３２６の位置に応じて、精細な周波数同期フィードバ
ックループに保持ユニットを設ける必要がある。代替の
実施形態では、周波数粗修正用および精細な周波数修正
用に２つの別個の乗算器を用いることが可能である。こ
のような場合、周波数粗修正用の乗算器は、低域フィル
タおよびデシメータユニットの前に配置され、精細な周
波数修正用の乗算器は低域フィルタおよびデシメータユ
ニットの後に配置される。
【００６７】続いて、周波数粗同期実施の好ましい実施
形態について、図９および図１０を参照しながら説明す
る。
形態について、図９および図１０を参照しながら説明す
る。
【００６８】図９に図示したように、受信器フロントエ
ンド１３２の出力は、アナログ／デジタルコンバータ３
１０に接続される。ダウンコンバートされたＭＣＭ信号
は、アナログ／デジタルコンバータ３１０の出力におい
てサンプリングされて、フレーム／タイミング同期ユニ
ット３６０に加えられる。好ましい実施形態では、高速
チャネル変動を取り除くために、高速実行自動利得制御
（ＡＧＣ）（図示せず）が、フレーム／タイミング同期
ユニットの前に設けられる。高速ＡＧＣは、チャネルイ
ンパルス応答が長く、かつ周波数が選択的にフェージン
グする多重通路チャネルを介した伝送の場合に、信号通
路において通常の低速ＡＧＣに加えて使用される。高速
ＡＧＣは、信号の平均振幅範囲を基準シンボルの既知の
平均振幅に調整する。
ンド１３２の出力は、アナログ／デジタルコンバータ３
１０に接続される。ダウンコンバートされたＭＣＭ信号
は、アナログ／デジタルコンバータ３１０の出力におい
てサンプリングされて、フレーム／タイミング同期ユニ
ット３６０に加えられる。好ましい実施形態では、高速
チャネル変動を取り除くために、高速実行自動利得制御
（ＡＧＣ）（図示せず）が、フレーム／タイミング同期
ユニットの前に設けられる。高速ＡＧＣは、チャネルイ
ンパルス応答が長く、かつ周波数が選択的にフェージン
グする多重通路チャネルを介した伝送の場合に、信号通
路において通常の低速ＡＧＣに加えて使用される。高速
ＡＧＣは、信号の平均振幅範囲を基準シンボルの既知の
平均振幅に調整する。
【００６９】上述したように、フレーム／タイミング同
期ユニットは、受信した信号における振幅変調シーケン
スを用いて、ＭＣＭ信号からフレーム化情報を抽出し、
さらに、そこからガード間隔を除去する。フレーム／タ
イミング同期ユニット３６０の後、周波数粗同期ユニッ
ト３６２に続き、これが、ＭＣＭ信号の基準シンボルの
振幅変調シーケンスに基づいて大まかな周波数オフセッ
トを推定する。周波数粗同期ユニット３６２において、
ＭＣＭ受信器における発振器周波数に対する、搬送波周
波数の周波数オフセットが決定されて、ブロック３６４
において周波数オフセット修正を行う。このブロック３
６４における周波数オフセット修正は、複雑な乗算によ
って行われる。
期ユニットは、受信した信号における振幅変調シーケン
スを用いて、ＭＣＭ信号からフレーム化情報を抽出し、
さらに、そこからガード間隔を除去する。フレーム／タ
イミング同期ユニット３６０の後、周波数粗同期ユニッ
ト３６２に続き、これが、ＭＣＭ信号の基準シンボルの
振幅変調シーケンスに基づいて大まかな周波数オフセッ
トを推定する。周波数粗同期ユニット３６２において、
ＭＣＭ受信器における発振器周波数に対する、搬送波周
波数の周波数オフセットが決定されて、ブロック３６４
において周波数オフセット修正を行う。このブロック３
６４における周波数オフセット修正は、複雑な乗算によ
って行われる。
【００７０】周波数オフセット修正ブロック３６４の出
力は、図１に示す高速フーリエ変換器１４０と、搬送波
ビットマッパ１４２とで形成されるＭＣＭ復調器３０６
に加えられる。
力は、図１に示す高速フーリエ変換器１４０と、搬送波
ビットマッパ１４２とで形成されるＭＣＭ復調器３０６
に加えられる。
【００７１】本明細書中において説明された周波数粗同
期を行うために、振幅復調を事前処理済みのＭＣＭ信号
に対して行う必要がある。事前処理は、例えば、ＭＣＭ
信号のダウンコンバートおよびアナログ／デジタル変換
でありうる。事前処理済みＭＣＭ信号を振幅復調する
と、結果としてＭＣＭ信号の振幅を表すエンベロープが
得られる。
期を行うために、振幅復調を事前処理済みのＭＣＭ信号
に対して行う必要がある。事前処理は、例えば、ＭＣＭ
信号のダウンコンバートおよびアナログ／デジタル変換
でありうる。事前処理済みＭＣＭ信号を振幅復調する
と、結果としてＭＣＭ信号の振幅を表すエンベロープが
得られる。
【００７２】振幅復調には、単純なアルファmax+ベータ
min-法を用いることができる。この方法は、例えば、Pa
lacherla A. の「DSP-μP Routine Computes Magnitud
e」（EDN １９８９年１０月２６日）、およびAdams, W.
T. およびBradley, J. の「Magnitude Approximations
for Microprocessor Implementation」（IEEE Microvo
l. 3, No. 5, １９８３年１０月）に記載されている。
min-法を用いることができる。この方法は、例えば、Pa
lacherla A. の「DSP-μP Routine Computes Magnitud
e」（EDN １９８９年１０月２６日）、およびAdams, W.
T. およびBradley, J. の「Magnitude Approximations
for Microprocessor Implementation」（IEEE Microvo
l. 3, No. 5, １９８３年１０月）に記載されている。
【００７３】上記アルファmax+ベータmin-法とは異なる
振幅決定法を使用してもよいことは明白である。簡略化
のために、振幅計算を現在の振幅が平均振幅よりも上に
あるか下にあるかについての検出に軽減することが可能
である。そうすると、出力信号は、相関を行うことによ
り、大まかな周波数オフセットを決定するために用いる
ことのできる−１／＋１シーケンスからなる。この相関
は、単純な集積回路（ＩＣ）を用いて容易に行うことが
できる。
振幅決定法を使用してもよいことは明白である。簡略化
のために、振幅計算を現在の振幅が平均振幅よりも上に
あるか下にあるかについての検出に軽減することが可能
である。そうすると、出力信号は、相関を行うことによ
り、大まかな周波数オフセットを決定するために用いる
ことのできる−１／＋１シーケンスからなる。この相関
は、単純な集積回路（ＩＣ）を用いて容易に行うことが
できる。
【００７４】さらに、ＲＦフロントエンドで受信した信
号のオーバーサンプリングを行うことができる。例え
ば、受信した信号を、２回オーバーサンプリングして表
現することが可能である。
号のオーバーサンプリングを行うことができる。例え
ば、受信した信号を、２回オーバーサンプリングして表
現することが可能である。
【００７５】本発明の第１の態様によれば、上述した振
幅復調を行って得たエンベロープを、所定の基準パター
ンと相関させることにより、ＭＣＭ受信器における発振
器周波数からの、ＭＣＭ信号の搬送波周波数オフセット
を決定する。
幅復調を行って得たエンベロープを、所定の基準パター
ンと相関させることにより、ＭＣＭ受信器における発振
器周波数からの、ＭＣＭ信号の搬送波周波数オフセット
を決定する。
【００７６】周波数オフセットがない場合には、受信し
た基準シンボルｒ（ｋ）は、次のようなものである。
た基準シンボルｒ（ｋ）は、次のようなものである。
【００７７】
【数７】
式中、ｎ（ｋ）は「相加性ガウス雑音」を示し、ＳAMは
送信されたＡＭシーケンスを表す。計算を単純化するた
めに、相加性ガウス雑音を無視することも可能である。
そうすると、以下のようになる。
送信されたＡＭシーケンスを表す。計算を単純化するた
めに、相加性ガウス雑音を無視することも可能である。
そうすると、以下のようになる。
【００７８】
【数８】
【００７９】一定の周波数オフセットΔｆが存在する場
合には、受信信号は、以下のようになる。
合には、受信信号は、以下のようになる。
【００８０】
【数９】
【００８１】周波数オフセットに関する情報は、受信信
号ｒ（ｋ）と、受信器において既知であるＡＭシーケン
スＳAMとの相関から導出される。
号ｒ（ｋ）と、受信器において既知であるＡＭシーケン
スＳAMとの相関から導出される。
【００８２】
【数１０】
【００８３】従って、周波数オフセットは、次のように
なる。
なる。
【００８４】
【数１１】
【００８５】独立変数|ＳAM（ｋ）|2はゼロであるた
め、周波数オフセットは次のようになる。
め、周波数オフセットは次のようになる。
【００８６】
【数１２】
【００８７】本発明による周波数粗同期アルゴリズムの
第２の実施形態によれば、図１０に示すように少なくと
も２つの同一シーケンス３７０を含む基準シンボルが使
用される。図１０は、長さがそれぞれＬ／２である２つ
の同一シーケンス３７０を有するＭＣＭ信号の基準シン
ボルを示している。Ｌは、基準シンボルの２つのシーケ
ンス３７０の値の数を表している。
第２の実施形態によれば、図１０に示すように少なくと
も２つの同一シーケンス３７０を含む基準シンボルが使
用される。図１０は、長さがそれぞれＬ／２である２つ
の同一シーケンス３７０を有するＭＣＭ信号の基準シン
ボルを示している。Ｌは、基準シンボルの２つのシーケ
ンス３７０の値の数を表している。
【００８８】図１０に示すように、振幅変調シーケンス
内には、周波数粗同期にあてられる少なくとも２つの同
一セクションがある。このような２つのセクションは、
それぞれＬ／２個のサンプルを含み、図１０の振幅変調
シーケンスの終端に図示されている。振幅変調シーケン
スは、多数のサンプルを含む。位相の明瞭な観察には、
２πの位相回転を含むのに十分なサンプルのみを用いる
べきである。この数は、図１０ではＬ／２として定義さ
れる。
内には、周波数粗同期にあてられる少なくとも２つの同
一セクションがある。このような２つのセクションは、
それぞれＬ／２個のサンプルを含み、図１０の振幅変調
シーケンスの終端に図示されている。振幅変調シーケン
スは、多数のサンプルを含む。位相の明瞭な観察には、
２πの位相回転を含むのに十分なサンプルのみを用いる
べきである。この数は、図１０ではＬ／２として定義さ
れる。
【００８９】続いて、搬送波周波数偏差決定の数学的展
開が提示される。図３によれば、次の数式が２つの同一
シーケンス３７０に適用される。
開が提示される。図３によれば、次の数式が２つの同一
シーケンス３７０に適用される。
【００９０】
【数１３】
【００９１】周波数オフセットが存在しない場合には、
次の数式１４が、受信信号により満たされることにな
る。
次の数式１４が、受信信号により満たされることにな
る。
【００９２】
【数１４】
【００９３】ｒ（ｋ）は、同一シーケンスの値を表す。
ｋは、各サンプルの１からＬ／２のインデックスであ
る。
ｋは、各サンプルの１からＬ／２のインデックスであ
る。
【００９４】例えばΔｆという周波数オフセットがある
場合には、受信信号は、次のようになる。
場合には、受信信号は、次のようになる。
【００９５】
【数１５】
【数１６】
【００９６】ｒ（ｋ）は、同一シーケンスに基づく、受
信した部分のサンプル値を表す。周波数オフセットに関
する情報は、受信信号ｒ（ｋ＋Ｌ／２）の受信信号ｒ
（ｋ）との相関から導出される。この相関は、次の数式
によって与えられる。
信した部分のサンプル値を表す。周波数オフセットに関
する情報は、受信信号ｒ（ｋ＋Ｌ／２）の受信信号ｒ
（ｋ）との相関から導出される。この相関は、次の数式
によって与えられる。
【００９７】
【数１７】
ｒ*は、上記部分のサンプル値の複素共役を表す。
【００９８】したがって、周波数オフセットは次のよう
になる。
になる。
【００９９】
【数１８】
【０１００】独立変数|ｒ（ｋ）|2はゼロに等しいた
め、周波数オフセットは次のようになる。
め、周波数オフセットは次のようになる。
【０１０１】
【数１９】
【０１０２】したがって、上記双方の実施形態におい
て、結果得られる相関出力の最大の周波数部分が、オフ
セット搬送波の推定値を決定することは明白である。さ
らに、図９にも示すように、修正はフィードフォワード
構造で行われる。
て、結果得られる相関出力の最大の周波数部分が、オフ
セット搬送波の推定値を決定することは明白である。さ
らに、図９にも示すように、修正はフィードフォワード
構造で行われる。
【０１０３】例えば建造物密度が高いことから、反射の
強いチャネルの場合、上述した相関は、適した周波数粗
同期を得るには不十分であることがある。したがって、
本発明の第３の実施形態によれば、第２の実施形態によ
り相関された２つの部分の対応する値を、基準シンボル
の前記２つの同一シーケンスに対応する格納された所定
の基準パターンの対応する値で重み付けすることができ
る。この重み付けにより、周波数オフセットを正確に決
定する確率を最大化することができる。この重み付けの
数学的表現は、次のようなものである。
強いチャネルの場合、上述した相関は、適した周波数粗
同期を得るには不十分であることがある。したがって、
本発明の第３の実施形態によれば、第２の実施形態によ
り相関された２つの部分の対応する値を、基準シンボル
の前記２つの同一シーケンスに対応する格納された所定
の基準パターンの対応する値で重み付けすることができ
る。この重み付けにより、周波数オフセットを正確に決
定する確率を最大化することができる。この重み付けの
数学的表現は、次のようなものである。
【０１０４】
【数２０】
ＳAMは、受信器において既知の振幅変調シーケンスを表
し、Ｓ* AMは、その複素共役を表す。
し、Ｓ* AMは、その複素共役を表す。
【０１０５】上記相関は、周波数領域において計算さ
れ、独立変数ではなく、むしろ、
れ、独立変数ではなく、むしろ、
【数２１】
の量が使用される。この量は、周波数修正の関数として
最大となる。最大の位置は、周波数偏差の推定値を決定
する。上述したように、修正は、フィードフォワード構
造で行われる。
最大となる。最大の位置は、周波数偏差の推定値を決定
する。上述したように、修正は、フィードフォワード構
造で行われる。
【０１０６】周波数軸において差分マッピングを用いる
場合、エコー位相オフセット修正を行うための好ましい
実施形態について、図１２乃至図１５を参照しながら以
下に説明する。
場合、エコー位相オフセット修正を行うための好ましい
実施形態について、図１２乃至図１５を参照しながら以
下に説明する。
【０１０７】多重通路環境において、エコーに起因する
系統的位相シフトが、同一ＭＣＭシンボルにおける副搬
送波間で発生しうる。この位相オフセットは、受信器に
おけるＭＣＭシンボルの復調時に、ビット誤差を引き起
こす可能性がある。このため、多重通路環境においてエ
コーに起因する系統的位相シフトを修正するためのアル
ゴリズムを利用することが好ましい。
系統的位相シフトが、同一ＭＣＭシンボルにおける副搬
送波間で発生しうる。この位相オフセットは、受信器に
おけるＭＣＭシンボルの復調時に、ビット誤差を引き起
こす可能性がある。このため、多重通路環境においてエ
コーに起因する系統的位相シフトを修正するためのアル
ゴリズムを利用することが好ましい。
【０１０８】図１２において、ＭＣＭ受信器の差分デマ
ッパの出力における散布図を示す。図１２の左部分から
わかるように、同一ＭＣＭシンボルにおける副搬送波間
の系統的位相シフトにより、複素数座標系の軸に対し
て、復調済み位相シフトが回転する。図１２の右部分で
は、エコー位相オフセット修正を行った後の復調済み位
相シフトを図示している。ここでは、信号ポイントの位
置は、略複素数座標系の軸上にある。これらの位置は、
０°、９０°、１８０°、および２７０°それぞれの変
調済み位相シフトに対応する。
ッパの出力における散布図を示す。図１２の左部分から
わかるように、同一ＭＣＭシンボルにおける副搬送波間
の系統的位相シフトにより、複素数座標系の軸に対し
て、復調済み位相シフトが回転する。図１２の右部分で
は、エコー位相オフセット修正を行った後の復調済み位
相シフトを図示している。ここでは、信号ポイントの位
置は、略複素数座標系の軸上にある。これらの位置は、
０°、９０°、１８０°、および２７０°それぞれの変
調済み位相シフトに対応する。
【０１０９】エコー位相オフセット修正アルゴリズム
（ＥＰＯＣアルゴリズム）は、信号空間布置からエコー
誘導位相オフセットを計算してから差分復調し、その後
この位相オフセットを修正しなければならない。
（ＥＰＯＣアルゴリズム）は、信号空間布置からエコー
誘導位相オフセットを計算してから差分復調し、その後
この位相オフセットを修正しなければならない。
【０１１０】説明目的のために、副搬送波のすべての位
相の平均を計算する前に、シンボル位相を取り除く、可
能な限り最も単純なアルゴリズムについて考察すること
ができる。かかるＥＰＯＣアルゴリズムの作用を説明す
るために、図１２における１つのＭＣＭシンボルに含ま
れる副搬送波シンボルの２つの散布図を参照する。この
散布図は、ＭＣＭシミュレーションの結果得られたもの
である。シミュレーションには、単一周波数ネットワー
クにおいて典型的に見られるチャネルを使用した。この
チャネルのエコーは、ＭＣＭガード間隔の限界まで延ば
した。ガード間隔は、この場合、ＭＣＭシンボル持続期
間の２５％になるよう選択された。
相の平均を計算する前に、シンボル位相を取り除く、可
能な限り最も単純なアルゴリズムについて考察すること
ができる。かかるＥＰＯＣアルゴリズムの作用を説明す
るために、図１２における１つのＭＣＭシンボルに含ま
れる副搬送波シンボルの２つの散布図を参照する。この
散布図は、ＭＣＭシミュレーションの結果得られたもの
である。シミュレーションには、単一周波数ネットワー
クにおいて典型的に見られるチャネルを使用した。この
チャネルのエコーは、ＭＣＭガード間隔の限界まで延ば
した。ガード間隔は、この場合、ＭＣＭシンボル持続期
間の２５％になるよう選択された。
【０１１１】図１３は、ＭＣＭ受信器におけるエコー位
相オフセット修正装置の位置および機能性を示すための
ブロック図を表す。ＭＣＭ送信器の信号は、チャネル１
２２（図１および図１３）を通して伝送され、ＭＣＭ受
信器の受信器フロントエンド１３２で受信される。受信
器フロントエンドと光速フーリエ変換器１４０間の信号
処理は、図１３では省略されている。高速フーリエ変換
器の出力はデマッパに加えられ、デマッパが周波数軸に
沿って差分デマッピングを行う。デマッパの出力は、副
搬送波の各位相シフトである。多重通路環境におけるエ
コーに起因するこの位相シフトの位相オフセットは、エ
コー位相オフセットを修正していない副搬送波シンボル
の散布図の例を示す図１３のブロック４００によって視
覚化される。
相オフセット修正装置の位置および機能性を示すための
ブロック図を表す。ＭＣＭ送信器の信号は、チャネル１
２２（図１および図１３）を通して伝送され、ＭＣＭ受
信器の受信器フロントエンド１３２で受信される。受信
器フロントエンドと光速フーリエ変換器１４０間の信号
処理は、図１３では省略されている。高速フーリエ変換
器の出力はデマッパに加えられ、デマッパが周波数軸に
沿って差分デマッピングを行う。デマッパの出力は、副
搬送波の各位相シフトである。多重通路環境におけるエ
コーに起因するこの位相シフトの位相オフセットは、エ
コー位相オフセットを修正していない副搬送波シンボル
の散布図の例を示す図１３のブロック４００によって視
覚化される。
【０１１２】デマッパ１４２の出力は、エコー位相オフ
セット修正装置４０２の入力に加えられる。エコー位相
オフセット修正装置４０２は、デマッパ１４２の出力に
おけるエコー位相オフセットを取り除くために、ＥＰＯ
Ｃアルゴリズムを使用する。この結果を図１３のブロッ
ク４０４に示す。すなわち、符号化位相シフト０°、９
０°、１８０°、または２７０°のみが、修正装置４０
２の出力に存在する。修正装置４０２の出力は、伝送さ
れた情報を表すビットストリームを回復するために行わ
れるメトリック計算のための信号を形成する。
セット修正装置４０２の入力に加えられる。エコー位相
オフセット修正装置４０２は、デマッパ１４２の出力に
おけるエコー位相オフセットを取り除くために、ＥＰＯ
Ｃアルゴリズムを使用する。この結果を図１３のブロッ
ク４０４に示す。すなわち、符号化位相シフト０°、９
０°、１８０°、または２７０°のみが、修正装置４０
２の出力に存在する。修正装置４０２の出力は、伝送さ
れた情報を表すビットストリームを回復するために行わ
れるメトリック計算のための信号を形成する。
【０１１３】次に、ＥＰＯＣアルゴリズムの第１の実施
形態およびこれを行うための装置について、図１４を参
照しながら説明する。
形態およびこれを行うための装置について、図１４を参
照しながら説明する。
【０１１４】ＥＰＯＣアルゴリズムの第１の実施形態
は、受信したあらゆる差分復号化済み複素数シンボル
は、多重通路チャネルにおけるエコーにより、ある角度
だけ回転しているという仮定から始まる。副搬送波につ
いては、周波数の間隔が等しいものと仮定されるが、そ
の理由は、これが好ましい実施形態を表すからである。
仮に、副搬送波が周波数において間隔が等しくないとす
ると、修正係数をＥＰＯＣアルゴリズムに導入する必要
がある。
は、受信したあらゆる差分復号化済み複素数シンボル
は、多重通路チャネルにおけるエコーにより、ある角度
だけ回転しているという仮定から始まる。副搬送波につ
いては、周波数の間隔が等しいものと仮定されるが、そ
の理由は、これが好ましい実施形態を表すからである。
仮に、副搬送波が周波数において間隔が等しくないとす
ると、修正係数をＥＰＯＣアルゴリズムに導入する必要
がある。
【０１１５】図１４は、ＥＰＯＣアルゴリズムの第１の
実施形態を行う修正装置４０２（図１３）を示す。
実施形態を行う修正装置４０２（図１３）を示す。
【０１１６】例えば図１２の左部分に示すようなエコー
位相オフセットを含む、デマッパ１４２の出力から、伝
送された情報に関連する位相シフトをまず破棄しなけれ
ばならない。このために、デマッパ１４２の出力は、破
棄ユニット５００に加えられる。ＤＱＰＳＫマッピング
の場合、破棄ユニットは「（．）4」演算を行うことが
できる。ユニット５００は、すべての受信シンボルを第
一象限に射影する。したがって、伝送された情報に関連
する位相シフトが、副搬送波シンボルを表す位相シフト
からなくなる。モジュロ−４演算でも、同一作用を得る
ことができる。
位相オフセットを含む、デマッパ１４２の出力から、伝
送された情報に関連する位相シフトをまず破棄しなけれ
ばならない。このために、デマッパ１４２の出力は、破
棄ユニット５００に加えられる。ＤＱＰＳＫマッピング
の場合、破棄ユニットは「（．）4」演算を行うことが
できる。ユニット５００は、すべての受信シンボルを第
一象限に射影する。したがって、伝送された情報に関連
する位相シフトが、副搬送波シンボルを表す位相シフト
からなくなる。モジュロ−４演算でも、同一作用を得る
ことができる。
【０１１７】情報に関連するシンボル位相をユニット５
００において取り除いてから、推定を得るための最初の
アプローチは、単に１つのＭＣＭシンボルのすべてのシ
ンボル位相にわたる平均値を計算することである。しか
し、１つのＭＣＭシンボルのすべてのシンボル位相にわ
たる平均値を決定する前に、閾値決定を行うことが好ま
しい。レイリーフェージングにより、受信したシンボル
によっては、エコー位相オフセットの決定に対して、信
頼できない情報を寄与するものがある。したがって、シ
ンボルの絶対値に応じて、シンボルが位相オフセットの
推定に寄与すべきか否かを決定するため、閾値決定を行
う。
００において取り除いてから、推定を得るための最初の
アプローチは、単に１つのＭＣＭシンボルのすべてのシ
ンボル位相にわたる平均値を計算することである。しか
し、１つのＭＣＭシンボルのすべてのシンボル位相にわ
たる平均値を決定する前に、閾値決定を行うことが好ま
しい。レイリーフェージングにより、受信したシンボル
によっては、エコー位相オフセットの決定に対して、信
頼できない情報を寄与するものがある。したがって、シ
ンボルの絶対値に応じて、シンボルが位相オフセットの
推定に寄与すべきか否かを決定するため、閾値決定を行
う。
【０１１８】このため、図１４に示す実施形態では、閾
値決定ユニット５１０が備えられる。ユニット５００に
続いて、差分復号化されたシンボルの絶対値および独立
変数が、計算ユニット５１２および５１４それぞれで計
算される。各シンボルの絶対値に応じて、制御信号が導
出される。この制御信号は、決定回路５１６において閾
値と比較される。絶対値、すなわちその制御信号がある
閾値未満である場合、決定回路５１６は、平均化演算に
進められる角度値をゼロに等しい値と交換する。このた
め、独立変数計算ユニット５１４の出力をさらなる処理
段階の入力から切断し、かつさらなる処理段階の入力
を、「ゼロ」の一定出力を提供するユニット５１８に接
続するために、スイッチが設けられる。
値決定ユニット５１０が備えられる。ユニット５００に
続いて、差分復号化されたシンボルの絶対値および独立
変数が、計算ユニット５１２および５１４それぞれで計
算される。各シンボルの絶対値に応じて、制御信号が導
出される。この制御信号は、決定回路５１６において閾
値と比較される。絶対値、すなわちその制御信号がある
閾値未満である場合、決定回路５１６は、平均化演算に
進められる角度値をゼロに等しい値と交換する。このた
め、独立変数計算ユニット５１４の出力をさらなる処理
段階の入力から切断し、かつさらなる処理段階の入力
を、「ゼロ」の一定出力を提供するユニット５１８に接
続するために、スイッチが設けられる。
【０１１９】以下のように、ＭＣＭシンボルの個々の副
搬送波シンボルについて決定された位相オフセットφi
に基づいて平均値を計算するために、平均化ユニット５
２０が設けられる。
搬送波シンボルについて決定された位相オフセットφi
に基づいて平均値を計算するために、平均化ユニット５
２０が設けられる。
【０１２０】
【数２２】
【０１２１】平均化ユニット５２０において、Ｋ個の被
加数にわたる加算が行われる。平均化ユニット５２０の
出力は保持ユニット５２２に提供され、保持ユニット５
２２が平均化ユニット５２０の出力をＫ回保持する。保
持ユニット５２２の出力は位相回転ユニット５２４に接
続され、これが、平均値φを基にしてＫ個の複素数信号
ポイントの位相オフセットの修正を行う。
加数にわたる加算が行われる。平均化ユニット５２０の
出力は保持ユニット５２２に提供され、保持ユニット５
２２が平均化ユニット５２０の出力をＫ回保持する。保
持ユニット５２２の出力は位相回転ユニット５２４に接
続され、これが、平均値φを基にしてＫ個の複素数信号
ポイントの位相オフセットの修正を行う。
【０１２２】位相回転ユニット５２４は、以下の数式を
利用して、位相オフセットの修正を行う。
利用して、位相オフセットの修正を行う。
【０１２３】
【数２３】
【０１２４】この数式において、ｖ’kは、ソフトメト
リック計算に入力される、Ｋ個の位相修正済み差分復号
化シンボルを表し、Ｖkは入力シンボルを表す。ＭＣＭ
シンボルの持続期間中に準定常であるチャネルを想定す
ることができる限り、１つのＭＣＭシンボルのすべての
副搬送波にわたる平均値を使用することにより、修正結
果がもたらされる。
リック計算に入力される、Ｋ個の位相修正済み差分復号
化シンボルを表し、Ｖkは入力シンボルを表す。ＭＣＭ
シンボルの持続期間中に準定常であるチャネルを想定す
ることができる限り、１つのＭＣＭシンボルのすべての
副搬送波にわたる平均値を使用することにより、修正結
果がもたらされる。
【０１２５】１つのＭＣＭシンボルについての位相オフ
セットの平均値が決定されるまで、複素数信号ポイント
をバッファリングするために、バッファユニット５２７
を設けてもよい。位相回転ユニット５２４の出力は、ソ
フトメトリック計算を行うさらなる処理段階５２６に加
えられる。
セットの平均値が決定されるまで、複素数信号ポイント
をバッファリングするために、バッファユニット５２７
を設けてもよい。位相回転ユニット５２４の出力は、ソ
フトメトリック計算を行うさらなる処理段階５２６に加
えられる。
【０１２６】上記エコー位相オフセット修正の結果に関
して、再度図１２を参照する。２つのプロットは、上述
したエコー位相オフセット修正アルゴリズムの第１の実
施形態を含んだシミュレーションからのものである。図
１２の左部分に示す散布図スナップショットの瞬間にお
いて、チャネルは明らかに、単純な角度回転が有効な仮
定であるように布置を歪ませる。図１２の右部分に示す
ように、信号布置は、差分検出されたシンボルの回転に
ついて決定された平均値を適用することで、回転して軸
に戻すことができる。
して、再度図１２を参照する。２つのプロットは、上述
したエコー位相オフセット修正アルゴリズムの第１の実
施形態を含んだシミュレーションからのものである。図
１２の左部分に示す散布図スナップショットの瞬間にお
いて、チャネルは明らかに、単純な角度回転が有効な仮
定であるように布置を歪ませる。図１２の右部分に示す
ように、信号布置は、差分検出されたシンボルの回転に
ついて決定された平均値を適用することで、回転して軸
に戻すことができる。
【０１２７】エコー位相オフセット修正アルゴリズムの
第２の実施形態について、以下に説明する。この第２の
実施形態は、好ましくは、２つまでの強い通路エコーを
有する多重通路チャネルと共に使用することができる。
第２の実施形態のアルゴリズムは、第１の実施形態のア
ルゴリズムよりも複雑である。
第２の実施形態について、以下に説明する。この第２の
実施形態は、好ましくは、２つまでの強い通路エコーを
有する多重通路チャネルと共に使用することができる。
第２の実施形態のアルゴリズムは、第１の実施形態のア
ルゴリズムよりも複雑である。
【０１２８】以下は、エコー位相オフセット修正方法の
第２の実施形態の数学的展開である。ＥＰＯＣアルゴリ
ズムの第２の実施形態の説明を容易にするため、以下の
仮定を行うことができる。
第２の実施形態の数学的展開である。ＥＰＯＣアルゴリ
ズムの第２の実施形態の説明を容易にするため、以下の
仮定を行うことができる。
【０１２９】この実施形態において、ＭＣＭ信号のガー
ド間隔は、少なくとも多重通路チャネルのインパルス応
答ｈ[ｑ]（ｑ＝０、１、．．．、Ｑｈ―１）の長さ分あ
るものと仮定される。
ド間隔は、少なくとも多重通路チャネルのインパルス応
答ｈ[ｑ]（ｑ＝０、１、．．．、Ｑｈ―１）の長さ分あ
るものと仮定される。
【０１３０】送信器において、あらゆるＭＣＭシンボル
が、上述した周波数軸マッピングを用いて組み立てられ
る。基準副搬送波のシンボルは１に等しい、すなわち位
相シフトが０度である。オプションの位相シフトＰＨＩ
はゼロに等しい、すなわちＤＱＰＳＫ信号布置は回転し
ない。
が、上述した周波数軸マッピングを用いて組み立てられ
る。基準副搬送波のシンボルは１に等しい、すなわち位
相シフトが０度である。オプションの位相シフトＰＨＩ
はゼロに等しい、すなわちＤＱＰＳＫ信号布置は回転し
ない。
【０１３１】数式を用いて、これを次のように表すこと
ができる。
ができる。
【０１３２】
【数２４】
式中、ｋ ：アクティブ副搬送波のインデッ
クスｋ＝１、２、．．．、ｋ。 ａinc k＝ｅj(π/2)m：複素数位相増分シンボル；ｍ＝
０、１、２、３は、２ビットのグレー符号化対から導出
されるＱＰＳＫシンボル数である。 ａ０＝１ ：基準副搬送波のシンボル。
クスｋ＝１、２、．．．、ｋ。 ａinc k＝ｅj(π/2)m：複素数位相増分シンボル；ｍ＝
０、１、２、３は、２ビットのグレー符号化対から導出
されるＱＰＳＫシンボル数である。 ａ０＝１ ：基準副搬送波のシンボル。
【０１３３】受信器のＤＦＴ出力において、以下の決定
変数：
変数：
【数２５】
が、以下：
【数２６】
を位置ｋにおけるチャネルのインパルス応答ｈ[ｑ]のＤ
ＦＴとして、得られる。
ＦＴとして、得られる。
【０１３４】|ａｋ|2＝１の場合、差分復調は以下をも
たらす。
たらす。
【数２７】
【０１３５】受信器の場合、チャネルに起因する系統的
な位相オフセットを修正するために用いられる追加の位
相項φkが導入される。したがって、受信器における最
終的な変数は、以下のようになる。
な位相オフセットを修正するために用いられる追加の位
相項φkが導入される。したがって、受信器における最
終的な変数は、以下のようになる。
【０１３６】
【数２８】
【０１３７】数式２８からわかるように、有用な情報ａ
inc kは、積ｅjψk・Ｈk・Ｈ* k-1（チャネルの回転およ
び有効転送関数）によって重み付けされる。誤差なく検
出するためには、この積を実数値化しなければならな
い。これを考慮すると、Ｈk・Ｈ* k-1の負の独立変数に
等しい回転角度を選択することが最良である。２パスチ
ャネルについて所望のアルゴリズムを導出するために、
Ｈk・Ｈ* k-1の性質について次の項で考察する。
inc kは、積ｅjψk・Ｈk・Ｈ* k-1（チャネルの回転およ
び有効転送関数）によって重み付けされる。誤差なく検
出するためには、この積を実数値化しなければならな
い。これを考慮すると、Ｈk・Ｈ* k-1の負の独立変数に
等しい回転角度を選択することが最良である。２パスチ
ャネルについて所望のアルゴリズムを導出するために、
Ｈk・Ｈ* k-1の性質について次の項で考察する。
【０１３８】２パスチャネルは、エネルギ含有量がゼロ
に等しくない２つのエコー、すなわち少なくとも２つの
主エコーを表すものと仮定する。この仮定により、以下
のインパルス応答がもたらされる。
に等しくない２つのエコー、すなわち少なくとも２つの
主エコーを表すものと仮定する。この仮定により、以下
のインパルス応答がもたらされる。
【０１３９】
【数２９】
式中、Ｃ1、Ｃ2：通路エコーを表す複素数係数
ｑ0：最初の通路エコーに対する二番目の通路エコーの
遅延 δ0：ディラックパルス；ｋ＝０の場合、δ0[ｋ]＝１ その他の場合、δ0[ｋ]＝０
遅延 δ0：ディラックパルス；ｋ＝０の場合、δ0[ｋ]＝１ その他の場合、δ0[ｋ]＝０
【０１４０】チャネル転送関数は、ＤＦＴを数式２９に
適用することによって得られる。
適用することによって得られる。
【０１４１】
【数３０】
【０１４２】数式３０について、周波数軸に沿った差分
復調の有効転送関数は、次のようになる。
復調の有効転送関数は、次のようになる。
【０１４３】
【数３１】
【０１４４】雑音のない２パスチャネルであると仮定す
ると、数式３１から、受信器側のシンボルは、シンボル
１＋ｊ０が送信されている（上記仮定を参照）場合、一
直線上に配置されるということを観察することができ
る。この一直線は、ポイント：
ると、数式３１から、受信器側のシンボルは、シンボル
１＋ｊ０が送信されている（上記仮定を参照）場合、一
直線上に配置されるということを観察することができ
る。この一直線は、ポイント：
【数３２】
およびその方向を決定するベクトル：
【数３３】
によって特徴付けることが可能である。
【０１４５】上記仮定の場合、以下の幾何学的展開を行
うことができる。複素平面の実部および虚部が、ｘ＝Ｒ
ｅ｛ｚ｝、ｙ＝Ｉｍ｛ｚ｝でそれぞれ表される、すなわ
ちｚ＝ｘ＋ｊｙである場合に、ＥＰＯＣアルゴリズムの
第２の実施形態の幾何学的展開についてのより適した表
記が得られる。この新しい表記では、雑音がない２パス
チャネルの場合に、受信シンボルが配置される直線は、
うことができる。複素平面の実部および虚部が、ｘ＝Ｒ
ｅ｛ｚ｝、ｙ＝Ｉｍ｛ｚ｝でそれぞれ表される、すなわ
ちｚ＝ｘ＋ｊｙである場合に、ＥＰＯＣアルゴリズムの
第２の実施形態の幾何学的展開についてのより適した表
記が得られる。この新しい表記では、雑音がない２パス
チャネルの場合に、受信シンボルが配置される直線は、
【数３４】
であり、式中、
【数３５】
かつ
【数３６】
である。
【０１４６】雑音を追加すると、シンボルが数式３４乃
至数式３６によって与えられる直線の周囲に拡散する。
この場合、数式３６は、シンボルクラスタについての回
帰曲線である。
至数式３６によって与えられる直線の周囲に拡散する。
この場合、数式３６は、シンボルクラスタについての回
帰曲線である。
【０１４７】ＥＰＯＣアルゴリズムの第２の実施形態の
幾何学的展開について、数式２８からの角度φkは、考
慮しているシンボルの原点からの距離を二乗した関数と
なるよう選択される。
幾何学的展開について、数式２８からの角度φkは、考
慮しているシンボルの原点からの距離を二乗した関数と
なるよう選択される。
【０１４８】
【数３７】
【０１４９】数式３７は、完全な信号空間が歪んでいる
こと（捻れ）を示すが、原点からの距離は維持される。
こと（捻れ）を示すが、原点からの距離は維持される。
【０１５０】第２の実施形態のアルゴリズムの展開につ
いて、すべての決定変数ｖ’k（雑音がないものと仮定
して）が実軸上に配置されるように、ｆk（・）を決定
する必要がある。
いて、すべての決定変数ｖ’k（雑音がないものと仮定
して）が実軸上に配置されるように、ｆk（・）を決定
する必要がある。
【０１５１】
【数３８】
【０１５２】数式３８をさらに変形すると、φkについ
ての解を得るために解く必要のある二次方程式になる。
ての解を得るために解く必要のある二次方程式になる。
【０１５３】２パスチャネルの場合、所与の決定変数Ｖ
kについてのエコー位相オフセット修正は、
kについてのエコー位相オフセット修正は、
【数３９】
であり、式中、
【数４０】
である。
【０１５４】上記二次方程式の可能な２つの解のうち、
数式４０は、１８０度の追加の位相シフトを引き起こし
得ない１つの解である。
数式４０は、１８０度の追加の位相シフトを引き起こし
得ない１つの解である。
【０１５５】図１５における２つのプロットは、複素平
面の１象限分の、第２の実施形態のＥＰＯＣアルゴリズ
ムの射影を示す。ここで示すものは、扇形|ａｒｇ
（ｚ）|≦π／４における二次グリッド、およびａ＝−
１．０かつｂ＝０．５であるｙ＝ｆ（ｘ）＝ａ＋ｂ・ｘ
の直線（点線）である。雑音のないチャネルの場合、１
＋ｊ０が送信されていれば、すべての受信シンボルは、
この直線上に配置される。プロットにおける円は、数式
４０の２つの場合についての境界線を決定する。図１５
の左部分には射影前の状況を示し、右部分には射影アル
ゴリズムを提供した後の状況を示す。左部分に注目する
ことで、ここでは、２＋ｊ０が射影の固定点である状態
で、直線が実軸上にあることがわかる。したがって、第
２の実施形態によるエコー位相オフセット修正アルゴリ
ズムは、意図した目的を達成するものであると結論付け
ることができる。
面の１象限分の、第２の実施形態のＥＰＯＣアルゴリズ
ムの射影を示す。ここで示すものは、扇形|ａｒｇ
（ｚ）|≦π／４における二次グリッド、およびａ＝−
１．０かつｂ＝０．５であるｙ＝ｆ（ｘ）＝ａ＋ｂ・ｘ
の直線（点線）である。雑音のないチャネルの場合、１
＋ｊ０が送信されていれば、すべての受信シンボルは、
この直線上に配置される。プロットにおける円は、数式
４０の２つの場合についての境界線を決定する。図１５
の左部分には射影前の状況を示し、右部分には射影アル
ゴリズムを提供した後の状況を示す。左部分に注目する
ことで、ここでは、２＋ｊ０が射影の固定点である状態
で、直線が実軸上にあることがわかる。したがって、第
２の実施形態によるエコー位相オフセット修正アルゴリ
ズムは、意図した目的を達成するものであると結論付け
ることができる。
【０１５６】ＥＰＯＣアルゴリズムの第２の実施形態の
適用を可能とするには、まず、受信シンボルを通る近似
線を決定しなければならない、すなわち、パラメータａ
およびｂを推定しなければならない。この目的のため
に、１＋ｊ０が送信された場合に、受信シンボルが扇形
|ａｒｇ（ｚ）|≦π／４にあるものと仮定する。１＋ｊ
０以外のシンボルが送信された場合、モジュロ演算を適
用して、すべてのシンボルを所望の扇形に射影すること
ができる。このような処理により、初期段階でシンボル
について決定する必要性がなくなるとともに、（すべて
の信号ポイントの１／４のみを平均化する代わりに）１
つのＭＣＭシンボルのすべての信号ポイントの平均化が
可能になる。
適用を可能とするには、まず、受信シンボルを通る近似
線を決定しなければならない、すなわち、パラメータａ
およびｂを推定しなければならない。この目的のため
に、１＋ｊ０が送信された場合に、受信シンボルが扇形
|ａｒｇ（ｚ）|≦π／４にあるものと仮定する。１＋ｊ
０以外のシンボルが送信された場合、モジュロ演算を適
用して、すべてのシンボルを所望の扇形に射影すること
ができる。このような処理により、初期段階でシンボル
について決定する必要性がなくなるとともに、（すべて
の信号ポイントの１／４のみを平均化する代わりに）１
つのＭＣＭシンボルのすべての信号ポイントの平均化が
可能になる。
【０１５７】第２の実施形態のＥＰＯＣアルゴリズムに
ついての以下の計算規則について、ｉ番目の信号ポイン
トの実部を表すためにｘiが、その虚部を表すためにｙi
が、それぞれ用いられる（ｉ＝１、２、．．．、Ｋ）。
共に、Ｋ個の値は共に、決定に利用可能である。最小二
乗法を選択すると、決定する必要がある直線を、以下を
最小化することで得ることができる。
ついての以下の計算規則について、ｉ番目の信号ポイン
トの実部を表すためにｘiが、その虚部を表すためにｙi
が、それぞれ用いられる（ｉ＝１、２、．．．、Ｋ）。
共に、Ｋ個の値は共に、決定に利用可能である。最小二
乗法を選択すると、決定する必要がある直線を、以下を
最小化することで得ることができる。
【０１５８】
【数４１】
【０１５９】数式４１の解は、公開文献において見出す
ことができる。これは、
ことができる。これは、
【数４２】
であり、式中、平均値は、
【数４３】
である。
【０１６０】必要であれば、より高度な頑健性を有する
推定法を適用してもよい。しかし、その交換条件とし
て、計算の複雑性がずっと高くなる。
推定法を適用してもよい。しかし、その交換条件とし
て、計算の複雑性がずっと高くなる。
【０１６１】射影を適用可能な範囲での問題を回避する
ために、直線の決定を２つの部分に分けるべきである。
まず、クラスタの重心が軸上に移動され、続いて信号空
間が歪められる。ａおよびｂが直線の元のパラメータで
あり、かつαが回転角度であると仮定すると、ｆ
k（・）は、変換パラメータと共に適用する必要があ
る。
ために、直線の決定を２つの部分に分けるべきである。
まず、クラスタの重心が軸上に移動され、続いて信号空
間が歪められる。ａおよびｂが直線の元のパラメータで
あり、かつαが回転角度であると仮定すると、ｆ
k（・）は、変換パラメータと共に適用する必要があ
る。
【０１６２】
【数４４】
【０１６３】上記項で説明した２つのＥＰＯＣアルゴリ
ズムの他に、異なるアルゴリズムを設計することが可能
であるが、しかし、このようなアルゴリズムは、より高
度な計算複雑性を示す可能性が最も高いであろう。 ［図面の簡単な説明］
ズムの他に、異なるアルゴリズムを設計することが可能
であるが、しかし、このようなアルゴリズムは、より高
度な計算複雑性を示す可能性が最も高いであろう。 ［図面の簡単な説明］
【図１】本出願を適用可能なＭＣＭ伝送システムの概略
的な概観を示す。
的な概観を示す。
【図２】（Ａ）、（Ｂ）時間軸における差分マッピング
方式と、周波数軸における差分マッピング方式とを表す
概略図を示す。
方式と、周波数軸における差分マッピング方式とを表す
概略図を示す。
【図３】周波数軸における差分マッピングの実施につい
ての機能ブロック図を示す。
ての機能ブロック図を示す。
【図４】ＭＣＭシンボルにおけるすべての副搬送波の時
間におけるばらつきを示す。
間におけるばらつきを示す。
【図５】周波数オフセットを有する各副搬送波について
のＱＰＳＫ布置を示す。
のＱＰＳＫ布置を示す。
【図６】ＭＣＭ受信器における、本発明の精細な周波数
同期装置の位置を示す概略ブロック図を示す。
同期装置の位置を示す概略ブロック図を示す。
【図７】図６に示す精細な周波数検出器のブロック図を
示す。
示す。
【図８】周波数粗同期ユニットおよび精細な周波数同期
ユニットを備えるＭＣＭ受信器のブロック図を示す。
ユニットを備えるＭＣＭ受信器のブロック図を示す。
【図９】周波数粗同期を行うユニットのブロック図を示
す。
す。
【図１０】周波数粗同期を行うために用いられる基準シ
ンボルの概略図を示す。
ンボルの概略図を示す。
【図１１】フレーム構造を有する典型的なＭＣＭ信号の
概略図を示す。
概略図を示す。
【図１２】エコー位相オフセット修正の効果を示すため
のＭＣＭ受信器の差分デマッパの出力の散布図を示す。
のＭＣＭ受信器の差分デマッパの出力の散布図を示す。
【図１３】エコー位相オフセット修正ユニットの位置お
よび機能性を示すための概略ブロック図を示す。
よび機能性を示すための概略ブロック図を示す。
【図１４】エコー位相オフセット修正装置の好ましい形
態の概略ブロック図を示す。
態の概略ブロック図を示す。
【図１５】別のエコー位相オフセット修正アルゴリズム
で行われる射影を示すための概略図を示す。
で行われる射影を示すための概略図を示す。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 バドリ，サバー
ドイツ，エルランゲン ディー−91058,
ゼバルドゥシュトラーセ ８
(72)発明者 リップ，シュテファン
ドイツ，エルランゲン ディー−91058,
シュテインヴェク ９ エー
(72)発明者 ブッフホルツ，シュテファン
ドイツ，ミュンヘン ディー−81447,
ケルシュラッシャー シュトラーセ ８
(72)発明者 ヒューバーガー，アルベルト
ドイツ，エルランゲン ディー−91056,
ハウゼッカーヴェク 18
(72)発明者 ゲルホイザー，ハインツ
ドイツ，ヴァイシェンフェルト ディー
−91344，ザウゲンドルフ 17
(56)参考文献 特開 平８−265293（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−41991（ＪＰ，Ａ)
国際公開92／05646（ＷＯ，Ａ１)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04J 11/00
Claims (16)
- 【請求項１】 それぞれ異なる周波数を有する同時搬送
波間の位相差によって定義される複数のシンボルを含む
多重搬送波変調信号の差分位相復号化を実行可能なタイ
プの多重搬送波復調システムにおいて、発振器周波数か
らの搬送波周波数偏差を補償する精細な周波数同期を行
う方法であって、 ａ）異なるシンボルにおける同一搬送波の位相間の位相
差を決定するステップと、 ｂ）Ｍ−ＰＳＫ決定装置を利用して、前記位相差から伝
送された情報に関連する位相シフトの不確定性を取り除
くことにより、周波数オフセットを決定するステップ
と、 ｃ）前記決定された周波数オフセットに基づいて、前記
搬送波周波数偏差のフィードバック修正を行うステップ
と、 を含む、方法。 - 【請求項２】 それぞれ異なる周波数を有する同時搬送
波間の位相差によって定義される複数のシンボルを含む
多重搬送波変調信号の差分位相復号化を実行可能なタイ
プの多重搬送波復調システムにおいて、発振器周波数か
らの搬送波周波数偏差を補償する精細な周波数同期を行
う方法であって、 ａ）異なるシンボルにおける同一搬送波の各位相を決定
するステップと、 ｂ）Ｍ−ＰＳＫ決定装置を利用して、前記位相から伝送
される情報に関連する位相シフト不確定性を取り除き、
各位相偏差を決定するステップと、 ｃ）前記位相偏差間の位相差を決定することで、周波数
オフセットを決定するステップと、 ｄ）該決定された周波数オフセットに基づいて、前記搬
送波周波数偏差のフィードバック修正を行うステップ
と、 を含む、方法。 - 【請求項３】 前記ステップａ）およびｂ）は、前記シ
ンボルの複数の搬送波について行われ、 平均化された周波数オフセットは、前記複数の搬送波の
前記決定された周波数オフセットを平均化することによ
って決定され、 前記周波数偏差の前記フィードバック修正は、前記ステ
ップｃ）における前記平均化された周波数オフセットに
基づいて行われる、請求項１記載の方法。 - 【請求項４】 前記ステップａ）、ｂ）、およびｃ）
は、前記シンボルにおける複数の搬送波について行わ
れ、 平均化された周波数オフセットは、前記複数の搬送波の
前記決定された周波数オフセットを平均化することによ
って決定される、請求項２記載の方法。 - 【請求項５】 前記ステップａ）は、前記時間軸方向に
おいて隣接するシンボルの、同じ搬送波の位相間の位相
差を決定するステップを含む、請求項１記載の方法。 - 【請求項６】 前記ステップｂ）は、Ｍアレイ位相シフ
トに対応する位相シフト不確定性を取り除くステップを
含む、請求項１記載の方法。 - 【請求項７】 前記ステップａ）は、前記時間軸方向に
おいて隣接するシンボルの、同じ搬送波の各位相を決定
するステップを含む、請求項２記載の方法。 - 【請求項８】 前記ステップｂ）は、Ｍアレイ位相シフ
トを取り除くステップを含む、請求項２記載の方法。 - 【請求項９】 それぞれ異なる周波数を有する同時搬送
波間の位相差によって定義される複数のシンボルを含む
多重搬送波変調信号の差分位相復号化を実行可能なタイ
プの多重搬送波復調システムについて、発振器周波数か
らの搬送波周波数偏差を補償する精細な周波数同期を行
う装置であって、 異なるシンボルにおける同一搬送波の位相間の位相差を
決定する手段と、 前記位相差から伝送された情報に関連する位相シフトの
不確定性を取り除くことにより、周波数オフセットを決
定するＭ−ＰＳＫ決定装置と、 前記決定された周波数オフセットに基づいて、前記搬送
波周波数偏差のフィードバック修正を行う手段と、 を備える、装置。 - 【請求項１０】 それぞれ異なる周波数を有する同時搬
送波間の位相差によって定義される複数のシンボルを含
む多重搬送波変調信号の差分位相復号化を実行可能なタ
イプの多重搬送波復調システムについて、発振器周波数
からの搬送波周波数偏差を補償する精細な周波数同期を
行う装置であって、 異なるシンボルにおける同一搬送波の各位相を決定する
手段と、 前記位相から伝送される情報に関連する位相シフト不確
定性を取り除いて、各位相偏差を決定するＭ−ＰＳＫ決
定装置と、 前記位相偏差間の位相差を決定することで、周波数オフ
セットを決定する手段と、 該決定された周波数オフセットに基づいて、前記搬送波
周波数偏差のフィードバック修正を行う手段と、 を備える、装置。 - 【請求項１１】 複数の搬送波の決定された周波数オフ
セットを平均化することにより、平均化された周波数オ
フセットを決定する手段をさらに備え、 前記フィードバック修正を行う手段は、前記平均化され
た周波数オフセットに基づいて、前記周波数偏差の前記
フィードバック修正を行う、請求項９記載の装置。 - 【請求項１２】 複数の搬送波の決定された周波数オフ
セットを平均化することにより、平均化された周波数オ
フセットを決定する手段をさらに備え、 前記フィードバック修正を行う手段は、前記平均化され
た周波数オフセットに基づいて、前記周波数偏差の前記
フィードバック修正を行う、請求項１０記載の装置。 - 【請求項１３】 前記位相差を決定する手段は、前記時
間軸方向に隣接したシンボルにおける同じ搬送波の位相
間の位相差を決定する手段を備える、請求項９記載の装
置。 - 【請求項１４】 前記各位相を決定する手段は、前記時
間軸方向に隣接したシンボルにおける同じ搬送波の各位
相を決定する手段を備える、請求項１０記載の装置。 - 【請求項１５】 前記周波数偏差の前記フィードバック
修正を行う手段は、数値制御発振器と、複素数乗算器と
を備える、請求項９記載の装置。 - 【請求項１６】 前記周波数偏差の前記フィードバック
修正を行う手段はさらに、前記数値制御発振器の前に低
域フィルタを備える、請求項１５記載の装置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/EP1998/002184 WO1999053667A1 (en) | 1998-04-14 | 1998-04-14 | Method and apparatus for fine frequency synchronization in multi-carrier demodulation systems |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002511711A JP2002511711A (ja) | 2002-04-16 |
| JP3429748B2 true JP3429748B2 (ja) | 2003-07-22 |
Family
ID=8166940
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000544109A Expired - Lifetime JP3429748B2 (ja) | 1998-04-14 | 1998-04-14 | 多重搬送波復調システムにおいて精細な周波数同期を行うための方法および装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP3429748B2 (ja) |
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| AU (1) | AU749394B2 (ja) |
| BR (1) | BR9815808B1 (ja) |
| CA (1) | CA2327785C (ja) |
| DE (1) | DE69807945T2 (ja) |
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| EA (1) | EA002748B1 (ja) |
| ES (1) | ES2183370T3 (ja) |
| HK (1) | HK1036713A1 (ja) |
| PT (1) | PT1072138E (ja) |
| TW (1) | TW421947B (ja) |
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