CN1120602C

CN1120602C - 多载波解调系统中精细频率同步化的方法及装置

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Publication number: CN1120602C
Application number: CN98814042A
Authority: CN
Inventors: 额恩斯特·埃伯来恩; 萨巴赫·巴德利; 斯特番·利普; 斯帝芬·布克浩尔兹; 阿尔伯特·修伯格; 轩兹·格豪瑟
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 1998-04-14
Filing date: 1998-04-14
Publication date: 2003-09-03
Anticipated expiration: 2018-04-14
Also published as: EP1072138B1; ZA983646B; BR9815808B1; DE69807945T2; HK1036713A1; CA2327785C; DE69807945D1; JP2002511711A; EA002748B1; ES2183370T3; US7061997B1; PT1072138E; AP2000001927A0; WO1999053667A1; AU7643298A; KR100377257B1; EA200001068A1; DK1072138T3; TW421947B; CA2327785A1

Abstract

本发明涉及在可实行多载波调制信号的差分相位解码型式的多载波解调系统中，补偿载波频率对振荡器频率的偏差的精细频率同步化的方法及装置，上述信号包括多数符号，各符号由同时存在的具有不同频率的载波间的相位差所限定。确定不同符号中的同一载波的相位间的相位差。然后，利用一个M-PSK判定装置从相位差中消除涉及被发送信息的相移不定因素以确定一个频率偏移。最后，根据上述确定的频率偏移施行载波频率偏差的反馈校正。或者，可通过求多数载波的所确定的频率偏移的平均来确定一个平均频率偏移。然后，根据上述平均频率偏移施行频率偏差的反馈校正。

Description

多载波解调系统中精细频率同步化的方法及装置

本发明涉及多载波解调系统中施行精细的频率同步化的方法及装置，尤其涉及在可实行多载波调制信号的差分相位解码(differential phase decoding)型式的多载波解调系统中施行精细的频率同步化以补偿载波频率对振荡器频率的偏差的方法及装置，其中信号包括多数符号，各符号由同时存在的具有不同频率的载波间的相位差所限定。

在多载波传输系统(MCM，OFDM)中，载波频率偏移的效应基本上高于单一载波传输系统。MCM对以振幅失真及载波间干扰(ICI)形式出现的相位噪声及频率偏移更敏感。载波间干扰有使载波在相互关系上不再正交的效应。频率偏移在通电后或更后时期由于用于基带内降频的振荡器的频率偏差而发生。无载振荡器的频率的代表性准确度约为载波频率的±50ppm。关于载波频率，例如在2.34Ghz的S带的情况，本地振荡器(LO)的最高频率偏差约为100kHz以上(117.25kHz)。上面所指出的效应导致对频率偏移校正的演算法的高度要求。

先前技术的用于频率同步化的演算法大多数将频率校正分为二阶段。在第一阶段施行粗略同步化。在第二阶段可达到精细校正。一种常用于载波频率粗略同步化的演算法使用频域内一具有特殊谱型的同步符号。此种同步符号例如为CAZAC序列(CAZAC＝ConstantAmplitude Zero Auto correlation)。通过所接收信号的功率谱与所发射信号的功率谱的比较，即相关，可粗略估计载波频率偏移。此类先前技术演算法都在频域内运行。例如参考：Ferdinand Claβen，Heinrich Meyr，＂Synchronization Algorithms for an OFDM Systemfor Mobile Communication＂，ITG-Fachtagung 130，Codierung fürQuelle，Kanal und übertragung，pp105-113，Oct.26-28，1994；以及Timothy M.Schmidl，Donald C.cox，＂Low-Overhead，Low-Complexity[Burst]Synchronization for OFDM＂，in Proceedings ofthe IEEE International Conference on Communication ICC 1996，pp.1301-1306(1996)。

在载波频率的粗略同步化方面，有Paul H.Moose，＂A Techniquefor Orthogonal Frequency Division Multiplexing Frequency OffsetCorrection＂，IEEE Transaction On Communication，Vol.42，No.10，October 1994，提出：增加副载波与副载波的间隔，以便副载波间距大于接收的载波与发射的载波间的最大频率差。副载波间距借助快速傅立叶变换所变换的取样值数目的减少而增加。这对应于快速傅立叶变换所变换的取样值数目的减少。

WO9205646 A涉及用于接收正交频分多路复用信号的方法，该信号包含适宜沿时轴方向差分编码的数据。从一个区段到下一个区段的解调取样的相移用来指示本地振荡器频率误差的程度。相移通过将从同一OFDM载波解调出的先前取样的复数值与复数共轭值相乘而估计，并使用结果量经由频率锁定回路控制本地振荡器频率。

本发明的目的为提供施行精细的频率同步化的方法及装置，可在利用MCM信号的MCM传输系统中实现一种精细的频率同步化，补偿载波频率对振荡器频率的偏差，在该信号中，信息以差分相位被编码于同时存在的具有不同频率的副载波之间。

依照第一方面，本发明提供一种在可实行多载波调制信号的差分相位解码型式的多载波解调系统中施行精细的频率同步化以补偿载波频率对振荡器频率的偏差的方法，这些信号包括多数符号，各符号由同时存在的具有不同频率的载波间的相位差所限定，该方法包括：

确定不同符号中的同一载波的相位间相位差的步骤；

利用一个M-PSK判定装置从该相位差中消除涉及被发送信息的相移不定因素以确定频率偏移的步骤；以及

根据所确定的频率偏移施行该载波频率偏差的反馈校正的步骤。

依照第二方面，本发明提供一种在可实行多载波调制信号的差分相位解码型式的多载波解调系统中施行精细的频率同步化以补偿载波频率对振荡器频率的偏差的方法，这些信号包括多数符号，各符号由同时存在的具有不同频率的载波间的相位差所限定，该方法包括：

确定不同符号中的同一载波的各相位的步骤；

利用一个M-PSK判定装置从这些相位中消除涉及被发送信息的相移不定因素以确定各相位偏差的步骤；

确定这些相位偏差间的一个相位差以确定一个频率偏移的步骤；以及

依照第三方面，本发明提供一种用于在可实行多载波调制信号的差分相位解码型式的多载波解调系统中施行精细的频率同步化以补偿载波频率对振荡器频率的偏差的装置，这些信号包括多数符号，各符号由同时存在的具有不同频率的载波间的相位差所限定，该装置包括：

确定不同符号中的同一载波的相位间的一个相位差的装置；

用于从该相位差中消除涉及被发送信息的相移不定因素以确定一个频率偏移的M-PSK判定装置；以及

根据所确定的频率偏移施行该频率偏差的反馈校正的装置。

依照第四方面，本发明提供一种用于在可实行多载波调制信号的差分相位解码型式的多载波解调系统中施行精细的频率同步化以补偿载波频率对振荡器频率的偏差的装置，这些信号包括多数符号，各符号由同时存在的具有不同频率的载波间的相位差所限定，该装置包括：

确定不同符号中的同一载波的各相位的装置；

用于从这些相位中消除涉及被发送信息的相移不定因素以确定各相位偏差的M-PSK判定装置；

确定这些相位偏差间的一个相位差以确定一个频率偏移的装置；以及

根据所确定的频率偏移施行该频率偏差的反馈校正的装置。

本发明涉及施行精细的频率同步化以补偿载波频率对振荡器频率的偏差的方法及装置。此精细频率同步化最好能在完成粗略频率同步化之后进行，使粗略频率同步化后的频率偏移小于MCM符号中的副载波间距的一半。由于通过本发明的精细的频率同步化方法及装置来校正频率偏移，可采取一种利用沿时轴的差分解码及解映的相位旋转所进行的频率偏移校正法。确定沿时轴的时间上相邻的副载波符号间的频率差分，以此检测频率偏移。测定各副载波的I-Q笛卡尔坐标(Cartesian coordinates)的旋转，且在较佳实施例中，平均一MCM符号的全部n个副载波，以此计算频率误差。

首先，使用一M-PSK判定装置并使该判定装置的输出与用于各副载波符号的输入信号相互关联(相关)，以此消除相位分歧性或不定因素。由此，副载波符号的相位偏移被确定而此相位偏移可用来重现反馈方向结构形式的频率误差。或者，一个MCM符号的副载波符号的相位偏移可用一MCM符号的所有的活动载波予以平均，其中平均后的相位偏移被用来重显频率误差。

依照本发明，频率偏移的确定在频域内进行。依照本发明，精细的频率同步法的反馈校正在时域内进行。为此，设有一在时域内的差分解码器，以便根据不同MCM符号的时间上连续的副载波符号的相位，检测出副载波的频率偏移。

以下以附图为基础详细说明本发明的较佳实施例，在附图中，

图1显示一可应用本发明的MCM传输系统的总体示意图；

图2A及图2B显示描绘一沿时轴的差分映射方案及一沿频轴的差分映射方案的示意图；

图3显示沿频轴施行差分映射法的功能方框图；

图4显示MCM符号中所有副载波的时间性变化的表象；

图5显示具有频率偏移的各副载波的QPSK构象；

图6显示一概括方框图，示意本发明的精细频率同步装置在一MCM接收机中的位置；

图7显示图6中所示精细频率误差检测器的方框图；

图8显示一包括有粗略频率同步装置及精细频率同步装置的MCM接收机的方框图；

图9显示一个用来施行粗略的频率同步化的装置的方框图；

图10显示一个用来施行粗略的频率同步化的基准符号的示意图；

图11显示一具有帧结构的典型MCM信号的示意图；

图12显示一MCM接收机的差分解映器的输出的散布图，用来示例回波相位偏移校正的效果；

图13显示一示意方框图，示意一回波相位偏移校正装置的位置及功能度；

图14显示一回波相位偏移校正装置较佳形态的示意方框图；以及

图15显示通过另一回波相位偏移校正演算法实现的投影的示意图。

在详细讨论本发明的前，参照图1说明一MCM传输系统的操作模式。

参见图1，100显示一MCM发射机，基本相当于先前技术的MCM发射机。这种MCM发射机的说明例如在「William Y.Zou，Yiyan Wu，＂COFDM：An OVERVIEW＂IEEE Transactions onBroadcasting，vol.41，No.1，March 1995」中可找到。

数据源102将一串列位流104提供给该MCM发射机。进来的串列位流104被施加到一个位-载波映射器106，在此，由进来的串列位流104产生一分谱序列108。在分谱序列108上施行逆快速傅立叶变换(IFFT)110，以便产生一MCM时域信号112。该MCM时域信号形成MCM时间信号的有用MCM符号。为了避免多路失真所引起的符号间干扰(ISI)，提供一装置114，用来将一固定长度的保护间隔插入在时间上相邻的MCM符号之间。依照本发明的较佳实施例，将有用的MCM符号的最后部分安置于有用符号的前面，以用作保护间隔。所得到的MCM符号以115示于图1中，对应于描绘于图11中的MCM符号160。

图11显示一具有帧结构的典型MCM信号的构造。MCM时间信号的一帧由多数MCM符号160所构成。各MCM符号160由有用符号162和与其相关联的保护间隔164所构成。如图11中所示，各帧包括一个基准(参考)符号166。本发明有利于结合这种MCM信号一起使用，然而这种信号结构不一定用来施行本发明，只要所发射的信号包括有用部分及至少一个基准符号。

为了得到图11中所示的最后帧结构，提供一装置116，用来对指定数目的各MCM符号添加一基准符号。

依照本发明，基准符号为一振幅调制的位序列。因此，施行一个位序列的振幅调制，使振幅调变的位序列的包络可界定基准符号的基准模型。此项由振幅调制的位序列的包络所界定的基准模型必需在MCM接收机收到MCM信号时被检测出来。在本发明的较佳具体例中，一具有良好自相关性的虚拟随机位序列被用作该项振幅调制的位序列。

基准符号的长度及重复率的选择依MCM信号发射用信道的特性，即信道的相干时间而定。此外，基准符号的重复率及长度，换言之，各帧中有用符号的数目取决于接收机的要求，涉及起始同步化的平均时间以及信道衰落引起同步损失后的再同步化的平均时间。

所得到的MCM信号具有图1中118所示的结构，此信号被施加至发射机前端120。简而言之，在该发射机前端120施行MCM信号的数/模转换及升频(向上变频)。然后，通过一信道122发射该MCM信号。

其次，参照图1，简单说明一MCM接收机130的操作模式。MCM信号在接收机前端132被接收。在接收机前端132中，使MCM信号降频(向下变频)，然后进行该降频信号的模/数转换。

降频MCM信号被提供给一符号帧/载波频率同步装置134。

该符号帧/载波频率同步装置134的第一目的为根据振幅调制的基准符号施行帧同步化。此项帧同步化是在振幅调制的基准符号与存储于MCM接收机内的指定基准模型之间的关联为基础施行的。

该符号帧/载波频率同步装置134的第二目的为施行MCM信号的粗略的频率同步化。为此，符号帧/载波频率同步装置134被用作一种粗略频率同步装置，以确定载波频率的粗略的频率偏移，此偏移例如由发射机的本地振荡器与接收机的本地振荡器之间的频率差所引起。所确定的频率被用来施行粗略的频率校正。粗略频率同步装置的操作模式参照图9及10详述于下文。

如上所述，帧同步装置134决定MCM符号中的基准符号的位置。根据帧同步装置134的决定，一基准符号抽取装置134从来自接收机前端132的MCM符号抽取其成帧信息，即基准符号。在取出基准符号后，MCM信号被施加到一保护间隔去除装置138。至此，在MCM接收机所进行的信号处理的结果为有用MCM符号。

从该保护间隔去除装置138输出的有用MCM符号被提供给一快速傅立叶变换装置140，以便由有用符号形成一分谱序列。然后，该分谱序列被提供给一个载波-位映射器142，在其中复原串列位流。此串列位流被提供给一数据宿144。

其次，参照图2A及2B，叙述差分映射法的两种模式。在图2A中，显示沿时轴差分映射的第一种方法。由图2A可知，一个MCM符号由K个副载波构成。副载波包括各种频率，且在较佳实施例中沿频率轴方向等间距隔开。在使用沿时轴的差分映射法时，一个或更多个位被编码为相邻MCM符号中同一中心频率的二个副载波之间的相移及/或幅移。副载波符号间所示箭头对应于被编码为二个副载波符号间的相移及/或幅移形式的信息。

第二种差分映射方法示于图2B中。本发明适于使用图2B所示映射法的MCM传输系统。此映射方案为基于沿频率轴的差分映入一MCM符号的方法。多个MCM符号200示于图2B中。各MCM符号200包括多个副载波符号202。图2B中的箭头204示意被编码于二个副载波符号202之间的信息。由箭头204可知，此映射法是基于沿频率轴方向差分映入一MCM符号的方法。

在图2B所示的实施例中，将一MCM符号200中的第一副载波(k＝0)用作一基准副载波206(影线)，以便将信息编码于该基准副载波与第一有效(活动)载波208之间。MCM符号200中的其他信息分别被编码于有效载波之间。

因此，每一MCM符号均存在一绝对相位基准。依照图2B，此绝对相位基准由插入每一MCM符号(k＝0)中的基准符号提供。基准符号可具有对所有MCM符号不变的相位，或因MCM符号而异的相位。重现时间上优先的MCM符号的最后副载波相位即可得到不同的相位。

在图3中，显示一种用来施行沿频率轴的差分映射法的装置的较佳实施例。参照图3，说明依照本发明使用沿频率轴的差分映射法的MCM符号在频域内的组合。

图3显示一MCM符号与下述参数的组合：

N_FFT分别指示离散傅立叶变换的复数系数的数目及副载波的数目。

K指示有效载波的数目。基准载波并未包括在K的计数之内。

依照图3，一种四相移相键控(QPSK)被用来使位流映成复数符号。但，其他的M元映射法(MPSK)如2-PSK，8-PSK，16-QAM，16-APSK，64-APSK等亦有可行性。

此外，为了容易滤波及使高频消失作用最小化，在图3所示的装置中，一些副载波未被用于信息的编码。这些被设定为零的副载波构成MCM信号频谱的上边界及下边界上的所谓保护带。

在图3所示的映射装置的输入端，有一输入位流的复数信号对b0[k]，b1[k]被接收。K个复数信号对被组合以形成一个MCM符号。信号对被编码为一个MCM符号组合所需要的K差分相移phi[k]。在此实施例中，从位映射至0，90，180及270度相移是利用格雷(Gray)映射法在一四相移相键控装置220中进行的。

格雷映射法用来防止差分检测相位误差小于135度时在接收机引起双重位误差。

K个相位的差分相位编码在差分相位编码器222中进行。在此处理阶段，QPSK格雷映射器所产生的K相位phi[k]被差分编码。原则上，使反馈回路224计算所有K相位的累积和。作为最初计算(k＝0)的起始点，使用基准载波226的相位。设置一开关228以提供基准载波226的绝对相位或被编码在位于求和点230之前的居先(即z^-1，在此z^-1代表单位延迟算子)副载波上的相位信息。在差分相位编码器222的输出端提供各副载波编码用的相位信息theta[k]。在本发明的较佳实施例中，一个MCM符号的副载波互相沿频轴方向等间距隔开。

差分相位编码器222的输出端被连接至一装置232，此装置使用相位信息theta[k]产生复数副载波符号。为此，将K差分编码相位乘以下式1以转换为复数符号。

式中的系数指示一标量因子，而PHI指示一辅助角。该标量因子及该辅助角PHI均为任意值。在选择PHI＝45°的场合，可得到旋转的DQPSK信号构象。

最后，在一组合装置234完成MCM符号的组合。一个MCM符号包括：由为“零”的N_FFT-K-1保护带符号组成的N_FFT副载波；一基准副载波符号；以及K个DQPSK副载波符号。因此，所组成的MCM符号200为由K个复值(包含编码信息，位于N_FFT复值两侧的二保护带以及一基准副载波符号)所构成。

该MCM符号在频域内组合完成。为了变换于时域内，通过一变换器236对该组合装置234的输出施行逆离散傅立叶变换(IDFT)。在本发明的较佳实施例中，变换器236适于施行快速傅立叶变换(FFT)。

MCM信号在发射机及接收机中的其他处理如上参照图1的说明。

在接收机需要一解映装置142(图1)以逆反上述参照图3的映射装置操作。解映装置的执行过程简单明了，因而在此不需要予以详细说明。

沿频轴方向的差分映射法适合于对迅速变化的多路信道的多载波(OFCM)数字广播。依照此映射法，不需要超过一个MCM符号的信道固定性。然而，沿频轴方向的差分映射法可能产生一个新问题。在多路环境中，接着或先于主路发生的路回波会导致同一MCM符号中的副载波间的系统相位偏移。因此，较佳的是，设置一校正装置以便消除这种相位偏移。由于信道所引起的差分解调符号间的相位偏移为系统误差，可利用演算法去校正。原则上，此种演算法必需在差分解调后由信号空间构象计算回波所引起的相位偏移，然后校正此相位偏移。

上述回波相位校正演算法的例子参照图12至15叙述于本说明书的末尾。

其次，参照图4至8叙述依照本发明的精细频率同步法。如上所述，依照本发明的精细频率同步法是在完成粗略的频率同步化之后施行。在下文叙述依照本发明的精细频率同步法后，参照图9至10叙述可通过符号帧/载波频率同步装置134施行的粗略频率同步法的较佳实施例。

使用依照本发明的精细频率同步法，可校正小于副载波间距的一半的频率偏移。频率偏移对全体副载波而言为低度且相等的偏移，因此，精细的频率同步化问题可缩小至副载波的范围。图4为时间-频率平面中的MCM符号200的示意图。各MCM符号200包括432个副载波符号C₁至C₄₃₂。MCM符号沿时轴排列，图4中所示的第一个MCM符号200具有所结合的时间T₁，其次的MCM符号具有所结合的时间T₂，等等。依照本发明的较佳实施例，其精细频率同步化是根据由沿时轴相邻的二个MCM符号(例如C₁/T₁及C₂/T₂)的同一副载波导出的相位旋转。

在下文中，参照QPSK(四相移相键控)映射法说明本发明。但，明显的是，本发明可应用于任一MPSK映射法，其中M指示用于编码的相态的数目，例如2，4，8，16……。

图5描绘一显示具有频率偏移的各副载波的QPSK构象的复数坐标系。第一个MCM符号即MCM符号-1的可能的4个相位位置示以300。由此MCM符号的副载波(副载波n)转换为下一个MCM符号即MCM符号-2的同一副载波时，若无频率偏移，QPSK构象的位置则不变。若有频率偏移存在，该偏移则小于副载波互相的间隔(间距)的一半(如上所述)，此频率偏移引起MCM符号-2的QPSK构象相对于MCM符号-1的QPSK构象相位旋转。新QPSK构象为MCM符号-2的对象副载波的4个可能的相位位置，其以302示于图5中。此相位旋转可由下式导出：

C_{n} (k T_{MCM}) = e^{j 2 π f_{offset} T_{MCM}} C_{n} ((k - 1) T_{MCM})

θ = 2 π f_{offset} T_{MCM}

(式2)

C_n指示一MCM符号中的副载波n的QPSK构象。n为从1连续至MCM符号中的有效副载波的数目的标号。频率偏移有关的信息被包含于式2的

e^{j 2 π f_{offset} T_{MCM}}

项内。此频率偏移对所有的副载波相等。因此，相位旋转亦为对所有的副载波相等的相位旋转。如此，可实现求得一MCM符号的全部副载波的平均。

图6显示一MCM接收机的方框图，在该MCM接收机中实施本发明。设置一个模/数转换器310以施行接收机前端132(图1)所接收的降频信号的模/数转换。将模/数转换器310的输施加至低通滤波器兼1/10取样器(decimater)装置312。低通滤波器为一种脉冲成形滤波器，与MCM发射器的脉冲成形滤波器相同。在1/10取样器中，将信号按MCM符号频率予以取样。如上面参照图1所述，通过一保护间隔去除装置132除去MCM信号中的保护间隔。保护间隔被插在MCM发射器中的二MCM符号之间，以避免信道存储器引起的符号间的干扰。

保护间隔去除装置132的输出施加至一MCM解调器314，它对应于图1中所示的快速傅立叶变换器140。在MCM解调器314的后面设有差分解码装置316及解映装置318。在差分解码装置316中，利用差分解码，复原相位信息。在解映装置318中，施行沿频轴方向的解映，以从复数信号中再现输入解映装置318的数据信号。

MCM调制器314的输出亦被施加至精细频率误差检测器320。精细频率误差检测器320从该MCM解调器的输出中产生一频率误差信号。在所描述的实施例中，精细频率误差检测器320的输出经由一回路滤波器324施加至一数值控制振荡器322。回路滤波器324为一种低通滤波器，用来从缓变误差信号滤除高频的叠加干扰部分。数值控制振荡器322根据滤波后的误差信号产生一载波信号。由数值控制振荡器322产生的载波信号被用于频率校正，频率校正利用一复数乘法器326进行。复数乘法器326的输入为上述低通滤波器兼1/10取样器装置312的输出及数值控制振荡器322的输出。

下文参照图7提供精细频率误差检测器320的实施例的说明。

精细频率误差检测器320包括沿时轴的差分检测器330。MCM解调器314的输出，即FFT输出(FFT为快速傅立叶变换)施加至差分检测器330的输入端，该差分检测器施行沿时轴的差分检测，以便由连续到达的二个MCM符号的同一副载波产生有关频率偏移的信息。在图7所示的实施例中，有效副载波的数目为432个。因此，差分检测器330施行第1个取样与第433个取样之间的校正。第1个取样与MCM符号-1结合(图5)，而第433个取样与MCM符号-2结合(图5)。但这两个取样与同一副载波结合。

为此，输入信号Y_k施加至Z^-1方框332，然后施加至一装置334，以便形成Z^-1方框332的输出的共轭复数。设置一复数乘法器336以将装置334的输出乘以输入信号Y_k。该乘法器336的输出为一信号Z_k。

差分检测器330的函数可表示如下：

Z_{k} = Y_{k + K} \cdot Y_{k}^{*}

(式3)

Y＝[Y₁，Y₂...，Y_K....] (式4)

Y＝[C₁/T₁，C₂/T₁，...，C₄₃₂/T₁，C₁/T₂...] (式5)

Y_k指示时间k时的MCM调制器314的输出，即差分检测器330的输入。Z_k指示差分检测器330的输出。K指示有效载波的数目。

差分检测器330的输出Z_k包含对应于可编码相移的M重不定因素。在QPSK的情况，此M重不定因素为4重不定因素，即0°，90°，180°以及270°。利用M-PSK判定装置340将此相移不定因素从Z_k中除去。上述判定装置为先前技术公知的装置，因此，在此不必予以详细说明。判定装置340的输出(_k)^*代表该判定装置340所判定的可编码相移的共轭复数。该判定装置340的该输出通过使用乘法器342进行复数乘法而与差分检测器330的输出相关联。

乘法器342的输出代表各副载波的相位偏移。依照本发明的较佳实施例，在平均装置344中，以一MCM符号平均各副载波的相位偏移。平均装置344的输出代表精细频率误差检测器320的输出。

此步骤的数学描述如下：

f_{offset} = \frac{1}{2 π {KT}_{MCM}} \arg {Σ_{n - 1}^{K} Z_{n} \cdot {({\hat{a}}_{n})}^{*}}

(式6)

依照本发明的较佳实施例，频率控制回路具有反向结构。在图6所示的实施例中，反馈回路被连接于MCM解调器314的输出端与保护间隔去除装置132的输入端之间。

在图8中，显示一包括粗略频率校正装置350及上述精细频率校正装置的MCM接收机的方框图。如图8所示，普通复数乘法器326可用来施行粗略频率校正及精细频率校正。如图8所示，该乘法器326可设置在该低通滤波器兼1/10取样器装置312的前面。依该乘法器326的位置，必需在该精细频率同步反馈回路中设置一保持装置。在另一可供选择的实施例中，有可能使用二个分开的用于粗略频率校正的乘法器及用于精细频率校正的乘法器。在此情况下，用于粗略频率校正的乘法器被安排于该低通滤波器兼1/10取样器装置的前面，而用于精细频率校正的乘法器被安排于该低通滤波器兼1/10取样器装置的后面。

下文参照图9及图10，叙述用于粗略频率同步法实施的较佳实施例。

如图9所示，将接收机前端132的输出端连接于模/数转换器310。降频MCM信号在模/数转换器310的输出端被取样后施加至帧/定时同步装置360。在一较佳实施例中，有一快速自动增益控制装置(AGC)(未图示)设在该帧/定时同步装置的前面，以便消除快速信道波动。在多路信道为具有缓慢信道脉冲响应及频率选择性衰落的多路信道而通过该多路波道传输的情况，除了常规慢速AGC之外，也将快速AGC使用于信号通路。快速AGC将信号的平均振幅范围调整为基准符号的已知平均振幅。

如上所述，帧/定时同步装置使用所接收的信号中的振幅调制序列，以便从MCM信号中抽取成帧信息并且从其中除去保护间隔。在该帧/定时同步装置360后，跟随一粗略频率同步装置362，根据MCM信号的基准符号的振幅调制序列估计一粗略的频率偏移。在粗略频率同步装置362中，确定载波频率相对于MCM接收机中的振荡器频率的频率偏移，以便在方框364中施行频率偏移校正。此项在方框364中的频率偏移校正通过复数乘法进行。

频率偏移校正方框364的输出施加至MCM解调器366，此解调器由图1所示的快速傅立叶变换器140与载波-位映射装置142所构成。

为了施行在此所述的粗略频率同步化，必需对预先处理过的MCM信号施行振幅解调。预先处理例如可能是MCM信号的降频以及模/数转换。预先处理过的MCM信号的振幅解调结果是代表MCM信号的振幅的包络。

为了进行振幅解调，可使用简单的alpha_max+beta_min-法。此方法例如叙述于Palacherla A.：DSP-μP Routine Computes Magnitude，EDN，October 26，1989；以及Adams，W.T.，and Bradley，J.：Magnitude Approximations for Microprocessor Implementation，IEEE Micro，Vol.3，No.5，October 1983。

显然，可使用与所述的alpha_max+beta_min-法不同的振幅确定方法。为了简化，有可能将振幅计算缩减为一种关于目前的振幅是否在平均振幅以上或以下的检定。于是，输出信号包含-1/+1序列，用来施行相关法以确定一粗略的频率偏移。此项相关法利用一简单的集成电路(IC)可容易进行。

此外，可施行RF前端所接收的信号的重复取样。例如，所接收的信号可表示以二次重复取样。

依照第一个实施例，用一指定基准模型与如上述由施行振幅解调所得的包络进行相关运算来确定MCM信号载波频率对于MCM接收机振荡器频率的偏移。

若无频率偏移，所接收的基准符号r(k)则为：

r(k)＝S_AM(k)+n(k) (式7)

式中n(k)指示“附加高斯噪声”，而S_AM指示发射的AM序列。为了简化，可忽略附加的高斯噪声的计算。因此：

r (k) &cong; S_{AM} (k)

(式8)

若有一恒定频率偏移Δf存在，所接收的信号则为：

\tilde{r} (k) = S_{AM} (k) \cdot e^{j 2 πΔfk T_{MCM}}

(式9)

有关频率偏移的信息通过接收的信号 (k)与接收机中已知的AM序列S_AM的关联运算所产生：

Σ_{k = 1}^{\frac{L}{2}} \tilde{r} (k) \cdot {S^{*}}_{AM} (k) = Σ_{k = 1}^{\frac{L}{2}} | S_{AM} (k) |^{2} e^{j 2 πΔfk T_{MCM}}

(式10)

因此，该偏移为：

Δf = \frac{1}{2 π {KT}_{MCM}} \arg (Σ_{k = 1}^{\frac{L}{2}} \tilde{r} (k) \cdot {S^{*}}_{AM} (k)) - \frac{1}{2 π {KT}_{MCM}} \arg (Σ_{k = 1}^{\frac{L}{2}} | S_{AM} (k) |^{2})

(式11)

由于|S_AM(k)|²的自变量为零，该偏移为：

Δf = \frac{1}{2 π {KT}_{MCM}} \arg (Σ_{k = 1}^{\frac{L}{2}} \tilde{r} (k) \cdot {S^{*}}_{AM} (k))

(式12)

依照粗略频率同步演算法的第二个实施例，使用如图10所示的包括至少二个相等序列370的基准符号。图10显示一MCM信号的基准符号，此符号具有二个相等的各具长度L/2的序列370。L指示该基准符号的序列370的值的数目。

如图10中所示，在振幅调制序列内至少有二个相等的部分专用于粗略频率同步化。上述二个部分各含L/2个取样，被示于图10中的振幅调制序列的端部。该振幅调制序列含有大量的取样。为了不含糊相位观察，仅需用含有2π相位旋转的足够取样。此数目在图10中被限定为L/2。

下文提供确定载波频率偏差的数学求导。依照图10，将下式应用于二个相等序列370：

s (0 < k \leq \frac{L}{2}) &equiv; s (\frac{L}{2} < k \leq L)

(式13)

若无频率偏移存在，下式14则适合于所接收的信号：

r (k + \frac{L}{2}) &equiv; r (k) 0 < k \leq \frac{L}{2}

(式14)

r(k)指示这些相等序列的数值。k为用于各取样的从1至L/2的标号。

若有一频率偏移，例如Δf，所接收的信号则为：

\tilde{r} (k) = r (k) \cdot e^{j 2 πΔfk T_{MCM}}

(式15)

\tilde{r} (k + \frac{L}{2}) = r (k) \cdot e^{j 2 πΔf (k + \frac{L}{2}) T_{MCM}}

(式16)r(k)指示基于这些相等序列的所接收部分的取样值。

有关频率偏移的信息通过接收的信号

(k+L/2)与接收的信号

(k)的相关运算得到。此项相关通过下式进行：

Σ_{k = 1}^{\frac{L}{2}} {\tilde{r}}^{*} (k + \frac{L}{2}) \tilde{r} (k) = Σ_{k = 1}^{\frac{L}{2}} | r (k) |^{2} e^{- j 2 πΔf \frac{L}{2} T_{MCM}}

(式17)

指示上述部分的取样值的共轭复数。

因此，该偏移为：

Δf = \frac{1}{2 π \frac{L}{2} T_{MCM}} \arg (Σ_{k = 1}^{\frac{L}{2}} \tilde{r} (k + \frac{L}{2}) \cdot {\tilde{r}}^{*} (k)) - \frac{1}{2 π \frac{L}{2} T_{MCM}} \arg (Σ_{k = 1}^{\frac{L}{2}} | \tilde{r} (k) |^{2})

(式18)

由于

的自变量等于零，该偏移变为：

Δf = \frac{1}{2 π \frac{L}{2} T_{MCM}} \arg (Σ_{k = 1}^{\frac{L}{2}} \tilde{r} (k + \frac{L}{2}) \cdot {\tilde{r}}^{*} (k))

(式19)

因此，显然，在两个实施例中，如上所述，相关法所得的最大输出的频率位置确定了偏移载波的估计值。此外，还如图9中所示，在前馈结构中进行该相关法。

在信道例如由于高大建筑物密度而具有强度反射时，上述相关法可能不足以获得适当的粗略频率同步化。因此，依照本发明的第三个实施例，可将依照第二个实施例进行相关的二部分的对应值用被存储的指定基准模型的对应值加权，该模型对应于基准符号的所述二个相同序列。此项加权可使准确决定频率偏移的概率最大。此项加权方法的数学描述如下：

Δf = \frac{1}{2 π \frac{L}{2} T_{MCM}} \arg (Σ_{k = 1}^{\frac{L}{2}} [\tilde{r} (k + \frac{L}{2}) \cdot {\tilde{r}}^{*} (k)] \cdot [S_{AM} (k) {S^{*}}_{AM} (k + \frac{L}{2})])

(式20)

S_AM指示接收机中已知的振幅调制序列，而S^* _AM指示其共轭复数。

上述相关若在频域内计算，则使用下式的值(总和)

Σ_{k = 1}^{\frac{L}{2}} [\tilde{r} (k + \frac{L}{2}) \cdot {\tilde{r}}^{*} (k)] \cdot [S_{AM} (k) {S^{*}}_{AM} (k + \frac{L}{2})]

(式21)

而不使用角幅度(自变量)。此式的值为频率校正的函数时达到最大。该最大的位置确定频率偏差的估计(值)。如上所述，该校正是在前馈结构中进行。

下文参照图12至15，说明当使用沿频轴的差分映射时施行回波相位偏移校正的较佳实施例。

在多路环境中，于同一MCM符号的副载波之间有可能产生由回波所引起的系统相移。此项相位偏移在接收机施行MCM符号的解调时会产生位误差。因此，较佳的是，利用演算法去校正多路环境中由回波所引起的系统相移。

在图12中，显示一MCM接收机的差分解映器输出端的散布图。由图12的左边部分可知，同一MCM符号中的副载波间的系统相移引起解调相移相对于复数坐标系轴的转动。在图12的右边部分中，描绘其施行回波相位偏移校正后的解调相移。现在，信号点的位置基本上在复数坐标系的轴线上。这些位置分别相当于0°，90°，180°以及270°的调制相移。

回波相位偏移校正演算法(EPOC演算法)必需在差分解调后由信号空间构象计算回波所引起的相位偏移，然后校正此相位偏移。

为了举例说明，可以考虑最简单的可能计算，即在副载波的全部相位的平均计算之前消除符号相位。为示意此EPOC演算法的效果，参阅图12中一个MCM符号所含的副载波符号的二种散布图。这些散布图是由一MCM模拟试验结果而得到。采用一通常出现于单频网路中的信道用于模拟试验。此信道的回波延伸至MCM保护间隔界限。该保护间隔在此情况下选择为MCM符号持续时间的25％。

图13表示一方框图，用以说明一MCM接收机中的回波相位偏移校正装置的位置及功能度。一MCM发射机的信号通过信道122(图1及图13)传输而被接收于该MCM接收机的接收机前端132。在图13中省略该接收机前端与快速傅立叶变换器140间的信号处理。该快速傅立叶变换器的输出被施加至解映器，在此进行沿频轴的差分解映。该解映器的输出为对副载波的各相移。此项相移的相位偏移，由多路环境中的回波所引起，用图13中的一个方框400予以形象化，在此显示尚未经过回波相位偏移校正的副载波符号的散布图的一个实例。

解映器142的输出被施加至一回波相位偏移校正装置402的输入端。该回波相位偏移校正装置402使用EPOC演算法以便消除该解映器142的输出中的回波相位偏移。其结果示于图13的方框404中，即，仅有被编码的相移0°，90°，180°或270°出现于该校正装置402的输出端。校正装置402的输出形成用于度量计算的信号，施行度量计算是为了复原代表所发射信息的位流。

现参照图14叙述EPOC演算法的第一个实施例及用于施行该演算法的装置。

EPOC演算法的第一个实施例以下述设想为出发点：所收到的每一个差分解码复数符号均因多路信道中的回波而旋转一角度。对于副载波假定在频率上有相等的间隔，因为这代表一较佳实施例。若副载波在频率上并非均等隔开，则必需将一校正系数引入EPOC演算法。

图14显示用来施行EPOC演算法第一个实施例的校正装置402(图13)。

首先必需从含有回波相位偏移(例如图12的左边部分所示)的解映器142的输出中除去涉及发射信息的相移。为此，将解映器142的输出施加至一消除装置500。在DQPSK映射的情况，该消除装置可施行一种“(.)⁴”运算。装置500将所收到的所有符号投影于第一象限内。因此，从代表副载波符号的相移中除去涉及发射信息的相移。用模四运算也可达到相同的效果。

在装置500消除该信息有关的符号相位后，取得估计的第一种方法可以是简单地计算一个MCM符号的全部符号相位的平均值。然而，较佳的是，在确定一个MCM符号的全部符号相位的平均值之前，先进行阈值的判定。由于瑞利衰落(Rayleigh fading)，一些收到的符号可能提供不可靠的信息用于回波相位偏移的确定。因此，根据一符号的绝对值，施行阈值判定，以便确定该符号是否有助于相位偏移的估计。

因此，在图14所示的实施例中，包括有一阈值判定装置510。在装置500后，在各计算装置512及514计算一差分解码符号的绝对值及幅角。根据各符号的绝对值，产生一控制信号。在判定电路516中，进行此控制信号与一阈值的比较。若绝对值即其控制信号小于某一阈值，该判定电路516则更换角度值，进入一个数值等于零的求平均运算。为此，设有一开关，以使幅角计算装置514的输出端与更后处理阶段的输入端断开，而使更后处理阶段的输入端与提供一恒定的“零”输出的装置518连接。

设置一平均装置520以根据对一MCM符号的各副载波符号所确定的相位偏移φ_i计算一平均值如下：

在平均装置520中，施行K个被加数全体求和。平均装置520的输出被提供至一保持装置522，在此将平均装置520的输出保持K次。保持装置522的输出端与相位旋转装置524连接，该装置524根据平均值 施行K个复数信号点的相位偏移的校正。

相位旋转装置524利用下式施行相位偏移的校正：

在此式中，v_k′指示K个相位校正差分解码符号，用来输入于软式度量计算，而v_k指示输入符号。只要可以假定一信道在一个MCM符号持续期间保持准固定状态，使用一个MCM符号的全部副载波的平均值可以提供准确的结果。

可以设置一缓冲装置527以缓冲复数信号点，直至对于一个MCM符号的相位偏移的平均值被确定。相位旋转装置524的输出被施加至更后处理阶段526，以施行软式度量计算。

关于上述回波相位偏移校正的结果，请再参照图12。两幅绘图起源于包括上述回波相位偏移校正演算法第一实施例的模拟试验。在图12的左边部分所示的散布图所记录的情况下，信道显然在构象上稍微变形，使得单纯的角旋转为有效的假定。如图12的右边部分所示，当施加用于差分检测符号的旋转的所确定的平均值时，信号构象则会转回至轴线上。

下文叙述回波相位偏移校正演算法的第二个实施例。此第二个实施例可适用于具有至多二个强大的路回波的多路信道。第二个实施例的演算法比第一个实施例的演算法复杂。

以下是回波相位偏移校正方法第二个实施例的数学求导。为了容易说明EPOC演算法的第二个实施例，可做下述假定。

在此实施例中，假定MCM信号的保护间隔具有至少与多路信道的脉冲响应h[q]，q＝0，1…，Qh-1相等的长度。

使用如上述的频轴映射法，在发射机组合每一MCM符号。基准副载波的符号等于1，即0度相移。任选的相移PHI等于0，即DQPSK信号构象并未旋转。

使用一个方程式，可将此表示为

a_{k} = a_{k - 1} a_{k}^{inc}

(式24)

在此，

k：有效副载波的标号k＝1，2，…，K；

a_{k}^{inc} = e^{j \frac{π}{2} m}

：复数相位增量符号；m＝0，1，2，3是由2位格雷编码

对导出的QPSK符号数；

a₀＝1：基准副载波的符号。

在接收机的DFT输出端得到判定变量

e_k＝a_kH_k (式25)

在此，

H_{k} = Σ_{i = 0}^{Q_{h} - 1} h [i] \cdot e^{- j \frac{2 π}{K} ki}

(式26)

它是位置k的信道脉冲响应h[q]的DFT。

由|a_k|²＝1，差分解调得到

v_{k} = e_{k} \cdot e_{k - 1}^{*} = a_{k - 1}^{inc} H_{k} H_{k - 1}^{*}

(式27)

对接收机，引入一附加的相位项φ_k，用以校正由信道引起的系统相位偏移。因此，在接收机的最后判定变量为

由式28可知，有用信息a_k ^inc被加权以乘积(信道的旋转及有效传递函数)。对无误差检测，此乘积必需被实数化。为此，最佳的是，选择旋转角等于负幅角H_k·H^* _k-1。为了推导要求的用于2路信道的演算法，在下一节考察H_k·H^* _k-1的性质。

假定2路信道具有二个具有不等于零的能量的回波，即至少二个主要回波。此项假定引出脉冲响应

h[q]＝c₁δ₀[q]+c₂δ₀[q-q₀] (式29)

在此，

c₁，c₂：代表路回波的复数系数；

q₀：第二路回波对第一路回波的延迟；

δ₀：狄拉克(Dirac)脉冲；δ₀[k]＝1适于k＝0

δ₀[k]＝0其他

将一DFT应用于式29而得到信道传递函数：

H_{k} = H (e^{j \frac{2 π}{K} k}) = c_{1} + c_{2} \cdot e^{- j \frac{2 π}{K} k q_{0}}

(式30)

由式30，用于沿频轴的差分解调的有效传递函数为：

H_{k} \cdot H_{k - 1}^{*} = (c_{1} + c_{2} e^{- j \frac{2 π}{K} k q_{0}}) \cdot (c_{1}^{*} + c_{2}^{*} e^{+ j \frac{2 π}{K} (k - 1) q_{0}})

= c_{a} + c_{b} \cos (\frac{π}{K} q_{0} (2 k - 1))

(式31)

假定一个无噪声的2路信道时，由式31可知，在符号1+j0被发射(参照上述假定)的情况下接收机边的符号位于一直线上。该直线的特征可确定以一点

c_{a} = | c_{1} |^{2} + | c_{2} |^{2} \cdot e^{- j \frac{2 π}{K} q_{0}}

(式32)

以及确定其方向的向量：

c_{b} = 2 c_{1} c_{2}^{*} \cdot e^{- j \frac{2 π}{K} q_{0}}

(式33)

由上述假定，可施行下述几何推导。若将复数平面的实部指定为x＝Re{z]，并将虚部指定为y＝Im{z}，则得到更适合的记号，用于EPOC运算法的第二个实施例的几何推导即z＝x+jy。由此新记号，在无噪声的2路信道的情况下，接收的符号所在直线为，

f(x)＝a+b·x (式34)

在此，

a = Im {c_{a}} - \frac{Re {c_{a}}}{Re {c_{b}}} \cdot Im {c_{b}}

(式35)以及

b = - \frac{Im {c_{a}} - \frac{Re {c_{a}}}{Re {c_{b}}} \cdot Im {c_{b}}}{Re {c_{a}} - \frac{Im {c_{a}}}{Im {c_{b}}} \cdot Re {c_{b}}}

(式36)

附加噪声将使符号散布在式34至36所给定的直线周围。在此情况，式36为符号群的回归曲线。

为了EPOC运算法的第二个实施例的几何求导，式28的角φ_k选择为所考虑的符号与原点的距离的平方的函数：

(_k＝f_K(|z|²) (式37)

式37显示整个信号空间发生失真(扭转)，但保持与原点的距离。

为了第二个实施例的运算法的推导，必需确定f_K(·)以便所有的判定变量v′_k(假定无噪声)均可位于实轴上：

Im {(x + jf (x)) \cdot e^{j f_{K} (| z |^{2})}} = 0

(式38)

由式38的进一步变换产生一个二次方程式，此式必需求解以得到φ_k的解。

在2路信道的情况，对于一指定判定变量v_k，回波相位偏移校正值为

在此，

根据上述二次方程式的二个可能解，式40为不能产生更多的180度相移的一个解。

图15中的二幅绘图显示第二个实施例的POC演算法的投影法，用于复数平面的一个象限。在此描绘的是，扇形区|arg(z)|≤π/4中的方格，以及直线y＝f(x)＝a+b·x，其中a＝-1.0且b＝0.5(虚线)。在无噪声信道的情况下，若发射1+j0，所收到的全部符号则会位于此直线上。图中所示的圆圈确定该式40的二种情况的界线。图15在左边部分显示投影前的状态，而在右边部分显示施加投影演算法后的状态。观察该左边部分即可得知，该直线现在以2+j0为投影固定点位于实轴上。因此，可得出结论，依照第二个实施例的回波相位偏移校正演算法达到了设计目标。

在EPOC演算法的第二个实施例可应用的前，必须确定通过所接收符号的近似线，即必需估计参数a及b。为此假定，若1+j0被发射，接收的符号则位于扇形区|arg(z)|≤π/4内。若1+j0以外的符号被发射，则可施加一种模运算(modulo operation)以将全部符号投影于所希望的扇形区内。此处理方法免除了在较早阶段判定符号的必要并可为一个MCM符号的全部信号点求平均值(以代替仅为1/4的全部信号点求平均值)。

对于第二个实施例的EPOC演算法的下述计算规则，xi用以表示第i个信号点的实部，而y_i表示其虚部(i＝1，2，…，K)。同时，K值可用于确定。选择最小二乘法时，可由下式的最小化得到必需确定的直线：

(a, b) = \underset{(\tilde{a}, \tilde{b})}{\arg \min} Σ_{i = 1}^{K} {(y_{i} - (\tilde{a} + \tilde{b} \cdot x_{i}))}^{2}

(式41)

式41的解可在公开文献中找到。其为

b = \frac{Σ_{i = 1}^{K} (x_{i} - \overset{&OverBar;}{x}) \cdot y_{i}}{Σ_{i = 1}^{K} {(x_{i} - \overset{&OverBar;}{x})}^{2}}, a = \overset{&OverBar;}{y} - \overset{&OverBar;}{x} \cdot b

(式42)在此，平均值为

\overset{&OverBar;}{x} = \frac{1}{N} Σ_{i = 1}^{K} x_{i}, \overset{&OverBar;}{y} = \frac{1}{N} Σ_{i = 1}^{K} y_{i}

(式43)

必要时可应用一种具有更高稳定性(robustness)的估计法。但折衷的方法将会造成更高的计算复杂性。

为了避免关于投影可应用的范围的问题，理应将直线的确定方法分为二部分。首先使线群的重心移至轴线上，随后，使信号空间变形。假定a及b为直线的原参数且α为旋转角，f_K(.)则必需被施加变换参数：

b^{'} = \frac{b \cdot \cos (α) - \sin (α)}{\cos (α) + b \cdot \sin (α)}, a^{'} = a \cdot (\cos (α) - b^{'} \cdot \sin (α))

(式44)

除了上节所说明的二种EPOC演算法外，可设计不同的演算法，但它们很有可能具有更高的计算复杂性。

Claims

1.一种在可实行多载波调制信号的差分相位解码型式的多载波解调系统中施行精细的频率同步化以补偿载波频率对振荡器频率的偏差的方法，所述信号包括多个符号，各符号由同时存在的具有不同频率的载波间的相位差所限定，所述方法包括步骤：

a)确定不同符号中的同一载波的相位间的相位差；

b)利用一个M-PSK判定装置从所述相位差中消除涉及被发送信息的相移不定因素以确定频率偏移；以及

c)根据所述所确定的频率偏移施行所述载波频率偏差的反馈校正。

2.根据权利要求1的方法，其中

所述步骤a)与b)施行于所述符号中的多个载波，

通过平均所述多个载波的所述所确定的频率偏移而确定一个平均频率偏移，以及

根据在所述步骤c)中的所述平均频率偏移施行所述频率偏移的所述反馈校正。

3.根据权利要求1的方法，其中

所述步骤a)，b)与c)施行于所述符号中的多个载波，

根据所述平均频率偏移施行所述频率偏移的所述反馈校正。

4.根据权利要求1的方法，其中，所述步骤a)包括确定沿时轴方向相邻的符号中的同一载波的相位间的一个相位差的步骤。

5.根据权利要求1的方法，其中，所述步骤b)包括消除对应于M元相移的相移不定因素的步骤。

6.一种在可实行多载波调制信号的差分相位解码型式的多载波解调系统中施行精细的频率同步化以补偿载波频率对振荡器频率的偏差的方法，所述信号包括多个符号，各符号由同时存在的具有不同频率的载波间的相位差所限定，所述方法包括步骤：

a)确定不同符号中的同一载波的各相位；

b)利用一个M-PSK判定装置从所述相位中消除涉及被发送信息的相移不定因素以确定各相位偏差；

c)确定所述相位偏差间的一个相位差以确定一个频率偏移；以及

d)根据所述所确定的频率偏移施行所述载波频率偏差的反馈校正。

7.根据权利要求6的方法，其中，所述步骤a)包括确定沿时轴方向相邻的符号中的同一载波的各相位的步骤。

8.根据权利要求6的方法，其中，所述步骤b)包括消除M元相移的步骤。

9.一种用于在可实行多载波调制信号的差分相位解码型式的多载波解调系统中施行精细的频率同步化以补偿载波频率对振荡器频率的偏差的装置，所述信号包括多个符号，各符号由同时存在的具有不同频率的载波间的相位差所限定，所述装置包括：

差分检测器，用于确定不同符号中的同一载波的相位间的一个相位差；

M-PSK判定装置，用于从所述相位差中消除涉及被发送信息的相移不定因素以确定一个频率偏移；以及

反馈回路，用于根据所述所确定的频率偏移施行所述频率偏差的反馈校正。

10.根据权利要求9的装置，进一步包括：

用于通过平均多个载波的所确定的频率偏移以确定一个平均频率偏移，其中

所述用于施行反馈校正的装置根据所述平均频率偏移施行所述频率偏移的所述反馈校正。

11.根据权利要求9的装置，其中，所述用于确定一个相位差的装置包括确定沿时轴方向相邻的符号中的同一载波的相位间的一个相位差的装置。

12.根据权利要求9的装置，其中，施行所述频率偏差的反馈校正的所述装置包括一个数值控制振荡器以及一个复数乘法器。

13.一种用于在可实行多载波调制信号的差分相位解码型式的多载波解调系统中施行精细的频率同步化以补偿载波频率对振荡器频率的偏差的装置，所述信号包括多个符号，各符号由同时存在的具有不同频率的载波间的相位差所限定，所述装置包括：

相位检测器，用于确定不同符号中的同一载波的各相位；

M-PSK判定装置，用于从所述相位中消除涉及被发送信息的相移不定因素以确定各相位偏差；

差分检测器，用于确定所述相位偏差间的一个相位差以确定一个频率偏移；

14.根据权利要求13的装置，进一步包括：

15.根据权利要求13或14的装置，其中，所述用于确定各相位的装置包括确定沿时轴方向相邻的符号中的同一载波的各相位的装置。

16.根据权利要求15的装置，其中，施行所述频率偏差的反馈校正的所述装置还包括在所述数值控制振荡器前面的一个低通滤波器。