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CN1160921C - 多载波系统的帧结构及帧同步 - Google Patents

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CN1160921C CNB988140462A CN98814046A CN1160921C CN 1160921 C CN1160921 C CN 1160921C CN B988140462 A CNB988140462 A CN B988140462A CN 98814046 A CN98814046 A CN 98814046A CN 1160921 C CN1160921 C CN 1160921C
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Abstract

一种具有帧结构的信号的产生方法，该帧结构的各帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，该方法包括执行位序列的振幅调制，以便调幅位序列的包络确定所述基准符号的基准模式，以及把调幅位序列插入所述信号中，作为所述基准符号的步骤。一种具有这种帧结构的信号的帧同步方法，该方法包括接收所述信号的步骤，降频转换所述接收信号的步骤，执行所述降频转换信号的振幅解调，以便产生包络的步骤，使所述包络与预定的基准模式相关，从而检测所述信号中所述基准符号的信号基准模式的步骤，及根据所述信号基准模式的检测，执行帧同步的步骤。

Description

多载波系统的帧结构及帧同步
技术领域
本发明涉及用于产生具有帧结构的方法和设备，其中帧结构的各个帧由有效符号，与每个有效符号相关的保持间隔和一个基准符号组成。另外，本发明涉及具有上述结构的信号的帧同步的方法和设备。
本发明特别可用于使用正交频分多路复用技术(OFDM)进行数字广播的MCM(MCM＝多载波调制)传输系统。
背景技术
在MCM(OFDM)系统中，以呈复杂频谱(complex spectrum)的形式，即频域中的确定数目的复子载波符号表现二进制信息。在调制器中，位流由一系列频谱表示。通过使用傅里叶逆变换(IFFT)，从该系列频谱产生MCM时域信号。
在通过具有存储器的多路信道传输所述这种MCM信号的情况下，由于多路离散的缘故，产生符号间干扰(ISI)。为了避免ISI，在时间方面相邻的MCM符号之间加入固定长度的保护间隔。选择循环前缀作为保护间隔。这意味着时域MCM符号的最后部分被放置在该符号的前面，以便得到周期的扩展。如果选择的保护间隔的固定长度大于最大的多路延迟，则将不会产生ISI。
在接收器中，必须根据MCM时域信号恢复处于频域和时域(MCM)中的信息。这分两步实现。首先，最恰当地确定FFT窗口的位置，从而消除每个MCM时域符号前面的保护间隔。其次，执行这样得到的一系列有效时间样本的傅里叶变换。
从而恢复一系列频谱符号。每个频谱符号含有确定数目的带有子载波符号的信息。这些之外，利用调制器的逆过程，恢复信息位。
执行上面描述的方法，在接收器中会产生下述问题。保护间隔的确切位置，从而时域MCM符号的原始有效部分的位置通常是不知道的。在没有额外的信息的情况下，保护间隔的抽取，以及随后的最终得到的时间信号的有效部分的FFT变换是不可能的。为了提供这种额外的信息，把呈(时域)基准符号形式的已知(单载波)序列插入时间信号中。借助关于基准符号在接收信号中的位置的知识，可知道保护间隔的确切位置，从而可知道所关心的带有时间样本的信息的确切位置。
周期插入基准符号得到了MCM信号的帧结构。图1中表示了MCM信号的这种帧结构。MCM信号的一个帧由多个MCM符号10组成。每个MCM符号10由有效符号12和与之相关的保护间隔14构成。如图1中所示，每个帧包含一个基准符号16。
对于随后的MCM解调来说，接收器中的功能同步，即，帧，频率，相位，保护间隔同步是必需的。从而，接收器中的基带处理的首要并且最重要的任务是找到基准符号，并与基准符号同步。
绝大多数现有的帧同步方法是针对通过AWGN信道(AWGN＝附加的白高斯噪声)的单载波传输研究的。在不进行较大的改变的情况下，基于相关性的这些现有方法不适用于通过具有较大频率偏移的多路衰减信道的传输，或者使用，例如正交频分多路复用技术的MCM传输系统。
已为MCM传输系统研究出了特殊的帧同步方法。
Warner，W.D.，Leung C.：移动无线电数据通信的OFDM/FM帧同步，IEEE Trans.On Vehicular Technology，vol.VT-42，1993年8月，pp.302-313讲授了把呈并行于数据的音调形式的基准符号插入MCM符号中。基准符号占用MCM信号的几个载波。在接收器中，在利用相关检测器的FFT变换(FFT＝快速傅里叶变换)之后，在频域中抽取同步载波。在存在较大频率偏移的情况下，由于必须并行实现几个相关器，因此该算法变得非常复杂。
另一种现有技术是把周期的基准符号插入调制的MCM信号中。该基准符号是CAZAC序列(CAZAC＝恒定振幅零点自动相关性)。Classen，F.，Meyr，H.：“移动通信的OFDM系统的同步算法”，Codierung，fur Codierung fur Quelle，Kanal und Ubertragung：ITG-Fachbericht 130，pp.105-114，Munchen，1994年10月，ITG，VEG-Verlag，Berlin Offenbach；Lambrette，U.，Horstmannshoff，J.，Meyr，H.：未知频率选择信道上的帧同步技术，Proc.Vehic.Technology Conference，1997；Schmidl，T.M.，Cox，D.C.：“OFDM传输的低开销，低复杂性[脉冲串]同步”，Proc.IEEE Int.Conf.onCommun.，1996中讲授了这种技术。在这种系统中，接收器的处理器查找周期性重复。对于这些算法来说，必须在帧同步之前，或者至少和帧同步同时，实现近似频率同步。
Van de Beek，J，Sandell，M.，Isaksson，M，Borjesson，P.：OFDM系统中的低复杂性帧同步，Proc.of the ICUPC，1995年，避免插入额外的基准符号或者引导载波，代之以使用MCM信号中的周期性，这种周期性为保护间隔和相关的循环扩展所固有。该方法只适用于缓慢变化的衰减信道和较小的频率偏移。
US-A-5191576涉及一种扩散被设计成由在市区环境中移动的移动接收器特别接收的数字数据的方法。在这种方法中，具有帧结构的广播信号的各帧的报头具有构成两级模拟同步系统第一个空同步符号和第二个未调制的摇摆信号。在不在二进制层次上预先抽取时钟信号的情况下，以模拟的方式实现同步信号的恢复。
EP 0631406A涉及数据信号，例如COFDM信号，并且涉及扩散所述信号的方法和设备。COFDM信号包括一系列符号，每个符号具有一个有效部分和一个保护间隔。COFDM信号的两个符号被设置为同步符号。这两个符号之一是零符号，而另一符号是由具有恒定包络的未调制的复合载波频率构成的同步符号。除了作为同步符号的这两个符号之外，在EP 0631406A中讲授了利用携带同步信息的基准信号调制数据信号的引导频率。在数据信号的引导频率上被调制的该基准信号可由MABLR解调器使用。
WO 98/00946A涉及用于OFDM信号的计时和频率同步的系统。两个OFDM训练符号被用于在少于两个数据帧中获得完全同步。OFDM训练符号被放入OFDM信号中，最好每隔一帧放入至少一个训练符号。通过调制偶数编号的OFDM子载波，产生第一个OFDM训练符号，而奇数编号的OFDM子载波被抑制。这样，根据WO98/00946A，利用第一个预定的PN序列调制该符号的偶数编号载波，产生第一个OFDM训练符号。
Moose：“正交频分多路复用频率偏移校正技术”，IEEETRANSACTIONS ON COMMUNICATION，Vo.42，No.10，1994年10月，pp.2908-2914讲授了在OFDM数字通信中校正频率偏移的方法。这些方法涉及数据符号的重复以及连续的符号之间各个载波的相位的比较。由于在重复符号中调制相位值未被改变，重复符号之间的各个载波的相移是由于频率偏移而造成的。
Keller；Hanzo：“无线局域网的正交频分多路复用同步技术”，IEEE INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON PERSONAL，INDOORAND MOBILE RADIO COMMUNICATIONS，1996年10月15日，pp.963-967讲授了频率采集，频率跟踪，符号同步和帧同步技术。关于帧同步，讲授了使用由伪随机样本的同步模式的重复副本组成的基准符号。借助使用周期性同步分段的自相关技术实现帧同步，以致对于所提出的同步算法来说，不需要对同步序列的任何预先了解。
直到现在，可用的帧同步方法或者要求预先实现频率同步，或者当接收器中的信号因较大的频率偏移而破坏时，变得非常复杂。
如果接收器中存在频率偏移，当接收器接通电源和频率同步环还未被锁定时，很容易出现这种情况，则会发生问题。当实行简单的相关时，则在相关器的输出端将只存在噪声，即如果频率偏移超过一定的界限，不能找到最大值。频率偏移的大小取决于将执行的相关的长度(时间)，即所花的时间越长，允许的频率偏移就变得越小。一般来说，频率偏移增大了实现复杂性。
在接通电源之后或者稍后，由于用于降频转换为基带的振荡器的频偏，而产生频率偏移。自激本机振荡器(LO)的频率的典型精度约为载波频率的±50ppm。在S波段中的载波频率(例如2.34Ghz)的情况下，将存在大于100kHz(117.25kHz)的最大LO频率偏移。这种量值的偏移对上述方法提出了较高的要求。
在多路衰减传输信道的情况下，除了AWGN信道的确切最大值外，相关方法还产生几个相关最大值。必须选择最可能的帧报头位置，即基准符号，以便应付该数目的最大值。在多路信道中，在不进行较大改变的情况下，不能使用利用相关性的帧同步方法。此外，不能使用从MCM系统解调的数据，因为解调必须知道保护间隔和MCM符号的有效部分的位置。
发明内容
本发明的目的是提供用于产生具有帧结构的信号的方法和设备，即使在载波频率偏移的情况下，或者在通过多路衰减信道传输的情况下，在信号已被传输之后，这种方法和设备也允许实现帧同步。
本发明的另一目的是提供即使在载波频率偏移的情况下，实现具有帧结构的信号的帧同步的方法和设备。
根据第一方面，本发明提供一种具有帧结构的信号的产生方法，该帧结构的每帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，该方法包括执行位序列的振幅调制，调幅位序列的包络确定基准符号的基准模式，以及把调幅位序列插入所述信号中作为所述基准符号的步骤。
根据第二方面，本发明提供一种具有帧结构的多载波调制信号的产生方法，该帧结构的每帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，该方法包括下述步骤：
提供位流；
把位流的二进制位映射为载波，以便提供一系列频谱；
执行傅里叶逆变换，以便提供多载波调制符号；
使保护间隔与各个多载波调制符号相结合；
通过执行位序列的振幅调制，调幅位序列的包络确定基准符号的基准模式，从而产生基准符号；
使基准符号和预定数目的多载波调制符号及相关的保护间隔相结合，以便确定所述帧；及
把所述调幅位序列插入所述信号中，作为所述基准符号。
根据第三方面，本发明提供一种具有帧结构的信号的帧同步方法，该帧结构的每帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，该方法包括下述步骤：
接收信号；
降频转换接收的信号；
执行降频转换信号的振幅解调，以便产生包络；
使包络与预定的基准模式相关，从而检测信号中的基准符号的信号基准模式；及
根据信号基准模式的检测，执行帧同步。
根据第四方面，本发明提供一种具有帧结构的多载波调制信号的帧同步方法，该帧结构的每帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，该方法包括下述步骤：
接收多载波调制信号；
降频转换接收的多载波调制信号；
执行降频转换的多载波调制信号的振幅解调，以便产生包络；
使包络与预定的基准模式相关，从而检测多载波调制信号中的基准符号的信号基准模式；
根据信号基准模式的检测，执行帧同步；
基于帧同步，从降频转换的接收多载波调制信号中，抽取基准符号和至少一个保护间隔；
执行傅里叶变换，以便根据至少一个有效符号提供一系列频谱；
解映射(de-mapping)该系列频谱，以便提供位流。
根据第五方面，本发明提供一种具有帧结构的信号的产生设备，该帧结构的每帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，该设备包括执行位序列的振幅调制，调幅位序列的包络确定基准符号的基准模式的振幅调制器；以及把调幅位序列插入所述信号中，作为所述基准符号的装置。
根据第六方面，本发明提供一种具有帧结构的多载波调制信号的产生设备，该帧结构的每帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，该设备包括：
提供位流的装置；
把位流的二进制位映射为载波，以便提供一系列频谱的装置；
执行傅里叶逆变换，以便提供多载波调制符号的装置；
使保护间隔与各个多载波调制符号相结合的装置；
借助通过执行位序列的振度调制，调幅位序列的包络确定基准符号的基准模式的振幅调制器，产生基准符号的装置；
使基准符号和预定数目的多载波调制符号及相关的保护间隔相结合，以便确定所述帧的装置；及
把调幅位序列插入所述信号中，作为所述基准符号的装置。
根据第七方面，本发明提供一种具有帧结构的信号的帧同步设备，该帧结构的每帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，该设备包括：
接收信号的接收装置；
降频转换接收信号的下变频器；
执行降频转换信号的振幅解调，以便产生包络的振幅解调器；
使包络与预定的基准模式相关，从而检测信号中的基准符号的基准模式的相关器；及
根据信号基准模式的检测，执行帧同步的装置。
根据第八方面，本发明提供一种具有帧结构的多载波调制信号的帧同步设备，该帧结构的每帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，该设备包括：
接收多载波调制信号的接收器；
降频转换接收的多载波调制信号的下变频器；
执行降频转换的多载波调制信号的振幅解调，以便产生包络的振幅解调器；
使包络与预定的基准模式相关，从而检测多载波调制信号中基准符号的信号基准模式的相关器；
根据信号基准模式的检测，执行帧同步的装置；
基于帧同步，从降频转换的接收多载波调制信号中，抽取基准符号和至少一个保护间隔，以便产生至少一个有效符号的装置；
执行傅里叶变换，以便根据至少一个有效符号提供一系列频谱的装置；及
解映射(de-mapping)该系列频谱，以便提供位流的装置。
本发明提供一种新颖结构的基准符号，以及确定该基准符号的位置，从而确定例如图1中所示的具有帧结构的信号中，帧的起始点的方法。
本发明涉及一种不依赖于其它同步信息，查找帧报头，从而正确地确定FFT窗口的位置的方法。这包括保护间隔的抽取。该方法以例如数字复合基带中的接收信号中，帧报头的已知基准符号的检测为基础。新的帧同步将作为首要同步任务被执行。
与基准符号，即帧报头的同步是开始无线电接受的第一步。构造基准符号以实现这一点。于是基准符号中所含的信息必须与其它同步参数，例如频率偏移无关。为此，根据本发明，所选择的基准符号的形式是复合基带中的调幅序列(AM序列)。这样，基准符号中所含的信息仅仅是振幅方面的信息，而不是相位方面的信息。注意相位信息将被可能的频率偏移所破坏。在本发明的优选实施例中，由具有特殊特征的位序列构造AM信息。以这样一种方式选择该信息序列，该方式使得能够在时域中容易并且可靠地找到该信息序列。选择具有良好的自相关特性的位序列。良好的自相关特性意味着相关信号中明显的相关极大值，该相关信号应尽可能地白。
具有良好的自相关特性的伪随机位序列(PRBS)满足上述要求。
使用信号的包络携带位信息，提供了额外的灵活性。首先必须确定哪个包络值应对应于为0和1的二进制值。参数为平均振幅和调制率。应注意选择和帧的剩余部分的平均振幅相同的基准符号平均振幅(性能)。这是由于在接收器中执行的振幅归一化(AGC；AGC＝自动增益控制)的缘故。另外还可选择大于平均信号振幅的基准符号平均振幅，但是则必须注意把AGC的时间常数(1/灵敏度)选择为足够高，足以确保基准符号的强(增强)信号不会影响AGC控制信号，从而不会衰减基准符号之后的信号。
另一自由度可被表征为调制度d。该参数决定着如下所述：mod(t)＝bin(t/d)，从二进制序列bin(t)中形成的调制信号mod(t)的信息密度。该调制度可被选择为由与采样速率的整数或实数关系所确定的自由参数。由于二进制序列的离散值的缘故，最好把调制度d选择为整数值。
d＝1：mod(m)＝bin(m)
d＝2：mod(m)＝bin(m/2)               m为偶数
            ＝bin_int(m/2)           m为奇数
d＝3：mod(m)＝bin(m/3)               m＝0，±3，±6，±9，…
              bin_int(m/3)    其它
在因子为d的情况下，借助理想插值(在离散的整数值m之间)，根据二进制序列bin(m)计算信号值bin_int(m/d)。这类似于理想的采样率展开(借助sin(x)/x插值)，不过保留了采样率，只有较少的二进制序列bin(m)的二进制位对应于最后得到的插值序列mod(m)。参数m表示离散时间。
随着m的增大，调制信号mod(t)相对于基本的二进制序列在时间方向上被展开，这导致最后得到的AM频谱相对于基本的二进制序列的带宽压缩。2倍的时间扩展导致同样倍数的带宽压缩。除了带宽压缩之外，较高调制度d的另一优点是由于只有各个第d个样本才具有相应的二进制值，降低了接收器中搜索方法的复杂性。选择因子d＝1并不是最佳的，因为由于采样定理的忽视，这会导致混叠。为此，在本发明的一个优选实施例中，d被选择为2。
基准符号的长度和重复率的选择一方面由信道特性，例如信道的相干时间控制。另一方面，该选择取决于关于初始同步的平均时间，以及在归因于信道衰减的同步损失后的再同步的平均时间方面的接收器要求
在接收器中，接收信号的降频转换之后的第一步是执行降频转换信号的振幅解调，以便产生包络，即，以便确定信号的振幅。使该包络与复型基准模式相关，以便检测信号中，基准符号的信号基准模式。在AWGN信道的情况下，该相关计算的结果将是具有零平均值以及具有清晰可见的(正)极大值的白噪声。在多路信道的情况下，在该相关计算计算得到的相关信号中将产生几个极大值。在前一情况下，根据信号最大值确定基准符号的位置，而在后一情况下，执行加权程序，以便找出对应于基准符号的位置的极大值。
这样，本发明说明了如何通过简单的检测方法找出基准符号。此外，本发明还可用于单载波或多载波系统。本发明特别适用于，例如在数字广播领域中，使用正交频分多路复用技术的多载波调制系统。根据本发明的同步方法不依赖于其它同步步骤。由于同步所需的信息包含在前同步码，即基准符号中，因此基准符号与可能的频率偏移无关。这样，可得到正确的递降采样计时和正确的FFT窗口定位。即使频率同步环未被锁定或者即使在载波频率偏移的情况下，本发明的基准符号也可被检测。最好在其它同步努力之前，以及在不知道其它同步努力的情况下，执行根据本发明的帧同步方法。
附图说明
下面将根据公开的附图，详细说明本发明的优选实施例，其中：
图1示意地表示了具有帧结构的信号；
图2表示了适用本发明的MCM系统的方框图；
图3表示了MCM接收器中帧和频率同步系统的示意方框图；
图4表示了帧同步设备的示意图；
图5表示了S波段中，单频网络的典型信道脉冲响应。
具体实施方式
虽然主要是参考MCM系统说明本发明的，但是显然在基于不同种类的调制的不同信号传输方面，也可使用本发明。
图2表示了MCM系统总览，基于该总览，将详细说明本发明。除了加入MCM信号各帧中的基准符号的类型之外，图中所示的MCM发射器100大体上对应于现有的MCM发射器。例如在William Y.Zou，Yiyan Wu的“COFDM：AN OVERVIEW”，IEEE Transactionson Broadcasting，vol.41，No.1，1995年3月中可找到对这种MCM发射器的说明。
数据源102向该MCM发射器提供串行位流104。输入的串行位流104被提供给位-载波映射器106，位-载波映射器106根据输入的串行位流104产生一系列频谱108。对该系列频谱108执行快速傅里叶逆变换(IFFT)110，以便产生MCM时域信号112。MCM时域信号构成MCM时间信号的有效MCM符号。为了避免由多路失真引起的符号间干扰(ISI)，提供在时间方面相邻的MCM信号之间插入固定长度的保护间隔的装置114。根据本发明的一个优选实施例，通过在有效符号的前面放置相同的事物，有效MCM符号的最后部分被用作保护间隔。图2中在115处表示了最后得到的MCM符号，并且该MCM符号对应于图4中描述的MCM符号10。
为了获得图1中所示的最终的帧结构，提供了为预定数目的MCM符号的每个符号添加基准符号的装置116。
根据本发明，基准符号是调幅位序列。这样，执行位序列的幅度调制，以便调幅位序列的包络确定基准符号的基准模式。当在MCM接收器接收MCM信号时，必须检测由调幅位序列的包络确定的该基准模式。在本发明的一个优选实施例中，具有良好的自动相关特性的伪随机位序列被用作幅度调制的位序列。
基准符号的长度和重复率的选择取决于通过其传输MCM信号的信道的特性，例如该信道的相干时间。另外，基准符号的重复率和长度，换句话说各帧中的有效符号的数目，取决于关于初始同步的平均时间，以及在归因于信道衰减的同步损失后的再同步的平均时间的接收器要求。
最后得到的具有图2中在118处所示结构的MCM信号被提供给发射器前端120。大体上讲，在发射器前端120，执行数/模转换和MCM信号的升频转换。之后，通过信道122传输MCM信号。
下面参考图2简要说明MCM接收器130的操作模式。在接收器前端132接收MCM信号。在接收器前端132中，MCM信号被降频转换，此外还进行降频转换信号的模/数转换。降频转换MCM信号被提供给帧同步器134。帧同步器134确定MCM符号中，基准符号的位置。根据帧同步器134的确定结果，基准符号抽取装置136从来自于接收器前端132的MCM符号中抽取成帧信息，即基准符号。在抽取基准符号之后，MCM信号被提供给保护间隔除去装置138。下面将参考图3和4详细说明表现本发明的帧同步器134的操作模式。
在MCM接收器中完成的信号处理的结果是有效MCM符号。
从保护间隔除去装置138输出的有效MCM符号被提供给快速傅里叶变换器140，以便根据有效符号形成一系列频谱。之后，把该系列频谱提供给载波-位映射器142，在载波-位映射器142中，恢复串行位流。把该串行位流提供给数据接收器144。
下面将参考图3和4，详细说明帧同步器的操作模式。图3表现了MCM信号的帧同步设备的更进一层示意图。在接收器前端150中，输入的MCM信号被降频转换。在图3中，模/数转换器152与接收器前端150分离。模/数转换器152的输出信号被提供给帧同步器154。该帧同步器执行根据本发明的帧同步，下面将参考图4，对根据本发明的帧同步进行详细说明。依赖于帧同步器154的帧同步，MCM解调器156解调MCM信号，以便提供解调的串行位流。
如图3中所示，根据本发明的所述基准符号还可用于MCM信号的近似频率同步。即，帧同步器154还用作确定例如由，发射器的本机振荡器和接收器的本机振荡器之间的频差引起的载波频率的近似频率偏移的近似频率同步器。使用确定的频率偏移，以便在点158处执行近似频率校正。
图4中表示了根据本发明的帧同步的详细原理图。通过信道122传输的MCM信号在接收器RF前端132被接收。降频转换MCM信号在接收器前端132被采样，并且在优选实施例中被提供给快速运行的自动增益控制(时间常数＜MCM符号持续时间)，以便消除快速信道波动(信道相干时间约等于MCM符号持续时间)。在通过具有较长的信道脉冲响应及选频衰减的多路信道进行传输的情况下，除了通常使用的慢速AGC外，在信号路径中还使用快速AGC 162。快速AGC把信号的平均振幅范围调节到基准符号的已知平均振幅。这样处理后的符号被提供给振幅确定装置164。
振幅确定装置164可使用简单的αmax+βmin-方法来计算信号的振幅。在，例如Palachels A.：DSP-mP Routine Computes Magnitude，EDN，1989年10月26日；和Adams，W.T.，和Bradley，J.：MagnitudeApproximations for Microprocessor Implementation，IEEE Micro，Vol.3，No.5，1983年10月中描述了这种方法。
振幅确定装置164的输出信号被提供给相关器166。在相关器166中，计算来自于振幅确定装置164的振幅信号与已知的理想振幅信息之间的交叉相关。已知的理想振幅信息存储在相关器中。对于振幅和已知的理想振幅信息两者来说，相对于它们的平均振幅，它们的振幅将对称地为零。
在理想的AWGN情况下，结果将为具有零平均值，并具有明显可见的正极大值。在这种理想的AWGN情况下，在极大值位置装置172中估计单个极大值的位置。根据该估计的结果，在组合的基准符号/保护间隔抽取装置136/138中，从MCM信号中抽取基准符号和保护间隔。虽然图4中这些装置被表示为组合装置136/138，不过显然可设置独立的装置。通过低通滤波器174，MCM信号从RF前端150被传输给基准符号/保护间隔抽取装置136/138。
在多路信道中遇到的时间展宽的情况下，在相关器的输出信号中产生几个极大值，这几个极大值对应于信道脉冲响应中的束(cluster)数。图5中表示了位于最大约60微秒的时间窗口中的三个这种束的示意图。必须从由在多路信道中遇到的时间展开引起的这几个极大值中选出最佳的一个极大值，作为帧报头，即基准符号的位置。于是，在相关器166和极大值位置装置172之间设置门限装置168和加权装置170。门限装置168用于除去振幅低于预定门限值的极大值。加权装置170用于对剩余的极大值执行加权程序，以便可确定对应于基准符号的极大值。在加权装置170中执行的一个例证加权程序如下所示。
第一个显著的极大值被认为是最佳极大值。从信道脉冲响应的最大长度的第一个检测极大值起，观察相关器的输出信号，并对该信号施加振幅加权函数。由于实际的信道脉冲响应长度未知，因此可提及下述事实。在系统设计过程中，必须研究信道脉冲响应的长度。在MCM系统中，保护间隔应等于或大于最大预期信道脉冲响应。为此，要检查从第一个极大值开始的相关输出信号的部分(间隔lI个样本，lI对应于最大预期信道脉冲响应，即保护间隔长度)，
Ik0(n)＝r(k0+n)，0≤n≤lI-1         (1)
其中k0为第一个极大值的位置，以便找出最佳帧起始位置。利用下述函数对上面的信号部分加权
W ( n ) = 10 weight _ dB 10 n l I - 1 - - - ( 2 )
最后得到的信号间隔
I k 0 , weighted ( n ) = [ r ( k 0 + n ) W ( n ) ] = [ r ( k 0 + n ) 10 weight _ dB 10 n l I - 1 ]
0≤n≤lI-1                          (3)
中的极大值的位置(nmax)将被选择作为最佳帧起始位置。
r(k)表示时刻k时，相关器(166)的输出信号。该信号和由乘法运算：附加采样因子*子载波符号频率确定的时钟频率并存。参数k表示样本时钟中的离散时间。利用来自于门限装置168的信息确定该信号的上下限幅。从信号r(k)抽取长度值为lI的间隔。写入该间隔中的第一个值是时刻kn时的相关起始值，在时刻k0时，输出值r(k0)首次超过门限装置168的门限值。具有带有上下限幅的信号的间隔由项I(k0)表示。参数n表示该间隔内的值的相对时间，即位置。
利用所述的加权运算，初期的相关极大值更可能被选择为正确的帧起始位置。稍后到来的极大值只有在该极大值的数值显著大于较早的极大值的数值的情况下，才会被选择为帧起始位置。该运算特别适用于MCM，因为在一些样本前过早地检测帧起始位置好于在一些样本后过晚地检测帧起始位置。在一些样本前过早地确定帧起始位置导致把FFT窗口的少许二进位设置到保护间隔中，这含有相同的MCM符号的信息，于是几乎不产生影响。如果在一些样本后过晚地检测帧起始位置，则FFT窗口包括后续保护间隔的一些样本。这导致更明显的退化，因为后续保护间隔含有后续MCM符号的信息(产生ISI)。
重要的是要知道在接收器接通电源之后，第一个明显的相关极大值不必对应于第一个CIR(信道脉冲响应)束。它可能对应于后面的束，参见图5。为此，在接通电源过程中，在开始解调之前，应等待另一帧起始点。
显然可使用不同于所述的αmax+βmin-方法的振幅确定方法。出于简化目的，可把振幅计算简化为检测当前(current)振幅是大于还是小于平均振幅。输出信号由-1/+1序列组成，使该序列与已知的，也呈-1/+1值形式的位序列相关。利用简单的集成电路(IC)，可容易地实现这种相关。
另外，可执行在RF前端接收的信号的附加采样。例如，可利用两次附加采样表示接收的信号。
该附加采样信号被传到快速运行AGC，以便在计算信号的振幅之前，消除快速信道波动。该振幅信息将被严格量化。大于为1的平均振幅的值将被表示为+1，小于该平均振幅的值将被表示为-1。该-1/+1信号被传到相关器，该相关器执行量化信号和存储的基准符号的理想振幅值之间的交叉相关。
amp_sto(k)＝2*bin(k/4)，
如果k＝2(附加采样因子)*2(插值因子)*
1，2，3…92
(184个基准符号，并且插值因子为2时，为92)
amp_sto(k)＝0，否则，k＜＝2(附加采样因子)*2(插值因子)*92
(amp_sto的第一部分＝[0 0 0 -1 0 0 0 1 0 0 01 0 0 0 -1 0……])。
利用该算法，可得到为92的相关极大值。
再一次，由于不同的多路束的缘故，相关器输出信号中的极大值对应于不同的帧起始位置。必须在具有不同的极大值的该信号中，选择最佳帧起始位置。这是通过下述步骤实现的：对相关器的输出进行门限值检测。如果信号首次超过该门限值(为50的门限值被证明是适用的)，则初始化最佳位置搜索算法。将利用加权函数对超过门限值的值之后的间隔中的相关器输出信号加权，参见上文。加权信号中最终得到的极大值的位置将被选择为最佳帧起始位置。在知道最佳帧起始位置的情况下，将执行保护间隔抽取和之后的MCM解调。
为了增大帧同步精度，可进行更多的努力。下面将说明这些方法。
执行帧起始点确定的后处理，以便a)增大帧同步的可靠性；b)确保没有忽略任何帧起始位置；c)在改变CIR束位置的情况下，优化帧起始位置。
使用其它帧起始位置的信息。已知在各帧之前，一个基准符号被插入信号中。如果当前检测的帧起始点的位置已关于最后检测的帧起始点显著变化，则总体解调这两个帧或者彼此完全独立地解调这两个帧是可能的。另外还可缓存最后的信号帧，并利用该帧的MCM符号逐步进行帧起始位置的所需移位。这导致包括不同MCM符号的同时发生的异步保护间隔抽取在内的单个MCM符号的插值定位。
如果一个帧起始位置丢失，即该帧起始点未被检测到，FFT窗口的这种插值定位也是可能的。如果一个帧起始位置丢失，则在没有产生较大的性能退化之前，可按照和帧中相同的方式执行保护间隔抽取。这是由于通常仅仅缓慢变化的CIR束位置的缘故，但是只有当信号强度足够好时才是这样的。停止解调，并等待下一个检测到的帧起始位置也是可能的，但是由于长时间的中断，因此不是希望的。
下面是由用于产生具有帧结构的信号的本发明设备提供的184个样本(子载波符号)的基准符号的例子。
下面的长度为92的二进制序列为：
Bin＝[0 1 1 0 1 1 0 1 0 1 1 0 1 0 1 0
      0 0 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0
      1 1 1 1 1 0 0 0 1 1 1 0 0 0 0 0
      0 0 1 1 1 0 1 1 1 0 0 1 1 0 1 1
      1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 1 0 1 1 0 1
      1 0 1 0 0 0 0 1 0 1 1 0]
调制的二进制序列是：
i_q＝[0.5 1.5 1.5 0.5 1.5 1.5 0.5 1.5 0.5 1.5 1.5 0.5 1.5 0.5
      1.5 0.5 0.5 0.5 1.5 1.5 1.5 0.5 0.5 0.5 0.5 0.5 0.5 0.5
      0.5 1.5 1.5 0.5 1.5 1.5 1.5 1.5 1.5 0.5 0.5 0.5 1.5 1.5
      1.5 0.5 0.5 0.5 0.5 0.5 0.5 0.5 1.5 1.5 1.5 0.5 1.5 1.5
      1.5 0.5 0.5 1.5 1.5 0.5 1.5 1.5 1.5 0.5 1.5 1.5 0.5 1.5
      0.5 1.5 0.5 1.5 1.5 0.5 1.5 1.5 0.5 1.5 0.5 1.5 0.5 0.5
      0.5 0.5 1.5 0.5 1.5 1.5 0.5]
该调制的二进制序列i_q被插值，以便产生插值序列i_q_int：
i_q_int＝[0.5000 1.0635 1.5000 1.7195 1.5000 0.8706 0.5000
          0.8571 1.5000 1.7917 1.5000 0.8108 0.5000 1.0392
          1.5000 1.0392 0.5000 0.8108 1.5000 1.7984 1.5000
          0.8108 0.5000 1.0460 1.5000 0.9997 0.5000 0.9603
          1.5000 1.1424 0.5000 0.3831 0.5000 0.4293 0.5000
          0.9997 1.5000 1.5769 1.5000 1.5769 1.5000 1.0065
          0.5000 0.3899 0.5000 0.5325 0.5000 0.4931 0.5000
          0.4999 0.5000 0.4931 0.5000 0.5325 0.5000 0.3967
          0.5000 0.9603 1.5000 1.7522 1.5000 0.8571 0.5000
          0.8965 1.5000 1.6422 1.5000 1.4669 1.5000 1.4737
          1.5000 1.6096 1.5000 0.9929 0.5000 0.4226 0.5000
          0.4226 0.5000 0.9997 1.5000 1.5769 1.5000 1.5769
          1.5000 1.0065 0.5000 0.3899 0.5000 0.5325 0.5000
          0.4931 0.5000 0.4931 0.5000 0.5325 0.5000 0.3899
          0.5000 1.0065 1.5000 1.5701 1.5000 1.6096 1.5000
          0.8965 0.5000 0.8965 1.5000 1.6096 1.5000 1.5633
          1.5000 1.0392 0.5000 0.2867 0.5000 0.9929 1.5000
          1.7454 1.5000 0.8571 0.5000 0.9033 1.5000 1.6028
          1.5000 1.6028 1.5000 0.9033 0.5000 0.8503 1.5000
          1.7917 1.5000 0.8108 0.5000 1.0460 1.5000 0.9929
          0.5000 0.9929 1.5000 1.0460 0.5000 0.8108 1.5000
          1.7917 1.5000 0.8571 0.5000 0.8571 1.5000 1.7849
          1.5000 0.8571 0.5000 0.8571 1.5000 1.7917 1.5000
          0.8176 0.5000 1.0065 1.5000 1.1424 0.5000 0.3436
          0.5000 0.5788 0.5000 0.3436 0.5000 1.1424 1.5000
          1.0065 0.8312 1.5000 1.7263 1.5000 1.0635 0.5000
          0.0637]
amp_int＝i_q_int+j*i_q_int
amp_int是在插入保护间隔之后，周期性地插入信号中的基准符号。
从上面的说明可清楚地看出，本发明提供了用于产生具有帧结构的信号的方法和设备，以及当接收这种信号时，实现帧同步的方法和设备，这些方法和设备优于现有的系统。和已知的帧同步程序相反，根据本发明的帧同步算法提供表1中所示的所有特性。表1表示了根据本发明的，利用AM序列作为基准符号的系统和现有系统(单载波和MCM Eureka 147)之间的比较。
表1
单载波(例如类似于WS的QPSK)     MCMEureka147 具有AM序列的MCM
允许载波偏移     否     是     是
在Rx输入端得到恒定的功率 是 否 是
近似频率偏移估计是否可能 否 否 是
近似信道估计是否可能(束估计) 是 否 是
从表1中可看出，使用根据本发明的具有AM序列的帧同步，可得到不同的同步任务和参数。帧同步程序MCM 147对应于US-A-5191576中描述的程序。

Claims (46)

1.一种具有帧结构的信号的产生方法，所述帧结构的每帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，所述方法包括
执行位序列的振幅调制，调幅位序列的包络确定所述基准符号的基准模式的步骤；及
把调幅位序列插入所述信号中，作为所述基准符号的步骤。
2.按照权利要求1所述的方法，其中所述信号是正交频分多路复用信号。
3.按照权利要求1所述的方法，其中执行所述振幅调制，以使所述基准符号的平均振幅与剩余信号的平均振幅相同。
4.按照权利要求1所述的方法，其中所述信号是多载波调制信号，所述方法还包括下述步骤：
提供位流；
把所述位流的二进制位映射为载波，以便提供一系列频谱；
执行傅里叶逆变换，以便提供多载波调制符号；
使保护间隔与各个多载波调制符号相结合；
所述执行振幅调制的步骤用于产生所述基准符号；及
把所述基准符号插入到与预定数目的多载波调制符号相结合的所述信号中。
5.按照权利要求4所述的方法，其中所述多载波调制信号是正交频分多路复用信号。
6.按照权利要求4所述的方法，其中执行所述振幅调制，以便所述基准符号的平均振幅与剩余的多载波调制信号的平均振幅相同。
7.按照权利要求1所述的方法，其中所述位序列是具有良好的自相关特性的伪随机位序列。
8.按照权利要求1所述的方法，其中根据信道的信道特性，确定各帧中有效符号的数目，信号或多载波调制信号通过信道被传输。
9.一种具有帧结构的信号的帧同步方法，所述帧结构的每帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，所述方法包括下述步骤：
接收所述信号；
降频转换所述接收信号；
执行所述降频转换信号的振幅解调，以便产生包络；
使所述包络与预定的基准模式相关，从而检测所述信号中所述基准符号的信号基准模式；及
根据所述信号基准模式的检测，执行所述帧同步。
10.按照权利要求9所述的方法，还包括在执行所述振幅解调的步骤之前，执行所述降频转换信号的快速自动增益控制的步骤。
11.按照权利要求9所述的方法，其中执行所述振幅解调的步骤包括利用αmax+βmin-方法，计算所述信号的振幅的步骤。
12.按照权利要求9所述的方法，还包括对所述接收的降频转换信号的各个振幅采样，并把所述采样振幅和预定门限值比较，以便产生用于执行所述振幅解调的位序列的步骤。
13.按照权利要求12所述的方法，其中对所述降频转换信号的各个振幅采样的步骤还包括执行所述降频转换信号的附加采样的步骤。
14.按照权利要求9所述的方法，还包括把所述信号中的帧的帧同步的结果应用于所述信号中的至少一个后续帧的步骤。
15.按照权利要求9所述的方法，其中所述信号是多载波调制信号，所述方法还包括下述步骤：
基于所述帧同步，从所述降频转换的多载波调制信号中，抽取所述基准符号和所述至少一个保护间隔；
执行傅里叶变换，以便根据所述至少一个有效符号提供一系列频谱；
解映射所述一系列频谱，以便提供位流。
16.按照权利要求15所述的方法，还包括在执行所述振幅解调的步骤之前，执行所述降频转换的多载波调制信号的快速自动增益控制的步骤。
17.按照权利要求15所述的方法，其中执行所述振幅解调的步骤包括利用αmax+βmin-方法，计算所述多载波调制信号的振幅的步骤。
18.按照权利要求15所述的方法，还包括对所述降频转换的多载波调制信号的各个振幅采样，并把所述采样振幅和预定门限值比较，以便产生用于执行所述振幅解调的位序列的步骤。
19.按照权利要求18所述的方法，其中对所述降频转换的多载波调制信号的各个振幅采样的步骤还包括执行所述降频转换的多载波调制信号的附加采样的步骤。
20.按照权利要求15所述的方法，还包括把所述信号中的帧的帧同步的结果应用于所述多载波调制信号中的至少一个后续帧的步骤。
21.按照权利要求9所述的方法，还包括根据当使所述包络与所述预定基准模式相关时，相关信号的极大值的产生，检测所述信号基准模式的位置的步骤。
22.按照权利要求21所述的方法，还包括下述步骤：
对所述相关信号的多个极大值加权，以便和后续产生的任意极大值相比，首次产生的极大值被更强地加权；及
基于所述加权极大值的最大一个极大值，检测所述信号基准模式的所述位置。
23.按照权利要求22所述的方法，还包括
在打开执行所述帧同步方法的接收器之后，禁止执行所述帧同步的步骤一段预定时间的步骤。
24.一种具有帧结构的信号的产生设备，所述帧结构的各帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，所述设备包括：
执行位序列的振幅调制，调幅位序列的包络确定所述基准符号的基准模式的振幅调制器；及
把调幅位序列插入所述信号中，作为所述基准符号(16)的装置。
25.按照权利要求24所述的设备，其中所述信号是正交频分多路复用信号。
26.按照权利要求24所述的设备，其中所述基准符号的平均振幅与剩余信号的平均振幅相同。
27.按照权利要求24所述的设备，其中所述信号是多载波调制信号，所述设备还包括：
提供位流的装置；
把所述位流的二进制位映射为载波，以便提供一系列频谱的装置；
执行傅里叶逆变换，以便提供多载波调制符号的装置；
使保护间隔与各个多载波调制符号相结合的装置；
所述振幅调制器用于产生所述基准符号；及
把所述基准符号插入到与预定数目的多载波调制信号相结合的所述信号中的装置。
28.按照权利要求27所述的设备，其中所述多载波调制信号是正交频分多路复用信号。
29.按照权利要求26所述的设备，其中产生所述基准符号的所述装置执行振幅调制，以使所述基准符号的平均振幅与剩余的多载波调制信号的平均振幅相同。
30.按照权利要求24所述的设备，其中产生所述基准符号的所述装置产生具有良好的自相关特性的伪随机位序列作为所述位序列。
31.按照权利要求24所述的设备，包括根据信道的信道特性，确定各帧中有效符号的数目的装置，信号或多载波调制信号通过信道被传输。
32.一种具有帧结构的信号的帧同步设备，所述帧结构的各帧包括至少一个有效符号，与所述至少一个有效符号相关的保护间隔，及一个基准符号，所述设备包括：
接收所述信号的接收装置；
降频转换所述接收信号的下变频器；
执行所述降频转换信号的振幅解调，以便产生包络的振幅解调器；
使所述包络与预定的基准模式相关，从而检测所述信号中所述基准符号的信号基准模式的相关器；及
根据所述信号基准模式的检测，执行所述帧同步的装置。
33.按照权利要求32所述的设备，还包括在所述振幅解调器之前，执行所述降频转换信号的快速自动增益控制的装置。
34.按照权利要求32所述的设备，其中所述振幅解调器包括利用αmax+βmin-方法，计算所述信号的振幅的装置。
35.按照权利要求32所述的设备，还包括对所述降频转换信号的各个振幅采样的装置，其中所述振幅解调器包括把所述采样振幅和预定门限值比较，以便产生位序列的装置。
36.按照权利要求35所述的设备，其中所述采样装置包括对所述降频转换信号附加采样的装置。
37.按照权利要求32所述的设备，还包括把所述信号中的帧的帧同步的结果应用于所述信号中的至少一个后续帧的装置。
38.按照权利要求32所述的设备，其中所述信号是多载波调制信号，所述设备还包括：
基于所述帧同步，从所述降频转换的多载波调制信号中，抽取所述基准符号和所述至少一个保护间隔，以便产生所述至少一个有效符号的装置；
执行傅里叶变换，以便根据所述至少一个有效符号提供一系列频谱的装置；
解映射所述一系列频谱，以便提供位流的装置。
39.按照权利要求38所述的设备，还包括在所述振幅解调器之前，执行所述降频转换的多载波调制信号的快速自动增益控制的装置。
40.按照权利要求38所述的设备，其中所述振幅解调器包括利用αmax+βmin-方法，计算所述多载波调制信号的振幅的装置。
41.按照权利要求38所述的设备，还包括对所述降频转换的多载波调制信号的各个振幅采样的装置，其中所述振幅解调器包括把所述采样振幅和预定门限值比较，以便产生位序列的装置。
42.按照权利要求41所述的设备，其中所述采样装置包括对所述降频转换的多载波调制信号附加采样的装置。
43.按照权利要求38所述的设备，还包括把所述多载波调制信号中的帧的帧同步的结果应用于所述多载波调制信号中的至少一个后续帧的装置。
44.按照权利要求32所述的设备，还包括根据所述相关器的相关信号输出的极大值的产生，检测所述信号基准模式的位置的装置。
45.按照权利要求44所述的设备，还包括对所述相关信号的多个极大值加权，以便和后续产生的任意极大值相比，首次产生的极大值被更强地加权的装置；以及
基于所述加权极大值的最大极大值，检测所述信号基准模式的所述位置的装置。
46.按照权利要求45所述的设备，还包括在打开包括所述帧同步设备的接收器之后，禁用执行所述帧同步的装置一段预定时间的装置。
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Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE9801748L (sv) * 1998-05-18 1999-11-19 Telia Ab Förbättringar i eller som hänför sig till telekommunikationsöverföringssystem
US6711221B1 (en) * 2000-02-16 2004-03-23 Thomson Licensing S.A. Sampling offset correction in an orthogonal frequency division multiplexing system
DE10015257A1 (de) * 2000-03-28 2001-10-04 Rohde & Schwarz Verfahren zum Übertragen von OFDM-Signalen
US7394864B2 (en) * 2001-07-06 2008-07-01 Conexant, Inc. Mixed waveform configuration for wireless communications
ES2278661T3 (es) * 2001-07-10 2007-08-16 Sony Deutschland Gmbh Simbolos de referencia para la estimacion de canales con transmision multiportadora.
JPWO2003032542A1 (ja) * 2001-09-28 2005-01-27 富士通株式会社 周波数同期方法及び周波数同期装置
WO2003032541A1 (fr) * 2001-09-28 2003-04-17 Fujitsu Limited Procede et dispositif de reception a multiplexage par repartition orthogonale de la frequence
US6760365B2 (en) * 2001-10-11 2004-07-06 Interdigital Technology Corporation Acquisition circuit for low chip rate option for mobile telecommunication system
WO2004109475A2 (en) * 2003-06-05 2004-12-16 Meshnetworks, Inc. System and method for determining synchronization point in ofdm modems for accurate time of flight measurement
KR20060005925A (ko) * 2004-07-14 2006-01-18 에스케이 텔레콤주식회사 Ｔｄｄ방식과 ｏｆｄｍ 변조 방식을 이용하는 이동통신망의 ｒｆ 중계기에서 전송 신호를 분리하는 스위칭타이밍 신호 생성 방법 및 시스템
US20060034244A1 (en) * 2004-08-11 2006-02-16 Interdigital Technology Corporation Method and system for link adaptation in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) wireless communication system
US7535972B2 (en) * 2005-06-24 2009-05-19 Broadcom Corporation Programmable transmitter
US8139661B2 (en) 2005-12-08 2012-03-20 Electronics And Telecommunications Research Institute Signal transmitting and receiving apparatuses
KR100746554B1 (ko) 2005-12-08 2007-08-06 한국전자통신연구원 신호 송/수신 장치
PL2637318T3 (pl) 2006-01-18 2015-03-31 Huawei Tech Co Ltd Sposób i system do synchronizacji w systemie łączności
KR100821938B1 (ko) 2006-04-14 2008-04-15 삼성전자주식회사 무선통신시스템에서 상향링크 주파수 옵셋 추정 장치 및방법
US7813436B1 (en) 2006-09-07 2010-10-12 Marvell International Ltd. Frame synchronization method and apparatus
TWI355831B (en) * 2007-04-02 2012-01-01 Ind Tech Res Inst Method for estimating and compensating frequency o
GB0707334D0 (en) * 2007-04-17 2007-05-23 Kop Ltd Indicating and detecting the start of signal transmission employing frequency division multiplexing
US8831063B2 (en) * 2008-03-18 2014-09-09 Qualcomm Incorporated Single carrier burst structure for decision feedback equalization and tracking
US8385373B2 (en) * 2008-06-24 2013-02-26 Adc Telecommunications, Inc. Method and apparatus for frame detection in a communications system
US8396180B2 (en) * 2008-12-18 2013-03-12 Kawasaki Microelectronics America Inc. High jitter tolerant phase comparator
US8660072B2 (en) * 2010-01-18 2014-02-25 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Methods and apparatus for improved reference signal correlation characteristics
CN102238606B (zh) * 2010-04-30 2016-03-30 中兴通讯股份有限公司 一种基于帧结构扩展的信号处理方法和系统
KR101815942B1 (ko) * 2011-12-02 2018-01-09 삼성전자주식회사 엔벨로프를 검출하는 방법 및 장치
EP2865121B1 (en) 2012-03-29 2019-03-20 Sckipio Technologies S.i Ltd Framing scheme and method for overhead and latency reduction of digital communications
US9178968B2 (en) * 2012-04-26 2015-11-03 Broadcom Corporation Frame formatting for communications within single user, multiple user, multiple access, and/or MIMO wireless communications
JP5619074B2 (ja) * 2012-05-28 2014-11-05 ホアウェイ・テクノロジーズ・カンパニー・リミテッド 通信システムにおける同期のための方法およびシステム
US9106499B2 (en) 2013-06-24 2015-08-11 Freescale Semiconductor, Inc. Frequency-domain frame synchronization in multi-carrier systems
US9282525B2 (en) * 2013-06-24 2016-03-08 Freescale Semiconductor, Inc. Frequency-domain symbol and frame synchronization in multi-carrier systems
US9100261B2 (en) * 2013-06-24 2015-08-04 Freescale Semiconductor, Inc. Frequency-domain amplitude normalization for symbol correlation in multi-carrier systems
JP6186075B2 (ja) * 2014-03-17 2017-08-23 日本電信電話株式会社 光信号送信装置及び光信号送信方法
DE102015213977A1 (de) * 2015-07-23 2017-01-26 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Standard-basiertes Funksignal Modifizierender Datensender
US10313102B2 (en) * 2016-12-22 2019-06-04 Macom Connectivity Solutions, Llc Power optimization mechanisms for framers by selectively deactivating frame alignment process
EP3370365B1 (en) * 2017-03-02 2020-07-01 Nxp B.V. Processing module and associated method
US11438880B2 (en) * 2019-11-22 2022-09-06 Qualcomm Incorporated Boundary identification for probabilistic amplitude shaping
CN113225291A (zh) * 2021-04-14 2021-08-06 国网信息通信产业集团有限公司 一种基于ofdm的自组网同步系统及其方法

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4679227A (en) 1985-05-20 1987-07-07 Telebit Corporation Ensemble modem structure for imperfect transmission media
US5191576A (en) 1988-11-18 1993-03-02 L'Etat Francais and Telediffusion de France S.A. Method for broadcasting of digital data, notably for radio broadcasting at high throughput rate towards mobile receivers, with time frequency interlacing and analog synchronization
SG44771A1 (en) * 1991-02-28 1997-12-19 Philips Electronics Nv System for broadcasting and receiving digital data receiver and transmitter for use in such system
FR2707064B1 (zh) 1993-06-21 1996-03-08 France Telecom
JP3074103B2 (ja) * 1993-11-16 2000-08-07 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ同期復調回路
JP3139909B2 (ja) * 1994-03-15 2001-03-05 株式会社東芝 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置
US5657313A (en) * 1994-05-09 1997-08-12 Victor Company Of Japan, Ltd. Signal transmitting apparatus and signal receiving apparatus using orthogonal frequency division multiplexing
US5627863A (en) * 1994-07-15 1997-05-06 Amati Communications Corporation Frame synchronization in multicarrier transmission systems
JP3124717B2 (ja) 1995-01-10 2001-01-15 松下電器産業株式会社 直交周波数分割多重信号の伝送方法およびその受信装置
US5774450A (en) 1995-01-10 1998-06-30 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method of transmitting orthogonal frequency division multiplexing signal and receiver thereof
JP3130752B2 (ja) * 1995-02-24 2001-01-31 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ伝送受信方式及び送受信装置
JP3145003B2 (ja) * 1995-03-23 2001-03-12 株式会社東芝 直交周波数分割多重伝送方式とその送信装置および受信装置
KR0155818B1 (ko) * 1995-04-29 1998-11-16 김광호 다중 반송파 전송시스템에서 적응형 전력 분배 방법 및 장치
JPH09153882A (ja) * 1995-09-25 1997-06-10 Victor Co Of Japan Ltd 直交周波数分割多重信号伝送方式、送信装置及び受信装置
JPH09116465A (ja) 1995-10-16 1997-05-02 Kokusai Electric Co Ltd スペクトル拡散通信用相関器
US5631610A (en) * 1996-01-25 1997-05-20 Aware, Inc. Single side-band modulation system for use in digitally implemented multicarrier transmission systems
JPH09214464A (ja) 1996-02-02 1997-08-15 Fujitsu Ten Ltd 直交周波数分割多重受信機の同期検出装置
US5732113A (en) 1996-06-20 1998-03-24 Stanford University Timing and frequency synchronization of OFDM signals
JP3407558B2 (ja) * 1996-08-23 2003-05-19 ソニー株式会社 送信方法、送信装置、受信方法、受信装置、多元接続方法及び多元接続システム
TW465234B (en) * 1997-02-18 2001-11-21 Discovision Ass Single chip VLSI implementation of a digital receiver employing orthogonal frequency division multiplexing
US6175550B1 (en) * 1997-04-01 2001-01-16 Lucent Technologies, Inc. Orthogonal frequency division multiplexing system with dynamically scalable operating parameters and method thereof
US6363175B1 (en) * 1997-04-02 2002-03-26 Sonyx, Inc. Spectral encoding of information
US6151296A (en) * 1997-06-19 2000-11-21 Qualcomm Incorporated Bit interleaving for orthogonal frequency division multiplexing in the transmission of digital signals
US6092122A (en) * 1997-06-30 2000-07-18 Integrated Telecom Express xDSL DMT modem using sub-channel selection to achieve scaleable data rate based on available signal processing resources

Also Published As

Publication number Publication date
ATE210908T1 (de) 2001-12-15
CN1292964A (zh) 2001-04-25
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AU749912B2 (en) 2002-07-04
SA98190439A (ar) 2005-12-03
ZA983644B (en) 1998-11-04
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DE69802970D1 (de) 2002-01-24
WO1999053665A1 (en) 1999-10-21
EA002611B1 (ru) 2002-06-27
AU7216298A (en) 1999-11-01
JP3449984B2 (ja) 2003-09-22
DE69802970T2 (de) 2002-08-01
KR100377255B1 (ko) 2003-03-26
CA2328174A1 (en) 1999-10-21
AP2000001940A0 (en) 2000-12-31

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