KR100238047B1

KR100238047B1 - 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 주파수 동기 방법 및 동기 장치

Info

Publication number: KR100238047B1
Application number: KR1019970005786A
Authority: KR
Inventors: 안명균
Original assignee: 윤종용; 삼성전자주식회사
Priority date: 1997-02-25
Filing date: 1997-02-25
Publication date: 2000-01-15
Anticipated expiration: 2017-02-25
Also published as: GB2324447B; CN1198052A; US6219333B1; JP3308889B2; GB2324447A; KR19980068974A; CN1084559C; JPH10294713A; GB9803514D0

Abstract

OFDM 전송시스템의 반송파 동기 방법 및 동기 장치가 개시된다. 먼저, 수신된 반송파 주파수 잔류편차의 정수부 및 소수부의 보정을 결정한다. 정수부를 보정하는 경우에는 반송파를 수신하여 신호세기를 계산하고, 계산된 신호세기와 이전의 한 심볼 지연된 신호세기를 소정 심볼동안 누적하며, 누적된 신호세기를 설정값에 도달할 때까지 계수하여 수신된 반송파 주파수 잔류편차의 정수부를 보정한다. 또한 소수부를 보정하는 경우에는 반송파를 수신하여 파일롯을 추출하고, 추출된 파이롯과 이전의 한 심볼 지연된 파일롯과의 위상차를 계산하며, 계산된 위상차의 이득을 조절하여 수신된 반송파 주파수 잔류편차의 소수부를 소정 주파수 이내로 보정한다. 본 발명에 따르면, 직교주파수 분할 다중화 전송장치에서의 반송파 주파수 잔류편차가 한 부채널 반송파 이상일 경우에도 성공적으로 주파수 동기가 이루어지게 된다.

Description

직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기 방법 및 동기 장치

제1도는 본 발명에 따른 OFDM 전송시스템의 반송파 동기장치의 실시예를 나타내는 블록도이다.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

101 : 데이터 복조부 101a : 직렬/병렬 변환부

101b : 혼합부 101c : 고속푸리에 변환부

102 : 제 1모드 절환부 103 : 심볼 누적부

103a : 절대치부 103b : 제 1심볼지연부

103d : 제 1가산기 104 : 홀드값 검출부

104a : 포락선 검출부 104b : 상승에지 검출부

105 : 오프셋 검출부 105a : 연속파일롯 추출부

106 : 능동루프 필터부 109 : 전압제어 발진부

[발명의 목적]

[발명이 속하는 기술분야 및 그 분야의 종래기술]

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; OFDM) 전송장치에서 반송파의 주파수 동기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 OFDM 전송장치에서의 반송파의 주파수 동기화 수행시 반송파 판류편차(Off-set)량의 정수부를 동기화하는 코얼스 모드(Coarse Mode)와 소수부를 동기화하는 파인 모드(Fine Mode)를 연동시켜 반송파의 주파수 잔류편차가 한 부채널 반송파의 주파수 대역폭 이상일 경우에도 반송파의 주파수를 효과적으로 동기화시키는 OFDM 전송장치의 반송파 주파수 동기방법 및 장치에 관한 것이다.

일반적으로, 디치털 텔레비전 전송은 다중 반송파 변조 방식의 일종인 주파수 분할 다중화(Frequency Division Multiplexing; FDM) 전송방식을 사용하게 된다.

상기 주파수 분할 다중화(FDM) 전송은 다중 반송파 변조 방식으로 단일 반송파 데이터 송신의 경우와 같은 정도의 주파수 대역을 사용하면서 긴 심볼(symbol) 주기를 갖도록 병렬로 데이터를 여러 부반송파에 실어서 전송하는 것이다.

이재 주파수 분할 다중화(FDM)신호는 역고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform; IFFT)을 통해 얻은 신호를 서로 직교인 반송파를 이용하여 병렬로 변조하여 전송하게 된다. 이것을 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)신호라 칭한다. 이때, 수신단에서는 고속푸리에 변환(FFT)을 하기 이전에 송수신기 사이에는 주파수 동기가 반드시 이루어져야 한다.

만약 송수신기 사이의 반송파 주파수가 틀리게 되면 반송파(Carrier) 주파수 잔류편차가 생기는데 이 반송파 주파수 잔류편차에는 정수부와 소수부분으로 나누어진다. 상기 정수부의 잔류편차는 수신단에서 고속 푸리에 변환을 통해 얻은 신호가 원형 시프트(circular shift)되며, 반송파 주파수 잔류편차의 소수부는 부반송 파간에 간섭을 일으켜 신호의 전력 및 위상이 변하게 된다.

이와 같이, 송수신기 사이의 반송파 주파수가 틀리게 되면 반송파 주파수 잔류편차가 생기는데 이것은 전술한 바에서와 같이, 부채널 사이에 반송파간 간섭을 일으키게 되고 결국, 채널간의 직교성을 유지할 수 없게 만들어 오율을 증가시키게 된다.

상기 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 전송 방식 중에서 현재 지상파 고화질 텔레비전에서 사용 가능한 방식으로는 8K 이산 푸리에 변환방식과 2K 이산 푸리에 변환 방식이 규격화되고 있고 반송파 복원은 이 전송의 핵심 기술로서 개발되어 오고 있는 실정이다.

이와 같은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 전송 방식에서의 동기를 맞추기 위한 기존의 방법으로는 주파수 동기파 맞지 않을 경우 일률적으로 위상의 회전이 발생하므로 이것을 이용하여 주파수 동기를 맞추는 방법을 이용하였다.

[발명이 이루고자 하는 기술적 과제]

그러나, 이와 같은 종래의 직교 주파수 분할 다중화 전송장치에서의 반송파 동기 방법은, 주파수 잔류편차가 한 부채널 반송파 안에 있을 경우에나 가능하고 그 이상일 경우에는 위상의 회전량을 측정하기 어려워 동기가 틀어지게 되는 문제점이 있었다.

따라서, 본 발명은 상기와 같은 종래 기술의 OFDM 전송장치에서의 반송파 동기장치가 가지는 문제점을 감안하여, 본 발명의 한 견지로서, 반송파 주파수 잔류 편차가 한 부채널 반송파의 대역폭 이상일 경우에도 성공적으로 주파수 동기를 이룰 수 있도록 하는 OFDM 전송장치의 반송파 동기방법 및 동기장치를 제공하는데 그 목적이 있다.

본 발명의 다른 견지로서, 반송파 주파수 잔류편차의 정수부와 소수부중 정수부를 보상하는 코얼스 모드와 소수부를 보상하는 파인 모드를 일정 시간차를 두고 연동되도록 하여 보정하는데 그 목적이 있다.

[발명의 구성 및 작용]

상기와 같은 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 일측면에 따른 OFDM 전송시스템의 반송파 동기방법은 반송파 주파수 잔류편차의 정수부를 보정하는 코얼스 모드와 소수부를 보정하는 파인 모드의 선택여부를 판단하는 단계; 상기 코얼스 모드 선택시 얻어진 각 부반송파 주파수를 수신하여 신호세기를 계반하는 단계; 상기 계산된 반송파 신호세기와 이전의 한 심볼 주기 지연된 반송파 신호세기를 소정 심볼 주기 동안 누적하는 단계; 상기 누적된 반송파 신호세기를 설정값에 도달 시까지 계수하여 그 값을 가지고 상기 수신되어 얻어진 반송파 주파수 잔류편차의 정수부를 보정하여 주는 단계; 상기 파인 모드 선택시 얻어진 반송파를 수신하여 파일롯 신호를 추출하는 단계; 상기 추출된 파이롯 신호와 이전의 한 심볼 지연된 파일롯 신호와의 위상차를 계산하는 단계; 상기 계산된 위상차의 이득을 조절하여 상기 수신되어 얻어진 반송파 주파수 잔류편차의 소수부를 소정 주파수 이내로 보정하는 단계를 포함한다.

본 발명에 의한 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기방법에 있어서, 상기 설정값은 수신되는 반송파 신호세기의 절반값으로 설정하는 것이 바람직하다.

본 발명에 의한 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기방법에 있어서, 상기 반송파 주파수 잔류편차의 정수부값을 부반송파간 주파수 간격의 0.5 이내로 보정하는 것이 바람직하다.

본 발명에 의한 직교 주파수분할 다중화 전송시스텀의 반송파 동기방법에 있어서, 위상차는 한 심볼내의 파일롯들의 위상차를 평균화하고 그 평균값을 소정의 값으로 나누어 구하는 것이 바람직하다.

상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 측면에 따른 직교 주파수분할 다중화 전동시스템의 반송파 동기장치는, 얻어진 반송파 데이터와 궤환되어 얻어진 발진전압을 이용하여 수신 데이터를 표본화하는 데이터 복조수단과; 상기 복조된 반송파 데이터 포맷을 코얼스 모드와 파인 모드로 절환하여 주는 제 1모드 절환수단과; 상기 절환되어 얻어진 반송파 데이터 포맷으로부터의 잔류편차의 세기를 계산하여 이 값과 한 심볼 지연된 반송파 주파수 잔류편차의 세기를 소정 심볼 동안 누적하는 심볼 누적수단과; 상기 누적된 반송파 잔류편차의 세기를 임계값에 도달시까지 계수하여 홀드값을 발생하는 홀드값 검출수단과; 상기 제 1모드 절환수단에서 얻어진 반송파 데이터 포맷으로부터의 주파수 잔류편차를 검출하여 이전 심볼의 주파수 잔류편차와의 위상차를 구하는 오프셋 검출수단과; 상기 구해진 위상차를 이득 조절하여 주는 루프 필터링 수단과; 상기 필터링되어 얻어진 위상차 및 홀드값 검출수단에서 얻어진 홀드값을 선택하여 출력하는 제 2모드 절환수단과; 상기 제 2모드 절환수단에서 선택되어 얻어진 홀드값 및 위상차값에 락(lock)되어 상기 데이터 복조수단의 반송파 주파수 잔류편차의 정수부와 소수부를 보정하는 전압제어 발진수단을 포함한다.

본 발명에 의한 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치에 있어서, 데이터 복조수단은, 상기 입력 반송파 데이터를 병렬 데이터로 변환하는 직렬/병렬 변환수단; 상기 변환된 병렬 반송파 데이터를 상기 전압제어 발진수단에서 궤환되어 얻어진 발진전압과 혼합하는 혼합수단; 상기 혼합된 반송파 데이터를 고속으로 직교 변환하여 표본화된 데이터를 추출하는 고속푸리에 변환수단; 및 상기 표본화된 반송파 데이터를 직렬 변환하여 출력하는 병렬/직렬 변환수단을 포함하는 것 이 바람직하다.

본 발명에 의한 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치에 있어서, 상기 심볼 누적수단은 바람직하게 상기 제 1모드 절환수단에서 얻어진 반송파 데이터 포맷의 세기를 계산하는 절대치수단; 상기 절대치수단에서 계산된 신호 세기를 한 심볼단위로 하여 순차적 지연시키는 적떠도 하나 이상의 심볼지연수단; 및 상기 심볼지연수단에서 지연된 신호세기와 상기 절대치수단에서 얻어진 신호세기를 누적하여 출력하는 합산수단을 포함한다.

본 발명에 의한 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치에 있어서, 상기 홀드값 검출수단은, 상기 합산수단에서 얻어진 신호세기의 누적값과 설정된 임계값을 비교하여 포락선을 검출하는 포락선 검출수단; 및 상기 검출된 포락선을 계수하여 상기 제 2모드 절환수단을 통해 전압제어 발진수단을 제어하는 상승 에지 검출수단을 포함하는 것이 바람직하다.

바람직하게 본 발명에 의한 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치에 있어서, 상기 오프셋 검출수단은, 상기 제 1모드 절환수단에서 얻어진 상기 직렬 반송파 데이터 포맷에서 연속되는 파일롯신호를 추출하는 연속파일롯 추출 수단; 상기 추출된 연속 파이롯신호를 한 심볼 동안 지연시켜 출력하는 심볼지연수단; 및 상기 한 심볼 동안 지연된 이전의 연속된 파이롯신호와 현재의 연속 파이롯 신호와의 위상차를 구하는 감산수단을 포함한다.

그 결과, 반송파 주파수 잔류편차의 정수부와 소수부준 정수부를 보상하는 코얼스 모드와 소수부를 보상하는 파인 모드를 일정한 시간차를 가지고 정확히 보정하여 주는 것을 알 수 있다. 따라서, 반송파 주파수 잔류편차가 한 부채널 반송파 이상일 경우에도 반송파 주파수 잔류편차의 정수부와 소수부를 보정하여 정확하게 동기를 맞추어 주게 되는 이점이 있다.

그리고, 본 발명의 실시예로는 다수개가 존재할 수 있으며, 이하에서는 바람직한 실시예에 대하여 상세히 설명하고자 한다. 이 바람직한 실시예를 통해 본 발명의 목적, 특징 및 이점을 보다 잘 이해할 수 있게 될 것이다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명에 의한 직교 주파수분할 다중화 전송 시스템의 반송파 동기장치의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.

제1도는 본 발명에 의한 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치의 실시예를 나타내는 블록도이다.

본 실시예에 따르면, 입력단자(100)를 통해 수신되어 입력되는 반송파 데이터를 궤환되어 입력되는 발진전압으로 표본화하여 출력하는 데이터 복조부(101)와; 상기 데이터 복조부(101)에서 복조된 반송파 데이터 포맷을 코얼스 모드와 파인 모드로 절환하여 주는 제 1모드 절환부(102)와; 상기 제 1모드 절환부(102)에서 절환되어 입력되는 반송파 데이터 포맷으로부터의 잔류편차의 세기를 계산하여 이 값과 한 심볼 지연된 반송파 주파수 잔류편차의 세기를 소정 심볼 동안 누적하여 출력하는 심볼 누적부(103)와; 상기 심볼 누적부(103)를 통해 소정 심볼 누적된 반송파 주파수 잔류편차의 세기를 임계값(th1)에 도달 시까지 계수하여 홀드값을 발생하는 홀드값 검출부(104)와; 상기 제 1모드 절환부(102)를 통해 절환되어 입력되는 반송파 데이터 포맷에서 잔류편차를 검출하여 이전 심볼의 동일한 부채널 위치에 있는 반송파 주파수 잔류편차와의 위상차를 구하여 출력단자(110)를 통해 출력하는 오프셋 검출부(105)와; 상기 오프셋 검출부(105)에서 구해진 위상차를 이득 조절하여 주는 1차능동루프필터부(106)와; 상기 1차능동루프필터부(106)에서 이득 조절되어 입력되는 위상차값과 상기 홀드값 검출부(104)에서 검출된 홀드값을 절환하여 주는 제 2모드 절환부(107)와; 상기 제 2모드 절환부(107)에서 절환되어 입력되는 위상차 및 홀드값에 의해 록(Lock)되어 상기 데이터 복조부(101)의 데이터 포맷으로부터의 반송파 주파수 잔류편차의 정수부와 소수부를 보정하여 주는 전압제어 발진부 (109)와; 상기 제 1, 제 2모드 절환부(102),(107)를 일정한 시간차를 두고 절환하여 주는 콘트롤러(108)로 구성된다.

또한 데이터 복조부(101)는 입력단자(100)를 통해 입력되는 반송파 데이터 포맷을 병렬로 변환하여 출력하는 직렬/병렬 변환부(101a); 상기 직렬/병렬 변환부 (101a)에서 변환되어 입력되는 병렬 반송파 데이터 포맷과 상기 전압제어 발진부(109)에서 입력되는 발진전압을 혼합하여 출력하는 혼합부(101b), 상기 혼합부(101b)에서 입력되는 반송파 데이터 포맷을 고속으로 직교 변환하여 표본화된 데이터를 추출하는 고속푸리에 변환부(101c); 및 상기 고속푸리에 변환부(101c)에서 입력되는 표본화된 반송파 데이터를 직렬로 변환하여 출력하는 병렬/직렬 변환부(101d)로 구성된다.

또한, 심볼 누적부(103)는, 상기 제 1모드 절환부(102)에서 입력되는 반송파 데이터 포맷의 세기를 계산하는 절대치부(103a); 상기 절대치부(103a)에서 계산된 신호세기를 한 심볼단위로 하여 순차적 지연시켜 출력하는 다수의 제 1, 제 2심볼 지연부(103b),(103c); 및 상기 제 1, 제 2심볼지연부(103b),(103c)에서 지연된 신호의 세기와 상기 절대치부(103a)에서 계산되어 얻어진 신호의 세기를 순차적으로 누적 합산하는 다수의 제 1, 제 2가산기(103d),(103e)로 구성된다.

홀드값 검출부(104)는, 상기 제 2가산기(103e)를 통해 누적되어 입력되는 신호세기와 임계값(th1)을 비교하여 포락선을 검출하는 포락선 검출부(104a); 및 상기 포락선 검출부(104a)에서 검출된 포락선을 계수 하여 상기 제 2모드 절환부 (107)를 통해 전압제어 발진부(109)를 제어하는 상승에지 검출부(104b)로 구성된다.

또한, 오브셋 검출부(105)는, 상기 제 1모드 절환부(102)에서 절환되어 입력되는 반송파 데이터 포맷에서 연속되는 파일롯 신호를 추출하는 연속파일롯 추출부(105a); 상기 추출된 연속 파이롯 신호를 한 심볼 동안 지연시켜 출력하는 제 3심볼지연부(105b); 및 상기 한 심볼 동안 지연된 이전의 연속된 파이롯신호와 상기 연속파이롯 추출부(105a)에서 추출된 현재의 연속 파이롯 신호와의 위상차를 구하여 1차능동루프 필터부(106)에 제공하는 감산기(105c)로 구성된다.

이하, 제1도를 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예의 동작을 보다. 상세히 설명하기로 한다.

먼저, 입력단자(100)를 통해 반송파 데이터가 입력되면 데이터 복조부(101)는 입력 반송파 데이터를 이후에 설명될 전압제어 발진부(109)로부터 궤환 입력되는 발진전압을 가지고 표본화하여 제 1모드 절환부(102)에 제공하게 된다.

즉 입력단자(100)를 통해 직렬로 입력되는 반송파 데이터는 데이터 복조부(101)의 직렬/병렬 변환부(101a)에 의해 병렬 데이터로 변환되고 혼합부(101b)에서 전압제어 발진부(109)로부터 입력되는 발진전압과 혼합되어 고속푸리에 변환부 (101c)에 입력된다.

이때, 혼합부(101b)를 통해 입력되는 반송파 데이터에 반송파 주파수 잔류편차가 있을 경우 데이터 복조부(101)의 고속푸리에 변환부(101c)는 입력된 반송파 데이터를 고속으로 직교 변환하여 표본화된 데이터를 추출하게 된다.

즉 전술한 반송파 주파수 잔류편차가 있을 경우 데이터 복조부(101)에서 고속으로 직교변환을 수행하면 그 반송파 주파수 잔류편차의 정수부값 만큼 원형 시프트되어져서 나오게 된다.

고속푸리에 변환부(101c)를 통해 직교 변환된 반송파 데이터는 병렬/직렬 변환부(101d)를 통해 직렬 변환되어 아날로그 스위치와 같은 제 1모드 절환부(102)의 가동단자(a)로 제공된다.

이때, 콘트롤러(108)에서 먼저 코얼스 모드를 수행하기 위해 제 1모드 절환부(102)의 가동단자(a)를 제어하여 그의 고정단자(b)측으로 절환시켜 주면 병렬/직렬 변환부(101d)를 통한 반송파 데이터 포맷이 제 1모드 절환부(102)의 가동단자(a), 고정단자(b)를 통해 심볼 누적부(103)에 제공된다.

심볼 누적부(103)는 상기 입력되는 현재의 반송파 데이터 포맷으로부터의 정수부의 잔류편차의 세기를 계산하여 이 값과 한 심볼 지연된 반송파 잔류편차의 세기를 몇 개의 심볼 동안 누적하여 홀드값 검출부(104)에 제공하게 된다.

즉, 원래의 반송파 데이터 포맷에는 주지하다시피 신호파워가 "0"인 보호 주파수대(Guard Band)라는 신호가 있어 이를 심볼 누적부(103)의 절대치부(103a)에서 신호의 파워를 |X|²로 구하게 된다.

절대치부(103a)를 통해 구해진 신호세기는 제 1, 제 2심볼지연부(103b), (103c)에서 한 심볼단위로 지연되고 아울러 상기 제 1심볼지연부(103b)에서 한 심볼 지연된 신호의 세기값과 절대치부(103a)로부터 입력되는 현재의 신호의 세기값이 제 1가산기(103d)를 통해 누적되고 그 누적된 신호의 세기값은 다시 제 2가산기(103e)에 의해 제 2심볼지연부(103c)에서 지연된 신호의 세기값과 누적되어 홀드값 검출부(104)에 제공된다.

즉 제 1모드 덜환부(102)를 통한 반송파 데이터 포맷에는 두 채널의 상호 간섭에 대한 보호 마진을 취하기 위해 신호파워가 "0"인 보호주파수대라는 신호가 있어 몇 개의 심볼을 반송파 인덱스(Index)끼리 누적하여 홀드값 검출부(104)에 제공되는 것이다.

홀드값 검출부(104)는 심볼 누적부(103)에서 누적된 반송파의 세기를 임계값(thl)에 도달찰 때까지 계수하여 보호주파수대의 신호가 얼마나 쉬프트되어져 있는지를 알아내어 반송파 주파수 잔류편차 중에 정수부를 0.5반송파 간격 이내로 보정하게 된다.

즉 다시 말해, 홀드값 검출부(104)의 포락선 검출부(104a)는 심볼 누적부(103)에서 누적된 반송파의 신호세기와 임계값(th1)을 비교하여 포락선을 검출하게 되는데, 포락선은 임계값(th1)을 신호파워의 절반으로 두어 구하게 된다.

그리고, 상승에지 검출부(104b)는 포락선 검출부(104a)에서 비교되어 얻어진 값, 즉 임계값(th1)보다 크게 되는 상승에지 지점까지 카운트를 수행하여 상승에지 지점까지 카운트가 완료되면 이후부터 홀드(hold)하여 아날로그 스위치와 같은 제 2모드 절환부(107)의 고정단자(b1)에 제공하게 된다.

제 2모드 절환부(107)의 가동단자(a1)는 제 1모드 절환부(102)와 연동으로 콘트롤러(108)에 의해 그의 고정단자(b1)측으로 절환된다.

따라서, 상승에지 검출부(104b)에서 검출된 홀드값은 제 2모드 절환부(107)를 통해 전압제어 발진부(109)에 제공된다.

전압제어 발진부(109)는 제 2모드 절환부(107)에서 입력되는 홀드값에 의해 발진전압을 발생하여 데이터 복조부(101)의 혼합부(101b)에 제공함으로써 여기서 반송파 주파수 잔류편차의 정수부가 0.5반송파 간격 이내로 보상이 된다.

그리고, 심볼 누적부(103)에서의 몇 개의 심볼을 누적할 것인가에 따라서 파인 모드로 넘어가는 타이밍 제어신호가 결정된다.

그리고 또한, 파인 모드에 있어서는, 반송파 주파수 잔류편차가 있을 때의 심볼간의 연속 파이롯의 위상차를 이용하여 수 Hz 이내의 위상 잔류편차를 보정하여 주게 된다. 연속 파일롯 신호는 주로 동기를 맞추기 위해 송수신단에서 미리 아는 데이터를 삽입하는 것으로 많으면 많을수록 좋으나 너무 많으면 데이터 전송 부담이 증가함에 따라 통상 30-40개 정도를 삽입하는 것이 바람직하다.

반송파 주파수 잔류편차(ε)가 수신 신호에 미치는 영향은 인접한 심벌의 연속 파일롯 사이의 2π ε (1+Δ /N)만큼 위상 천이로 나타난다. 여기서, Δ는 가드 밴드(guard band)로 지칭되는 널(null) 신호의 길이, 즉, 보호 구간(guard interval)을 나타내는 것이다.

이를 좀 더 부언하면, R_1k및 R_2k이 각각 첫 번째 및 두 번째 심볼이라고 할 때, 두 번째 심볼(R_2k)은 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 1]

이는 첫 번째 심볼(R_k1)의 파일롯 성분이 2π ε (1+Δ /N)만큼의 위상 천이가 발생한 것을 의미한다.

본 발명에 대한 이해를 돕기 위해 파일롯에서의 반송파 주파수 잔류편차가 심볼간에 미치는 영향을 수식적으로 살펴보면 다음과 같다.

일반적으로 국부 발진기에서의 주파수 에러가 포함되면, 신호 γ_n은 수학식 2와 같다.

[수학식 2]

여기서, ε은 주파수 에러(frequency error)이다.

γ_n은 파일롯 성분

과 데이터 성분

로 나누어 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 3]

이 γ_n을 수신기에서 N 포인트 고속 프리에 변환을 취하면 수학식 4와 같다.

[수학식 4]

첫 번째 심볼에 대한 N-포인트 FFT를

를 같이 나타낼 때, 보호 구간과 반송파 주파수의 영향을 고려한 R_2k는 수학식 5와 같이 산출할 수 있다.

[수학식 5]

여기서,

이므로

수학식 5를 통해 확인할 수 있듯이, 임의의 심볼을 기준할 때, 그 다음 심볼에서 파일롯 신호는 2π ε (1+Δ /N)만큼의 위상 천이를 발생시킨다.

파인 모드를 수행하기 위한 수단으로는, 오프셋 검출부(105)와 1차능동루프 필터부(106) 및 전압제어 발진부(109)로 구성된다.

오프셋 검출부(105)는 고속푸리에 변환부(101c)와 병렬/직렬 변환부(101d), 연속파일롯 추출부(105a), 제 3심볼지연부(105b) 및 감산기(105c)를 포함한다.

반송파 주파수 오프셋 중에서 소수부를 보정하기 위한 파인 모드의 동작을 설명하면, 먼저 코얼스 모드의 수행이 완료되면 콘트롤러(108)는 아날로그 스위치와 같은 제 1모드 절환부(102) 및 제 2모드 절환부(107)의 가동단자(a),(a1)를 그의 고정단자(c),(c1)측으로 절환하여 주게 된다.

이에 따라 오프셋 검출부(105)의 고속푸리에 변환부(101b)는 표본화된 시퀀스(Sequence)를 N-포인트 고속푸리에 변환하여 전술한 병렬/직렬 변환부(101d) 및 제 1모드 절환부(102)의 가동단자(a), 고정단자(c)를 통해 연속파이롯 추출부(105a)에 제공하게 된다.

오프셋 검출부(105)의 연속파이롯 추출부(105a)는 고속푸리에 변환부(101c)를 통해 입력되는 N-포인트의 반송파 데이터 포맷 중에서 연속된 파이롯 성분을 추출하여 제 3심볼지연부(105b)를 통해 감산기(105c)에 제공하게 된다.

감산기(105c)는 연속파일롯 추출부(105a)에서 추출된 현재의 연속 파일롯 신호와 제 3심볼지연부(105b)에서 지연된 이전 심볼의 동일한 부채널 위치에 있는 연속 파일롯 신호와의 위상차를 구한 후, 이들의 평균을 구한다.

즉 다시 말해서, 연속파일롯 추출부(105a)와 제 3심볼지연부(105b) 및 감산기(105c)를 통해 한 심볼내의 파일롯의 위상차를 평균하여 반송파 주파수 잔류편차에 대한 추정값으로 설정해 둔다.

이렇게 하면 인접한 두 심볼 사이의 동일한 부채널에 송신된 파일롯의 위상차는 반송파 주파수 잔류편차에 비례하여 나타난다.

즉, 전술한 바와 같이, 반송파 주파수 잔류편차(ε)가 수신 신호에 미치는 영향은 인접한 심벌의 연속 파일롯 사이의 2π ε (1+Δ /N) 만큼 위상 천이로 나타남에 따라 이 평균한 값을 2π (1+Δ /N)으로 나누면 심볼간의 위상차가 구해지게 된다. 이에 따라 1차능동루프 필터부(106)에는 반송파 주파수 잔류편차

가 입력 된다.

감산기 (105c)에서 구해진 위상차는 출력단자(110)를 통해 출력됨과 아울러 루프 필터부(106)를 통해 필터링되어 제 2모드 절환부(107)에 제공되는데, 상기 필터는 1차 능동 필터이다.

이 1차능동루프 필터부(106)는 현재의 오프셋 검출부(105)의 출력으로 직접 전압제어 발진부(109)를 조절하는 비례이득(Kp)과 이전의 오프셋 검출부(105)의 출력을 평균하여 전압제어 발진부(109)를 조절하는 정수이득(integer gain)으로 이루어진다.

여기서 필터를 풀면 고유 주파수 ω_n으로 나타낼 수 있다. 여기서, 비례이득 Kp는 ω_n(1+ω_n)으로 되고, 정수이득(Ki)은 4ω_n ²로 된다.

이에 대한 이해를 도모하기 위해 1차 루프 필터를 설명하면 다음과 같다.

1차 루프 필터는 수학식 6과 같이 수식적으로 나타낼 수 있다.

[수학식 6]

아날로그 능동 여파기

를 디지털 필터로 바꾸기 위해 s를

로 변환하면,

이 된다.

특정 방정식

에서

이다. 여기서, K₀는 VCO(Voltage Control Oscillator) 이득이고, K_d는 위상 검출기의 이득이다. 이 경우, 2차 위상 검출기에서 1/2일 때, 루프 잡음 대역이 최소화됨에 따라 ξ를 1/2로 선택하면 K_p=ω_n(1+2ω_n), K_i=

이 된다.

1차능동루프 필터부(106)를 통과한 신호는 제 2모드 절환부(107)를 통해 전압제어 발진부(109)에 입력되는데, 이때 전압제어 발진부(109)의 이득은 1이다.

이와 같이, 상기 전압제어 발진부(109)는 파인 모드에서 상기 제 2모드 절환부(107)를 통해 입력되는 이득 조절된 신호에 의해 상기 혼합부(101b)에서 출력되는 반송파 주파수 잔류편차의 소수부를 수 Hz 이내로 줄여주게 된다.

여기서 주목할 것은 고유주파수 ω n는 잔여반송파 주파수 잔류편차가 적으면서 추적 속도가 가장 빠른 것으로 선택해야 한다.

ω_n값은 ξ와 관계있는 것으로, 이 ξ가 크면 추적 속도가 빠르나 잔류편차가 크고 ξ가 작으면 그 반대로 속도가 느리나 잔류편차가 작아진다. 보통, ξ는 0∼1사이 값으로, 추적 속도가 빠르면서 잔류편차가 작아지는 값은 ξ=0.5일때로 알려져 있다. ξ값이 결정되면 자연스럽게 ω_n을 결정할 수 있다.

이하, 본 발명에 대한 이해를 돕기 위해 이상의 설명에 부언할 부분을 선택적으로 선정하여 설명하면 다음과 같다.

본 발명의 입력 단자(100)를 통해 입력되는 데이터는 반송 주파수 밴드 (carrier band)의 샘플 데이터들로, 시간적으로는 직렬 데이터(serial data)이기 때문에 직렬/병렬 변환부(101a)는 심볼 전송 속도와 고속 푸리에 변환(FFT)을 몇 포인트로 수행할 것인가에 따라 이 직렬 데이터를 기설정된 데이터 길이를 갖는 구간 단위로 분할하여 병렬 데이터로 변환한다. 이후, 혼합부(101b)는 직렬/병렬 변환부(101a)로부터 입력되는 반송 주파수 밴드의 병렬 데이터에 전압 제어 발진부(109)로부터 인가되는 복조용 반송 주파수를 곱하여 줌으로써 반송 주파수 밴드의 병렬 데이터를 베이스 밴드의 병렬 데이터로 변환하는 역할을 담당한다.

이후, 상기 혼합부(101b)에 의해 베이스 밴드로 변환된 병렬 데이터를 입력 받은 고속 푸리에 변환부(101c)는 입력 데이터를 대상으로 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행하여 병렬/직렬 변환부(101d)에 인가하고, 병렬/직렬 변환부(101d)는 고속 푸리에 변환부(101c)로부터 인가된 병렬 데이터를 다시 직렬 데이터로 변환한다.

이때, 상기 직렬/병렬 변환부(101b)와 상기 푸리에 변환부(101c) 사이에 개재된 혼합부(101b)의 동작에 있어서, 송수신기 사이의 반송파 주파수가 어긋나서 송신 반송파와 수신 반송파 간에 잔류편차가 발생하면 부채널 사이에 반송파간 간섭이 일어나 채널간의 직교성을 유지할 수 없게 되어 결과적으로 오율이 증가하게 됨에 따라 위상 동기 루프(PLL; Phase locked loop) 원리에 의해 동작하는 전압 제어 발진부(109)에서는 후단의 일련의 위상 검출 동작에 의해 가변적으로 결정된 제어 전압을 입력받아 자체의 발진 주파수를 정확한 반송 주파수에 락킹(locking)함으로써 반송 주파수의 잔류편차를 제거하여 안정된 주파수 동기가 이루어질 수 있도록 한다.

본 발명에서 지칭되고 있는 「반송파 잔류편차량의 정수부」 는 주파수 분할 다중화(FDM; Frequency Division Multiplexing)에서의 최소 부반송파(subcarrier) 간격의 정수배를 의미하는 것이고, 「반송파 잔류편차량의 소수부」 는 주파수 분할 다중화(FDM; Frequency Division Multiplexing)에서의 최소 부반송파(subcarrier) 간격보다 작은 반송파 잔류편차량을 의미하는 것이다.

이 「반송파 잔류편차량의 정수부」 가 의미하는 바를 부언하기 위해 「상기 정수부의 잔류편차는 고속 푸리에 변환한 결과에 원형 시프트(circular shift)되어지는 결과를 만들어낸다.」 라고 전술한 바 있는 데, 이는 최소 부반송파 간격의 정수배만큼 잔류편차가 발생하면 고속 푸리에 변환한 결과에 이 정수배만큼의 순환 쉬프트(circular shift)가 발생됨을 의미하는 것이다.

예컨대, 정수배 만큼의 순환 쉬프트가 발생한다는 것은 1024 포인트 고속 푸리에 변환(1024 point FFT)에서 최소 부반송파 간격의 3배 만큼의 반송파 잔류편차가 발생하면,

1 →4

2 →5

3 →6

4 →7

5 →8

·

1020 →1023

1021 →1024

1022 →1

1023 →2

1024 →3

위에 나타낸 바와 같이, 첫 번째 부반송파 성분은 네 번째 부반송파 성분에 나타나고, 두 번째 부반송파 성분이 다섯 번째 부반송파 성분에 나타나며, 세 번째 부반송파 성분이 여섯 번째 부반송파 성분에 나타나는 쉬프트 과정을 반복하여 천 이십 번째 부반송파 성분이 천 이십 삼 번째 부반송파 성분에, 천 이십 일 번째 부반송파 성분이 천 이십 사 번째 부반송파 성분에, 천 이십 이 번째 부반송파 성분이 첫 번째 부반송파 성분에, 천 이십 삼 번째 부반송파 성분이 두 번째 부반송파 성분에, 천 이십 사 번째 부반송파 성분이 세 번째 부반송파 성분에 나타난다는 것을 말하는 것이다.

다시 말해서, 여기에서의 순환 쉬프트는 원래의 부반송파 순서에 3을 가산한 값을 1024 모듈로(1024 modulo) 연산한 것처럼 해당 부반송파 성분이 쉬프트됨을 의미한다.

통상, 직교 주파수 분할 다중화 신호는 초기에 0으로 구성된, 소위, 가드 밴드(guard band)로 지칭되는 널(null) 신호를 포함하고 있는 데, 이 널 신호의 길이가 10 포인트라고 가정할 때, 다음과 같이, 이 10 포인트의 널 신호를 N₁N₂N₃N₄N₅N₆N₇N₈N₉N₁₀라고 표현하고 나머지의 랜덤한 값인 유효 데이터 신호를 ■■■■‥‥‥‥‥‥‥‥■■■■■ 라고 하고 표현할 경우, N₁N₂N₃N₄N₅N₆N₇N₈N₉N₁₀■■■■■‥‥‥‥‥‥‥‥‥■■■■■

만약, 최소 부반송파 간격의 3배만큼의 반송파 잔류편차가 있다면, 전술한 바와 같이, 첫 번째 부반송파 성분은 네 번째 부반송파 성분에, 두 번째 부반송파 성분이 다섯 번째 부반송파 성분에 나타나는 과정을 반복하여 천 이십 삼 번째 부 반송파 성분이 두 번째 부반송파 성분에, 천 이십 사 번째 부반송파 성분이 세 번째 부반송파 성분에 나타남에 따라 이러한 순환 쉬프트 현상을 도시적으로 나타내면 다음과 같이 나타낼 수 있다.

■■■N₁N₂N₃N₄N₅N₆N₇N₈N₉N₁₀■■■■■‥‥‥‥‥‥‥‥‥■■

이 널 신호를 검출하기 위해 각각의 심볼 지연부(103b, 103c‥‥)에서는 절대치로 변환된 베이스 밴드의 직렬 데이터를 고속 푸리에 변환을 수행하는 심볼 단위로 지연시키면서 가령, 제 1 지연 심볼의 첫 번째 부반송파 성분은 제 2 지연 심볼의 첫 번째 부반송파 성분과 누적 가산하고 제 1 지연 심볼의 두 번째 부반송파 성분은 제 2 지연 심볼의 두 번째 부반송파 성분과 누적 가산하는 식으로 동일한 부반송파 인덱스(subcarrier index)를 갖는 성분들끼리의 절대값을 누적하여 가산하면, 제2도에 나타낸 바와 같이, 누적 횟수가 늘어남에 따라 널 신호가 반복적으로 누적 가산되는 위치는 그 누적값이 0에 가까운 값이 되는 반면에 유효 데이터 신호가 누적 가산되는 위치는 그 누적값이 누적 횟수가 반복될수록 계속적으로 증가할 것임에 따라 점차 어디가 널 신호의 위치인지가 명확해진다.

누적 횟수가 많을수록 그 신뢰도가 높아지지만 약 10회 정도로 누적 횟수를 정하는 것이 바람직하다. 여기서, 심볼 지연부(103b, 103c‥‥‥‥‥)의 개수는 누적 횟수와 동수가 됨은 자명하다.

이후, 기설정된 임계치보다 커지는 상승엣지지점의 부반송파 인덱스를 검출함으로써 널 신호가 얼마나 쉬프트되었는지를 알아내어 반송파 잔류 편차를 최소 부반송파 간격 이내로 보정한다.

이와 같은 과정을 제2도의 예를 들어서 좀 더 상세하게 설명하면, 제2도에서 임계치보다 커지는 상승엣지지점(rising edge point)은 13으로 판단됨에 따라 이 상승엣지지점값인 13에서 미리 알고 있는 값인 널 신호의 길이인 10을 감산하여 3이라는 값을 구하여 반송파 잔류 편차를 최소 부반송파 간격의 3배만큼 보정함으로써 결과적으로 보정 후에는 반송파 잔류 편차를 최소 부반송파 간격 이내로 보정할 수 있다. 이때, 임계치는 각 성분에 대한 누적값의 평균을 이용하는 것이 바람직하다.

한편, 본 발명에서 「소수부를 소정 주파수 이내로 보정」 한다라는 것은 최소 부반송파 간격 이내로 보정된 잔류편차를 최소 부반송파 간격보다. 작은 소정 주파수 범위이내에서 미세하게 보정하는 것을 말하는 것이다.

가령, 반송파 잔류편차가 최소 부반송파 간격의 5.7배만큼 발생한 경우, 이를 점진적인(coarse-to-fine) 방식으로 보정하기 위해 먼저, 코어스 모드(coarse mode)에서 최소 부반송파 간격의 정부배인 5 또는 6을 전술한 바와 같은 방식에 따라 검출 · 보정한 후, 최소 부반송파 간격의 소수배의 잔여 잔류 편차는 파인 모드(fine mode)에서 보정한다. 이때, 만약 코어스 모드에서 최소 부반송파 간격의 정수배를 5로 검출하면, 파인 모드에서는 5.7에서 5를 감산한 결과(5.7-5 =0.7)인 최소 부반송파 간격의 0.7배의 잔류편차를 보정하고, 만약 코어스 모드에서 최소 부반송파 간격의 정수배를 6으로 검출하면, 파인 모드에서는 6에서 5.7를 감산한 결과(6-5.7=0.3)인 최소 부반송파 간격의 0.3배의 잔류편차를 보정한다.

이를 위해, 제 1 모드 절환부(102) 및 제 1 모드 절환부(107)는 각 가동 단자 a 및 a1을 고정 단자 b 및 b1에 접속하여 코어스 모드의 수행을 완료함으로써 잔류 편차를 최소 부반송파 간격의 정수배 이하로 보정할 수 있도록 해준다. 이후, 제 1 모드 절환부(102) 및 제 1 모드 절환부(107)는 각 가동 단자 a 및 a1을 고정 단자 c 및 c1에 접속한 후, 이후에 인가되는 입력 신호의 파이롯 신호를 이용하여 최소 부반송파 간격의 소수배의 잔여 잔류 편차를 보정할 수 있도록 해준다.

이상에서와 같이, 본 실시예에서는 반송파 주파수 잔류편차의 정수부와 소수부중 정수부를 보상하는 코얼스 모드와 소수부를 보상하는 파인 모드를 일정 시간차를 두고 연동되도록 수행하여 줌으로서 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 전송장치에서 반송파 동기가 정확히 맞추어짐을 알 수 있다.

그리고, 상기에서 본 발명의 특정한 실시예가 설명 및 도시되었지만 본 발명이 당업자에 의해 다양하게 변형되어 실시될 가능성이 있는 것은 자명한 일이다.

이와 같은 변형된 실시예들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안되며, 이와 같은 변형된 실시예들은 본 발명의 첨부된 특허청구범위 안에 속한다 해야 할 것이다.

Claims

수신된 반송파 잔류편차의 원형 시프트를 측정하여 반송파 주파수의 동기를 맞추는 직교 주파수 분할 다중화 전송장치의 반송파 동기방법에 있어서, 상기 반송파 주파수 잔류편차의 정수부, 소수부의 보정을 결정하는 단계; 상기 반송파 주파수 잔류편차의 정수부 보정시 반송파 주파수를 수신하여 신호세기를 계산하는 단계; 상기 계산된 신호세기와 이전의 한 심볼 지연된 신호세기를 소정 심볼동안 누적하는 단계 ; 상기 누적된 신호세기를 설정 값에 도달 시까지 계수하여 그 값을 가지고 상기 수신된 반송파 주파수 잔류편차의 정수부를 보정하여 주는 단계; 상기 반송파 주파수 잔류편차의 소수부 보정시 반송파 주파수를 수신하여 파일롯을 추출하는 단계; 상기 추출된 파이롯과 이전의 한 심볼 지연된 파일롯과의 위상차를 계산하는 단계 ; 및 상기 계산된 위상차의 이득을 조절하여 상기 수신되어 얻어진 반송파 주파수에서 잔류편차의 소수부를 소정 주파수 이내로 보정하는 단계를 포함하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기방법.
제1항에 있어서, 상기 반송파 주파수의 신호세기는 절대치의 제곱으로 구해지는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기방법.
제1항에 있어서, 상기 반송파 주파수 잔류편차의 정수부 보정은 소정의 반송파 간격 이내로 하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기방법.
제2항에 있어서, 상기 계산된 현재의 반송파 신호세기와 이전의 반송파 신호세기를 적어도 두 심볼동안 누적하여 반송파 주파수 잔류편차의 정수부를 보정하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기방법.
제3항에 있어서, 상기 반송파 잔류편차의 정수부값은 0.5 반송파 간격 이내로 하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기방법.
제1항에 있어서, 상기 위상차는 한 심볼내의 파일롯의 위상차를 평균화하고 그 평균값을 소정의 값으로 나누어서 구하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기방법.
제6항에 있어서, 상기 한 심볼내의 파일롯 위상차에 대한 평균값을 2π (1+Δ)로 나누어 인접한 심볼간의 위상차를 구하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기방법.
제6항에 있어서, 상기 계산된 위상차값을 비례적으로 이득 조절하여 수 Hz 이내로 반송파 주파수 잔류편차의 소수부를 보정하는 직교 주파수분할 다중화 전송 시스템의 반송파 동기방법.
수신된 반송파 잔류편차의 원형 쉬프트를 측정하여 반송파 주파수의 동기를 맞추는 직교 주파수 분할 다중화 전송장치의 반송파 동기장치에 있어서, 상기 수신된 반송파 데이터를 궤환되어 얻어진 발진전압으로 표본화하는 데이터 복조수단; 상기 복조된 반송파 데이터 포맷의 정수부 및 소수부를 보정하기 위한 코얼스 모드와 파인 모드로 절환하여 주는 제 1모드 절환수단; 상기 절환되어 얻어진 반송파 데이터 포맷으로부터의 잔류편차의 세기를 계산하여 이 값과 한 심볼 지연된 반송파 주파수 잔류편차의 세기를 소정 심볼 동안 누적하는 심볼 누적수단; 상기 누적된 반송파 주파수 잔류편차의 세기를 임계값에 도달 시까지 계수하여 홀드값을 발생하는 홀드값 검출수단; 상기 모드 절환수단에서 얻어진 반송파 데이터 포맷으로부터의 주파수 잔류 편차를 검출하여 이전 심볼의 주파수 잔류편차와의 위상차를 구하는 오프셋 검출수단; 상기 구해진 위상차를 이득 조절하여 주는 루프필터링수단; 상기 필터링되어 얻어진 위상차 및 홀드값 검출수단에서 얻어진 홀드값을 선택하는 제 2모드 절환수단; 및 상기 제 2모드 절환수단에서 선택되어 얻어진 홀드값 및 위상차값에 따라 락되어 상기 데이터 복조수단의 반송파 주파수 잔류편차의 정수부와 소수부를 보정하는 전압제어 발진수단을 포함하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치.
제9항에 있어서, 상기 데이터 복조수단은 상기 입력 반송파 데이터를 병렬 데이터로 변환하는 직렬/병렬 변환수단; 상기 변환된 병렬 반송파 데이터를 상기 전압제어 발진수단에서 궤환되어 얻어진 발진전압과 혼합하는 혼합수단; 상기 혼합된 반송파 데이터를 고속으로 직교 변환하여 표본화된 데이터를 추출하는 고속푸리에 변환수단; 및 상기 표본화된 반송파 데이터를 직렬 변환하여 출력하는 병렬/직렬 변환수단을 포함하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치.
제9항에 있어서, 상기 심볼 누적수단은 상기 제 1모드 절환수단에서 얻어진 반송파 데이터의 신호세기를 계산하는 절대치수단; 상기 절대치수단에서 계산된 신호세기를 한 심볼단위로 하여 한 심볼동안 지연시키는 심볼지연수단; 및 상기 심볼지연수단에서 지연된 신호세기와 상기 절대치수단에서 얻어진 신호 세기를 누적하여 출력하는 합산수단을 포함하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치.
제9항에 있어서, 상기 홀드값 검출수단은 상기 합산수단에서 얻어진 신호세기의 누적값과 설정된 임계값을 비교하여 포락선을 검출하는 포락선 검출수단; 및 상기 검출된 포락선값을 계수하여 상기 제 2모드 절환수단을 통해 전압제어 발진수단을 제어하는 상승에지 검출수단을 포함하는 직교 주파수분할 다중화 전송 시스템의 반송파 동기장치.
제9항에 있어서, 상기 오프셋 검출수단은 상기 제 1모드 절환수단에서 얻어진 상기 직렬 반송파 데이터 포맷에서 연속되는 파일롯 신호를 추출하는 연속파일롯 추출수단; 상기 추출된 연속 파이롯 신호를 한 심볼 동안 지연시켜 출력하는 심볼지연수단; 및 상기 한 심볼 동안 지연된 이전의 연속된 파이롯 신호와 현재의 연속 파이롯 신호와의 위상차를 구하는 감산수단을 포함하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치.
제11항에 있어서, 상기 절대치수단은 반송파의 신호세기를 절대치의 제곱으로 계산하여 구하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치.
제11항에 있어서, 상기 심볼지연수단과 합산수단은 적어도 두 개 이상 구비되어 반송파의 신호세기를 적어도 두 심볼 이상동안 누적하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치.
제12항에 있어서, 상기 상승에지 검출수단은 상기 포락선 검출수단으로부터의 임계값 보다 크게 되는 지점까지를 계수하여 전압제어 발진수단을 락(Lock)시키는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치.
제9항에 있어서, 상기 루프필터링수단은 상기 오프셋 검출수단에서 얻어진 현재의 위상차로 전압제어 발진기를 직접 조절하는 비례이득과, 이전의 위상차를 평균화하여 전압제어 발진수단을 조절하는 정수이득으로 구성된 1차능동루프 필터를 포함하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치.
제9항에 있어서, 상기 제 1, 제 2모드 절환수단을 코얼스 모드와 파인모드에 따라 연동으로 제어하는 콘트롤러를 더 포함하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치.
제18항에 있어서, 상기 콘트롤러는 상기 파인 모드의 결정을 상기 심볼누적수단의 심볼 누적수에 따라 결정하여 제1, 제2모드 절환수단을 타이밍 제어하는 직교 주파수분할 다중화 전송시스템의 반송파 동기장치.