JP2001292122A

JP2001292122A - 復調装置及び復調方法

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Publication number: JP2001292122A
Application number: JP2000111948A
Authority: JP
Inventors: Yoshikazu Miyato; 良和宮戸; Toshihisa Momoshiro; 俊久百代; Takahiro Okada; 隆宏岡田
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2000-04-07
Filing date: 2000-04-07
Publication date: 2001-10-19

Abstract

(57)【要約】【課題】ＯＦＤＭ信号を復調する際に、高精度に伝送
路の伝達特性を推定し、その伝達特性から振幅等化及び
位相等化を行う。【解決手段】ＯＦＤＭ受信装置１は、ＯＦＤＭ信号が
伝送された伝送路の伝達特性を推定し、その伝達特性か
らＯＦＤＭ信号の振幅等化及び位相等化を行うイコライ
ザ１０を備える。イコライザ１０は、ＳＰ信号とともに
ＣＰ信号も用いて、ＯＦＤＭ信号の振幅等化及び波形等
化を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される
復調装置及び復調方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、デジタル信号を伝送する方式とし
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。

【０００３】このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリア
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。

【０００４】以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マ
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。

【０００５】ＯＦＤＭ方式による送信信号は、図３に示
すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で
伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦ
Ｔが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効
シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされた
ガードインターバルとから構成されている。このガード
インターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けら
れている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）にお
いては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリア
が含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈｚ
となる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャ
リアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調
されている。また、ガードインターバルは、有効シンボ
ルの１／４の時間長の信号とされている。

【０００６】また、各サブキャリアに対する変調方式と
してＱＡＭ系の変調を用いるＤＶＢ−Ｔ規格のようなＯ
ＦＤＭ方式においては、伝送時にマルチパス等の影響に
より各サブキャリア毎に異なるひずみが生じると、各サ
ブキャリア毎の振幅及び位相の特性が異なるものとなっ
てしまう。そのため、受信側では、各サブキャリア毎の
振幅及び位相が等しくなるように、受信信号を波形等化
をする（補正する）必要がある。ＯＦＤＭ方式では、送
信側で伝送信号中に所定の振幅及び所定の位相のパイロ
ット信号を伝送シンボル内に散在させておき、受信側で
このパイロット信号の振幅及び位相を監視することで、
伝送路の特性を推定し、この推定した伝送路の特性によ
り受信信号を等化するようにしている。この伝送路の特
性を推定するための用いられるパイロット信号のことを
スキャッタードパイロット信号（ＳＰ）信号と呼ぶ。

【０００７】ＤＶＢ−Ｔ規格においては、以下の式に示
すようなインデックス番号ｋのサブキャリアにＳＰ信号
を挿入することが提案されている。

【０００８】

【数１】

【０００９】ここで、ｋは、ＳＰ信号が挿入されるサブ
キャリアのインデックス番号を示す。ｌは、ＯＦＤＭシ
ンボルのシンボル番号を示す。Ｋｍｉｎは、ＯＦＤＭシ
ンボル内の有効サブキャリアの最小のインデックス番号
を示し、Ｋｍａｘは、ＯＦＤＭシンボル内の有効サブキ
ャリアの最大のインデックス番号を示す。また、ｐは、
０以上の整数を示す。なお、インデックス番号ｋは、Ｋ
ｍｉｎ〜Ｋｍａｘの範囲の値をとるものとする。

【００１０】すなわち、この式は、この図４に示すよう
に、１２本のサブキャリアに１本の割合でＳＰ信号が挿
入され、さらにＯＦＤＭシンボル毎に、ＳＰ信号の挿入
位置が、３サブキャリアずつシフトすることを意味して
いる。

【００１１】このようにＯＦＤＭシンボル毎にＳＰ信号
の挿入位置をシフトさせることによって、本来のデータ
に対するＳＰ信号の冗長度を低くしている。

【００１２】このようなインデックス番号のサブキャリ
アに挿入されるＳＰ信号は、例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格に
おいては、ＢＰＳＫ変調されたデータとされている。

【００１３】また、ＯＦＤＭ方式では、所定のキャリア
周波数ｆｃのＳＩＮ信号とＣＯＳ信号とをＩＦ信号に乗
算して直交復調をすることによって、ベースバンド信号
を生成することとなる。このとき、このキャリア周波数
ｆｃに誤差が生じていると、各サブキャリアの周波数位
置が本来の周波数位置よりも全体的にシフトしてしま
い、正確な復調をすることができなくなる。そのため、
受信側では、そのキャリア周波数のシフト量を正確に検
出して、そのシフト量が０となるように同期をとりなが
らキャリア周波数を常時調整している。

【００１４】このようなキャリア周波数の同期をとるた
めにＯＦＤＭ方式の送信信号には、コンティニュアルパ
イロット信号（ＣＰ信号）と呼ばれるパイロット信号が
含まれている。このＣＰ信号は、特定の位相及び振幅を
常に表している信号であり、有効シンボル内の複数のサ
ブキャリアに挿入され、有効シンボル内に挿入される数
と、その配置パターンが予め定められている。このＣＰ
信号は、上述したＳＰ信号と異なり、各ＯＦＤＭシンボ
ルで常に同じインデックス番号のサブキャリアに挿入さ
れている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）であ
れば、１つの有効シンボル内に２０４８本のサブキャリ
ア（０〜２０４７）が存在するが、そのうち４５本のサ
ブキャリアにＣＰ信号が含まれている。また、このＤＶ
Ｂ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、ＣＰ信号の配置
パターンが、サブキャリアのインデックス番号で、０、
４８、５４、８７、１４１、１５６、１９２、２０１、
２５５、２７９、２８２、３３３、４３２、４５０、４
８３、５２５、５３１、６１８、６３６、７１４、７５
９、７６５、７８０、８０４、８７３、８８８、９１
８、９３９、９４２、９６９、９８４、１０５０、１１
０１、１１０７、１１１０、１１３７、１１４０、１１
４６、１２０６、１２６９、１３２３、１３７７、１４
９１、１６８３、１７０４となっている。なお、このＣ
Ｐ信号の配置パターンは、有効シンボル内におけるサブ
キャリアのインデックスの範囲、すなわち、Ｋｍｉｎか
らＫｍａｘの範囲を示している。

【００１５】受信側では、このＣＰ信号を検出して、こ
のＣＰ信号が本来のサブキャリア位置からどの程度シフ
トしているかを検出し、そのシフト量をフィードバック
してキャリア周波数の誤差を調整している。

【００１６】このようなインデックス番号のサブキャリ
アに挿入されるＣＰ信号は、例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格に
おいては、ＢＰＳＫ変調されたデータとされている。

【００１７】図５は、このようなＳＰ信号から伝送路特
性を推定し、受信信号を等化（補正）及びキャリア周波
数の同期を行うＤＶＢ−Ｔ方式の従来の信号受信装置の
構成例を表している。

【００１８】従来のＯＦＤＭ受信装置１０１は、図５に
示すように、アンテナ１０２と、チューナ１０３と、Ａ
／Ｄ変換回路１０４と、デジタル直交復調回路１０５
と、ＦＦＴ演算回路１０６と、狭帯域ｆｃ誤差算出回路
（ＦＡＦＣ）１０７と、広帯域ｆｃ誤差算出回路（ＷＡ
ＦＣ）１０８と、数値コントロール発振回路（ＮＣＯ）
１０９と、イコライザ１１０と、デマッピング回路１１
１とを備えている。

【００１９】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１０１のアンテナ
１０２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０３
に供給される。

【００２０】アンテナ１０２により受信されたＲＦ信号
は、チューナ１０３によりＩＦ信号に周波数変換され、
Ａ／Ｄ変換回路１０４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／
Ｄ変換回路１０４によりデジタル化され、デジタル直交
復調回路１０５に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換回路１
０４は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、例
えば、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０
４８サンプル、ガードインターバルを例えば５１２サン
プルでサンプリングされるようなクロックで量子化す
る。

【００２１】デジタル直交復調回路１０５は、所定の周
波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジ
タル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯ
ＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路１０
５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦ
Ｔ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。この
ことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される
前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼
ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結
果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチ
ャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交
復調回路１０５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号
は、ＦＦＴ演算回路１０６及び狭帯域ｆｃ誤差算出回路
１０７に供給される。

【００２２】ＦＦＴ演算回路１０６は、ＯＦＤＭ時間領
域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直
交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦ
Ｔ演算回路１０６から出力される信号は、ＦＦＴされた
後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、
以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と
呼ぶ。

【００２３】ＦＦＴ演算回路１０６は、１つのＯＦＤＭ
シンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サ
ンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭ
シンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き
出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対し
てＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、Ｏ
ＦＤＭシンボルの境界（図３中Ａの位置）から、ガード
インターバルの終了位置（図３中Ｂの位置）までの間の
いずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウ
ィンドウと呼ぶ。

【００２４】このようにＦＦＴ演算回路１０６から出力
されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信
号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成
分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となってい
る。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差算出回
路１０８及びイコライザ１１０に供給される。

【００２５】狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０７は、ＯＦＤ
Ｍ時間領域信号に含まれるキャリア周波数誤差を算出す
る。具体的に、狭帯域ｆｃ誤差算出回路１０７は、サブ
キャリアの周波数間隔（４.１４Ｈｚ）の±１／２以下
の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出する。キャリ
ア周波数誤差は、チューナ１０３の局部発振器から出力
される基準周波数のずれ等により生じるＯＦＤＭ時間領
域信号の中心周波数位置の誤差であり、この誤差が大き
くなると出力されるデータの誤り率が増大する。狭帯域
ｆｃ誤差算出回路１０７により求められた狭帯域キャリ
ア周波数誤差は、ＮＣＯ１０９に供給される。

【００２６】広帯域ｆｃ誤差算出回路１０８は、ＯＦＤ
Ｍ時間領域信号に含まれるキャリア周波数誤差を算出す
る。具体的に、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０８は、サブ
キャリアの周波数（例えば４.１４Ｈｚ）間隔精度の広
帯域キャリア周波数誤差を算出する。この広帯域ｆｃ誤
差算出回路１０８は、コンティニュアルパイロット信号
（ＣＰ信号）を参照して、このＣＰ信号が本来のＣＰ信
号の挿入位置からどの程度シフトしているのかを算出し
て、このシフト量を求めている。広帯域ｆｃ誤差算出回
路１０８により求められた広帯域キャリア周波数誤差
は、ＮＣＯ１０９に供給される。

【００２７】ＮＣＯ１０９は、狭帯域ｆｃ誤差算出回路
１０７により算出されたサブキャリア周波数間隔の±１
／２精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域ｆｃ誤
差算出回路１０８により算出されたサブキャリア周波数
間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算
して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減
するキャリア周波数誤差補正信号を出力する。このキャ
リア周波数誤差補正信号は、複素信号であり、デジタル
直交復調回路１０５に供給される。このキャリア周波数
誤差補正信号は、キャリア周波数誤差補正信号に基づき
キャリア周波数ｆｃを補正しながら、デジタル直交復調
をする。

【００２８】イコライザ１１０は、スキャッタードパイ
ロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域
信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅
等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング
回路１１１に供給される。

【００２９】デマッピング回路１１１は、イコライザ１
１０により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数
領域信号を、その変調方式に応じてデマッピングを行っ
てデータの復号をする。

【００３０】そして、このデマッピング回路１１１によ
り復号された復号データは、後段のエラー訂正回路等に
供給される。

【００３１】つぎに、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０８に
ついてさらに詳細に説明する。

【００３２】広帯域ｆｃ誤差算出回路１０８は、ＦＦＴ
演算後のＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、時間的に前
後したシンボル間で２回の差動復調を行うことによって
ＣＰ信号を抽出し、抽出したＣＰ信号のサブキャリア位
置が、本来のサブキャリア位置からどの程度シフトして
いるかを算出することによって、ＯＦＤＭ信号のキャリ
ア周波数誤差を算出している。

【００３３】ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して２回のシ
ンボル間の差動復調を行うことよって、ＣＰ信号を抽出
することができる原理を図６を用いて説明する。

【００３４】図６は、１段階目のシンボル間の差動復
調、及び、２段階目のシンボル間の差動復調について説
明するための通常の情報データとＣＰ信号との位相変遷
を説明する図である。なお、この図６において、情報デ
ータはＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変
調されているものとし、また、ＣＰ信号には、ある特定
の振幅及び位相の信号点の情報が変調されているものと
する。

【００３５】図６（Ａ）は、ＦＦＴにより各サブキャリ
アの周波数成分毎に分解されたＩチャンネル信号及びＱ
チャンネル信号を、シンボル毎（ｎ−１番目のシンボ
ル、ｎ番目のシンボル、ｎ＋１番目のシンボル）に位相
平面上に示したものである。ａn，ｂnは第ｎ番目のＯＦ
ＤＭシンボルのＦＦＴ後のサブキャリアのインデックス
番号がａ，ｂである情報データをそれぞれ示しており、
また、ｃａn，ｃｂnは第ｎ番目のＯＦＤＭシンボルのＦ
ＦＴ後のサブキャリアのインデックス番号がｃａ，ｃｂ
であるＣＰ信号をそれぞれ示している。なお、ＣＰ信号
は、本来、一定の振幅および位相情報を有しているが、
再生搬送波周波数誤差等の影響により、シンボル毎に多
少の位相回転を生じている場合がある。

【００３６】また、図６（Ｂ）は、同一のインデックス
番号の情報をシンボル間の一回の差動復調をとったとき
の一回差動復調データを位相平面上に示したものであ
る。ｄａn，ｄｂnはそれぞれサブキャリアのインデック
ス番号がａ，ｂである第（ｎ−１）番目のシンボルと第
ｎ番目のシンボルとの一回差動復調データである。ま
た、ｄｃａn、ｄｃｂnはそれぞれサブキャリアのインデ
ックス番号がｃａ，ｃｂである第（ｎ−１）番目のシン
ボルと第ｎ番目のシンボルとの一回差動復調データであ
る。

【００３７】また、図６（Ｃ）は、同一のインデックス
番号の情報をシンボル間で二回の差動復調をとったとき
の二回差動復調データを位相平面上に示したものであ
る。ｄｄａ，ｄｄｂは、それぞれサブキャリアのインデ
ックス番号がａ，ｂである第（ｎ−１）番目のシンボル
と第ｎ番目シンボルを差動復調したものと、第ｎ番目の
シンボルと第（ｎ＋１）番目のシンボルとを差動復調し
たものとを、更に、差動復調した結果得られる二回差動
復調データである。また、ｄｄｃａ，ｄｄｃｂは、それ
ぞれサブキャリアのインデックス番号がｃａ，ｃｂの第
（ｎ−１）番目のシンボルと第ｎ番目シンボルを差動復
調したものと、第ｎ番目のシンボルと第（ｎ＋１）番目
シンボルを差動復調したものとを更に差動復調した結果
得られる二回差動復調データである。

【００３８】ＣＰ信号ｃａ，ｃｂは、一定位相の信号で
あることから、一回目の差動復調ではＦＦＴ窓位相誤
差、キャリア位相誤差が除外され、キャリア周波数誤
差、ＣＰＥ、及び、再生クロック周波数誤差に依存した
位相誤差が残ることとなる。この一回目の差動復調後に
残った位相誤差はいずれも時間に依存しないため、差動
復調後のデータ間で一定となる。そこで、さらに二回目
の差動復調を一回目の差動復調が施されたデータの間で
行うことで、一回目の差動復調で残ったＣＰＥ及び再生
クロック周波数に依存した位相誤差を取り除くことがで
きる。その結果、ＣＰ信号はＩ軸上の正のある値に収束
する（図６（Ｃ）参照）。

【００３９】それに対して、情報データａ，ｂはシンボ
ル間でランダムな位相を取るために、二回の差動復調を
行った後もその位相はデータ毎にランダムになり、その
結果、そのデータはＩ軸上にランダムに分散する。

【００４０】従って、例えば、１シンボル内においてＣ
Ｐ信号のＩ軸データのみ累積加算等をすると、このＣＰ
信号はＩ軸上のある値に収束しているため、情報データ
のみが取り出されたＩ軸データを累積加算した結果に比
べて遥かに大きい値となる。そのため、この累積加算の
最大値からＣＰ信号のサブキャリア位置を推定すること
ができる。そして、推定されたＣＰ信号のサブキャリア
位置が、本来のサブキャリアの配置位置からどの程度シ
フトしているかを算出することにより、キャリア周波数
誤差をサブキャリア間隔制度で算出することができる。

【００４１】つぎに、イコライザ１１０についてさらに
詳細に説明する。

【００４２】イコライザ１１０は、図５に示すように、
ＳＰ信号抽出回路１２１と、ホールド回路１２２と、基
準ＳＰ信号発生回路１２３と、ＳＰ信号複素除算回路１
２４と、補間フィルタ１２５と、複素除算回路１２６と
を備えている。

【００４３】ＳＰ信号抽出回路１２１は、ＦＦＴ演算回
路１０６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が供給
される。ＳＰ信号抽出回路１２１は、ＯＦＤＭ周波数領
域信号からＳＰ信号のみを抽出する。ＳＰ信号の挿入位
置は、上述したように予め規格により定められている。
ＳＰ信号抽出回路１２１は、シンボル毎に異なるサブキ
ャリア位置にＳＰ信号が挿入されていることから、供給
されたＯＦＤＭ周波数領域信号のシンボル番号を参照
し、そのシンボル番号からどのインデックス番号のサブ
キャリアにＳＰ信号が挿入されているかを規格に基づき
算出し、ＳＰ信号を抽出する。ＳＰ信号抽出回路１２１
は、抽出したＳＰ信号をホールド回路１２２に供給す
る。

【００４４】ホールド回路１２２は、所定数のＯＦＤＭ
シンボルに散在しているＳＰ信号を収集し、それらをホ
ールドし、一定のサブキャリア間隔毎のＳＰ信号群とし
て出力する。

【００４５】ＯＦＤＭ方式では、各ＯＦＤＭシンボル毎
にＳＰ信号の配置位置が異なるように定められてはいる
が、所定数のＯＦＤＭシンボル毎にＳＰ信号の配置位置
が同一とされたＯＦＤＭシンボルが繰り返し現れるよう
に規定されている。ホールド回路１２２は、その所定数
のＯＦＤＭシンボルに挿入されたＳＰ信号を収集し、そ
れら収集したＳＰ信号を全てホールドする。そして、ホ
ールド回路１２２は、ホールドしたＳＰ信号を一括して
ＳＰ信号複素除算回路２４に出力する。続いて、次の新
たな１つのＯＦＤＭシンボルが入力され、その新たな１
つのＯＦＤＭシンボルからＳＰ信号が抽出されると、ホ
ールド回路１２２は、その抽出されたＳＰ信号と同一の
サブキャリア位置のＳＰ信号のみを、ホールドしている
複数のＳＰ信号のなかから削除し、その削除した位置に
新たなＳＰ信号をホールドする。すなわち、ホールド回
路１２２は、新たに抽出されたＳＰ信号を更新してホー
ルドする。そして、ホールド回路１２２は、ホールドし
たＳＰ信号を一括してＳＰ信号複素除算回路２４に出力
する。すなわち、ホールド回路１２２は、新たなＯＦＤ
ＭシンボルからＳＰ信号が抽出される毎に、収集する複
数のＯＦＤＭシンボルの位置を１つずつ時系列にスライ
ドさせながら、所定数のＯＦＤＭシンボル分のＳＰ信号
を収集し、それらを一括して出力するように動作してい
る。

【００４６】具体的にＤＶＢ−Ｔ規格の場合、図７
（Ａ）に示すように、１２本のサブキャリアに１本の割
合でＳＰ信号が挿入され、さらにＯＦＤＭシンボル毎
に、ＳＰ信号の挿入位置が３サブキャリアずつシフトし
て挿入されている。すなわち、４シンボルを１サイクル
として、ＳＰ信号の配置位置が同一とされたＯＦＤＭシ
ンボルが出現する。従って、４つのＯＦＤＭシンボルを
収集することにより、３本のサブキャリアに１本の割合
で、ＳＰ信号が検出される状態となる。

【００４７】ＤＶＢ−Ｔ規格の場合におけるホールド回
路１２２の具体的な処理手順を説明すると、ホールド回
路１２２は、まず、図７（Ｂ）に示すように、４つのＯ
ＦＤＭシンボルのＳＰ信号をホールドして、３本のサブ
キャリアに１個の割合で存在するＳＰ信号群を出力す
る。例えば、OFDMsymbol#0からOFDMsymbol#3までのＳＰ
信号をホールドして、サブキャリア３本に１本の割合で
挿入されたＳＰ信号を一括出力する。すなわち、図７
（Ｂ）のＸに示すように、インデックス番号が番号#0,#
3,#6,#9,#12,#15,#18,#21・・・のサブキャリア位置に
挿入されたＳＰ信号を一括出力する。

【００４８】続いて、次のＯＦＤＭシンボルから抽出さ
れたＳＰ信号（１２本のサブキャリアに１本の割合で挿
入されているＳＰ信号）がＳＰ信号抽出回路１２１から
供給されると、ホールド回路１２２は、図７（Ｂ）に示
すように、供給されたＳＰ信号が存在するインデックス
番号のサブキャリアに挿入されているＳＰ信号のみを更
新し、他のＳＰ信号とともに３本のサブキャリアに１個
の割合で存在するＳＰ信号を出力する。具体的には、図
７（Ｂ）のＹに示すように、ＯＦＤＭ symbol#4のＯＦ
ＤＭシンボルが入力されると、インデックス番号が#0,#
12,#24・・・のサブキャリアに挿入されたＳＰ信号を更
新し、その他のインデックス番号のサブキャリアに挿入
されたＳＰ信号は前シンボルの値をそのままホールドし
て出力する。

【００４９】続いて、さらに次のＯＦＤＭシンボルから
抽出されたＳＰ信号（１２本のサブキャリアに１本の割
合で挿入されているＳＰ信号）がＳＰ信号抽出回路１２
１から供給されると、供給されたＳＰ信号が存在するイ
ンデックス番号のサブキャリアに挿入されているＳＰ信
号のみを更新し、他のＳＰ信号とともに３本のサブキャ
リアに１個の割合で存在するＳＰ信号を出力する。具体
的には、図７（Ｂ）のＺに示すように、OFDMsymbol#5が
入力されると、インデックス番号が#3,#15,#27・・・の
サブキャリアに挿入されたＳＰ信号を更新し、その他の
インデックス番号のサブキャリアに挿入されたＳＰ信号
は前シンボルの値をそのままホールドして、これらを一
括して出力する。

【００５０】ホールド回路１２２は、このような処理を
１ＯＦＤＭシンボル期間毎に繰り返しながら、常に４Ｏ
ＦＤＭシンボルから収集したＳＰ信号（３サブキャリア
間隔毎のＳＰ信号）を出力する。

【００５１】このホールド回路１２２は、収集したＳＰ
信号を、ＳＰ信号複素除算回路１２４に供給する。

【００５２】基準ＳＰ信号発生回路１２３は、送信側で
伝送信号中に挿入されたときの本来の振幅及びの位相の
ＳＰ信号（基準ＳＰ信号）を発生する。例えば、ＤＶＢ
−Ｔ規格においては、ＳＰ信号は、ＢＰＳＫ変調された
データであるので、位相が０またはπで、振幅が所定の
振幅（例えば、４／３）のデータを発生する。なお、挿
入されるサブキャリアのインデックス番号毎に、振幅又
は位相が異なるＳＰ信号が送信側で挿入されることが規
格上定められていれば、基準ＳＰ信号発生回路１２３
は、そのサブキャリアのインデックス番号毎に規格に準
じた振幅及び位相のＳＰ信号を発生する。基準ＳＰ信号
発生回路１２２は、発生した基準ＳＰ信号をＳＰ複素除
算回路１２４に供給する。

【００５３】ＳＰ信号複素除算回路１２４は、ホールド
回路１２４から供給されたＳＰ信号を、基準ＳＰ信号発
生回路１２３から発生された基準ＳＰ信号で複素除算
し、受信したＳＰ信号のひずみ量を算出する。ここで、
求められるひずみ量は、ＳＰ信号が挿入された位置のサ
ブキャリアに対するひずみ量である。例えば、ＤＶＢ−
Ｔ規格においては、３サブキャリア間隔毎のひずみ量で
ある。算出されたＳＰ信号のひずみ量は、補間フィルタ
１２５に供給される。

【００５４】補間フィルタ１２５は、ＳＰ信号のひずみ
量をサブキャリア方向に補間し、ＯＦＤＭシンボルのす
べてのサブキャリアに対するひずみ量を求める。すなわ
ち、全サブキャリアに対する伝送路の伝達特性を求め
る。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、ＳＰ信号複素
除算回路１２４から３本のサブキャリアに対して１本の
割合でひずみ量が供給される。従って、補間フィルタ１
２５は、３倍補間フィルタ等を用いて、ＳＰ信号が挿入
されることのない位置のサブキャリア（例えばインデッ
クス番号で、#1,#2,#4,#5,#7,#8・・・といったサブキ
ャリア）の伝送特性を補間して求め、例えば２０４８本
すべてのサブキャリアに対する伝達特性を求める。この
補間フィルタ１２５により求められた全サブキャリアに
対する伝送路に対する伝達特性は、複素除算回路１２６
に供給される。

【００５５】複素除算回路１２６は、ＦＦＴ演算回路１
０６から供給されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、
補間フィルタ１２５により求められた伝達特性を複素除
算し、ＯＦＤＭ周波数領域信号を振幅等化及び位相等化
する。この複素除算回路１２６は、振幅等化及び位相等
化したＯＦＤＭ周波数領域信号を、でマッピング回路１
１１に供給する。

【００５６】以上のようにイコライザ１１０では、ＳＰ
信号を用いて伝送路の伝達特性を推定して波形等化する
ことにより、各サブキャリア毎の振幅及び位相が等しく
なり、伝送時におけるマルチパス等の影響を除去するこ
とができる。

【００５７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来のＯＦ
ＤＭ受信装置では、以上のようにＳＰ信号を用いて伝送
路の伝達特性を推定し、推定した伝達特性に基づき振幅
等化及び位相等化が行われているが、今後さらに、高精
度に伝送路の伝達特性を推定することが求められてい
る。

【００５８】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、高精度に伝送路の伝達特性を推定し、その
伝達特性から振幅等化及び位相等化を行うＯＦＤＭ信号
の復調装置及び復調方法を提供することを目的とする。

【００５９】

【課題を解決するための手段】本発明にかかる復調装置
は、所定の帯域内の各周波数成分に情報が分割されて変
調されることにより生成された有効シンボルと、この有
効シンボルの一部の信号波形が複写されることによって
生成されたガードインターバルとが含まれた伝送シンボ
ルを伝送単位とし、各伝送シンボル毎に異なる位置の周
波数成分に挿入され所定の振幅及び位相とされたスキャ
ッタードパイロット信号と、各伝送シンボル毎に同一の
位置の周波数成分に挿入され所定の振幅及び位相とされ
たコンティニュアルパイロット信号とが上記有効シンボ
ル内に含まれた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を
復調する復調装置であって、上記ＯＦＤＭ信号を上記有
効シンボル単位でフーリエ変換して信号を復調するフー
リエ変換手段と、上記フーリエ変換して復調された信号
から上記スキャッタードパイロット信号及び上記コンテ
ィニュアルパイロット信号を抽出し、抽出した上記スキ
ャッタードパイロット信号及び上記コンティニュアルパ
イロット信号を所定伝送シンボル分収集し、収集した上
記スキャッタードパイロット信号及び上記コンティニュ
アルパイロット信号に基づき上記フーリエ変換した信号
の全周波数成分の振幅及び位相を等化する等化手段とを
備えることを特徴とする。

【００６０】この復調装置では、スキャッタードパイロ
ット信号とともにコンティニュアルパイロット信号を用
いてフーリエ変換した後のＯＦＤＭ信号の全周波数成分
の振幅及び波形を等化する。

【００６１】本発明にかかる復調方法は、所定の帯域内
の各周波数成分に情報が分割されて変調されることによ
り生成された有効シンボルと、この有効シンボルの一部
の信号波形が複写されることによって生成されたガード
インターバルとが含まれた伝送シンボルを伝送単位と
し、各伝送シンボル毎に異なる位置の周波数成分に挿入
され所定の振幅及び位相とされたスキャッタードパイロ
ット信号と、各伝送シンボル毎に同一の位置の周波数成
分に挿入され所定の振幅及び位相とされたコンティニュ
アルパイロット信号とが上記有効シンボル内に含まれた
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方
法において、上記ＯＦＤＭ信号を上記有効シンボル単位
でフーリエ変換して信号を復調し、上記フーリエ変換し
て復調された信号から上記スキャッタードパイロット信
号及び上記コンティニュアルパイロット信号を抽出し、
抽出した上記スキャッタードパイロット信号及び上記コ
ンティニュアルパイロット信号を所定伝送シンボル分収
集し、収集した上記スキャッタードパイロット信号及び
上記コンティニュアルパイロット信号に基づき上記フー
リエ変換した信号の全周波数成分の振幅及び位相を等化
することを特徴とする。

【００６２】この復調方法では、スキャッタードパイロ
ット信号とともにコンティニュアルパイロット信号を用
いてフーリエ変換した後のＯＦＤＭ信号の全周波数成分
の振幅及び波形を等化する。

【００６３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態とし
て、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送
の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。

【００６４】ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すよう
に、アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４
と、デジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、
狭帯域ｆｃ誤差算出回路（ＦＡＦＣ）７と、広帯域ｆｃ
誤差算出回路（ＷＡＦＣ）８と、数値コントロール発振
回路（ＮＣＯ）９と、イコライザ１０と、デマッピング
回路１１とを備えている。

【００６５】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。

【００６６】アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、
チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変
換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４
によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給
される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格
（２Ｋモード）においては、例えば、このＯＦＤＭ時間
領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードイ
ンターバルを例えば５１２サンプルでサンプリングされ
るようなクロックで量子化する。

【００６７】デジタル直交復調回路５は、所定の周波数
（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル
化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出
力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算さ
れる前のいわゆる時間領域の信号である。このことか
ら、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベ
ースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。この
ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成
分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信
号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路
５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演
算回路６及び狭帯域ｆｃ誤差算出回路７に供給される。

【００６８】ＦＦＴ演算回路６は、ＯＦＤＭ時間領域信
号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変
調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演
算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわ
ゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、Ｆ
ＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。

【００６９】ＦＦＴ演算回路６は、１つのＯＦＤＭシン
ボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプ
ル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシン
ボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出し
た２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦ
ＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤ
Ｍシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置
までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のこと
をＦＦＴウィンドウと呼ぶ。

【００７０】このようにＦＦＴ演算回路６から出力され
たＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と
同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分
（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。
ＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差算出回路８
及びイコライザ１０に供給される。

【００７１】狭帯域ｆｃ誤差算出回路７は、ＯＦＤＭ時
間領域信号に含まれるキャリア周波数誤差を算出する。
具体的に、狭帯域ｆｃ誤差算出回路７は、サブキャリア
の周波数間隔（４.１４Ｈｚ）の±１／２以下の精度の
狭帯域キャリア周波数誤差を算出する。キャリア周波数
誤差は、チューナ３の局部発振器から出力される基準周
波数のずれ等により生じるＯＦＤＭ時間領域信号の中心
周波数位置の誤差であり、この誤差が大きくなると出力
されるデータの誤り率が増大する。狭帯域ｆｃ誤差算出
回路７により求められた狭帯域キャリア周波数誤差は、
ＮＣＯ９に供給される。

【００７２】広帯域ｆｃ誤差算出回路８は、ＯＦＤＭ時
間領域信号に含まれるキャリア周波数誤差を算出する。
具体的に、広帯域ｆｃ誤差算出回路８は、サブキャリア
の周波数（例えば４.１４Ｈｚ）間隔精度の広帯域キャ
リア周波数誤差を算出する。この広帯域ｆｃ誤差算出回
路８は、コンティニュアルパイロット信号（ＣＰ信号）
を参照して、このＣＰ信号が本来のＣＰ信号の挿入位置
からどの程度シフトしているのかを算出して、このシフ
ト量を求めている。広帯域ｆｃ誤差算出回路８により求
められた広帯域キャリア周波数誤差は、ＮＣＯ９に供給
される。

【００７３】ＮＣＯ９は、狭帯域ｆｃ誤差算出回路７に
より算出されたサブキャリア周波数間隔の±１／２精度
の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域ｆｃ誤差算出回
路８により算出されたサブキャリア周波数間隔精度の広
帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算して得られた
キャリア周波数誤差に応じて周波数が増減するキャリア
周波数誤差補正信号を出力する。このキャリア周波数誤
差補正信号は、複素信号であり、デジタル直交復調回路
５に供給される。このキャリア周波数誤差補正信号は、
キャリア周波数誤差補正信号に基づきキャリア周波数ｆ
ｃを補正しながら、デジタル直交復調をする。

【００７４】イコライザ１０は、スキャッタードパイロ
ット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信
号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等
化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回
路１１に供給される。

【００７５】デマッピング回路１１は、イコライザ１０
により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域
信号を、その変調方式に応じてデマッピングを行ってデ
ータの復号をする。

【００７６】そして、このデマッピング回路１１により
復号された復号データは、後段のエラー訂正回路等に供
給される。

【００７７】つぎに、イコライザ１０についてさらに詳
細に説明する。

【００７８】イコライザ１０は、ＣＰ・ＳＰ信号抽出回
路２１と、ホールド回路２２と、基準ＣＰ・ＳＰ信号発
生回路２３と、ＣＰ・ＳＰ信号複素除算回路２４と、補
間フィルタ２５と、複素除算回路２６とを備えている。

【００７９】ＣＰ・ＳＰ信号抽出回路２１は、ＦＦＴ演
算回路６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が供給
される。ＣＰ・ＳＰ信号抽出回路２１は、ＯＦＤＭ周波
数領域信号からＳＰ信号及びＣＰ信号を抽出する。ＳＰ
信号の挿入位置は、上述したように予め規格により定め
られている。ＣＰ信号の挿入位置も同様に、上述したよ
うに予め規格により定められている。ＣＰ・ＳＰ信号抽
出回路２１は、シンボル毎に異なるサブキャリア位置に
ＳＰ信号が挿入されていることから、供給されたＯＦＤ
Ｍ周波数領域信号のシンボル番号を参照し、そのシンボ
ル番号からどのインデックス番号のサブキャリアにＳＰ
信号が挿入されているかを規格に基づき算出し、ＳＰ信
号を抽出する。また、ＣＰ信号はシンボルが変わっても
常に同一のサブキャリア位置に挿入されていることか
ら、ＣＰ・ＳＰ信号抽出回路２１は、供給されたＯＦＤ
Ｍ周波数領域信号のシンボル番号に関わらず、同一のイ
ンデックス番号のサブキャリアからＣＰ信号を抽出す
る。ＣＰ・ＳＰ信号抽出回路２１は、抽出したＣＰ信号
及びＳＰ信号をホールド回路２２に供給する。

【００８０】ホールド回路２２は、所定数のＯＦＤＭシ
ンボルに散在しているＳＰ信号、及び、各ＯＦＤＭシン
ボルの所定の位置に配置されているＣＰ信号を収集し、
それらをホールドし、一定のサブキャリア間隔毎のＣＰ
・ＳＰ信号群として出力する。

【００８１】具体的に、ホールド回路２２は、所定数の
ＯＦＤＭシンボルに散在されて挿入されたＳＰ信号を収
集し、それら収集したＳＰ信号を全てホールドする。ま
たそれとともに、ホールド回路２２は、各ＯＦＤＭシン
ボルに挿入されてるＣＰ信号をホールドする。そして、
ホールド回路２２は、ホールドしたＣＰ信号及びＳＰ信
号を一括してＣＰ・ＳＰ信号複素除算回路２４に出力す
る。ここで、ＤＶＢ−Ｔ規格であれば、ＣＰ信号は、必
ずＳＰ信号が配置されるインデックス番号のサブキャリ
アに挿入される。具体的には、３で割り切ることができ
るインデックス番号のサブキャリアに挿入されることが
規定されている。従って、ＳＰ信号とともにＣＰ信号を
同時に４シンボル分収集しても、ＳＰ信号のみを収集し
た場合と同様に３本のサブキャリアに１本の割合で、Ｓ
Ｐ信号及びＣＰ信号が検出される状態となる。

【００８２】続いて、次の新たな１つのＯＦＤＭシンボ
ルが入力され、その新たな１つのＯＦＤＭシンボルから
ＣＰ信号及びＳＰ信号が抽出されると、ホールド回路２
２は、その抽出されたＣＰ信号及びＳＰ信号と同一のサ
ブキャリア位置のＣＰ信号及びＳＰ信号のみを、ホール
ドしている複数のＣＰ信号及びＳＰ信号のなかから削除
し、その削除した位置に新たなＣＰ信号及びＳＰ信号を
ホールドする。すなわち、ホールド回路２２は、新たに
抽出されたＣＰ信号及びＳＰ信号を更新してホールドす
る。ここで、ＳＰ信号は、ＤＶＢ−Ｔ方式では４ＯＦＤ
Ｍシンボル毎に新たな信号に更新されることとなるが、
ＣＰ信号は、常に同じサブキャリア位置に配置されてい
るので、毎シンボル毎に更新されることとなる。

【００８３】そして、ホールド回路２２は、ホールドし
たＣＰ信号及びＳＰ信号を一括してＣＰ・ＳＰ信号複素
除算回路２４に出力する。すなわち、ホールド回路２２
は、新たなＯＦＤＭシンボルからＣＰ・ＳＰ信号が抽出
される毎に、収集する複数のＯＦＤＭシンボルの位置を
１つずつ時系列にスライドさせながら、所定数のＯＦＤ
Ｍシンボル分のＣＰ信号及びＳＰ信号を収集し、それら
を一括して出力するように動作している。

【００８４】具体的にＤＶＢ−Ｔ規格の場合、図２
（Ａ）に示すように、１２本のサブキャリアに１本の割
合でＳＰ信号が挿入され、さらにＯＦＤＭシンボル毎
に、ＳＰ信号の挿入位置が３サブキャリアずつシフトし
て挿入されている。また、ＣＰ信号は、常に同一のイン
デックス番号のサブキャリア（#0,#48,#87,#141,#156）
に挿入されている。なお、ＣＰ信号は、ＳＰ信号が配置
されるインデックス番号のサブキャリアに挿入されてい
る。

【００８５】ＤＶＢ−Ｔ規格の場合におけるホールド回
路２２の具体的な処理手順を説明すると、ホールド回路
２２は、まず、図２（Ｂ）に示すように、４つのＯＦＤ
ＭシンボルのＣＰ信号及びＳＰ信号をホールドして、３
本のサブキャリアに１個の割合で存在するＳＰ信号群を
出力する。例えば、OFDMsymbol#0からOFDMsymbol#3まで
のＣＰ信号及びＳＰ信号をホールドして、サブキャリア
３本に１本の割合で挿入されたＳＰ信号を一括出力す
る。このとき、ＣＰ信号は４つのＯＦＤＭシンボル全て
に同一位置に挿入されているので、ホールド回路２２
は、最終のシンボル（OFDMsymbol#3）のＣＰ信号をホー
ルドする。そして、図２（Ｂ）のＸに示すように、イン
デックス番号が番号#0,#3,#6,#9,#12,#15,#18,#21・・
・のサブキャリア位置に挿入されたＣＰ信号及びＳＰ信
号を一括出力する。

【００８６】続いて、次のＯＦＤＭシンボルから抽出さ
れたＣＰ信号及びＳＰ信号がＣＰ・ＳＰ信号抽出回路２
１から供給されると、ホールド回路２２は、供給された
ＣＰ信号及びＳＰ信号が存在するインデックス番号のサ
ブキャリアに挿入されているＣＰ信号及びＳＰ信号を更
新し、更新されない他のＳＰ信号とともに３本のサブキ
ャリアに１個の割合で存在するＳＰ信号を出力する。具
体的には、図２（Ｂ）のＹに示すように、ＯＦＤＭ sym
bol#4のＯＦＤＭシンボルが入力されると、インデック
ス番号が#0,#12,#24・・・のサブキャリアに挿入された
ＳＰ信号及びインデックス番号#0,#48,#54,#87,#141,#1
56・・・のサブキャリアに挿入されたＣＰ信号を更新
し、その他のインデックス番号のサブキャリアに挿入さ
れたＳＰ信号は前シンボルの値をそのままホールドして
出力する。

【００８７】続いて、さらに次のＯＦＤＭシンボルから
抽出されたＣＰ信号及びＳＰ信号（１２本のサブキャリ
アに１本の割合で挿入されているＳＰ信号）がＣＰ・Ｓ
Ｐ信号抽出回路２１から供給されると、供給されたＣＰ
信号及びＳＰ信号が存在するインデックス番号のサブキ
ャリアに挿入されているＳＰ信号を更新し、他の更新さ
れないＳＰ信号とともに３本のサブキャリアに１個の割
合で存在するＳＰ信号を出力する。具体的には、図２
（Ｂ）のＺに示すように、OFDMsymbol#5が入力される
と、インデックス番号が#3,#15,#27・・・のサブキャリ
アに挿入されたＳＰ信号及びインデックス番号#0,#48,#
54,#87,#141,#156・・・のサブキャリアに挿入されたＣ
Ｐ信号を更新し、その他のインデックス番号のサブキャ
リアに挿入されたＳＰ信号は前シンボルの値をそのまま
ホールドして、これらを一括して出力する。

【００８８】ホールド回路２２は、このような処理を１
ＯＦＤＭシンボル期間毎に繰り返しながら、常に４ＯＦ
ＤＭシンボルから収集したＣＰ信号及びＳＰ信号（３サ
ブキャリア間隔毎のＳＰ信号）を出力する。

【００８９】このホールド回路２２は、収集したＣＰ信
号及びＳＰ信号を、ＣＰ・ＳＰ信号複素除算回路２４に
供給する。

【００９０】基準ＣＰ・ＳＰ信号発生回路２３は、送信
側で伝送信号中に挿入されたときの本来の振幅及びの位
相のＣＰ信号及びＳＰ信号（基準ＣＰ信号及び基準ＳＰ
信号）を発生する。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格において
は、ＣＰ信号及びＳＰ信号は、ＢＰＳＫ変調されたデー
タであるので、位相が０またはπで、振幅が所定の振幅
（例えば、４／３）のデータを発生する。なお、挿入さ
れるサブキャリアのインデックス番号毎に、振幅又は位
相が異なるＣＰ信号及びＳＰ信号が送信側で挿入される
ことが規格上定められていれば、基準ＣＰ・ＳＰ信号発
生回路２３は、そのサブキャリアのインデックス番号毎
に規格に準じた振幅及び位相のＣＰ信号及びＳＰ信号を
発生する。基準ＳＰ信号発生回路１２２は、発生した基
準ＣＰ信号及び基準ＳＰ信号をＳＰ複素除算回路１２４
に供給する。

【００９１】ＣＰ・ＳＰ信号複素除算回路２４は、ホー
ルド回路１２４から供給されたＣＰ信号及びＳＰ信号
を、基準ＣＰ・ＳＰ信号発生回路２３から発生された基
準ＣＰ信号及び基準ＳＰ信号で複素除算し、受信したＣ
Ｐ信号及びＳＰ信号のひずみ量を算出する。ここで、求
められるひずみ量は、ＣＰ信号及びＳＰ信号が挿入され
た位置のサブキャリアに対するひずみ量である。例え
ば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、３サブキャリア間隔毎
のひずみ量である。算出されたＣＰ信号及びＳＰ信号の
ひずみ量は、補間フィルタ２５に供給される。

【００９２】補間フィルタ２５は、ＣＰ信号及びＳＰ信
号のひずみ量をサブキャリア方向に補間し、ＯＦＤＭシ
ンボルのすべてのサブキャリアに対するひずみ量を求め
る。すなわち、全サブキャリアに対する伝送路の伝達特
性を求める。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、ＣＰ
・ＳＰ信号複素除算回路２４から３本のサブキャリアに
対して１本の割合でひずみ量が供給される。従って、補
間フィルタ２５は、３倍補間フィルタ等を用いて、ＳＰ
信号が挿入されることのない位置のサブキャリア（例え
ばインデックス番号で、#1,#2,#4,#5,#7,#8・・・とい
ったサブキャリア）の伝送特性を補間して求め、例えば
２０４８本すべてのサブキャリアに対する伝達特性を求
める。この補間フィルタ２５により求められた全サブキ
ャリアに対する伝送路に対する伝達特性は、複素除算回
路２６に供給される。

【００９３】複素乗算回路２６は、ＦＦＴ演算回路６か
ら供給されたＯＦＤＭ周波数領域信号に対して、補間フ
ィルタ２５により求められた伝達特性を複素除算し、Ｏ
ＦＤＭ周波数領域信号を振幅等化及び位相等化する。こ
の複素除算回路２６は、振幅等化及び位相等化したＯＦ
ＤＭ周波数領域信号を、でマッピング回路１１に供給す
る。

【００９４】以上のようにイコライザ１０では、ＣＰ信
号及びＳＰ信号を用いて伝送路の伝達特性を推定して波
形等化することにより、各サブキャリア毎の振幅及び位
相が等しくなり、伝送時におけるマルチパス等の影響を
除去することができる。特に、イコライザ１０では、Ｓ
Ｐ信号とともに各ＯＦＤＭシンボル毎に常に更新される
ＣＰ信号も用いて伝達特性を推定するので、より高精度
に伝送路の伝達特性を推定し、その伝達特性から振幅等
化及び位相等化を行い、伝送時におけるマルチパス等の
影響を除去することができる。

【００９５】なお、以上のイコライザ１０では、全ての
ＣＰ信号（ＤＶＢ−Ｔ規格では４５個のＣＰ信号）を用
いて伝達特性を推定しているが、全てのＣＰ信号を用い
るのではなく、例えば、シンボルの両端のＣＰ信号（Ｄ
ＶＢ−Ｔ規格で言えば例えばインデックス番号#0や#170
4といったＣＰ信号）のみを用いてもよい。補間をする
場合、両端部分は補間元となるデータ数が少ないため補
間精度がよくないので、補間精度が悪い両端部分を毎シ
ンボル毎に更新されるＣＰ信号に置き換えることによっ
ても、精度よく伝達特性を推定することができる。

【００９６】

【発明の効果】本発明にかかる復調装置及び復調方法で
は、スキャッタードパイロット信号とともにコンティニ
ュアルパイロット信号を用いてフーリエ変換した後のＯ
ＦＤＭ信号の全周波数成分の振幅及び波形を等化する。
このことにより本発明では、高精度に伝送路の伝達特性
を推定し、その伝達特性から振幅等化及び位相等化を行
い、伝送時におけるマルチパス等の影響を除去すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロ
ック構成図である。

【図２】上記ＯＦＤＭ受信装置のイコライザにより収集
されたコンティニュアルパイロット信号及びスキャッタ
ードパイロット信号を説明するための図である。

【図３】ＯＦＤＭ信号のガードインターバルについて説
明するための図である。

【図４】ＤＶＢ−Ｔ方式のＯＦＤＭ信号に挿入されてい
るスキャッタードパイロット信号を説明するための図で
ある。

【図５】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図であ
る。

【図６】ＯＦＤＭ周波数領域信号に対して２回のシンボ
ル間の差動復調を行うことよって、ＣＰ信号を抽出する
ことができる原理を説明するための図である。

【図７】上記ＯＦＤＭ受信装置のイコライザにより収集
されたスキャッタードパイロット信号を説明するための
図である。

【符号の説明】

０ＯＦＤＭ受信装置、５デジタル直交復調回路、６
ＦＦＴ演算回路、７狭帯域ｆｃ誤差算出回路、８
広帯域ｆｃ誤差算出回路、９数値制御発振器、１０
イコライザ、１１デマッピング回路、２１ＣＰ・Ｓ
Ｐ信号抽出回路、２２ホールド回路、２３基準ＣＰ
・ＳＰ信号発生回路、２４ＣＰ・ＳＰ信号複素除算回
路、２５補間フィルタ、複素除算回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者岡田隆宏東京都品川区北品川６丁目７番35号ソニー株式会社内Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD18 DD19 DD33 DD34 5K046 AA05 BB03 DD14 EE16 EE37 EE42 EE56

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定の帯域内の各周波数成分に情報が分
割されて変調されることにより生成された有効シンボル
と、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されるこ
とによって生成されたガードインターバルとが含まれた
伝送シンボルを伝送単位とし、各伝送シンボル毎に異な
る位置の周波数成分に挿入され所定の振幅及び位相とさ
れたスキャッタードパイロット信号と、各伝送シンボル
毎に同一の位置の周波数成分に挿入され所定の振幅及び
位相とされたコンティニュアルパイロット信号とが上記
有効シンボル内に含まれた直交周波数分割多重（ＯＦＤ
Ｍ）信号を復調する復調装置において、上記ＯＦＤＭ信号を上記有効シンボル単位でフーリエ変
換して信号を復調するフーリエ変換手段と、上記フーリエ変換して復調された信号から上記スキャッ
タードパイロット信号及び上記コンティニュアルパイロ
ット信号を抽出し、抽出した上記スキャッタードパイロ
ット信号及び上記コンティニュアルパイロット信号を所
定伝送シンボル分収集し、収集した上記スキャッタード
パイロット信号及び上記コンティニュアルパイロット信
号に基づき上記フーリエ変換した信号の全周波数成分の
振幅及び位相を等化する等化手段とを備えることを特徴
とする復調装置。
【請求項２】所定の帯域内の各周波数成分に情報が分
割されて変調されることにより生成された有効シンボル
と、この有効シンボルの一部の信号波形が複写されるこ
とによって生成されたガードインターバルとが含まれた
伝送シンボルを伝送単位とし、各伝送シンボル毎に異な
る位置の周波数成分に挿入され所定の振幅及び位相とさ
れたスキャッタードパイロット信号と、各伝送シンボル
毎に同一の位置の周波数成分に挿入され所定の振幅及び
位相とされたコンティニュアルパイロット信号とが上記
有効シンボル内に含まれた直交周波数分割多重（ＯＦＤ
Ｍ）信号を復調する復調方法において、上記ＯＦＤＭ信号を上記有効シンボル単位でフーリエ変
換して信号を復調し、上記フーリエ変換して復調された
信号から上記スキャッタードパイロット信号及び上記コ
ンティニュアルパイロット信号を抽出し、抽出した上記
スキャッタードパイロット信号及び上記コンティニュア
ルパイロット信号を所定伝送シンボル分収集し、収集し
た上記スキャッタードパイロット信号及び上記コンティ
ニュアルパイロット信号に基づき上記フーリエ変換した
信号の全周波数成分の振幅及び位相を等化することを特
徴とする復調方法。