JP2002291283A - 同期電動機の磁極位置推定方法および制御装置 - Google Patents
同期電動機の磁極位置推定方法および制御装置Info
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- H02P21/18—Estimation of position or speed
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高負荷時、負荷急変時でも確実に同期電動機
の磁極位置を検出して安定した制御を行う。 【解決手段】 ｄ−ｑ変換器８は、検出電流値ｉsを推
定磁極位置θ^から４５度ずれたところに位置するイン
ピーダンス観測軸に変換する。高周波インピーダンス推
定器１０は、γ軸から電気角４５度進んだ点と遅れた点
の２点で高周波インピーダンスＺdmとＺqmを推定する。
第１の磁極位置推定器１３は、高周波インピーダンスＺ
dm、Ｚqmの偏差がなくなるように第１の磁極位置推定値
θ^を推定する。第２の磁極位置推定器１４では、電流
指令値ｉδ*を入力し、内部相差角補償角θ^rを推定
し、第１の磁極位置推定値θ^から内部相差角補償角θ^
rを差し引いて第２の磁極位置θ^cとして出力する。
の磁極位置を検出して安定した制御を行う。 【解決手段】 ｄ−ｑ変換器８は、検出電流値ｉsを推
定磁極位置θ^から４５度ずれたところに位置するイン
ピーダンス観測軸に変換する。高周波インピーダンス推
定器１０は、γ軸から電気角４５度進んだ点と遅れた点
の２点で高周波インピーダンスＺdmとＺqmを推定する。
第１の磁極位置推定器１３は、高周波インピーダンスＺ
dm、Ｚqmの偏差がなくなるように第１の磁極位置推定値
θ^を推定する。第２の磁極位置推定器１４では、電流
指令値ｉδ*を入力し、内部相差角補償角θ^rを推定
し、第１の磁極位置推定値θ^から内部相差角補償角θ^
rを差し引いて第２の磁極位置θ^cとして出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同期電動機の制御
を速度センサレスベクトル制御により行う同期電動機の
制御装置に関し、特に同期電動機の磁極位置推定方法に
関する。
を速度センサレスベクトル制御により行う同期電動機の
制御装置に関し、特に同期電動機の磁極位置推定方法に
関する。
【０００２】
【従来の技術】同期電動機の制御を行うための方法のう
ちの１つにベクトル制御がある。ベクトル制御とは、一
定に保たれた励磁電流（ｄ軸電流）と必要なトルクに応
じたトルク電流（ｑ軸電流）との位相差を電気角９０度
に保つことにより直流機相当あるいはそれ以上の効率お
よび応答性を得ることを目的とした制御である。
ちの１つにベクトル制御がある。ベクトル制御とは、一
定に保たれた励磁電流（ｄ軸電流）と必要なトルクに応
じたトルク電流（ｑ軸電流）との位相差を電気角９０度
に保つことにより直流機相当あるいはそれ以上の効率お
よび応答性を得ることを目的とした制御である。
【０００３】一般に同期電動機のベクトル制御を行うた
めには、速度センサを用いて同期電動機の速度を測定す
ることが必要となる。しかし、コスト、信頼性等の観点
からは速度センサが無い方が有利であるため、速度セン
サで同期電動機の速度を実際に測定せずに同期電動機の
速度を推定し、この推定値を用いてベクトル制御を行う
速度センサレスベクトル制御が用いられている。速度セ
ンサレスベクトル制御では、同期電動機の速度を推定す
るために、先ず磁極位置を推定し、この磁極位置から速
度の推定が行われている。
めには、速度センサを用いて同期電動機の速度を測定す
ることが必要となる。しかし、コスト、信頼性等の観点
からは速度センサが無い方が有利であるため、速度セン
サで同期電動機の速度を実際に測定せずに同期電動機の
速度を推定し、この推定値を用いてベクトル制御を行う
速度センサレスベクトル制御が用いられている。速度セ
ンサレスベクトル制御では、同期電動機の速度を推定す
るために、先ず磁極位置を推定し、この磁極位置から速
度の推定が行われている。
【０００４】従来、同期電動機の駆動周波数がほぼゼロ
となるゼロ周波数領域、つまり超低速運転時においても
同期電動機の磁極位置を推定し、負荷に適したトルクを
出力することを可能とする同期電動機の制御方法が、下
記に示す文献により報告されている。
となるゼロ周波数領域、つまり超低速運転時においても
同期電動機の磁極位置を推定し、負荷に適したトルクを
出力することを可能とする同期電動機の制御方法が、下
記に示す文献により報告されている。
【０００５】参考文献１：M.Schroedl、 "Sensorless c
ontrol of induction motors at low speed and stands
till、" in Proceedings ICEM' 92 (International Con
ference on Electrical Machines September 1992),pp.
863-867. 参考文献２：M.J.Corley and R.D.Lorenz、"Rotor Posi
tion and Velocity Estimation for a Salient-Pole Pe
rmanent Magnet Synchronous Machine at Standstill a
nd High Speeds", IEEE Transactions on Industry App
lications、 Volume 34, Number 4, July/August,pp.78
4-789, 1998. 参考文献３：山野、野口、近藤、“低速領域を含む突極
形ＰＭモータの位置センサレス速度制御法”、電気学会
半導体電力変換研究会、SPC-97-13,pp.75-82,1997. これらの手法の特徴は、同期電動機に駆動周波数とは異
なる周波数の高周波電圧あるいは高周波電流を重畳し、
回転子構造の電機的突極性に基づいて推定される磁極位
置を用いて同期電動機を制御するというものである。
ontrol of induction motors at low speed and stands
till、" in Proceedings ICEM' 92 (International Con
ference on Electrical Machines September 1992),pp.
863-867. 参考文献２：M.J.Corley and R.D.Lorenz、"Rotor Posi
tion and Velocity Estimation for a Salient-Pole Pe
rmanent Magnet Synchronous Machine at Standstill a
nd High Speeds", IEEE Transactions on Industry App
lications、 Volume 34, Number 4, July/August,pp.78
4-789, 1998. 参考文献３：山野、野口、近藤、“低速領域を含む突極
形ＰＭモータの位置センサレス速度制御法”、電気学会
半導体電力変換研究会、SPC-97-13,pp.75-82,1997. これらの手法の特徴は、同期電動機に駆動周波数とは異
なる周波数の高周波電圧あるいは高周波電流を重畳し、
回転子構造の電機的突極性に基づいて推定される磁極位
置を用いて同期電動機を制御するというものである。
【０００６】上記に示したような従来の方法磁極位置を
推定し同期電動機を制御する制御装置の一例を図３に示
す。
推定し同期電動機を制御する制御装置の一例を図３に示
す。
【０００７】この従来の同期電動機の制御装置は、ＰＷ
Ｍ電圧型インバータ装置（ＰＷＭＶＳＩ：Ｖｏｌｔａｇ
ｅ Ｓｏｕｒｃｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）２と、高周波発
生器４と、２相３相変換器３と、電流制御器５と、ロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）６と、ｄ−ｑ変換器７、８と、
バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９と、高周波インピーダ
ンス推定器１０と、磁極位置推定器２１と、電流検出器
１２と、加算器３８と、減算器３９〜４１とから構成さ
れていて、同期電動機１のベクトル制御を行っている。
Ｍ電圧型インバータ装置（ＰＷＭＶＳＩ：Ｖｏｌｔａｇ
ｅ Ｓｏｕｒｃｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）２と、高周波発
生器４と、２相３相変換器３と、電流制御器５と、ロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）６と、ｄ−ｑ変換器７、８と、
バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９と、高周波インピーダ
ンス推定器１０と、磁極位置推定器２１と、電流検出器
１２と、加算器３８と、減算器３９〜４１とから構成さ
れていて、同期電動機１のベクトル制御を行っている。
【０００８】減算器３９、４０は、電流指令ｉγ*、ｉ
δ*から、実際の電流値ｉγ、ｉδをそれぞれ減算して
いる。電流制御器５は、減算器３９、４０から出力され
た電流値ｉγ、ｉδと、電流指令値ｉγ*、ｉδ*の偏差
がゼロとなるような電圧指令Ｖγ*、Ｖδ*を生成して出
力することにより電流制御を実施している。
δ*から、実際の電流値ｉγ、ｉδをそれぞれ減算して
いる。電流制御器５は、減算器３９、４０から出力され
た電流値ｉγ、ｉδと、電流指令値ｉγ*、ｉδ*の偏差
がゼロとなるような電圧指令Ｖγ*、Ｖδ*を生成して出
力することにより電流制御を実施している。
【０００９】高周波発生器４は、駆動周波数と異なる周
波数ｆinjの高周波電圧Ｖinjを生成している。加算器３
８は、電流制御器５からの出力である電圧指令値のγ成
分（磁束成分）Ｖγ*に、高周波発生器４により生成さ
れた高周波電圧Ｖinjを加算している。
波数ｆinjの高周波電圧Ｖinjを生成している。加算器３
８は、電流制御器５からの出力である電圧指令値のγ成
分（磁束成分）Ｖγ*に、高周波発生器４により生成さ
れた高周波電圧Ｖinjを加算している。
【００１０】２相３相変換器３では、加算器３８におけ
る加算結果と電圧指令値のδ成分（トルク成分）Ｖδ*
とを３相の電圧指令値に変換し、ＰＷＭ電圧型インバー
タ装置２に指令している。ＰＷＭ電圧型インバータ装置
２は、２相３相変換器３からの指令に基づいて同期電動
機１の制御を行っている。
る加算結果と電圧指令値のδ成分（トルク成分）Ｖδ*
とを３相の電圧指令値に変換し、ＰＷＭ電圧型インバー
タ装置２に指令している。ＰＷＭ電圧型インバータ装置
２は、２相３相変換器３からの指令に基づいて同期電動
機１の制御を行っている。
【００１１】また、電流検出器１２は、同期電動機１の
電流値ｉsを検出している。ｄ−ｑ変換器７は、電流検
出器１２により検出された電流値ｉsを推定磁極位置θ^
を用いて制御軸に座標変換している。
電流値ｉsを検出している。ｄ−ｑ変換器７は、電流検
出器１２により検出された電流値ｉsを推定磁極位置θ^
を用いて制御軸に座標変換している。
【００１２】ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６は、ｄ−ｑ
変換器７により制御軸に座標変換された電流値から、加
算器３８により重畳した高周波電圧Ｖinjと同じ周波数
成分ｆinjを除去したものを減算器３９にそれぞれフィ
ードバックしている。このような構成となっていること
により、励磁成分（ｉγ*）、トルク成分（ｉδ*）の各
々の電流指令値との偏差を電流制御器５でゼロとするよ
うに電流制御を実施する。
変換器７により制御軸に座標変換された電流値から、加
算器３８により重畳した高周波電圧Ｖinjと同じ周波数
成分ｆinjを除去したものを減算器３９にそれぞれフィ
ードバックしている。このような構成となっていること
により、励磁成分（ｉγ*）、トルク成分（ｉδ*）の各
々の電流指令値との偏差を電流制御器５でゼロとするよ
うに電流制御を実施する。
【００１３】減算器４１は、推定磁極位置θ^から４５
度（π／４ラジアン）の減算を行っている。ｄ−ｑ変換
器８は、検出電流値ｉsの位相を減算器４１の位相に変
換することにより、検出電流値ｉsを推定磁極位置θ^か
ら４５度ずれたところに位置するインピーダンス観測軸
に変換する。
度（π／４ラジアン）の減算を行っている。ｄ−ｑ変換
器８は、検出電流値ｉsの位相を減算器４１の位相に変
換することにより、検出電流値ｉsを推定磁極位置θ^か
ら４５度ずれたところに位置するインピーダンス観測軸
に変換する。
【００１４】バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９では、加
算器３８により重畳した高周波電圧指令値Ｖinjと同じ
周波数成分ｆinjの成分を抽出し、抽出された高周波電
流成分ｉdm、ｉqmと高周波電圧指令値Ｖinjとを高周波
インピーダンス推定器１０に入力する。高周波インピー
ダンス推定器１０は、γ軸から電気角４５度進んだ点と
遅れた点の２点で高周波インピーダンスＺdmとＺqmを推
定する。
算器３８により重畳した高周波電圧指令値Ｖinjと同じ
周波数成分ｆinjの成分を抽出し、抽出された高周波電
流成分ｉdm、ｉqmと高周波電圧指令値Ｖinjとを高周波
インピーダンス推定器１０に入力する。高周波インピー
ダンス推定器１０は、γ軸から電気角４５度進んだ点と
遅れた点の２点で高周波インピーダンスＺdmとＺqmを推
定する。
【００１５】磁極位置推定器１３は、２つの高周波イン
ピーダンスＺdm、Ｚqmの大きさが等しくなるような磁極
位置θ^を推定している。また、磁極位置推定器１３
は、図４に示すように、減算器３１と、乗算器３２と、
積分器３３とから構成されている。減算器３１は、高周
波インピーダンスＺqmとＺdmの差を求めている。乗算器
３２は、減算器３１からの出力に、制御ゲイン（Ｋp＋
Ｋi／ｓ）を乗算した値を出力している。ここで、Ｋpは
比例ゲインであり、Ｋiは積分ゲインである。積分器３
３は、乗算器３２の出力値を積分して、推定磁極位置θ
^として出力している。つまり、磁極位置推定器１３で
はＺdmとＺqmが一致するように減算器３１と積算器３２
とからなるＰＩ調整器を調整し、その出力を積分器３３
により積分することによって磁極位置推定値θ^を得て
いる。
ピーダンスＺdm、Ｚqmの大きさが等しくなるような磁極
位置θ^を推定している。また、磁極位置推定器１３
は、図４に示すように、減算器３１と、乗算器３２と、
積分器３３とから構成されている。減算器３１は、高周
波インピーダンスＺqmとＺdmの差を求めている。乗算器
３２は、減算器３１からの出力に、制御ゲイン（Ｋp＋
Ｋi／ｓ）を乗算した値を出力している。ここで、Ｋpは
比例ゲインであり、Ｋiは積分ゲインである。積分器３
３は、乗算器３２の出力値を積分して、推定磁極位置θ
^として出力している。つまり、磁極位置推定器１３で
はＺdmとＺqmが一致するように減算器３１と積算器３２
とからなるＰＩ調整器を調整し、その出力を積分器３３
により積分することによって磁極位置推定値θ^を得て
いる。
【００１６】次に、この従来の同期電動機の制御装置の
動作について説明する。
動作について説明する。
【００１７】図３に示したこの従来の同期電動機の制御
装置では、高周波発生器４で駆動周波数とは異なる高周
波電圧を発生し、電流制御器５の出力である電圧指令値
のγ成分（磁束成分）に加算する。その加算結果と電圧
指令値のδ成分（トルク成分）とを２相３相変換器３に
おいて３相の電圧指令値に変換し、ＰＷＭ電圧形インバ
ータ装置に指令し同期電動機１に供給する。そのときの
同期電動機１に流れる電流をｄ−ｑ変換器７で推定磁極
位置を用いて制御軸に座標変換し、ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）６において重畳した高周波電圧と同じ種は成
分を除去したものをフィードバックし、励磁成分（ｉγ
*）、トルク成分（ｉδ*）の各々の電流指令値との偏差
を電流制御器５でゼロとするように電流制御を実施す
る。一方、ｄ−ｑ変換器８では、検出電流を推定磁極位
置から４５度ずれたところに位置するインピーダンス観
測軸に変換し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９におい
て重畳した高周波成分を抽出し、抽出された高周波電流
成分と高周波電圧指令値とを高周波インピーダンス推定
器１０に入力する。高周波インピーダンス推定器１０に
おいて、γ軸から電気角４５度進んだ点と遅れた点の２
点で高周波インピーダンスＺdm、Ｚqmを推定し、図２に
示すように磁極位置推定器１１により、その２つのイン
ピーダンスの大きさが等しくなるように磁極位置を推定
する。
装置では、高周波発生器４で駆動周波数とは異なる高周
波電圧を発生し、電流制御器５の出力である電圧指令値
のγ成分（磁束成分）に加算する。その加算結果と電圧
指令値のδ成分（トルク成分）とを２相３相変換器３に
おいて３相の電圧指令値に変換し、ＰＷＭ電圧形インバ
ータ装置に指令し同期電動機１に供給する。そのときの
同期電動機１に流れる電流をｄ−ｑ変換器７で推定磁極
位置を用いて制御軸に座標変換し、ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）６において重畳した高周波電圧と同じ種は成
分を除去したものをフィードバックし、励磁成分（ｉγ
*）、トルク成分（ｉδ*）の各々の電流指令値との偏差
を電流制御器５でゼロとするように電流制御を実施す
る。一方、ｄ−ｑ変換器８では、検出電流を推定磁極位
置から４５度ずれたところに位置するインピーダンス観
測軸に変換し、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９におい
て重畳した高周波成分を抽出し、抽出された高周波電流
成分と高周波電圧指令値とを高周波インピーダンス推定
器１０に入力する。高周波インピーダンス推定器１０に
おいて、γ軸から電気角４５度進んだ点と遅れた点の２
点で高周波インピーダンスＺdm、Ｚqmを推定し、図２に
示すように磁極位置推定器１１により、その２つのイン
ピーダンスの大きさが等しくなるように磁極位置を推定
する。
【００１８】この従来の同期電動機の制御装置では、重
畳した高周波成分においてインピーダンスを観測すると
回転子構造あるいは磁気飽和の影響により、図５に示す
ようにインピーダンスの大きさが主磁束方向（ｄ軸）と
それに対し電気角９０度の方向（ｑ軸）とで異なるとい
う現象（電気的突極性）を利用する。そして、図６のよ
うにこのインピーダンス偏差がゼロとなるように推定磁
束軸（γ軸）を調整すれば、最終的にγ軸が実際の磁束
軸であるｄ軸に一致し、磁極位置を推定することができ
る。
畳した高周波成分においてインピーダンスを観測すると
回転子構造あるいは磁気飽和の影響により、図５に示す
ようにインピーダンスの大きさが主磁束方向（ｄ軸）と
それに対し電気角９０度の方向（ｑ軸）とで異なるとい
う現象（電気的突極性）を利用する。そして、図６のよ
うにこのインピーダンス偏差がゼロとなるように推定磁
束軸（γ軸）を調整すれば、最終的にγ軸が実際の磁束
軸であるｄ軸に一致し、磁極位置を推定することができ
る。
【００１９】しかしながら、この磁極位置推定方法は磁
石による磁束と電機子反作用による磁束とで合成された
主磁束の位置を推定することができるが、磁極位置を推
定するものではなかった。従って、高負荷時や負荷が急
変した場合には磁極位置と推定磁極位置との誤差が増加
し、制御不能になることがあった。
石による磁束と電機子反作用による磁束とで合成された
主磁束の位置を推定することができるが、磁極位置を推
定するものではなかった。従って、高負荷時や負荷が急
変した場合には磁極位置と推定磁極位置との誤差が増加
し、制御不能になることがあった。
【００２０】実際には、図７に示すように、電動機の負
荷が増加した場合は、主磁束は回転子の回転方向と反対
側にずれ、電気的突極性も主磁束のずれと同方向にずれ
ることとなる。これは、負荷が増加すると電気子電流に
よって生じる磁束が増加し、磁石による磁束との合成さ
れた主磁束は、磁極位置により内部相差角分だけ遅れる
ことによるものである。したがって、従来の磁極位置推
定方法では、電動機に負荷が与えられている状態で磁極
位置を推定する場合には、推定された磁極位置は合成さ
れた主磁束の位置であって、常に内部相差角分のオフセ
ットがγ軸とｄ軸との間に存在することになる。このた
め、γ軸とｄ軸を一致させようとしてもすぐに内部相差
角分ずれるため、急激に負荷が与えられた場合には制御
不能になることも考えられる。
荷が増加した場合は、主磁束は回転子の回転方向と反対
側にずれ、電気的突極性も主磁束のずれと同方向にずれ
ることとなる。これは、負荷が増加すると電気子電流に
よって生じる磁束が増加し、磁石による磁束との合成さ
れた主磁束は、磁極位置により内部相差角分だけ遅れる
ことによるものである。したがって、従来の磁極位置推
定方法では、電動機に負荷が与えられている状態で磁極
位置を推定する場合には、推定された磁極位置は合成さ
れた主磁束の位置であって、常に内部相差角分のオフセ
ットがγ軸とｄ軸との間に存在することになる。このた
め、γ軸とｄ軸を一致させようとしてもすぐに内部相差
角分ずれるため、急激に負荷が与えられた場合には制御
不能になることも考えられる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の同期電
動機の制御装置では、大きな負荷が与えられたり急激に
負荷が与えられると、磁極位置の検出ができなくなり制
御不能となる可能性を有しているという問題点があっ
た。
動機の制御装置では、大きな負荷が与えられたり急激に
負荷が与えられると、磁極位置の検出ができなくなり制
御不能となる可能性を有しているという問題点があっ
た。
【００２２】本発明の目的は、高負荷時、負荷急変時で
も確実に磁極位置を検出することにより、安定した制御
を行うことのできる同期電動機の制御装置を提供するこ
とである。
も確実に磁極位置を検出することにより、安定した制御
を行うことのできる同期電動機の制御装置を提供するこ
とである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の同期電動機の制御装置は、同期電動機を制
御するための電圧指令値又は電流指令値の励磁成分に、
駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を重畳するこ
とにより、高周波領域におけるインピーダンスに電気的
突極性を生じさせ、該突極性に基づいて磁極位置を推定
して第１の磁極位置とし、電流指令値のトルク成分に比
例定数を乗算することにより内部相差角補償角を算出
し、前記第１の磁極位置から、算出された前記内部相差
角補償角を差し引いて第２の磁極位置とする。
に、本発明の同期電動機の制御装置は、同期電動機を制
御するための電圧指令値又は電流指令値の励磁成分に、
駆動周波数とは異なる周波数の高周波電圧を重畳するこ
とにより、高周波領域におけるインピーダンスに電気的
突極性を生じさせ、該突極性に基づいて磁極位置を推定
して第１の磁極位置とし、電流指令値のトルク成分に比
例定数を乗算することにより内部相差角補償角を算出
し、前記第１の磁極位置から、算出された前記内部相差
角補償角を差し引いて第２の磁極位置とする。
【００２４】本発明では、先ず、同期電動機に駆動周波
数とは異なる周波数の高周波電圧あるいは高周波電流を
重畳し、主磁束による磁気飽和と高周波による表皮効果
とにより、高周波領域におけるインピーダンスに電気的
突極性を生じさせ、その突極性に基づいて推定される磁
極位置を第１の磁極位置とする。同期電動機に負荷が与
えられていない上代では、この第１の磁極位置が推定さ
れた時点で制御軸（γ軸）とｄ軸とは一致した状態とな
っている。しかしながら、同期電動機に負荷が与えられ
た上では、ｄ軸は制御軸に対し内部相差角分のオフセッ
トを持つことになる。そのため、電流指令値のトルク成
分に比例定数を乗算することにより内部相差角補償角を
算出し、第１の磁極位置から、算出された内部相差角補
償角を差し引くことにより真のｄ軸の位置である第２の
磁極位置を推定することができる。
数とは異なる周波数の高周波電圧あるいは高周波電流を
重畳し、主磁束による磁気飽和と高周波による表皮効果
とにより、高周波領域におけるインピーダンスに電気的
突極性を生じさせ、その突極性に基づいて推定される磁
極位置を第１の磁極位置とする。同期電動機に負荷が与
えられていない上代では、この第１の磁極位置が推定さ
れた時点で制御軸（γ軸）とｄ軸とは一致した状態とな
っている。しかしながら、同期電動機に負荷が与えられ
た上では、ｄ軸は制御軸に対し内部相差角分のオフセッ
トを持つことになる。そのため、電流指令値のトルク成
分に比例定数を乗算することにより内部相差角補償角を
算出し、第１の磁極位置から、算出された内部相差角補
償角を差し引くことにより真のｄ軸の位置である第２の
磁極位置を推定することができる。
【００２５】そして、この第２の磁極位置を用いてベク
トル制御を実施することにより高負荷が与えられたり、
負荷が急変した場合でも、その負荷に応じて、電気的突
極性のずれる方向にインピーダンス観測軸を移動させ、
常に制御が安定する範囲内に制御軸を置くように補正す
ることになる。したがって、安定な制御が可能となり、
従来問題であった高負荷時や負荷急変時の磁束位置検出
が不能となる問題を解決することができる。
トル制御を実施することにより高負荷が与えられたり、
負荷が急変した場合でも、その負荷に応じて、電気的突
極性のずれる方向にインピーダンス観測軸を移動させ、
常に制御が安定する範囲内に制御軸を置くように補正す
ることになる。したがって、安定な制御が可能となり、
従来問題であった高負荷時や負荷急変時の磁束位置検出
が不能となる問題を解決することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。
て図面を参照して詳細に説明する。
【００２７】図１は本発明の一実施形態の同期電動機の
制御装置の構成を示すブロック図である。図１におい
て、図３中の構成要素と同一の構成要素には同一の符号
を付し、説明を省略するものとする。
制御装置の構成を示すブロック図である。図１におい
て、図３中の構成要素と同一の構成要素には同一の符号
を付し、説明を省略するものとする。
【００２８】本実施形態の同期電動機の制御装置は、図
３に示した従来の同期電動機の制御装置に対して、磁極
位置推定器１３により推定された磁極位置推定値θ^を
第１の磁極位置推定値とし、この第１の磁極位置推定値
θ^から内部相差角を差し引いて第２の磁極位置推定値
θc^とする磁極位置推定器１４を新たに設けたものであ
る。
３に示した従来の同期電動機の制御装置に対して、磁極
位置推定器１３により推定された磁極位置推定値θ^を
第１の磁極位置推定値とし、この第１の磁極位置推定値
θ^から内部相差角を差し引いて第２の磁極位置推定値
θc^とする磁極位置推定器１４を新たに設けたものであ
る。
【００２９】本実施形態の同期電動機の制御装置では、
磁極位置推定装置１４を新たに設けたことにより、ｄ−
ｑ変換器７、減算器４１は、第１の磁極位置推定値θ^
の替わりに第２の磁極位置推定値θc^を用いて、変換又
は演算等の処理を行う。
磁極位置推定装置１４を新たに設けたことにより、ｄ−
ｑ変換器７、減算器４１は、第１の磁極位置推定値θ^
の替わりに第２の磁極位置推定値θc^を用いて、変換又
は演算等の処理を行う。
【００３０】磁極位置推定器１３は、高周波インピーダ
ンスＺdm、Ｚqmの偏差がなくなるように第１の磁極位置
推定値θ^を推定している。
ンスＺdm、Ｚqmの偏差がなくなるように第１の磁極位置
推定値θ^を推定している。
【００３１】磁極位置推定器１４は、電流指令値ｉδ*
に基づいて内部相差角補償角θrを算出し、磁極位置推
定器１３により算出された第１の磁極位置推定値θ^か
ら、算出された内部相差角補償角θrを差し引くことに
より第２の磁極位置推定値θ^ｃを算出している。
に基づいて内部相差角補償角θrを算出し、磁極位置推
定器１３により算出された第１の磁極位置推定値θ^か
ら、算出された内部相差角補償角θrを差し引くことに
より第２の磁極位置推定値θ^ｃを算出している。
【００３２】次に、図２を参照して、磁極位置推定器１
４の構成をさらに詳細に説明する。
４の構成をさらに詳細に説明する。
【００３３】磁極位置推定器１４は、図２に示されるよ
うに、乗算器３４と、減算器３７とから構成されてい
る。
うに、乗算器３４と、減算器３７とから構成されてい
る。
【００３４】乗算器３４は、トルク成分電流指令値（ｉ
δ*）に比例定数Ｋθを乗算した値を内部相差角補償角
θr^として出力する。減算器３７は、磁極位置推定器１
３により推定された第１の磁極位置推定値θ^から、乗
算器３４により求められた内部相差角補償角θr^を引い
た値を第２の磁極位置推定値θc^として出力する。
δ*）に比例定数Ｋθを乗算した値を内部相差角補償角
θr^として出力する。減算器３７は、磁極位置推定器１
３により推定された第１の磁極位置推定値θ^から、乗
算器３４により求められた内部相差角補償角θr^を引い
た値を第２の磁極位置推定値θc^として出力する。
【００３５】本実施形態の同期電動機の制御装置によれ
ば、先ず磁極位置推定器１３により高周波インピーダン
スＺdm、Ｚqmの偏差が無くなるようにすることにより第
１の磁極位置推定値θ^を求め、次に、磁極位置推定器
１４によりトルク成分電流指令値（ｉδ*）から第１の
磁極位置推定値θ^に含まれる内部相差角補償角θr^を
求め、第１の磁極位置推定値θ^から内部相差角補償角
θr^を引いた値を第２の磁極位置推定値θc^する。そし
て、第２の磁極位置推定値θc^を用いて同期電動機の制
御を行えば、高負荷が与えられたり、負荷が急変した場
合でも、それに適したトルクを出力することができるの
でゼロ周波数領域においても同期電動機を安定して制御
することができる。
ば、先ず磁極位置推定器１３により高周波インピーダン
スＺdm、Ｚqmの偏差が無くなるようにすることにより第
１の磁極位置推定値θ^を求め、次に、磁極位置推定器
１４によりトルク成分電流指令値（ｉδ*）から第１の
磁極位置推定値θ^に含まれる内部相差角補償角θr^を
求め、第１の磁極位置推定値θ^から内部相差角補償角
θr^を引いた値を第２の磁極位置推定値θc^する。そし
て、第２の磁極位置推定値θc^を用いて同期電動機の制
御を行えば、高負荷が与えられたり、負荷が急変した場
合でも、それに適したトルクを出力することができるの
でゼロ周波数領域においても同期電動機を安定して制御
することができる。
【００３６】本実施形態では、励磁成分電圧指令値Ｖγ
*に高周波電圧Ｖinjを重畳し、同期電動機１の電流値を
検出して高周波インピーダンスを測定することにより磁
極位置の推定を行っているが、本発明はこのような場合
に限定されるものではなく、励磁成分電流指令値ｉγ*
に高周波電圧Ｖinjを重畳し、同期電動機１の電圧値を
検出して高周波インピーダンスを測定することにより磁
極位置の推定を行うようにしても同様な効果を得ること
ができる。
*に高周波電圧Ｖinjを重畳し、同期電動機１の電流値を
検出して高周波インピーダンスを測定することにより磁
極位置の推定を行っているが、本発明はこのような場合
に限定されるものではなく、励磁成分電流指令値ｉγ*
に高周波電圧Ｖinjを重畳し、同期電動機１の電圧値を
検出して高周波インピーダンスを測定することにより磁
極位置の推定を行うようにしても同様な効果を得ること
ができる。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ゼロ周波数領域においても同期電動機の磁極位置を精度
良く推定し、高負荷が与えられたり、負荷が急変した場
合でも、それに適したトルクを出力することができ、安
定したセンサレスベクトル制御を行うことができる。
ゼロ周波数領域においても同期電動機の磁極位置を精度
良く推定し、高負荷が与えられたり、負荷が急変した場
合でも、それに適したトルクを出力することができ、安
定したセンサレスベクトル制御を行うことができる。
【図１】本発明の一実施形態の同期電動機の制御装置の
構成を示す制御ブロック図である。
構成を示す制御ブロック図である。
【図２】図１中の磁極位置推定器１３と磁極位置推定器
１４の構成を説明するためのブロック図である。
１４の構成を説明するためのブロック図である。
【図３】従来の同期電動機の制御装置の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】図３中の磁極位置推定器１３の構成を説明する
ためのブロック図である。
ためのブロック図である。
【図５】無負荷時の高周波インピーダンス軌跡を示す図
である。
である。
【図６】２次磁束軸、制御軸γ、ｄ軸、インピーダンス
観測軸ｑｍ、ｄｍの関係を説明するための図である。
観測軸ｑｍ、ｄｍの関係を説明するための図である。
【図７】同期電動機に負荷が与えられた場合の高周波イ
ンピーダンス軌跡を示す図である。
ンピーダンス軌跡を示す図である。
１ 同期電動機 ２ ＰＷＭ電圧型インバータ装置 ３ ２相３相変換器 ４ 高周波発生器 ５ 電流制御器 ６ ローパスフィルタ（ＬＰＦ） ７ ｄ−ｑ変換器（制御軸への座標変換器） ８ ｄ−ｑ変換器(インピーダンス観測軸への座標変
換器) ９ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ） １０ 高周波インピーダンス推定器 １２ 電流検出器 １３ 磁極位置推定器 １４ 磁極位置推定器 ３１ 減算器 ３２ 乗算器 ３３ 積分器 ３４ 除算器 ３７ 減算器 ３８ 加算器 ３９、４０、４１、４２ 減算器
換器) ９ バンドパスフィルタ（ＢＰＦ） １０ 高周波インピーダンス推定器 １２ 電流検出器 １３ 磁極位置推定器 １４ 磁極位置推定器 ３１ 減算器 ３２ 乗算器 ３３ 積分器 ３４ 除算器 ３７ 減算器 ３８ 加算器 ３９、４０、４１、４２ 減算器
Claims (4)
- 【請求項１】 同期電動機を制御するための電圧指令値
の励磁成分に、駆動周波数とは異なる周波数の高周波電
圧を重畳することにより、高周波領域におけるインピー
ダンスに電気的突極性を生じさせ、 該突極性に基づいて磁極位置を推定して第１の磁極位置
とし、 電流指令値のトルク成分に比例定数を乗算することによ
り内部相差角補償角を算出し、 前記第１の磁極位置から、算出された前記内部相差角補
償角を差し引いて第２の磁極位置とする同期電動機の磁
極位置推定方法。 - 【請求項２】 同期電動機を制御するための電流指令値
の励磁成分に、駆動周波数とは異なる周波数の高周波電
流を重畳することにより、高周波領域におけるインピー
ダンスに電気的突極性を生じさせ、 該突極性に基づいて磁極位置を推定して第１の磁極位置
とし、 電流指令値のトルク成分に比例定数を乗算することによ
り内部相差角補償角を算出し、 前記第１の磁極位置から、算出された前記内部相差角補
償角を差し引いて第２の磁極位置とする同期電動機の磁
極位置推定方法。 - 【請求項３】 磁極位置の推定値に基づき同期電動機の
電流値を磁束成分とトルク成分とに分離し、それぞれの
電流値を独立に制御することによって同期電動機の制御
を行う、同期電動機の制御装置であって、 同期電動機の制御軸（γ軸）の電圧指令値に高周波電圧
を重畳する高周波電圧発生器と、 同期電動機の電流値の位相を、前記制御軸を挟んで電気
角４５度の位置に変換する座標変換器と、 前記高周波発生器により重畳した高周波電圧の周波数成
分と同じ周波数成分の信号を前記座標変換器の出力電流
から抽出する高周波成分抽出器と、 前記高周波成分抽出器により抽出された電流と前記高周
波電圧に基づいて前記制御軸から電気角４５度進んだ点
と遅れた点の２点でそれぞれ高周波インピーダンスを推
定し、該２点間でのインピーダンスの偏差を推定する高
周波インピーダンス偏差推定器と、 前記２つの高周波インピーダンス間の偏差がゼロとなる
ような磁極位置を第１の磁極位置として推定する第１の
磁極位置推定器と、 電流指令値のトルク成分に比例定数を乗算することによ
り内部相差角補償角を算出し、前記第１の磁極位置か
ら、算出された前記内部相差角補償角を差し引いて第２
の磁極位置とする第２の磁極位置推定器と、 を備えている同期電動機の制御装置。 - 【請求項４】 磁極位置の推定値に基づき同期電動機の
電流値を磁束成分とトルク成分とに分離し、それぞれの
電流値を独立に制御することによって同期電動機の制御
を行う、同期電動機の制御装置であって、 同期電動機の制御軸（γ軸）の電流指令値に高周波電流
を重畳する高周波電流発生器と、 同期電動機の電圧値の位相を、前記制御軸を挟んで電気
角４５度の位置に変換する座標変換器と、 前記高周波発生器により重畳した高周波電流の周波数成
分と同じ周波数成分の信号を前記座標変換器の出力電圧
から抽出する高周波成分抽出器と、 前記高周波成分抽出器により抽出された電圧と前記高周
波電流に基づいて前記制御軸から電気角４５度進んだ点
と遅れた点の２点でそれぞれ高周波インピーダンスを推
定し、該２点間でのインピーダンスの偏差を推定する高
周波インピーダンス偏差推定器と、 前記２つの高周波インピーダンス間の偏差がゼロとなる
ような磁極位置を第１の磁極位置として推定する第１の
磁極位置推定器と、 電流指令値のトルク成分に比例定数を乗算することによ
り内部相差角補償角を算出し、前記第１の磁極位置か
ら、算出された前記内部相差角補償角を差し引いて第２
の磁極位置とする第２の磁極位置推定器と、 を備えている同期電動機の制御装置。
Priority Applications (6)
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|---|---|---|---|
| JP2001087228A JP4687846B2 (ja) | 2001-03-26 | 2001-03-26 | 同期電動機の磁極位置推定方法および制御装置 |
| TW091105515A TW561272B (en) | 2001-03-26 | 2002-03-21 | Method for estimating the magnetic pole location of a synchronous motor and control device of synchronous motor |
| EP02705432.9A EP1376849A4 (en) | 2001-03-26 | 2002-03-22 | METHOD FOR ESTIMATING THE MAGNETIC POLAR POSITION OF A SYNCHRONOUS MOTOR AND CONTROLLING THEREOF |
| PCT/JP2002/002740 WO2002078167A1 (fr) | 2001-03-26 | 2002-03-22 | Procede pour estimer la position polaire magnetique d'un moteur synchrone et de son controleur |
| US10/472,816 US6801011B2 (en) | 2001-03-26 | 2002-03-22 | Magnetic pole position estimating method and control apparatus for synchronous motor |
| CNB028073142A CN1256801C (zh) | 2001-03-26 | 2002-03-22 | 同步电动机的磁极位置推定方法及控制装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001087228A JP4687846B2 (ja) | 2001-03-26 | 2001-03-26 | 同期電動機の磁極位置推定方法および制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002291283A true JP2002291283A (ja) | 2002-10-04 |
| JP4687846B2 JP4687846B2 (ja) | 2011-05-25 |
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ID=18942500
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001087228A Expired - Fee Related JP4687846B2 (ja) | 2001-03-26 | 2001-03-26 | 同期電動機の磁極位置推定方法および制御装置 |
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|---|---|
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| EP (1) | EP1376849A4 (ja) |
| JP (1) | JP4687846B2 (ja) |
| CN (1) | CN1256801C (ja) |
| TW (1) | TW561272B (ja) |
| WO (1) | WO2002078167A1 (ja) |
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| CN103795302A (zh) * | 2012-11-02 | 2014-05-14 | 北京动力源科技股份有限公司 | 一种同步电动机专用变频器智能校极控制方法及装置和一种变频器 |
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| CN105048913A (zh) * | 2015-07-31 | 2015-11-11 | 河南科技大学 | 基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统 |
| US10133223B2 (en) | 2016-06-24 | 2018-11-20 | Ricoh Company, Ltd. | Angle estimator, motor controller, motor driver, motor driving system, image forming apparatus, and conveyance device |
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| WO2022113788A1 (ja) * | 2020-11-27 | 2022-06-02 | オリエンタルモーター株式会社 | 交流モータ制御装置およびそれを備えた駆動システム |
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