JP6422796B2 - 同期機制御装置及び駆動システム - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、同期機制御装置及び駆動システムに関する。

従来、同期機の制御方法として、小型軽量化、低コスト化、及び信頼性向上のために、レゾルバエンコーダ等の回転センサを用いないセンサレス制御が提案されている。一般に、センサレス制御では、低速域における制御精度の向上が困難であり、多様な開発が進められている。

例えば、低速域における制御方法として、ＰＷＭ高調波を利用した方法や、電圧指令に高周波電圧を重畳する方法や、電流指令に高周波電流を重畳する方法が利用されている。いずれの場合も、同期機に流れる電流や電圧の高周波成分に基づいて、同期機の回転位相角や角周波数を推定することができる。また、重畳する高周波信号を可変とすることで、騒音を低減する方法も提案されている。これらの方法を用いることにより、低速域における同期機のセンサレス制御が可能となる。

しかしながら、指令に高周波信号を重畳する場合、同期機の角周波数に応じて発生するスロット高調波の影響により、出力高周波成分に誤差が発生し、同期機の回転位相角や角周波数を精度よく推定できない恐れがあった。回転位相角の推定精度が低下すると、制御の不安定化や脱調が生じるという問題があった。

特開２００９−１５３３４７号公報 特開２００１−３３９９９９号公報 特開２０１１−１７２３２４号公報

スロット高調波の影響を抑制し、同期機の回転位相角を精度よく推定できる同期機制御装置及び駆動システムを提供する。

一実施形態に係る同期機制御装置は、インバータと、電圧指令生成部と、高周波重畳部と、推定部と、を備える。インバータは、同期機を駆動する。電圧指令生成部は、電流指令及びインバータの出力電流に基づいて電圧指令を生成する。高周波重畳部は、電流指令又は電圧指令に所定の高周波信号を重畳可能である。推定部は、同期機の推定回転位相角を算出する。高周波重畳部は、スロット高調波の周波数と、高周波信号の周波数と、のずれが所定値以上のとき、高周波信号を重畳し、所定値未満のとき、高周波信号を重畳しない。

第１実施形態に係る同期機駆動システムを示す図。 三相固定座標系及びｄｃｑｃ軸回転座標系を説明する図。 図１の高周波重畳部の構成を示す図。 図１の速度・回転位相角推定部２９の構成を示す図。 図４の第１誤差推定部の構成を示す図。 図５の振幅検出部の構成を示す図。 図６のバンドパスフィルタの機能を説明する図。 図６のＦＦＴ解析部による振幅の検出方法を説明する図。 図４の第２誤差推定部の構成を示す図。 スロット及びスロット高調波を説明する図。 図１の制御方式切替部の構成を示す図。 スロット高調波による影響を説明する図。 スロット高調波による影響を説明する図。 スロット高調波による影響を説明する図。 スロット高調波による影響を説明する図。 スロット高調波による影響を説明する図。 スロット高調波による影響を説明する図。 スロット高調波による影響を説明する図。 スロット高調波による影響を説明する図。 第２実施形態に係る同期機駆動システムを示す図。 図２０の高周波重畳部の構成を示す図。 高周波電圧の周波数及び振幅の変更方法を説明する図。 高周波電圧の周波数及び振幅の変更方法を説明する図。 高周波電圧の周波数及び振幅の変更方法を説明する図。 高周波電圧の周波数及び振幅の変更方法を説明する図。 高周波電圧の周波数及び振幅の変更方法を説明する図。

以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。

（第１実施形態）
第１実施形態に係る同期機駆動システム（以下、「システム」という）について、図１〜図１９を参照して説明する。図１は、本実施形態に係るシステムの構成を示す図である。図１に示すように、本実施形態に係るシステムは、同期機１と、同期機制御装置２と、を備える。

同期機１は、固定子及び回転子を備えるモータである。同期機１は、永久磁石を備える永久磁石同期機、シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）などの磁気的突極性を利用するリラクタンス式同期機、又は界磁磁束を二次巻線により供給する巻線界磁式同期機であるが、これに限られない。以下では、同期機１は、永久磁石同期機であるものとする。

同期機１の固定子は、３つの励磁相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）を有し、各励磁相に流れる３相交流電流によって磁界を発生させる。固定子が発生させた磁界により、回転子が回転する。

本実施形態に係る同期機制御装置２（以下、「制御装置２」という）は、高周波信号を利用する制御方式と、高周波信号を利用しない制御方式と、の２種類の制御方式を用いて、同期機１をセンサレスで制御する。以下では、高周波信号として高周波電圧を利用する場合について説明するが、高周波信号として高周波電流を利用してもよい。

図１に示すように、この制御装置２は、インバータ２１と、電流検出器２２と、座標変換部２３と、電圧指令生成部２４と、座標変換部２５と、変調部２６と、電圧検出器２７と、高周波重畳部２８と、速度・回転位相角推定部２９と、制御方式切替部３０と、を備える。

インバータ２１は、スイッチング素子を備える回路である。インバータ２１は、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切替えることにより、電源（図示省略）からの電力を交流に変換して、同期機１に供給する。インバータ２１は、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御信号を変調部２６から入力される。

電流検出器２２は、同期機１の固定子に流れる３相交流電流のうち、２相又は３相の電流を検出する。図１は、２相（Ｕ相及びＷ相）の電流ｉｕ，ｉｗを検出する構成を示している。尚、同期機１の固定子に流れる３相交流電流は、インバータ２１の直流側電流に基づき演算により求めてもよい。この場合、制御装置２は、電流検出器２２を備えなくてもよい。

座標変換部２３は、電流検出器２２が検出した電流ｉｕ，ｉｗを、三相固定座標系からｄｃｑｃ軸回転座標系に座標変換し、電流ｉｄｃ，ｉｑｃを算出する。電流ｉｄｃは、固定子に流れる電流（インバータ２１の出力電流）のｄｃ軸成分であり、電流ｉｑｃは、固定子に流れる電流（インバータ２１の出力電流）のｑｃ軸成分である。ここで、三相固定座標系及びｄｃｑｃ軸回転座標系について、図２を参照して説明する。

図２に示すように、三相固定座標系は、α軸とβ軸とからなる固定座標系である。図２において、α軸は、Ｕ相方向に設定され、β軸は、α軸と垂直な方向に設定されている。電流検出器２２により検出された電流ｉｕ，ｉｗは、このような三相固定座標上で表される。

これに対して、ｄｃｑｃ軸回転座標系は、ｄｃ軸とｑｃ軸とからなる回転座標系である。ｄｃ軸は、制御装置２がｄ軸方向（回転子のインダクタンスが最小の方向）と推定した方向に設定され、ｑｃ軸は、制御装置２がｑ軸方向（回転子のインダクタンスが最大の方向）と推定した方向に設定される。図２のインダクタンス楕円は、回転子のインダクタンスを示している。

図２に示すように、ｄｃｑｃ軸と、ｄｑ軸と、は必ずしも一致するとは限らない。回転子の実際の回転位相角θは、α軸からｄ軸までの角度で表される。また、制御装置２が推定した回転子の推定回転位相角θｅｓｔは、α軸からｄｃ軸までの角度で表される。以下では、回転位相角θと推定回転位相角θｅｓｔとの誤差を、誤差Δθという。

座標変換部２３は、速度・回転位相角推定部２９が出力した推定回転位相角θｅｓｔを用いることにより、三相固定座標系をｄｃｑｃ軸回転座標系に変換することができる。

電圧指令生成部２４（電流制御部）は、電流ｉｄｃ，ｉｑｃ、電流指令ｉｄｃ^＊，ｉｑｃ^＊、及び推定速度ωｅｓｔに基づいて、同期機１に流れる電流が電流指令ｉｄｃ^＊，ｉｑｃ^＊となるように、電圧指令ｖｄｃ^＊，ｖｑｃ^＊を算出する。

電流指令ｉｄｃ^＊は、同期機１に流す電流のｄｃ軸成分である。電流指令ｉｑｃ^＊は、同期機１に流す電流のｑｃ軸成分である。推定速度ωｅｓｔは、制御装置２が推定した回転子の速度（角周波数）ωである。電圧指令ｖｄｃ^＊は、同期機１の固定子に印加する電圧のｄｃ軸成分である。電圧指令ｖｑｃ^＊は、同期機１の固定子に印加する電圧のｑｃ軸成分である。

以下では、電流指令ｉｄｃ^＊，ｉｑｃ^＊は、外部装置から入力されるものとするが、制御装置２が、トルク指令などに基づいて電流指令ｉｄｃ^＊，ｉｑｃ^＊を生成する電流指令生成部を更に備える構成も可能である。

座標変換部２５は、電圧指令生成部２４が出力した電圧指令ｖｄｃ^＊，ｖｄｃ^＊を、ｄｃｑｃ軸回転座標系から三相固定座標系に座標変換する。座標変換部２５は、座標変換部２３と同様、推定回転位相角θｅｓｔを用いることにより、ｄｃｑｃ軸回転座標系を三相固定座標系に変換する。

以下では、座標変換部２５が座標変換した電圧指令ｖｄｃ^＊，ｖｄｃ^＊を、電圧指令ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊という。電圧指令ｖｕ^＊は、固定子のＵ相に印加する電圧であり、電圧指令ｖｖ^＊は、固定子のＶ相に印加する電圧であり、電圧指令ｖｗ^＊は、固定子のＷ相に印加する電圧である。

変調部２６は、電圧指令ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊に基づいて、インバータ２１の各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御信号ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を生成する。制御信号ｖｕ′は、Ｕ相のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦに対応する２値の信号である。制御信号ｖｖ′，ｖｗ′についても同様である。

変調部２６は、例えば、電圧指令ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊を、三角波を用いたＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）によって変調することにより、制御信号ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を生成することができる。変調部２６は、生成した制御信号ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′をインバータ２１に入力する。

電圧検出器２７は、変調部２７が出力した制御信号ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を検出し、速度・回転位相角推定部２９に入力する。

高周波重畳部２８は、制御方式切替部３０から入力される切替信号に応じて、電圧指令ｖｄｃ^＊に高周波電圧ｖｄｈを重畳する。高周波電圧ｖｄｈは、電圧指令ｖｄｃ^＊に重畳する電圧値である。

ここで、図３は、高周波重畳部２８を示す図である。図３に示すように、高周波重畳部２８は、高周波電圧算出部３１を備える。

高周波電圧算出部３１は、切替信号として１を入力された場合、ｖｄｈ＝Ｖｄｈ^＊×ｓｉｎ（２ｆｄｈ×ｔ）を計算し、高周波電圧ｖｄｈを出力する。Ｖｄｈ^＊は、高周波電圧の振幅の設定値である。ｆｄｈは、高周波電圧の周波数である。高周波電圧算出部３１が出力した高周波電圧ｖｄｈは、電圧指令ｖｄｃ^＊に重畳され、座標変換部２５に入力される。なお、切替信号については後述する。

一方、高周波電圧算出部３１は、切替信号として０を入力された場合、ｖｄｈ＝０×ｓｉｎ（２ｆｄｈ×ｔ）を計算し、０を出力する。したがって、電圧指令ｖｄｃ^＊は、そのまま座標変換部２５に入力される。

なお、高周波信号として高周波電流を重畳する場合には、高周波重畳部２８は、切替信号に応じて、電流指令ｉｄｃ^＊，ｉｑｃ^＊に高周波電流を重畳してもよい。例えば、電流指令ｉｄｃ^＊に、高周波電流ｉｄｈを重畳する場合、高周波電流ｉｄｈは、ｉｄｈ＝Ｉｄｈ^＊×ｓｉｎ（２ｆｄｈ×ｔ）となる。Ｉｄｈ^＊は、高周波電流ｉｄｈの振幅の設定値である。

速度・回転位相角推定部２９（以下、「推定部２９」という）は、同期機１の回転子の速度ω及び回転位相角θを推定し、推定速度ωｅｓｔ及び推定回転位相角θｅｓｔを算出する。推定部２９が出力した推定速度ωｅｓｔは、電圧指令生成部２４及び制御方式切替部３０に入力される。また、推定回転位相角θｅｓｔは、座標変換部２３，２６に入力され、座標変換に利用される。

図４は、推定部２９の構成を示す図である。図４に示すように、推定部２９は、第１誤差推定部３２と、第２誤差推定部３３と、ＰＬＬ制御部３４と、積分器３５と、を備える。

第１誤差推定部３２は、高周波電圧ｖｈを利用した任意の方法で、回転位相角θと推定回転位相角θｅｓｔとの誤差Δθ１を算出する。第２誤差推定部３３は、高周波電圧ｖｈを利用しない任意の方法で、回転位相角θと推定回転位相角θｅｓｔとの誤差Δθ２を算出する。

ＰＬＬ制御部３４は、切替信号に応じて誤差Δθ１又は誤差Δθ２を入力される。ＰＬＬ制御部３４は、切替信号が１の場合、誤差Δθ１を入力され、切替信号が０の場合、誤差Δθ２を入力される。ＰＬＬ制御部３４は、入力された誤差Δθが０になるようにＰＬＬ制御を行い、推定速度ωｅｓｔを算出する。ＰＬＬ制御部３４が出力した推定速度ωｅｓｔは、積分器３５に入力される。

積分器３５は、推定速度ωｅｓｔを積分し、推定回転位相角θｅｓｔを算出する。

すなわち、推定部２９は、切替信号が１の場合、高周波電圧ｖｈを利用して推定速度ωｅｓｔ及び推定回転位相角θｅｓｔを算出し、切替信号が０の場合、高周波電圧ｖｈを利用しない方法で推定速度ωｅｓｔ及び推定回転位相角θｅｓｔを算出する。

ここで、第１誤差推定部３２及び第２誤差推定部３３について、それぞれ詳細に説明する。まず、第１誤差推定部３２による誤差Δθ１の算出方法の一例について説明する。

一般に、誤差Δθが０の場合、すなわち、実際のｄｑ軸と推定したｄｃｄｑ軸が一致する場合、ｄｑ軸電圧方程式は以下の式で表される。

式（１）において、ωｅは電気角回転周波数、ｖｄはｄ軸電圧、ｖｑはｑ軸電圧、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、Ｒは同期機１の巻線抵抗、Ψは磁束、ωは同期機１の速度（角周波数）、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ｐは微分演算子（ｄ／ｄｔ）である。

これに対して、誤差Δθが０ではない場合、すなわち、実際のｄｑ軸と推定したｄｃｄｑ軸との間に誤差が生じている場合、ｄｑ軸電圧方程式は以下の式で表される。

式（２）において、ｖｄｃはｄｃ軸電圧（ｄ軸電圧の推定値）、ｖｑｃはｑｃ軸電圧（ｑ軸電圧の推定値）、ｉｄｃはｄｃ軸電流（ｄ軸電流の推定値）、ｉｑｃはｑｃ軸電流（ｑ軸電流の推定値）である。

本実施形態のように、ｄｃ軸電圧（電圧指令値ｖｄｃ^＊）に高周波電圧ｖｄｈを重畳した場合、式（２）の微分項は以下の式で表される。

式（７）より、誤差Δθが０の場合、ｄｃ軸電圧に高周波電圧ｖｄｈを重畳しても、ｓｉｎ２Δθ＝０となり、ｑｃ軸には高周波電流が流れないことがわかる（ｐｉｑｃ＝０）。これに対して、誤差Δθが０でない場合、ｄｃ軸電圧に高周波電圧ｖｄｈを重畳すると、ｓｉｎ２Δθ≠０となり、ｑｃ軸には高周波電流が流れることがわかる（ｐｉｑｃ≠０）。

そして、誤差Δθが十分小さい場合、ｃｏｓ２Δθ＝１、ｓｉｎ２Δθ＝２Δθと近似できる。したがって、式（７）は、以下のように変形することができる。

式（８）において、ｄｔは電流のサンプリング間隔、ｉｑｃ′＿ｐ−ｐは、ｑｃ軸高周波電流（ｑｃ軸電流の高域成分）の振幅である。第１誤差推定部３２は、上記の式（８）により、誤差Δθ１を算出することができる。

ここで、図５は、上記の方法で誤差Δθ１を算出する第１誤差推定部３２を示す図である。図５に示すように、第１誤差推定部３２は、振幅検出部３６を備える。

振幅検出部３６は、座標変換部２３から入力されたｑｃ軸電流ｉｑｃから、高周波電流の振幅ｉｑｃ′＿ｐ−ｐを検出する。第１誤差推定部３２は、振幅検出部３６が出力した振幅ｉｑｃ′＿ｐ−ｐと、高周波重畳部２８から入力された高周波電圧ｖｄｈと、を式（８）に代入し、誤差Δθ１を算出する。なお、インダクタンスＬｄ，Ｌｑは、例えば、電流ｉｑｃと対応付けられたインダクタンステーブルを参照して取得すればよい。また、サンプリング間隔ｄｔは、設定値である。

ここで、図６は、振幅検出部３６を示す図である。図６に示すように、振幅検出部３６は、バンドパスフィルタ３７と、ＦＦＴ解析部３８と、を備える。

バンドパスフィルタ３７は、図７に示すように、入力された電流ｉｑｃのうち、高周波電圧ｖｄｈの周波数ｆｄｈを含む所定の範囲の周波数成分を通過させ、範囲外の周波数成分を減衰させる。これにより、バンドパスフィルタ３７は、電流ｉｑｃから、周波数ｆｄｈを有する高周波電流ｉｑｃ′を検出する。

なお、バンドパスフィルタ３７のカットオフ周波数は、高周波電流ｉｑｃ′を検出可能であれば、一定であってもよいし、可変であってもよい。バンドパスフィルタ３７が出力した高周波電流ｉｑｃ′は、ＦＦＴ解析部３８に入力される。

ＦＦＴ解析部３８は、バンドパスフィルタ３７が検出した高周波電流ｉｑｃ′の振幅ｉｑｃ′＿ｐ−ｐを算出する。ＦＦＴ解析部３８は、例えば、図８に示すように、高周波電流ｉｑｃ′に対して、高周波電圧ｖｄｈの１周期（＝１／ｆｄｈ）中に４回サンプリングを行い、サンプリングされた４つの電流値から振幅ｉｑｃ′＿ｐ−ｐを算出する。

高周波電流ｉｑｃ′は、バンドパスフィルタ３７によって余計な周波数成分を除去されているため、ＦＦＴ解析部３８は、図８に示すように、振幅ｉｑｃ′＿ｐ−ｐを精度よく算出することができる。

なお、第１誤差推定部３２による誤差Δθ１の算出方法は、上記の方法に限られず、高周波電圧ｖｈを利用した周知の方法の中から任意に選択可能である。

次に、第２誤差推定部３３について説明する。図９は、第２誤差推定部３３の構成を示す図である。図９に示すように、座標変換部３９と、高調波観測部４０と、インダクタンス分布近似算出部４１と、Δθ２算出部４２と、を備える。

座標変換部３９は、電流検出器２２が検出した電流ｉｕ，ｉｗを、図２のαβ軸座標系に座標変換し、電流Ｉα，Ｉβを算出する。同様に、座標変換部３９は、電圧検出器２７から入力された制御信号ｖｕ′，ｖｖ′，ｖｗ′を、αβ軸座標系に座標変換し、電圧Ｖα，Ｖβを算出する。

高周波観測部４０は、座標変換部３９が算出した電流Ｉα，ＩβのＰＷＭ高調波成分ｄＩαｆｈ／ｄｔ，ｄＩβｆｈ／ｄｔを算出する。同様に、高周波観測部４０は、座標変換部３９が算出した電圧Ｖα，ＶβのＰＷＭ高調波成分ΔＶαｈｆ，ΔＶβｈｆを算出する。

インダクタンス分布近似算出部４１は、ＰＷＭ高調波成分ｄＩαｆｈ／ｄｔ，ｄＩβｆｈ／ｄｔ，ΔＶαｈｆ，ΔＶβｈｆに基づいて、インダクタンス行列Ｌを算出する。

Δθ２算出部４２は、インダクタンス行列Ｌに基づいて、誤差Δθ２を算出する。

なお、第２誤差推定部３３による誤差Δθ２の算出方法は、上記のＰＷＭ高調波を用いた方法に限られず、高周波電圧ｖｈを利用しない周知の方法の中から任意に選択可能である。

制御方式切替部３０は、スロット高調波の周波数と、高周波電圧ｖｈｆの周波数と、を比較し、比較結果に応じて、１又は０の切替信号を出力する。

ここで、スロット及びスロット高調波について説明する。図１０に示すように、同期機１は、固定子１０１と、回転子１０２と、を備える。固定子１０１は、複数の突極１０３を備える。突極１０３は、回転子１０２と対向するように、所定間隔で配列されている。また、隣接した突極１０３の間には、スロット１０４が形成されている。

磁束の通りやすさは、回転子１０２と、突極１０３及びスロット１０４と、の位置関係によって変化する。図１０に示すように、突極１０３は、磁束が通りやすく（インダクタンスが大きく）、スロット１０４は、磁束が通り難い（インダクタンスが小さい）。このような同期機１では、回転子１０２が回転すると、固定子１０１との間のインダクタンスの変化に起因したスロット高調波が発生し、固定子１０１の電流や電圧に重畳される。一般に、ｄｑ軸座標系において、スロット高調波の周波数ｆｓｌｏｔは、以下の式で表される。

式（９）において、ＳＬはスロット数、ｆｅは電気角回転周波数、ｆｍｅｃｈは同期機１の回転周波数、Ｐｐは極対数である。式（９）からわかるように、スロット高調波の周波数ｆｓｌｏｔは、同期機１の周波数ｆｍｅｃｈに応じて変化する。スロット高調波の周波数ｆｓｌｏｔは、同期機１の周波数ｆｍｅｃｈが大きくなるほど、大きくなり、高周波電圧ｖｄｈの周波数ｆｄｈに近くなる。

スロット高調波の周波数と、高周波電圧ｖｄｈの周波数と、が近い場合、スロット高調波に応じた電流がバンドパスフィルタ３７を通過し、ＦＦＴ解析部３８が算出する振幅ｉｐｃ′＿ｐ−ｐに誤差が生じる。このため、高周波電圧ｖｈｆを利用して推定した回転位相角θや速度ωには誤差が生じ、同期機１の制御の不安定化や脱調の原因となる。なお、振幅ｉｐｃ′＿ｐ−ｐに対するスロット高調波の影響の詳細については後述する。

そこで、制御方式切替部３０は、切替信号によって、スロット高調波の周波数及び高周波電圧ｖｄｈの周波数が近い場合と、離れている場合と、で同期機１の制御方式を切替える。

より詳細には、制御方式切替部３０は、スロット高調波の周波数と、高周波電圧ｖｄｈの周波数と、のずれが所定値以上の場合、制御信号として１を出力する。ここでいうずれとは、スロット高調波の周波数と、高周波電圧ｖｄｈの周波数と、の差や比などのことである。ずれは、スロット高調波の周波数と、高周波電圧ｖｄｈの周波数と、が近づくほど小さくなり、離れるほどおおきくなる。以下では、ずれは差であるものとする。

これにより、スロット高調波の周波数及び高周波電圧ｖｄｈの周波数が離れている場合、電圧指令ｖｄｃ^＊に高周波電圧ｖｈｆが重畳され、高周波電圧ｖｈｆを利用して算出された誤差Δθ１に基づいて、推定速度ωｅｓｔ及び推定回転位相角θｅｓｔが算出される。

スロット高調波の周波数及び高周波電圧ｖｄｈの周波数が離れている場合には、スロット高調波に応じた電流がバンドパスフィルタ３７を通過しないため、スロット高調波による影響は小さくなる。したがって、高周波電圧ｖｈｆを利用して速度ω及び回転位相角θを精度よく推定することができる。

一方、制御方式切替部３０は、スロット高調波の周波数と高周波電圧ｖｄｈの周波数と、の差が所定値未満の場合、制御信号として０を出力する。これにより、スロット高調波の周波数及び高周波電圧ｖｄｈの周波数が近い場合、電圧指令ｖｄｃ^＊に高周波電圧ｖｈｆが重畳されず、高周波電圧ｖｈｆを利用しない方法で算出された誤差Δθ２に基づいて、推定速度ωｅｓｔ及び推定回転位相角θｅｓｔが算出される。

スロット高調波の周波数及び高周波電圧ｖｄｈの周波数が近い場合、上述の通り、誤差Δθ１に対するスロット高調波の影響が大きくなるが、高周波電圧ｖｈｆを利用しない方法で算出された誤差Δθ２には影響が小さい。したがって、誤差Δθ２に基づいて、速度ω及び回転位相角θを精度よく推定することができる。

このように、スロット高調波の周波数及び高周波電圧ｖｄｈの周波数が近い場合と、離れている場合と、で同期機１の制御方式を切替えることにより、スロット高調波に起因する速度ω及び回転位相角θの推定誤差を抑制し、同期機１の回転位相角θを精度よく推定することができる。これにより、同期機１の制御の不安定化や脱調を抑制することができる。

図１１は、制御方式切替部３０の構成を示す図である。制御方式切替部３０は、まず、推定部２９から入力された推定速度ωｅｓｔから、以下の式によりスロット高調波の周波数を算出する。

式（１０）において、ωｓｌｏｔ＿ｅｓｔは、スロット高調波の角周波数の推定値である。次に、制御方式切替部３０は、高周波電圧ｖｈｆの角周波数ωｄｈと、推定角周波数ωｓｌｏｔ＿ｅｓｔと、の比αを算出する。

角周波数ωｄｈは、予め設定されていてもよいし、高周波重畳部２８から入力されてもよいし、周波数ｆｄｈから式（１２）によって算出されてもよい。

そして、制御方式切替部３０は、比αと所定の閾値βとを比較し、比較結果に応じた切替信号を出力する。閾値βは、予め設定してもよいし、同期機１の制御中に算出してもよい。

制御方式切替部３０は、β≧αの場合、すなわち、スロット高調波の周波数と高周波電圧ｖｄｈの周波数との差（ωｄｈ−ωｓｌｏｔ＿ｅｓｔ）が所定値（ωｄｈ（１−β））以上の場合、１を出力する。

一方、制御方式切替部３０は、β＜αの場合、すなわち、スロット高調波の周波数と高周波電圧ｖｄｈの周波数との差（ωｄｈ−ωｓｌｏｔ＿ｅｓｔ）が所定値（ωｄｈ（１−β））未満の場合、０を出力する。

ここで、振幅ｉｐｃ′＿ｐ−ｐに対するスロット高調波の影響について、詳細に説明する。まず、スロット高調波の影響がない場合について、図１２及び図１３を参照して説明する。

スロット高調波の影響がなく、誤差Δθが０の場合、図１２に示すように、高周波電圧ｖｄｈを重畳しても、高周波電流ｉｑｃ′は流れない。これに対して、誤差Δθが０でない場合、図１３に示すように、高周波電圧ｖｄｈを重畳すると、高周波電圧ｖｄｈの周波数と同じ周波数の高周波電流ｉｑｃ′が流れる。式（７）を参照して説明した通り、この高周波電流ｉｑｃ′の振幅ｉｑｃ′＿ｐ−ｐから、誤差Δθを算出することができる。

次に、スロット高調波の影響がある場合について、図１４〜図１９を参照して説明する。

スロット高調波の影響があり、誤差Δθが０の場合、図１４に示すように、高周波電圧ｖｄｈを重畳しても、高周波電流ｉｑｃ′は流れないが、スロット高調波に応じた電流ｉｑｓがｑｃ軸電流として流れる。したがって、電流ｉｑｃには、電流ｉｑｓが含まれる。

しかしながら、同期機１の回転周波数ｆｍｅｃｈが小さい場合、式（９）よりスロット高調波の周波数ｆｓｌｏｔも小さくなる。スロット高調波の周波数ｆｓｌｏｔが高周波電圧ｖｄｈの周波数ｆｄｈより所定値以上小さい場合、図１５に示すように、電流ｉｑｃが推定部３６に入力されると、バンドパスフィルタ３７によって電流ｉｑｓはカットされる。

誤差Δθが０でない場合、図１６に示すように、高周波電圧ｖｄｈを重畳すると、高周波電圧ｖｄｈの周波数と同じ周波数の高周波電流ｉｑｃ′と、スロット高調波に応じた電流ｉｑｓと、がｑｃ軸電流として流れる。したがって、電流ｉｑｃには、高周波電流ｉｑｃ′及び電流ｉｑｓが含まれる。

しかしながら、同期機１の回転周波数ｆｍｅｃｈが小さく、スロット高調波の周波数ｆｓｌｏｔが高周波電圧ｖｄｈの周波数ｆｄｈより所定値以上小さい場合、図１７に示すように、電流ｉｑｃが推定部３６に入力されると、バンドパスフィルタ３７によって電流ｉｑｓはカットされる。これに対して、高周波電流ｉｑｃ′は、バンドパスフィルタ３７を通過する。したがって、スロット高調波の影響がない場合と同様に、高周波電流ｉｑｃ′の振幅ｉｑｃ′＿ｐ−ｐから、誤差Δθを算出することができる。

このように、スロット高調波の周波数が小さく、スロット高調波の周波数と高周波電圧ｖｄｈの周波数とが離れている場合、電流ｉｑｓがカットされるため、スロット高調波の影響は抑制される。したがって、高周波電圧ｖｄｈを利用して、速度ω及び回転位相角θを精度よく推定することができる。これは、スロット高調波の周波数が高周波電圧ｖｄｈより大きい場合であっても同様である。

これに対して、スロット高調波の周波数が大きく、スロット高調波の周波数と高周波電圧ｖｄｈの周波数とが近い場合、スロット高調波の影響が大きくなる。誤差Δθが０でない場合、図１８に示すように、高周波電圧ｖｄｈを重畳すると、高周波電流ｉｑｃ′と、電流ｉｑｓと、がｑｃ軸電流として流れる。これは、スロット高調波の周波数が小さい場合と同様である。

しかしながら、スロット高調波の周波数が大きい場合、図１９に示すように、電流ｉｑｃをバンドパスフィルタ３７に入力しても、電流ｉｑｓを十分に低減できず、電流ｉｑｓが重畳された高周波電流ｉｑｃ′が出力される。このため、高周波電流ｉｑｃ′の振幅ｉｑｃ′＿ｐ−ｐに誤差が生じ、速度ω及び回転位相角θの推定精度が低下する。

このように、スロット高調波による影響は、スロット高調波の周波数が高周波電圧ｖｄｈの周波数に近いほど大きくなる。本実施形態に係る制御装置２は、スロット高調波の影響が大きい場合と小さい場合とで制御方式を切替えるため、速度ω及び回転位相角θを精度よく推定することができる。

なお、本実施形態では、２種類の方法で速度ω及び回転位相角θを推定したが、３種類以上の方法で推定してもよい。この場合、例えば、比αと比較する閾値βを複数設定し、比較結果に応じて推定方法を選択すればよい。

また、本実施形態では、ＰＬＬ制御によって推定速度ωｅｓｔ及び推定回転位相角θｅｓｔを算出したが、直接的に推定速度ωｅｓｔ及び推定回転位相角θｅｓｔを算出する方法を用いてもよい。

さらに、本実施形態では、電圧指令ｖｄｃ^＊に高周波電圧ｖｄｈを重畳したが、電圧指令ｖｑｃ^＊や、電圧指令ｖｄｃ^＊，ｖｑｃ^＊の両方に、高周波電圧を重畳してもよい。電圧指令ｖｑｃ^＊に高周波電圧ｖｑｈを重畳しても、高周波電圧ｖｑｈを利用した周知の方法で位相角の誤差を算出することができる。また、本実施形態では、電圧指令ｖｄｃ^＊に高周波電圧ｖｄｈを重畳したが、上述の通り、電流指令に高周波電流を重畳して、同期機１に印加される電圧（インバータ２１の出力電圧）に基づいて位相角の誤差を算出してもよい。

（第２実施形態）
第２実施形態に係るシステムについて、図２０〜図２６を参照して説明する。図２０は、本実施形態に係るシステムの構成を示す図である。本実施形態に係る制御装置２は、制御方式を切替えず、高周波電圧ｖｄｈを利用する制御方式を用いて、同期機１をセンサレスで制御する。このため、図２０に示すように、この制御装置２は、電圧検出器２７や制御方式切替部３０を備えない。

そして、この制御装置２は、制御方式を切替えるかわりに、高周波電圧ｖｄｈの振幅や周波数を変化させる。ここで、図２１は、本実施形態に係る制御装置２の高周波重畳部２８の構成を示す図である。図２１に示すように、高周波重畳部２８は、スロット高調波周波数算出部４３と、高周波電圧周波数決定部４４と、高周波電圧振幅決定部４５と、高周波電圧算出部３１と、を備える。

スロット高調波周波数算出部４３（以下、「算出部４３」という）は、スロット高調波の周波数を算出し、高周波電圧周波数決定部４４及び高周波電圧振幅決定部４５に入力する。算出部４３は、スロット高調波の周波数として、推定角周波数ωｓｌｏｔ＿ｅｓｔを算出してもよいし、周波数ｆｓｌｏｔ（＝ωｓｌｏｔ＿ｅｓｔ／２π）を算出してもよい。推定角周波数ωｓｌｏｔ＿ｅｓｔは、推定速度ωｅｓｔから式（１０）により算出することができる。以下では、算出部４３は、周波数ｆｓｌｏｔを算出するものとする。

高周波電圧周波数決定部４４（以下、「周波数決定部４４」という）は、算出部４３から入力されたスロット高調波の周波数ｆｓｌｏｔに基づいて、高周波電圧ｖｄｈの周波数ｆｄｈを決定する。周波数決定部４４は、周波数ｆｓｌｏｔに応じて周波数ｆｄｈを変化させ、周波数ｆｓｌｏｔと周波数ｆｄｈとの差が所定値以上となるように、周波数ｆｄｈを決定する。周波数決定部４４が決定した周波数ｆｄｈは、高周波電圧算出部３１に入力される。

なお、本実施形態において、推定部２９のバンドパスフィルタ３７は、周波数決定部４４が決定した周波数ｆｄｈが通過可能なように、カットオフ周波数が可変であるのが好ましい。

高周波電圧振幅決定部４５（以下、「振幅決定部４５」という）は、算出部４３から入力されたスロット高調波の周波数ｆｓｌｏｔに基づいて、高周波電圧ｖｄｈの振幅Ｖｄｈを決定する。振幅決定部４５は、周波数ｆｓｌｏｔに応じて振幅Ｖｄｈを変化させ、周波数ｆｓｌｏｔと周波数ｆｄｈとの差が小さい程、振幅Ｖｄｈを大きくする。振幅決定部４５が決定した振幅Ｖｄｈは、高周波電圧算出部３１に入力される。

高周波電圧算出部３１は、ｖｄｈ＝Ｖｄｈ×ｓｉｎ（２ｆｄｈ×ｔ）を計算し、高周波電圧ｖｄｈを出力する。高周波電圧算出部３１が出力した高周波電圧ｖｄｈは、電圧指令ｖｄｃ^＊に重畳され、座標変換部２５に入力される。

上述の通り、スロット高調波の周波数ｆｓｌｏｔと高周波電圧ｖｄｈの周波数ｆｄｈとが近い場合、スロット高調波の影響により、速度ω及び回転位相角θの推定精度が低下する。しかしながら、本実施形態に係る制御装置２は、周波数ｆｓｌｏｔと周波数ｆｄｈとの差が所定値以上となるように、高周波電圧ｖｄｈの周波数ｆｄｈを変化させる。これにより、スロット高調波の影響を抑制し、速度ω及び回転位相角θを精度よく推定することができる。

また、制御装置２は、周波数ｆｄｈと周波数ｖｄｈとが近いほど、高周波電圧ｖｄｈの振幅Ｖｄｈを大きくする。式（８）からわかるように、高周波電圧ｖｄｈが大きいほど、スロット高調波により誤差が生じる振幅ｉｐｃ′＿ｐ−ｐの影響が、相対的に小さくなる。したがって、スロット高調波の影響を相対的に小さくし、速度ω及び回転位相角θの推定精度を向上させることができる。

なお、本実施形態において、高周波重畳部２８は、振幅Ｖｄｈを一定とし、周波数ｆｄｈのみを変化させてもよい。周波数ｆｄｈは、例えば、図２２に示すように、段階的に変化させてもよいし、図２３に示すように、連続的に変化させてもよい。

また、高周波重畳部２８は、周波数ｆｄｈを一定とし、振幅Ｖｄｈのみを変化させてもよい。振幅Ｖｄｈは、例えば、図２４に示すように、段階的に変化させてもよいし、図２５に示すように、連続的に変化させてもよい。

さらに、高周波重畳部２８は、図２６に示すように、周波数ｆｄｈ及び振幅Ｖｄｈの両方を変化させてもよい。これにより、同期機１のトルクリプルを低減し、駆動効率を向上することができる。理由は、以下の通りである。

一般に、周波数ｆｄｈには、上限値（キャリア周波数）が存在する。このため、スロット高調波の周波数ｆｓｌｏｔが高い場合、周波数ｆｓｌｏｔより所定値以上大きい周波数ｆｄｈを設定できない可能性がある。十分に大きな周波数ｆｄｈを設定できない場合、バンドパスフィルタ３７によりスロット高調波に応じた電流ｉｑｓをカットできなくなり、推定回転位相角θｅｓｔにリプルが発生する。そして、同期機１には、トルクリプル（トルク変動）が発生する。同期機１のトルクリプルＴは以下の式で表される。

式（１３）からわかるように、誤差Δθが大きいほど、トルクリプルＴは大きくなる。図２２及び図２３のように、周波数ｆｄｈだけを変化させる場合、上記の理由から、同期機１のトルクリプルＴが増大する恐れがある。周波数ｆｄｈを大きくすると、バンドパスフィルタ３７の設計が困難になるという問題もある。さらに、振幅Ｖｄｈが大きいほど、鉄損や高周波電流ｉｑｃ′による銅損が増大し、同期機１の駆動効率が低下する。

これに対して、周波数ｆｄｈ及び振幅Ｖｄｈの両方を変化させた場合、いずれか一方だけを変化させる場合と比べて、周波数ｆｄｈ及び振幅Ｖｄｈのそれぞれの変化量を小さくできる。したがって、上記のようなトルクリプルの増大や駆動効率の低下を抑制することができる。

なお、周波数ｆｄｈ及び振幅Ｖｄｈの決定方法は、任意である。周波数ｆｄｈ及び振幅Ｖｄｈは、予めテーブルに設定されていてもよいし、トルクリプルや損失が最小となる値が計算されてもよいし、インダクタンスの飽和に応じて変更されてもよい。

１：同期機、２：同期機制御装置、２１：インバータ、２２：電流検出器、２３：座標変換部、２４：電圧指令生成部、２５：座標変換部、２６：変調部、２７：電圧検出器、２８：高周波重畳部、２９：速度・回転位相角推定部、３０：制御方式切替部、３１：高周波電圧算出部、３２：第１誤差推定部、３３：第２誤差推定部、３４：ＰＬＬ制御部、３５：積分器、３６：振幅検出部、３７：バンドパスフィルタ、３８：ＦＦＴ解析部、３９座標変換部、４０：高調波観測部、４１：インダクタンス分布近似算出部、４２：Δθ２算出部、４３：スロット高調波周波数算出部、４４：高周波電圧周波数決定部、４５：高周波電圧振幅決定部、１０１：固定子、１０２：回転子、１０３：突極、１０４：スロット

Claims (9)

1. 同期機を駆動するインバータと、
   電流指令及び前記インバータの出力電流に基づいて電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
   前記電流指令又は前記電圧指令に所定の高周波信号を重畳可能な高周波重畳部と、
   前記同期機の推定回転位相角を算出する推定部と、
   を備え、
   前記高周波重畳部は、スロット高調波の周波数と、前記高周波信号の周波数と、のずれが所定値以上のとき、前記高周波信号を重畳し、前記所定値未満のとき、前記高周波信号を重畳しない
   同期機制御装置。
2. 前記推定部は、前記スロット高調波の周波数と、前記高周波信号の周波数と、のずれが所定値以上のとき、前記インバータの前記出力電流の高周波成分に基づいて前記推定回転位相角を算出する
   請求項１に記載の同期機制御装置。
3. 前記推定部は、スロット高調波の周波数と、前記高周波信号の周波数と、のずれが所定値未満のとき、ＰＷＭ高調波、磁石磁束、及びインダクタンスの少なくとも１つに基づいて前記推定回転位相角を算出する
   請求項１又は請求項２に記載の同期機制御装置。
4. 同期機を駆動するインバータと、
   電流指令及び前記インバータの出力電流に基づいて電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
   前記電流指令又は前記電圧指令に高周波信号を重畳する高周波重畳部と、
   前記インバータの前記出力電流の高周波成分に基づいて前記同期機の推定回転位相角を算出する推定部と、
   を備え、
   前記高周波重畳部は、スロット高調波の周波数に応じて、前記高周波信号の周波数及び振幅の少なくとも一方を変化させる
   同期機制御装置。
5. 前記高周波重畳部は、前記スロット高調波の周波数と、前記高周波信号の周波数と、前記スロット高調波の周波数と、のずれが所定値以上となるように、前記高周波信号の周波数を変化させる
   請求項４に記載の同期機制御装置。
6. 前記高周波重畳部は、前記高周波信号の周波数と、前記スロット高調波の周波数と、のずれが小さいほど、前記高周波信号の振幅を大きくする
   請求項４又は請求項５に記載の同期機制御装置。
7. 前記同期機は、シンクロナスリラクタンスモータ又は永久磁石同期機である
   請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の同期機制御装置。
8. 同期機と、
   前記同期機を駆動するインバータと、
   電流指令及び前記インバータの出力電流に基づいて電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
   前記電流指令又は前記電圧指令に所定の高周波信号を重畳可能な高周波重畳部と、
   前記同期機の推定回転位相角を算出する推定部と、
   を備え、
   前記高周波重畳部は、スロット高調波の周波数と、前記高周波信号の周波数と、のずれが所定値以上のとき、前記高周波信号を重畳し、前記所定値未満のとき、前記高周波信号を重畳しない
   同期機駆動システム。
9. 同期機と、
   前記同期機を駆動するインバータと、
   電流指令及び前記インバータの出力電流に基づいて電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
   前記電流指令及び前記電圧指令に高周波信号を重畳する高周波重畳部と、
   前記インバータの前記出力電流の高周波成分に基づいて前記同期機の推定回転位相角を算出する推定部と、
   を備え、
   前記高周波重畳部は、スロット高調波の周波数に応じて、前記高周波信号の周波数及び振幅の少なくとも一方を変化させる
   同期機駆動システム。

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