JP4674525B2 - 磁極位置推定方法及びモータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期モータの磁極位置を推定する磁極位置推定方法、及び推定された磁極位置に基づいて同期モータを制御する同期モータ制御装置に関する。

例えば、永久磁石を回転子とする同期モータ（ＳＰＭＳＭ，ＩＰＭＳＭ）を運転する場合、回転子の位置（磁極位置）に同期して固定子巻線への通電位相を制御するので、原則として、回転子の磁極位置を検出する位置検出器が必要である。この位置検出器としては、ホール素子、エンコーダ、レゾルバなどを用いることができる。ところが、このような位置検出器を用いた場合、モータの小型化を図ることが困難になるとともに、モータを制御する制御装置との接続配線を行う必要が生じる。

このため、近年では、回転子の磁極位置を検出する位置検出器を用いずに、モータの制御に必要な回転子の磁極位置を推定により求めることが検討されている。例えば特許文献１に記載の位置推定方法では、ｄq回転座標上で近似したモータモデル式に対して、検出電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃ、電圧指令Ｖｄｃ＊，Ｖｑｃ＊、及び速度指令ωｒ＊を入力することにより、同期モータの軸ずれΔθを算出する。この算出した同期モータの軸ずれΔθから、回転子の磁極位置を求めている。

ただし、現実のモータにおいては、モータモデル式を設定するための基礎となる機器定数（パラメータ）が種々の要因で変化する。例えば、量産品であっても、モータの構成部品の寸法や形状には相違があるため、その相違によってモータ毎に機器定数がばらついたり、磁気飽和の影響で機器定数が変化したりする。このため、例えば特許文献２には、推定磁極位置の誤差を小さくするように、モータモデル式に用いられる機器定数であるｑ軸インダクタンスを更新し、この更新されたq軸インダクタンスを用いたモータモデル式から推定磁極位置を求めることが開示されている。
特開２００１−２５１８８９号公報 特開２００５−１３０６９１号公報

ここで、上述した特許文献２に記載された磁極位置推定方法では、まず、可測量であるモータ電流及びモータ電圧と、q軸インダクタンスを用いたモータモデル式（電圧方程式）とに基づいて第１の推定磁極位置を求める。さらに、上記のq軸インダクタンスに依存せずに、第２の推定磁極位置を求める。そして、このようにして求めた第１及び第２の推定磁極位置の誤差を算出し、この誤差に応じてq軸インダクタンスを更新する。

このように、特許文献２に記載の方法によれば、第１及び第２の２つの推定磁極位置を求めた上で、q軸インダクタンスを更新するようにしている。このため、２つの推定磁極位置を求めるために、多大な量の演算を行わなければならないとの問題がある。

本発明は、上述した点に鑑みてなされたもので、２つの推定磁極位置を算出することなくモータモデル式におけるパラメータを修正し、そのパラメータが修正されたモータモデル式を用いて、正確な推定磁極位置を求めることが可能な磁極位置推定方法及びモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、請求項１に記載の磁極位置推定方法は、突極性を有する同期モータの磁極位置を推定するものであって、
モータ印加電圧及びモータ電流と、同期モータの回転子の回転軸を原点として、相互に直交するα軸及びβ軸によって定義される静止座標であるαβ座標における同期モータのモデル式であって、パラメータの１つとして、回転子の磁極位置方向に沿ったｄ軸と垂直なｑ軸におけるｑ軸インダクタンスを含むモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める推定ステップと、
推定磁極位置の方向に一致する位相を持つ高調波電圧を前記同期モータに印加する印加ステップと、
高調波電圧によって生じる高調波モータ電流を抽出する抽出ステップと、
前記高調波電圧と前記高調波モータ電流との位相差が概ねゼロとなるように、ｑ軸インダクタンスを修正するものであって、高調波電圧に対応するベクトルと高調波モータ電流に対応するベクトルとの外積の演算から得られる外積の符号に応じて、この外積がゼロに近づくように、ｑ軸インダクタンスを所定値だけ修正する修正ステップとを備え、
ｑ軸インダクタンスが修正されたモデル式を用いて推定磁極位置を求めることを特徴とする

このように、請求項１に記載の磁極位置推定方法によれば、同期モータに印加した高調波電圧と、当該高調波電圧によって生じる高調波モータ電流との位相差が概ねゼロとなるように、同期モータのモデル式におけるパラメータの１つであるｑ軸インダクタンスを修正する。従って、従来技術のように、異なる手法で２つの推定磁極位置を算出する必要がないので、パラメータ修正のための演算量を低減することができる。

ここで、高調波電圧と高調波モータ電流との位相差によって、モータのモデル式におけるｑ軸インダクタンスを真値に収束させることができる理由を説明する。

突極性を有する同期モータにおいては、回転子の磁極位置方向に沿ったｄ軸におけるｄ軸インダクタンスＬ_ｄの方が、そのｄ軸に対して垂直なｑ軸におけるｑ軸インダクタンスＬ_ｑよりも小さい。このため、ｄ軸は、ｑ軸よりも電流が流れ易くなる。

上述したように請求項１では、推定磁極位置の方向に一致する位相を持つ高調波電圧を同期モータに印加する。このとき、推定磁極位置が真の磁極位置からずれていると、高調波電圧の位相も、真の磁極位置に対応するｄ軸からずれることになる。すると、上述したように電流はｄ軸を流れ易いため、高調波モータ電流の位相は、高調波電圧の位相に対してｄ軸側にずれる。この高調波電圧と高調波モータ電流との位相差は、高調波電圧の位相が、ｄ軸に一致したときに実質的にゼロとなる。従って、高調波電圧と高調波モータ電流との位相差が概ねゼロとなるように、同期モータのモデル式におけるｑ軸インダクタンスを修正することにより、そのｑ軸インダクタンスを真値に収束させることができる。

高調波電圧と高調波モータ電流との位相差によって、モータのモデル式におけるｑ軸インダクタンスを修正する場合、請求項１の発明では、高調波電圧に対応するベクトルと高調波モータ電流に対応するベクトルとの外積の演算から得られる外積の符号に応じて、この外積がゼロに近づくように、前記ｑ軸インダクタンスを所定値だけ修正する。外積は、２つのベクトルの位相差がゼロであるときにはゼロとなり、その位相差が生じると、その位相差に応じて大きさや符号が変化する。従って、位相差に対応する値として外積を用いることが可能である。そして、外積を用いる場合、ａｒｃｔａｎ演算のような複雑な演算を行う必要がないので、さらに演算量の低減を図ることができる。

すなわち、請求項１の発明では、外積の符号から、推定磁極位置の位相が真の磁極位置の位相に対して、進んでいるのか、遅れているのかを判別し、その進み又は遅れに応じて所定値だけｑ軸インダクタンスを修正するのである。

請求項２は、同期モータ制御装置に関する発明について記述したものであるが、その作用効果は、基本的に上述した請求項１の作用効果と共通するので、説明を省略する。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態について、図に基づいて説明する。図１は、本実施形態による同期モータ１０の制御装置の全体構成を示すブロック図である。なお、本実施形態における同期モータ１０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の固定子巻線、及び永久磁石からなる回転子を有する。本実施形態では、この同期モータ１０として、回転子の回転軸回りにおけるインダクタンスに偏りがある突極型永久磁石同期モータを採用する。

図１において、電流指令生成部２は、速度指令値τ^＊に基づいて、ｄ軸電流指令値ｉ^＊ _ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ^＊ _ｑを算出して出力する。第１の偏差演算部２は、これらｄ軸電流指令値ｉ^＊ _ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ^＊ _ｑと、後述するαβ／ｄｑ変換部１２からｄ軸電流値ｉ_ｄ及びｑ軸電流値ｉ_ｑが入力され、それらの入力値の偏差（ｄ軸電流偏差Δｉ_ｄ、ｑ軸電流偏差Δｉ_ｑ）をそれぞれ演算して出力する。そして、電流制御部３は、ｄ軸電流偏差Δｉ_ｄ及びｑ軸電流偏差Δｉ_ｑに基づいて、それぞれの偏差をゼロに近づけるように、ｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｄ及びｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｑを算出して出力する。電流制御部３が出力したｄ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｄ及びｑ軸電圧指令値ｖ^＊ _ｑは、ｄｑ／αβ座標変換部４に出力される。

ここで、公知のように、ｄｑ座標は、例えば、回転子のＳ極からＮ極に向かう方向をｄ軸とし、そのｄ軸に垂直なｑ軸によって定義される回転座標であり、αβ座標は、回転子の回転軸を原点として、相互に直交するα軸及びβ軸によって定義される静止座標である。

ｄｑ／αβ座標変換部４におけるｄｑ回転座標からαβ静止座標への座標変換は、後述する磁極位置推定部１３から出力される回転子の推定磁極位置θ_ｅｓに基づいて実行される。回転子の磁極位置が推定できれば、ｄｑ回転座標とαβ静止座標との相対的な位相関係が特定できるので、座標変換を行うことができるためである。この座標変換によって、ｄｑ／αβ座標変換部４からは、α軸電圧指令値ｖ^＊ _α及びβ軸電圧指令値ｖ^＊ _βが出力される。

ｄｑ／αβ座標変換部４からのα軸電圧指令値ｖ^＊ _α及びβ軸電圧指令値ｖ^＊ _βは、加算部５に入力される。加算部５は、後述する外乱発生部１７が発生する、推定磁極位置θ_ｅｓの方向に一致する位相を持つα軸高調波電圧指令値ｖ^＊ _ｈα及びβ軸高調波電圧指令値ｖ^＊ _hβと、上述したα軸電圧指令値ｖ^＊ _α及びβ軸電圧指令値ｖ^＊ _βとを加算する。この加算結果は、２相−３相変換部であるαβ／ｕｖｗ変換部６に与えられる。αβ／ｕｖｗ変換部６は、αβ静止座標におけるα軸電圧加算指令値ｖ^＊ _α＋ｖ^＊ _ｈα及びβ軸電圧加算指令値ｖ^＊ _β＋ｖ^＊ _hβから、３相同期モータ１０の各固定子巻線（Ｕ相、V相、W相）に出力すべきＵ相電圧指令値ｖ^＊ _ｕ、V相電圧指令値ｖ^＊ _ｖ、W相電圧指令値ｖ^＊ _wを生成する。

ＰＷＭ信号発生部７は、Ｕ相電圧指令値ｖ^＊ _ｕ、V相電圧指令値ｖ^＊ _ｖ、W相電圧指令値ｖ^＊ _wに基づいて、インバータ８の、各固定子巻線に対応するスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を発生する。このＰＷＭ信号によって、インバータ８を構成する各スイッチング素子を駆動することにより、Ｕ相電圧指令値ｖ^＊ _ｕ、V相電圧指令値ｖ^＊ _ｖ及びW相電圧指令値ｖ^＊ _wに相当する電圧を各固定子巻線に印加することができる。

電流センサ９は、各固定子巻線に流れる電流を検出する。電流センサ９によって検出された各固定子巻線の電流検出値は、ｕｖｗ／αβ変換部１１に入力され、αβ座標におけるα軸電流値ｉ_αとβ軸電流値ｉ_βに変換される。なお、電流センサ９は、３相すべての固定子巻線の電流を検出する必要はなく、２相の電流を検出して、残りの１相の電流は、その２相の電流から推定しても良い。ｕｖｗ／αβ変換部１１から出力されるα軸電流値ｉ_α及びβ軸電流値ｉ_βは、αβ／ｄｑ変換部１２及び磁極位置推定部１３等に入力される。αβ／ｄｑ変換部１２は、後述する磁極位置推定部１３から出力される回転子の推定磁極位置θ_ｅｓに基づいて、α軸電流値ｉ_α及びβ軸電流値ｉ_βをｄ軸電流値ｉ_ｄ及びｑ軸電流値ｉ_ｑに変換して、第１の偏差演算部２に出力する。

次に、本実施形態のモータ制御装置の特徴部分について詳しく説明する。本実施形態においては、上述したように、同期モータ１０の駆動電圧には、推定磁極位置の方向に一致する位相を持つ高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _hβが重畳される。本実施形態では、この高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _hβによって生成される高調波モータ電流ｉ_ｈα、ｉ_hβと高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _hβとに位相のずれがある場合、推定磁極位置が真の磁極位置からずれているとみなして、磁極位置推定部１３におけるモデル式（電圧方程式）のパラメータを修正する。以下、この特徴部分に関する構成、及びその構成による作用・効果について説明する。

まず、磁極位置推定部１３は、ｄｑ／αβ座標変換部４から入力されるα軸及びβ軸の電圧指令値ｖ^＊ _α、ｖ^＊ _β及びｕｖｗ／αβ変換部１１から入力されるα軸及びβ軸の電流値ｉ_α、ｉ_βに基づいて、所定のモデル式を用いて回転子の磁極位置を推定するものである。この磁極位置推定器１３として、例えば「拡張誘起電圧外乱オブザーバを用いたＩＰＭＳＭの位置・速度センサレス制御」市川、陳、富田、道木、大熊、平成１２年電気学会産業応用部門大会講演論文集に記載された外乱オブザーバを適用できる。ここで、この外乱オブザーバについて簡単に説明する。

まず、同期モータのモデルとして、以下の数式１に示す拡張誘起電圧モデルを用いることができる。

上記の数式１において、右辺第２項が拡張誘起電圧として定義される。この拡張誘起電圧モデルは、永久磁石による誘起電圧に加え、リラクタンストルクを生じるインダクタンスの差を新たに磁束成分として扱うものである。このような拡張誘起電圧モデルを用いると、磁極位置の推定演算を容易にするメリットがある。そして、上記数式１に示されるモデルに対して、拡張誘起電圧を外乱とみなした外乱オブザーバを構成することにより、拡張誘起電圧を求めることができる。この場合、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βは、以下の数式２によって表される。

上記の数式２によって得られた拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βに対して、以下の数式３に示すように逆正接演算を行うことにより、回転子の推定磁極位置θ_ｅｓを求めることができる。

上述した例では、詳細なモータモデルを基に誘起電圧を演算するため、その誘起電圧から演算される推定磁極位置θ_ｅｓについて、速度応答性や負荷変動応答性を良好に保つことができる。ただし、この場合、モータモデルには微分項が含まれるので、演算量が増加する。この点を考慮し、微分項を省略した近似モデルにより誘起電圧を演算するようにしても良い。これにより、推定磁極位置θ_ｅｓを求めるための演算量を低減することができる。微分項を省略する場合、電流の波高値Ｉ_ａは一定であり、その時間微分はゼロであるとみなす。この仮定により、例えばα軸電流ｉ_αの微分項は以下の数式４のように近似できる。

同様にして、β軸電流ｉ_βの微分項の近似も行うことにより、上記した数式１は、以下の数式５のように簡略化できる。

上述したようにして、磁極位置推定部１３において、拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_β及び回転子の推定磁極位置θ_ｅｓが算出される。この算出された推定磁極位置θ_ｅｓは、ｄｑ／αβ座標変換部４、αβ／ｄｑ変換部１２、及び外乱発生部１７に与えられる。

このように、推定磁極位置θ_ｅｓを算出するための拡張誘起電圧ｅ_α、ｅ_βは、ｑ軸インダクタンス等の各種のパラメータを用いたモデル式（電圧方程式）から算出される。ただし、そのパラメータは、背景技術の欄に記載したように種々の要因で変化するので、これが、推定磁極位置θ_ｅｓの誤差要因となる。

そこで、本実施形態では、同期モータ１０の駆動電圧に重畳された高調波電圧及び、その高調波電圧によって発生する高調波モータ電流との位相差に応じて、パラメータ、具体的にはｑ軸インダクタンスＬ_ｑを修正（同定）する。

ここで、高調波電圧と高調波モータ電流との位相差によって、同期モータ１０のモデル式におけるパラメータを真値に収束させることができる理由を、図２を用いて説明する。

突極性を有する同期モータ１０においては、例えば回転子２０のＳ極からＮ極に向かう磁極位置方向に沿ったｄ軸におけるｄ軸インダクタンスＬ_ｄの方が、そのｄ軸に対して垂直なｑ軸におけるｑ軸インダクタンスＬ_ｑよりも小さい。このため、固定子巻線が磁束を発生したとき、電流は、ｑ軸よりもｄ軸の方を流れ易くなる。

そこで、外乱発生部１７では、磁極位置推定部１３から与えたれた推定磁極位置θ_ｅｓの方向に一致する位相を持つ高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _ｈβを発生させる。この外乱発生部１７が発生した高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _ｈβは、加算部５において、α軸電圧指令値ｖ^＊ _α及びβ軸電圧指令値ｖ^＊ _βと加算されることにより、同期モータ１０の駆動電圧に重畳される。

このとき、推定磁極位置θ_ｅｓが真の磁極位置（ｄ軸）からずれていると、高調波電圧の位相も、図２においてγ軸として示されるように、真の磁極位置に対応するｄ軸からずれることになる。すると、上述したように電流はｄ軸を流れ易いため、高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _ｈβによって生じる高調波モータ電流ｉ_ｈα、ｉ_ｈβの位相は、高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _ｈβの位相に対してｄ軸側にずれる。この高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _ｈβと高調波モータ電流ｉ_ｈα、ｉ_ｈβとの位相差θｖｉは、高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _ｈβの位相が、ｄ軸に一致したときに実質的にゼロとなる。従って、高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _ｈβと高調波モータ電流ｉ_ｈα、ｉ_ｈβとの位相差θｖｉが概ねゼロとなるように、同期モータ１０のモデル式におけるパラメータを修正することにより、そのパラメータを真値に収束させることができる。

以下、、高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _ｈβと高調波モータ電流ｉ_ｈα、ｉ_ｈβとの位相差θｖｉに応じて、同期モータ１０のモデル式のパラメータを修正するための構成を説明する。

遅延処理部１４は、ｕｖｗ／αβ変換部１１から出力されたα軸及びβ軸の電流値ｉ_α、ｉ_βを演算周期分だけ保持する。第２の偏差演算部１５は、ｕｖｗ／αβ変換部１１から出力されたα軸及びβ軸の電流値ｉ_α、ｉ_βと、遅延処理部１４によって保持された一演算周期前のα軸及びβ軸の電流値ｉ_α、ｉ_βとの差分を算出する。この遅延処理部１４及び第２の偏差演算部１５の作用により、基本波であるモータ駆動電圧に応じたモータ電流ｉ_α、Ｉ_βが相殺されて除去され、高調波モータ電流ｉ_ｈα、ｉ_ｈβのみを位相遅れを生じることなく抽出することができる。なお、高調波モータ電流ｉ_ｈα、ｉ_ｈβを抽出するには、ハイパスフィルタを用いても良い。

外積演算部１６は、外乱発生部１７が発生した高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _ｈβと第２の偏差演算部が算出した高調波モータ電流ｉ_ｈα、ｉ_ｈβとの外積を算出する。この外積は、以下の数式６により算出できる。

ここで、高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _ｈβと高調波モータ電流ｉ_ｈα、ｉ_ｈβとの位相差そのものを算出しても良いが、上述した数式６に従って、高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _ｈβと高調波モータ電流ｉ_ｈα、ｉ_ｈβとの外積を算出することが望ましい。数式６から明らかなように、外積は単なる乗算及び加減算によって算出できる。換言すれば、外積を用いる場合、ａｒｃｔａｎ演算のような複雑な演算を行う必要がないので、より一層演算量を低減することができる。

なお、外積は、２つのベクトルの位相差がゼロであるときにはゼロとなり、位相差が生じると、その位相差に応じて大きさや符号が変化する。従って、位相差に対応する値として外積を用いることが可能である。

補償部１８では、外積演算部１６によって算出された外積に基づいて、磁極位置推定部１３における、パラメータ（ｑ軸インダクタンス）の修正を行う。具体的には、外積の符号を考慮しつつ、外積の大きさに応じて修正量を調整する。このため、例えば数式７に従って、磁極位置推定部１３におけるｑ軸インダクタンスＬ_ｑを算出する。

なお、Ｌ_０は初期値、Ｋ_ｐ，Ｋ_ｉはそれぞれＰＩゲインである。これにより、外積、すなわち位相差θ_ｖｉがゼロに近づくように、ｑ軸インダクタンスＬ_ｑを修正することができるので、そのｑ軸インダクタンスＬ_ｑを真値に収束させることができる。

ただし、外積に基づいてパラメータを修正する場合、上述したように修正量を変化させずに、外積の符号から、推定磁極位置θ_ｅｓの位相が真の磁極位置の位相に対して、進んでいるのか、遅れているのかを判別し、その進み又は遅れに応じて所定値（一定値）だけパラメータを修正するようにしても良い。

（第１実施形態の変形例）
上述した第１実施形態では、αβ静止座標系において、推定磁極位置θ_ｅｓに一致する位相を持つ高調波電圧ｖ^＊ _ｈα、ｖ^＊ _ｈβを発生させるとともに、ｕｖｗ／αβから出力されるα軸及びβ軸電流値ｉ_α、ｉ_βから高調波モータ電流ｉ_ｈα、ｉ_ｈβを抽出して、外積を算出した。

しかしながら、図３に示すように、ｄｑ回転座標系において、外乱発生部１７によって推定磁極位置に一致する位相を持つ高調波電圧ｖ^＊ _ｈｄを発生させるとともに、αβ／ｄｑ変換部１２から出力されたｄ軸及びｑ軸電流値ｉ_ｄ、ｉ_ｑから高調波モータ電流ｉ_ｈｄ、ｉ_ｈｑを抽出して、外積を求めるようにしても良い。この場合、外乱発生部１７は、推定磁極位置θ_ｅｓに一致する位相を持つように、高調波電圧ｖ^＊ _ｈｄを発生させるので、ｑ軸成分はゼロとなる。従って、高調波電圧ｖ^＊ _ｈｄの発生及び外乱の算出をより簡単に行うことができる。

さらに、上述した第１実施形態及びその変形例では、外乱発生部１７が高調波電圧を発生したが、その高調波電圧に対応する高調波電流を発生し、第１の偏差演算部２から出力される電流偏差に重畳するようにしても良い。このようにしても、結果的に、回転子２０の磁極位置方向に一致する位相を持つ高調波電圧をモータに印加することができる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について説明する。上述した第１実施形態のモータ制御装置では、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄがｑ軸インダクタンスＬ_ｑよりも低く、電流はｑ軸よりもｄ軸を流れ易いということを前提としているので、突極型永久磁石同期モータに対してのみ適用可能なものであった。それに対して、第２実施形態では、突極型か非突極型かに係わらず適用可能な、同期モータの制御装置について説明する。

図４は、本実施形態による同期モータの制御装置の全体構成を示すブロック図である。図４に示す同期モータの制御装置の多くの構成は、図１に示す同期モータの制御装置の構成と共通しており、その共通の構成に関しては、同じ参照番号を付与することにより説明を省略し、以下、相違点のみ説明する。

図４に示すように、第２実施形態による同期モータの制御装置は、実力率角算出部２１を備え、この実力率角算出部２１は、電流センサ９によって検出される３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗ、及びαβ／ｕｖｗ変換部６から出力される各相の電圧指令値ｖ^＊ _ｕ，ｖ^＊ _ｖ，ｖ^＊ _wに基づいて、３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗのゼロクロス毎に、３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗと各相の電圧指令値ｖ^＊ _ｕ，ｖ^＊ _ｖ，ｖ^＊ _wとの位相差（以後、これを実力率角と呼ぶ）をそれぞれ算出する。算出した実力率角は、第２の偏差演算部２４に出力される。

なお、この実力率角を求める際、例えば特開２００４−６４８６０号公報や特開２００４−８８８３８号公報に記載されているように、３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗのゼロクロス時点に基づいて積分期間を定めて、基本波である印加電圧を積分し、この積分値がゼロ〜最大値のいずれに該当するかに基づいて、実力率角を求めるようにしても良い。

また、トルク推定部２２は、電流センサ９が検出した３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗに基づいて、同期モータ１０の回転トルクを推定する。この推定された回転トルクは規範力率角算出部２３に与えられる。規範力率角算出部２３は、さらに速度指令値τ^＊を入力し、回転トルク及び速度指令値に基づいて、推定磁極位置の誤差がゼロである場合の３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗと各相の電圧指令値ｖ^＊ _ｕ，ｖ^＊ _ｖ，ｖ^＊ _wとの位相差の規範値（以後、これを規範力率角と呼ぶ）を算出する。算出した規範力率角は、第２の偏差演算部２４に出力される。

第２の偏差演算部２４は、入力された実力率角と規範力率角との偏差を算出し、補償部１８に出力する。

ここで、同期モータ１０においては、図５に示すように、回転速度と回転トルクとから、最大力率が得られるモータ印加電圧とモータ電流との位相差、すなわち規範力率角が決まる。規範力率角算出部２３は、この回転速度及び回転トルクと規範力率角との関係を２次元マップとして記憶している。そして、推定された回転トルク及び速度指令値τ^＊によって定まる動作点における規範力率角を、この２次元マップを参照することによって抽出する。このため、比較的簡単に、速度指令値τ^＊と回転トルクによって決定される動作点に対応する規範力率角を求めることができる。

本実施形態では、規範力率角と実力率角とが一致していない場合、それは推定磁極位置θ_ｅｓが真の磁極位置からずれているためとみなす。実際のところ、同期モータでは、回転子２０の位置（磁極位置）に同期して固定子巻線への印加電圧の位相を制御するので、推定磁極位置θ_ｅｓに誤差がある場合、実力率角は、規範力率角に一致しなくなる。

図６（ａ）は、推定磁極位置θ_ｅｓに誤差がない場合の電圧と電流の位相差を示しており、この場合、位相差は規範力率角Φ^＊ _ｄに一致している。一方、図６（ｂ）は、推定磁極位置θ_ｅｓに誤差Δθが生じている場合の電圧と電流の位相差を示しており、この場合、位相差は、規範力率角Φ^＊ _ｄにさらにΔΦ_ｄを加えたものとなる。

従って、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗのゼロクロス毎に検出される実力率角が規範力率角に概ね一致するように、補償部１８によって同期モータ１０のモデル式のパラメータ（インダクタンスＬ）を修正することにより、そのインダクタンスを真値Ｌ_ｔに収束させることができる。このようにしても、異なる手法で２つの推定磁極位置を算出する必要がないので、パラメータ修正のための演算量を低減することができる。

第１実施形態による同期モータの制御装置の全体構成を示すブロック図である。 高調波電圧と高調波モータ電流との位相差によって、同期モータ１０のモデル式におけるパラメータを真値に収束させることができる原理を説明するための説明図である。 第１実施形態の変形例による同期モータの制御装置の全体構成を示すブロック図である。 第２実施形態による同期モータの制御装置の全体構成を示すブロック図である。 回転速度及び回転トルクと規範力率角との関係を示す２次元マップである。 （ａ）は、推定磁極位置θ_ｅｓに誤差がない場合の電圧と電流の位相差を示すグラフであり、（ｂ）は、推定磁極位置θ_ｅｓに誤差Δθが生じている場合の電圧と電流の位相差を示すグラフである （ａ）、（ｂ）は、３相電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗのゼロクロス毎に、同期モータ１０のモデル式のパラメータであるインダクタンスＬが修正される様子を示す説明図である。

符号の説明

１…電流指令生成部
３…電流制御器
４…ｄｑ／αβ座標変換部
５…加算部
６…αβ／ｕｖｗ変換部
７…ＰＷＭ信号発生部
８…インバータ
９…電流センサ
１０…同期モータ
１１…ｕｖｗ／αβ変換部
１２…αβ／ｄｑ変換部
１３…磁極位置推定部
１４…遅延処理部
１５…第２の偏差演算部
１６…外積演算部
１７…外乱発生部
１８…補償部
２０…回転子

Claims (2)

1. 突極性を有する同期モータの磁極位置を推定する磁極位置推定方法であって、
   モータ印加電圧及びモータ電流と、前記同期モータの回転子の回転軸を原点として、相互に直交するα軸及びβ軸によって定義される静止座標であるαβ座標における前記同期モータのモデル式であって、パラメータの１つとして、前記回転子の磁極位置方向に沿ったｄ軸と垂直なｑ軸におけるｑ軸インダクタンスを含むモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める推定ステップと、
   前記推定磁極位置の方向に一致する位相を持つ高調波電圧を前記同期モータに印加する印加ステップと、
   前記高調波電圧によって生じる高調波モータ電流を抽出する抽出ステップと、
   前記高調波電圧と前記高調波モータ電流との位相差が概ねゼロとなるように、前記ｑ軸インダクタンスを修正するものであって、前記高調波電圧に対応するベクトルと前記高調波モータ電流に対応するベクトルとの外積の演算から得られる外積の符号に応じて、この外積がゼロに近づくように、前記ｑ軸インダクタンスを所定値だけ修正する修正ステップとを備え、
   前記ｑ軸インダクタンスが修正されたモデル式を用いて推定磁極位置を求めることを特徴とする磁極位置推定方法。
2. 突極性を有する同期モータの制御装置であって、
   モータ印加電圧及びモータ電流と、前記同期モータの回転子の回転軸を原点として、相互に直交するα軸及びβ軸によって定義される静止座標であるαβ座標における前記同期モータのモデル式であって、パラメータの１つとして、前記回転子の磁極位置方向に沿ったｄ軸と垂直なｑ軸におけるｑ軸インダクタンスを含むモデル式とに基づいて推定磁極位置を求める磁極位置推定手段と、
   前記推定磁極位置の方向に一致する位相を持つ高調波電圧を前記同期モータに印加する印加手段と、
   前記高調波電圧によって生じる高調波モータ電流を抽出する抽出手段と、
   前記高調波電圧と前記高調波モータ電流との位相差が概ねゼロとなるように、前記ｑ軸インダクタンスを修正するものであって、前記高調波電圧に対応するベクトルと前記高調波モータ電流に対応するベクトルとの外積の演算から得られる外積の符号に応じて、この外積がゼロに近づくように、前記ｑ軸インダクタンスを所定値だけ修正する修正手段と、
   前記修正手段によって前記ｑ軸インダクタンスが修正されたモデル式に基づいて算出された推定磁極位置に基づいて、前記モータ印加電圧を生成して前記同期モータに印加する制御手段とを備えることを特徴とする同期モータ制御装置。

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