JP5155344B2

JP5155344B2 - 電動機の磁極位置推定装置

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Publication number: JP5155344B2
Application number: JP2010007019A
Authority: JP
Inventors: 雅彦秋山
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2010-01-15
Filing date: 2010-01-15
Publication date: 2013-03-06
Anticipated expiration: 2030-01-15
Also published as: JP2011147287A; US8384323B2; US20110175560A1

Description

本発明は、電動機の磁極位置推定装置に関する。

従来、例えば突極性を有する同期モータにおいて、実軸であるｄｑ座標軸に対して位相差を有する制御軸（ｄｃ−ｑｃ座標軸）での電圧方程式に基づいて、誘起電圧が位相に応じて変化することを用いて位相差を算出し、この算出結果から制御軸の位相を算出する装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００１−２５１８８９号公報

ところで、上記従来技術に係る装置においては、モータの停止時を含む回転速度が低い場合には位相差を算出することができないことから、他の演算方法を用いて位相差を算出する必要が生じる。
このため、例えば、複数の異なる演算方法により位相差を算出する複数の演算装置を備え、モータの回転速度に応じて複数の演算装置を切り替えて位相差を算出するように構成すると、装置構成が複雑化して、演算負荷が増大してしまい、複数の演算装置を切り替えるときにチャタリングが発生するという問題が生じる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、装置構成の複雑化および演算負荷の増大を抑制し、磁極位置の算出結果に変動が生じることを防止することが可能な電動機の磁極位置推定装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係る電動機の磁極位置推定装置は、電動機への通電に対する指令電圧を出力する指令電圧出力手段（例えば、実施の形態での電圧加算部４５）と、前記電動機に通電される実電流を検出して検出結果を出力する電流検出手段（例えば、実施の形態での相電流センサ３２）と、前記指令電圧と前記実電流とに基づいて、前記電動機の所定モデルの電圧方程式に応じたモデル電流を算出して、算出結果を出力するモデル電流算出手段（例えば、実施の形態でのモータモデル電流演算部６１）と、前記モデル電流と前記実電流との差である電流差を算出する電流差算出手段（例えば、実施の形態でのγ軸電流偏差算出部６２ａおよびδ軸電流偏差算出部６２ｂ）と、前記電流差に基づいて、前記電動機の実際の磁極位置と推定又は指定による磁極位置との差である磁極位置差を、前記電動機の回転速度が所定値未満であるか否かに応じて、互いに異なる演算により算出する第１及び第２の磁極位置差算出手段（例えば、実施の形態での低速域磁極位置誤差演算部６６及び高速域磁極位置誤差演算部６５）と、前記第１の磁極位置差算出手段又は前記第２の磁極位置差算出手段により算出された前記磁極位置差に基づいて、前記電動機の磁極位置を演算する磁極位置演算手段（例えば、実施の形態での回転速度−磁極位置演算部４９）とを備える。

さらに、前記第１の磁極位置差算出手段は、前記電動機の回転速度が所定値未満である場合に、前記電動機のインダクタンスが前記磁極位置に応じて変化することに基づいて、
ｄｑ座標系での前記電動機の電圧方程式においてｄ軸をγ軸に置換し、かつｑ軸をδ軸に置換し、かつ回転速度をゼロとしてから該電圧方程式を離散化して得られる離散時間状態方程式と、該離散時間状態方程式をｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系での前記電動機の電圧方程式に適用してから回転速度をゼロとして得られる式とに基づき、今回の制御サイクルでの前記電流差および前記実電流と前回の制御サイクルでの前記実電流とを用いて前記磁極位置差を算出し、前記第２の磁極位置差算出手段は、前記電動機の回転速度が所定値以上である場合に、前記電動機の誘起電圧が前記磁極位置に応じて変化することに基づいて、前記γδ座標系での前記電動機の電圧方程式において磁極位置および回転速度に係る項を外乱として削除する前後において該電圧方程式を離散化して得られる２つの離散時間状態方程式に基づき、今回の制御サイクルでの前記電流差と前回の制御サイクルでの前記実電流および前記回転速度とを用いて前記磁極位置差を算出する。

さらに、本発明の第２態様に係る電動機の磁極位置推定装置では、前記第１の磁極位置差算出手段は、前記磁極位置差が小さいこと基づいて得られる近似式により前記磁極位置差を算出する。

本発明の第１態様に係る電動機の磁極位置推定装置によれば、モデル電流算出手段は、電動機の回転速度に応じて互いに異なる演算により磁極位置差を算出する２つの第１の磁極位置差算出手段と第２の磁極位置差算出手段とに対して、共通化された状態方程式によりモデル電流を算出する。また、磁極位置演算手段は、２つの第１の磁極位置差算出手段と第２の磁極位置差算出手段とに対して、共通化された演算によって電動機の磁極位置を算出する。
これにより、例えば第１の磁極位置差算出手段と第２の磁極位置差算出手段とに対して、共通化されていない演算によってモデル電流および電動機の磁極位置を算出する場合に比べて、装置構成を簡略化することができ、演算負荷を低減することができる。さらに、電動機の回転速度が所定値未満であるか否かに応じて、第１の磁極位置差算出手段による磁極位置差の算出と、第２の磁極位置差算出手段による磁極位置差の算出との、何れか一方を選択して切り替えるときの安定性を向上させることができる。

さらに、電動機の回転速度が所定値未満であるか否かに応じて、第１の磁極位置差算出手段による磁極位置差の算出と、第２の磁極位置差算出手段による磁極位置差の算出との、何れか一方を選択して切り替えることにより、適切に電動機の磁極位置を算出することができる。第１の磁極位置差算出手段によれば、電動機の停止時であっても磁極位置を算出することができる。第２の磁極位置差算出手段によれば、所定の検出用電圧を印加する必要無しに磁極位置を算出することができる。

本発明の実施形態に係る電動機の磁極位置推定装置の構成図である。本発明の実施形態に係る回転直交座標のγ−δ軸およびｄ−ｑ軸の一例を示す図である。本発明の実施形態に係る電動機の磁極位置推定装置の構成図である。図３に示す磁極位置誤差推定部の構成図である。本発明の実施形態に係る切替フラグの回転速度に応じた変化の一例を示す図である。図３に示す回転速度−磁極位置演算部の構成図である。本発明の実施形態の変形例に係る回転速度−磁極位置演算部の構成図である。

以下、本発明の電動機の磁極位置推定装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態による電動機の磁極位置推定装置１０（以下、単に、磁極位置推定装置１０と呼ぶ）は、例えば３相交流のブラシレスＤＣモータ１１（以下、単に、モータ１１と呼ぶ）の磁極位置（つまり、所定の基準回転位置からの回転子の磁極の回転角度）を推定するものであって、このモータ１１は、界磁に利用する永久磁石を有する回転子（図示略）と、この回転子を回転させる回転磁界を発生する固定子（図示略）とを備えて構成されている。
磁極位置推定装置１０は、例えば図１に示すように、バッテリ１２を直流電源とするインバータ１３と、モータ制御装置１４とを備えて構成されている。

この３相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）交流のモータ１１の駆動はモータ制御装置１４から出力される制御指令を受けてインバータ１３によりおこなわれる。
インバータ１３は、スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semi-conductor Field Effect Transistor）を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと平滑コンデンサＣとを具備し、このブリッジ回路１３ａがパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号によって駆動される。

このブリッジ回路１３ａでは、例えば各相毎に対をなすハイ側およびロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬと、ハイ側およびロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬと、ハイ側およびロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬとがブリッジ接続されている。そして、各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはドレインがバッテリ１２の正極側端子に接続されてハイサイドアームを構成し、各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはソースがバッテリ１２の接地された負極側端子に接続されてローサイドアームを構成している。そして、各相毎に、ハイサイドアームの各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨのソースはローサイドアームの各トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬのドレインに接続され、各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのドレイン−ソース間には、ソースからドレインに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。

インバータ１３は、例えばモータ１１の駆動時等においてモータ制御装置１４から出力されて各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬのゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替える。これによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、モータ１１の３相のステータ巻線への通電を順次転流させることで、各相のステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

モータ制御装置１４は、後述するように、回転直交座標をなすγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）を行うものであり、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃを演算し、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてインバータ１３に対するゲート信号であるＰＷＭ信号を出力する。そして、実際にインバータ１３からモータ１１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγ−δ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように制御をおこなう。

モータ制御装置１４は、例えば相電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１と、制御装置２２と、ＰＷＭ信号生成部２３と、検出用電圧印加部２４とを備えて構成されている。
相電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１は、インバータ１３のブリッジ回路１３ａとモータ１１との間において、３相の各相電流のうち少なくとも何れか２相の各相電流（例えば、Ｕ相電流およびＶ相電流）を検出する各相電流センサ３２に接続され、各相電流センサ３２から出力される検出信号を受けて、検出信号を制御装置２２に出力する。

制御装置２２は、例えば図２に示すように、実際のモータ１１が有する回転直交座標のｄ−ｑ軸に対して、実際の回転角と推定または指定した回転角との差である位相差Δθｅおよび回転速度ωｅを有する回転直交座標のγ−δ軸を設定し、このγ−δ座標上で電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう。
制御装置２２は、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃを生成し、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃに基づいて各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、ＰＷＭ信号生成部２３に出力する。
また、制御装置２２は、各相電流センサ３２から出力される検出信号に応じた各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをγ−δ座標上に変換して得たγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδと、指令γ軸電流Ｉγｃ及び指令δ軸電流Ｉδｃとの各偏差がゼロとなるように電流のフィードバック制御（ベクトル制御）をおこなう。
なお、この制御装置２２の動作の詳細は後述する。

ＰＷＭ信号生成部２３は、正弦波状の電流を３相のステータ巻線に通電するために、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波などのキャリア信号とを比較して、インバータ１３の各トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨ，ＵＬ，ＶＬ，ＷＬをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。そして、インバータ１３において３相の各相毎に対をなす各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ１２から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１１の各ステータ巻線への通電を順次転流させることで、各ステータ巻線に交流のＵ相電流ＩｕおよびＶ相電流ＩｖおよびＷ相電流Ｉｗを通電する。

検出用電圧印加部２４は、例えばモータ１１の低速域での回転時における磁極位置誤差推定の処理において、後述する制御装置２２の電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγｃおよびδ軸電圧指令値Ｖδｃに重畳される電圧として、例えば所定周波数のパルス電圧または高周波正弦波電圧などからなるγ軸検出用電圧Ｖｈγおよびδ軸検出用電圧Ｖｈδを出力する。

制御装置２２は、例えば図３に示すように、速度制御部４１と、指令電流生成部４２と、電流制御部４３と、印加電圧切替部４４と、電圧加算部４５と、γδ−３相変換部４６と、３相−γδ変換部４７と、磁極位置誤差推定部４８と、回転速度−磁極位置演算部４９と、電気角−機械角変換部５０とを備えて構成されている。

速度制御部４１は、外部から入力される回転速度指令値ωｒｃに基づき、例えば電気角−機械角変換部５０から出力される回転速度ωｒ（機械角）に応じたクローズループ制御により、トルク指令Ｔｃを演算し、演算結果を出力する。
なお、制御装置２２は、この速度制御部４１の代わりに、モータ１１から出力されるトルクに応じたトルク制御（クローズループ制御など）を行なうトルク制御部を備えて、トルク制御を実行してもよい。

指令電流生成部４２は、速度制御部４１から出力されるトルク指令Ｔｃに基づき、指令δ軸電流Ｉδｃおよび指令γ軸電流Ｉγｃを演算して出力する。

電流制御部４３は、指令電流生成部４２から出力される指令γ軸電流Ｉγｃと３相−γδ変換部４７から出力されるγ軸電流Ｉγとの偏差ΔＩγを算出し、指令電流生成部４２から出力される指令δ軸電流Ｉδｃと３相−γδ変換部４７から出力されるδ軸電流Ｉδとの偏差ΔＩδを算出する。そして、例えばＰＩ（比例・積分）動作などにより、偏差ΔＩγを制御増幅してγ軸電圧指令値Ｖγｃを算出し、偏差ΔＩδを制御増幅してδ軸電圧指令値Ｖδｃを算出する。そして、γ軸電圧指令値Ｖγｃおよびδ軸電圧指令値Ｖδｃを出力する。

印加電圧切替部４４は、回転速度−磁極位置演算部４９から出力されるモータ１１の回転速度推定値ωｅに応じて、印加電圧切替部４４から出力する印加電圧を切り替える。
印加電圧切替部４４は、例えば回転速度推定値ωｅが所定値以下であって、モータ１１が低速域で回転している場合には、切替フラグのフラグ値を「０」として、検出用電圧印加部２４から出力されるγ軸検出用電圧Ｖｈγおよびδ軸検出用電圧Ｖｈδを印加電圧として出力する。一方、例えば回転速度推定値ωｅが所定値よりも大きく、モータ１１が高速域で回転している場合には、切替フラグのフラグ値を「１」として、ゼロを印加電圧として出力する。

電圧加算部４５は、電流制御部４３から出力される各γ軸電圧指令値Ｖγｃおよびδ軸電圧指令値Ｖδｃと、印加電圧切替部４４から出力される印加電圧（つまり、検出用電圧印加部２４から出力されるγ軸検出用電圧Ｖｈγおよびδ軸検出用電圧Ｖｈδ、又は、ゼロ）とを加算して、各γ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδとして、γδ−３相変換部４６および磁極位置誤差推定部４８に入力する。

γδ−３相変換部４６は、回転速度−磁極位置演算部４９から出力されるモータ１１の磁極位置推定値θｅにより、γ−δ座標上でのγ軸電圧指令値Ｖγおよびδ軸電圧指令値Ｖδを、静止座標である３相交流座標上での電圧指令値であるＵ相電圧指令ＶｕおよびＶ相電圧指令ＶｖおよびＷ相電圧指令Ｖｗに変換する。
３相−γδ変換部４７は、相電流センサＩ／Ｆ（インターフェース）２１から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｖの検出信号に基づき、同一タイミングでの各相電流の電流値の総和はゼロであることを用いて、２相の相電流（例えば、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ）の電流値から、他の１相の相電流（例えば、Ｗ相電流Ｉｗ）の電流値を算出する。そして、回転速度−磁極位置演算部４９から出力されるモータ１１の磁極位置推定値θｅにより、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、γ−δ座標上でのγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδに変換する。

磁極位置誤差推定部４８は、例えば、電圧加算部４５から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδと、３相−γδ変換部４７から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδとに基づき、モータ１１の回転時にモータ１１が発生する誘起電圧又はモータ１１のインダクタンスが磁極位置によって変化することを利用して位相差Δθｅを推定する。
磁極位置誤差推定部４８は、例えば、高速域ではモータ１１が発生する誘起電圧が磁極位置によって変化することを利用して、また、低速域では電流制御部４３から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγｃ及びδ軸電圧指令値Ｖδｃに検出用電圧印加部２４から出力されるγ軸検出用電圧Ｖｈγ及びδ軸検出用電圧Ｖｈδを印加した状態でインダクタンスが磁極位置により変化すること（いわゆるインダクタンスの突極性）を利用して位相差Δθｅを推定する。

磁極位置誤差推定部４８は、例えば図４に示すように、モータモデル電流演算部６１と、γ軸電流偏差算出部６２ａおよびδ軸電流偏差算出部６２ｂと、出力切替部６３と、ヒステリシス設定部６４と、高速域磁極位置誤差演算部６５と、低速域磁極位置誤差演算部６６とを備えて構成されている。

モータモデル電流演算部６１は、電圧加算部４５から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδと、３相−γδ変換部４７から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδとを用いて、モータ１１の所定モデルの電圧方程式によりγ軸モデル電流ＩγＭ及びδ軸モデル電流ＩδＭを算出し、各モデル電流ＩγＭ，ＩδＭを出力する。
モータモデル電流演算部６１は、モータ１１が低速域で回転しているときに低速域磁極位置誤差演算部６６によって位相差Δθｅが推定される場合と、モータ１１が高速域で回転しているときに高速域磁極位置誤差演算部６５によって位相差Δθｅが推定される場合との両方に対して、モータ１１の所定モデルの電圧方程式が共通化されるように構成されている。

先ず、以下に、モータ１１の所定モデルの電圧方程式について説明する。
γ−δ座標系でのモータ１１の電圧方程式（つまり、連続時間での電圧方程式）は、例えば、γ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδと、巻線抵抗Ｒと、微分演算子ｐと、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑと、位相差Δθｅと、回転速度推定値ωｅと、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、永久磁石の磁束成分（誘起電圧定数）φとにより、例えば下記数式（１）に示すように記述される。

上記数式（１）において、磁極位置および回転速度に係る項を外乱として削除すると、モータ１１の簡易的な電圧方程式は、下記数式（２）に示すように記述される。

連続時間での簡易的な電圧方程式である上記数式（２）を、例えばオイラー近似を用いて離散化すると、離散時間状態方程式は、キャリア信号の１周期Ｔｓおよび任意の自然数ｎにより、例えば下記数式（３）に示すように記述される。
なお、下記数式（３）において、任意の自然数ｎは、例えば任意の制御周期でのキャリア信号の山側のキャリア頂点に対応するインデックスである。
また、下記数式（３）において、３相−γδ変換部４７から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδの（ｎ）番目の値つまりγ軸電流Ｉγ［ｎ］及びδ軸電流Ｉδ［ｎ］を、（ｎ）番目でのγ軸モデル電流ＩγＭ［ｎ］及びδ軸モデル電流ＩδＭ［ｎ］とした。

モータモデル電流演算部６１は、電圧加算部４５から出力されるγ軸電圧指令値Ｖγ及びδ軸電圧指令値Ｖδの（ｎ−１）番目の値つまりγ軸電圧指令値Ｖγ［ｎ−１］及びδ軸電圧指令値Ｖδ［ｎ−１］と、３相−γδ変換部４７から出力されるγ軸電流Ｉγ及びδ軸電流Ｉδの（ｎ−１）番目の値つまりγ軸電流Ｉγ［ｎ−１］及びδ軸電流Ｉδ［ｎ−１］とを用いて、上記数式（３）に示すモータ１１の所定モデルの電圧方程式により、（ｎ）番目でのγ軸モデル電流ＩγＭ［ｎ］及びδ軸モデル電流ＩδＭ［ｎ］を算出し、各モデル電流ＩγＭ［ｎ］，ＩδＭ［ｎ］を出力する。

また、ｄ−ｑ座標系でのモータ１１の電圧方程式（つまり、連続時間での電圧方程式）は、磁極位置に係る拡張誘起電圧Ｅｅｘを用いて記述すると、例えば下記数式（４）に示すように記述される。
下記数式（４）において、モータ１１が低速域で回転（あるいは、停止）している状態であれば、角速度をゼロ（つまり、回転速度推定値ωｅ≒０）として無視することができる。さらに、各軸電流および各軸電圧指令値においてｄ軸をγ軸に置換し、かつｑ軸をδ軸に置換し、磁極位置および回転速度に係る拡張誘起電圧Ｅｅｘの項を外乱として削除すると、モータ１１の簡易的な電圧方程式は、上述した実施の形態と同様に、上記数式（２）に示すように記述される。
これにより、モータ１１が低速域で回転あるいは停止している状態でのモータ１１の所定モデルの電圧方程式は、上記数式（３）と同様に記述される離散時間状態方程式となる。

γ軸電流偏差算出部６２ａおよびδ軸電流偏差算出部６２ｂは、例えば下記数式（５）に示すように、同一タイミング、例えばキャリア信号の山側のキャリア頂点の（ｎ）番目で、３相−γδ変換部４７から出力されるγ軸電流Ｉγ［ｎ］及びδ軸電流Ｉδ［ｎ］と、モータモデル電流演算部６１から出力される各モデル電流ＩγＭ［ｎ］，ＩδＭ［ｎ］との各電流偏差ΔＩγＭ［ｎ］，ΔＩδＭ［ｎ］を算出し、各電流偏差ΔＩγＭ［ｎ］，ΔＩδＭ［ｎ］を出力する。

出力切替部６３は、ヒステリシス設定部６４から出力される切替フラグのフラグ値に応じて、高速域磁極位置誤差演算部６５または低速域磁極位置誤差演算部６６の何れか一方を選択して、γ軸電流偏差算出部６２ａおよびδ軸電流偏差算出部６２ｂから出力された各電流偏差ΔＩγＭ［ｎ］，ΔＩδＭ［ｎ］の出力先を切り替える。
出力切替部６３は、切替フラグのフラグ値が「１」である場合には、高速域磁極位置誤差演算部６５に各電流偏差ΔＩγＭ［ｎ］，ΔＩδＭ［ｎ］を出力し、一方、切替フラグのフラグ値が「０」である場合には、低速域磁極位置誤差演算部６６に各電流偏差ΔＩγＭ［ｎ］，ΔＩδＭ［ｎ］を出力する。

ヒステリシス設定部６４は、モータ１１の回転速度（例えば、回転速度−磁極位置演算部４９から出力されるモータ１１の回転速度推定値ωｅ）に応じてヒステリシスを設けて、切替フラグのフラグ値を「０」または「１」に設定する。
ヒステリシス設定部６４は、切替フラグのフラグ値をモータ１１の回転速度が所定値以上であるか否かに応じて切り替えるときことに対してヒステリシスを設定している。例えば図５に示すように、切替フラグのフラグ値が「０」に設定されている状態でモータ１１の回転速度が上昇する場合には、所定の第１回転速度ωａよりも大きい所定の第２回転速度ωｂ（＞ωａ）以上になったときに切替フラグのフラグ値を「０」から「１」へと切り替える。一方、切替フラグのフラグ値が「１」に設定されている状態でモータ１１の回転速度が低下する場合には、所定の第１回転速度ωａ（＜ωｂ）以上になったときに切替フラグのフラグ値を「１」から「０」へと切り替える。

高速域磁極位置誤差演算部６５は、例えば下記数式（６）により位相差Δθｅを算出する。
この下記数式（６）は、上記数式（１）に示すモータ１１の電圧方程式を離散化して得た離散時間状態方程式と、上記数式（３）に示すモータ１１の所定モデルの電圧方程式（つまり、モータ１１の簡易的な電圧方程式である上記数式（２）を離散化して得た離散時間状態方程式）とに基づき算出される。
下記数式（６）によれば、例えば、γ軸電流偏差算出部６２ａおよびδ軸電流偏差算出部６２ｂから出力される（ｎ）番目での各電流偏差ΔＩγＭ［ｎ］，ΔＩδＭ［ｎ］と、（ｎ−１）番目での回転速度推定値ωｅ［ｎ−１］と、３相−γδ変換部４７から出力される（ｎ−１）番目でのγ軸電流Ｉγ［ｎ−１］及びδ軸電流Ｉδ［ｎ−１］と、予め既知とされるモータ１１の電気的回路定数（つまり、巻線抵抗Ｒおよび各インダクタンスＬｄ，Ｌｑおよびキャリア信号の１周期Ｔｓ）とにより、（ｎ）番目での位相差Δθｅが算出される。

低速域磁極位置誤差演算部６６は、例えば下記数式（７）により位相差Δθｅを算出する。
この下記数式（７）は、上記数式（３）に示すモータ１１の所定モデルの電圧方程式（つまり、モータ１１の簡易的な電圧方程式である上記数式（２）を離散化して得た離散時間状態方程式）と、上記数式（４）に基づく離散時間状態方程式と、γ−δ座標系でのモータ１１の電圧方程式（下記数式（８））に基づく拡張誘起電圧Ｅｅｘの数式とに基づき算出される。
なお、上記数式（４）に基づく離散時間状態方程式は、上記数式（４）において、モータ１１が低速域で回転（あるいは、停止）している状態であるとして、角速度をゼロ（つまり、回転速度推定値ωｅ≒０）として無視し、さらに、各軸電流および各軸電圧指令値でのｄ軸をγ軸に置換し、かつｑ軸をδ軸に置換して得たモータ１１の電圧方程式を、離散化して得た離散時間状態方程式である。
また、下記数式（８）の電圧方程式に基づく拡張誘起電圧Ｅｅｘの数式は、下記数式（８）に対して、上記数式（４）において各軸電流および各軸電圧指令値でのｄ軸をγ軸に置換し、かつｑ軸をδ軸に置換して得た電圧方程式を適用し、さらに、モータ１１が低速域で回転（あるいは、停止）している状態であるとして、角速度をゼロ（つまり、回転速度推定値ωｅ≒０）として無視して得た数式である。

また、低速域磁極位置誤差演算部６６は、例えば位相差Δθｅが小さい（Δθｅ≒０）場合には、上記数式（７）に係る近似式である下記数式（９）により位相差Δθｅを算出してもよい。

回転速度−磁極位置演算部４９は、高速域磁極位置誤差演算部６５または低速域磁極位置誤差演算部６６から出力される位相差Δθｅに基づき、ＰＬＬ（Phase-locked loop）による位相同期処理をおこなう。
回転速度−磁極位置演算部４９は、例えば図６に示すように、位相同期部７１と、積分演算部７２とを備えて構成されている。

位相同期部７１は、位相同期処理として、例えばＰＩ（比例・積分）動作を実行し、例えば下記数式（１０）に示すように記述される伝達関数Ｇｅ（ｓ）に基づき、比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉにより、例えば下記数式（１１）に示すようにして、位相差Δθｅから回転速度推定値ωｅを演算して、演算結果を出力する。

積分演算部７２は、例えば下記数式（１２）に示すように、位相同期部７１から出力される回転速度推定値ωｅを積分して磁極位置推定値θｅを演算し、演算結果を出力する。

なお、回転速度−磁極位置演算部４９は、ＰＩ動作に限定されず、例えば図７および下記数式（１３）に示す第１変形例のように、位相差Δθｅを入力値とする同一次元オブザーバによる追従演算処理を実行して、回転速度推定値ωｅ及び磁極位置推定値θｅを演算してもよい。

電気角−機械角変換部５０は、モータ１１の極対数ｑに応じて、回転速度−磁極位置演算部４９から出力される回転速度推定値ωｅを回転速度ωｒ（機械角）に変換し、回転速度ωｒ（機械角）を出力する。

上述したように、本実施形態による電動機の磁極位置推定装置１０によれば、モータモデル電流演算部６１は、モータ１１の回転速度に応じて互いに異なる演算により位相差Δθｅを算出する２つの高速域磁極位置誤差演算部６５と低速域磁極位置誤差演算部６６とに対して、共通化された状態方程式により各モデル電流ＩγＭ，ＩδＭを算出する。また、回転速度−磁極位置演算部４９は、２つの２つの高速域磁極位置誤差演算部６５と低速域磁極位置誤差演算部６６とに対して、共通化された演算によってモータ１１の磁極位置を算出する。
これにより、例えば高速域磁極位置誤差演算部６５と低速域磁極位置誤差演算部６６とに対して、共通化されていない演算によって各モデル電流ＩγＭ，ＩδＭおよび位相差Δθｅを算出する場合に比べて、装置構成を簡略化することができ、演算負荷を低減することができる。さらに、モータ１１の回転速度が所定値未満であるか否かに応じて、磁極位置誤差演算部６５による位相差Δθｅの算出と、高速域低速域磁極位置誤差演算部６６による位相差Δθｅの算出との、何れか一方を選択して切り替えるときの安定性を向上させることができる。

さらに、モータ１１の回転速度が所定値未満であるか否かに応じて、低速域磁極位置誤差演算部６６による位相差Δθｅの算出と、高速域磁極位置誤差演算部６５による位相差Δθｅの算出との、何れか一方を選択して切り替えることにより、適切にモータ１１の磁極位置（磁極位置推定値θｅ）を算出することができる。低速域磁極位置誤差演算部６６によれば、モータ１１の停止時であっても磁極位置を算出することができる。高速域磁極位置誤差演算部６５によれば、所定のγ軸検出用電圧Ｖｈγおよびδ軸検出用電圧Ｖｈδを印加する必要無しに磁極位置を算出することができる。

さらに、モータ１１の回転速度が所定値未満であるか否かに応じて、低速域磁極位置誤差演算部６６による位相差Δθｅの算出と、高速域磁極位置誤差演算部６５による位相差Δθｅの算出との、何れか一方を選択して切り替えることに対してヒステリシスを設けることで、切替時にチャタリングが発生することを防止することができる。

なお、上述した実施の形態においては、各相電流センサ３２の代わりに、インバータ１３のブリッジ回路１３ａとバッテリ１２の負極側端子あるいは正極側端子との間においてインバータ１３のブリッジ回路１３ａの直流側電流Ｉｄｃを検出する直流側電流センサを設けてもよい。この第２変形例では、直流側電流センサから出力される検出信号と、ＰＷＭ信号生成部２３からインバータ１３に入力されるゲート信号とに基づき各相電流を推定し、各相電流の推定値を３相−γδ変換部４７に入力する。なお、この場合、上記数式（３）に示す電圧方程式は、各相電流の推定値が有するタイミングと同一のタイミングで同期化されていればよい。

１０電動機の磁極位置推定装置
１１モータ
１３インバータ
２２制御装置
３２相電流センサ（電流検出手段）
４５電圧加算部（指令電圧出力手段）
４９回転速度−磁極位置演算部（磁極位置演算手段）
６１モータモデル電流演算部（モデル電流算出手段）
６２ａ γ軸電流偏差算出部（電流差算出手段）
６２ｂ δ軸電流偏差算出部（電流差算出手段）
６５高速域磁極位置誤差演算部（第２の磁極位置差算出手段）
６６低速域磁極位置誤差演算部（第１の磁極位置差算出手段）

Claims

電動機への通電に対する指令電圧を出力する指令電圧出力手段と、
前記電動機に通電される実電流を検出して検出結果を出力する電流検出手段と、
前記指令電圧と前記実電流とに基づいて、前記電動機の所定モデルの電圧方程式に応じたモデル電流を算出して、算出結果を出力するモデル電流算出手段と、
前記モデル電流と前記実電流との差である電流差を算出する電流差算出手段と、
前記電流差に基づいて、前記電動機の実際の磁極位置と推定又は指定による磁極位置との差である磁極位置差を、前記電動機の回転速度が所定値未満であるか否かに応じて、互いに異なる演算により算出する第１及び第２の磁極位置差算出手段と、
前記第１の磁極位置差算出手段又は前記第２の磁極位置差算出手段により算出された前記磁極位置差に基づいて、前記電動機の磁極位置を演算する磁極位置演算手段と
を備え、
前記第１の磁極位置差算出手段は、前記電動機の回転速度が所定値未満である場合に、前記電動機のインダクタンスが前記磁極位置に応じて変化することに基づいて、
ｄｑ座標系での前記電動機の電圧方程式においてｄ軸をγ軸に置換し、かつｑ軸をδ軸に置換し、かつ回転速度をゼロとしてから該電圧方程式を離散化して得られる離散時間状態方程式と、該離散時間状態方程式を前記ｄｑ座標系に対して位相差を有するγδ座標系での前記電動機の電圧方程式に適用してから回転速度をゼロとして得られる式とに基づき、今回の制御サイクルでの前記電流差および前記実電流と前回の制御サイクルでの前記実電流とを用いて前記磁極位置差を算出し、
前記第２の磁極位置差算出手段は、前記電動機の回転速度が所定値以上である場合に、前記電動機の誘起電圧が前記磁極位置に応じて変化することに基づいて、
前記γδ座標系での前記電動機の電圧方程式において磁極位置および回転速度に係る項を外乱として削除する前後において該電圧方程式を離散化して得られる２つの離散時間状態方程式に基づき、今回の制御サイクルでの前記電流差と前回の制御サイクルでの前記実電流および前記回転速度とを用いて前記磁極位置差を算出することを特徴とする電動機の磁極位置推定装置。
前記第１の磁極位置差算出手段は、前記磁極位置差が小さいこと基づいて得られる近似式により前記磁極位置差を算出することを特徴とする請求項１に記載の電動機の磁極位置推定装置。