JP4665360B2 - 電動機制御装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ゼロ速度を含む極低速から磁極位置を精度良く推定し、その推定された磁極位置に基づいてトルク、および速度を制御する電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の磁極推定方法としては、電学論Ｄ，１０８巻１２号，１９８８「パラメータ同定機能をもつブラシレスＤＣモータの適応電流制御法」に報告されているような電動機速度に比例する誘起電圧を電動機入力電圧と電流より演算し、速度を推定する方法が広く用いられている。また、平成８年電気学会産業応用部門全国大会Ｎｏ．１７０「センサレス方式による突極形同期モータのゼロ速トルク制御」があり、この手法は電圧指令値に交流信号を重畳し、検出電流をＦＦＴ解析して電動機回転速度と磁極位置を検出する手法である。しかしながら、モータの誘起電圧に基づき回転子速度・位置とを推定する方法では高速域においては十分な精度で動くが、誘起電圧情報の少ない極低速においては正確な推定ができなかった。
そこで、駆動周波数に関係しないセンシングのための交流信号をモータに注入し、電圧電流の関係からロータ位置を推定する方法がいくつか提案されている。しかし、センシング信号を注入するためには特別な信号発生器が必要であり、制御が複雑になるといった問題がある。それらと異なる方法としては、電学論Ｄ，１１８巻５号，１９９８「突極性に基づく位置推定法を用いた位置センサレスＩＰＭモータ駆動システム」と電学論Ｄ，１２０巻２号，２０００「Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ＩＰＭ Ｍｏｔｏｒ ｉｎ Ｌｏｗｅｒ Ｓｐｅｅｄ Ｒａｎｇｅ」に報告されているような特別なセンシング信号を注入せずにインバータ出力高調波、あるいはキャリア周波数成分の電流を用いて磁極位置を検出する方法が報告されている。
前者はＰＷＭインバータの出力電圧高調波が発生する高周波電流からインダクタンスを演算し、そのインダクタンスに基づいて位置を検出することを特徴としている。後者は、ＰＷＭインバータのキャリア信号をＵＶＷの三相におけるそれぞれの二相間で１２０度の位相差を持たせることによって、駆動周波数以外のキャリア周波数成分電圧と電流を発生させ、キャリア周期中の電圧は一定という仮定に基づき、キャリア周波数成分電流のみを用いて位置を検出することを特徴としていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、インバータ出力高調波、あるいはキャリア周波数成分の高周波電流を利用して磁極位置を検出する方法は、特別なセンシング信号発生器が必要ないというメリットがあるが、キャリア周期内で複数の電流検出を必要とするため、特別な電流検出回路が必要であったり、電流検出のタイミングと位置演算の同期が複雑であることが実用化を難しくしていた。
そこで、本発明は、キャリヤ周波数成分の高周波電流などを利用しても、特別な電流検出回路が必要なく、電流検出のタイミングと位置演算の同期を容易に取ることができる電動機の磁極位置検出方法および磁極位置検出装置とそれを用いた電動機制御装置を提供することを目的としている。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載の発明は、電気的突極性を有する電動機制御装置において、ＰＷＭキャリア信号ＵＶ、ＶＷ、ＷＵのそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段によってインバータの出力周波数以外の任意の高周波を電動機入力電圧あるいは電流に発生させ、Ｕ相をα軸として、それに９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系に変換し、前記α軸、前記β軸において前記任意の高周波成分の電流を検出し、前記α軸から４５度移動した軸をα’軸、それに９０度直交する軸をβ’軸とする二相の静止座標系に変換し、前記α’軸、前記β’軸において前記任意の高周波成分の電流を検出する電動機制御装置であって、前記静止座標系α軸、β軸とα’軸、β’軸において検出された高周波電流成分からピーク電流を抽出後、ローパスフィルタを通したものの出力を用いて電動機の磁極位置を検出することを特徴としている。
【０００５】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電動機制御装置において、前記任意の位相差を１２０度とし、前記任意の高周波をインバータキャリア周波数としたことを特徴としている。
【０００７】
まず、本発明は、キャリア周波数成分の電流を用いて磁極位置を検出する方法が基本であり、その磁極位置検出の基本原理を説明する。電圧形ＰＷＭインバータで駆動される同期電動機のベクトル制御装置において、ＰＷＭキャリア信号をＵＶＷの三相においてＵＶ，ＶＷ，ＷＵのようなそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせることによって、駆動周波数とは異なる高周波電圧と高周波電流を発生させる。すなわち、ＰＷＭのキャリアの周波数とキャリアの位相差を任意に与えることによって、発生する高周波成分の周波数帯を駆動周波数とは異なる周波数に調整することができる。たとえば、位相差を１２０度とすると、キャリア周波数と同周波の電圧と電流成分が大きく現れることとなる。この場合、高周波数電圧は次式のように表せる。
【０００８】
【数１】

ここで、ｕuh, ｕvh, ｕwhは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の高周波電圧、Ｖは高周波電圧振幅、ωh はキャリア角周波数を示している。
また、高周波電圧と高周波電流の関係は、次の（１）式で表される。
【数２】

ここで、ｉuh, ｉvh, ｉwhは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の高周波電流、Ｌはインダクタンスを示しており、Ｌuu、Ｌvv、Ｌwwは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の自己インダクタンス、その他は相間のインダクタンスを示している。回転子に永久磁石を使用する電動機では、電気的突極を有する（ｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスが異なることを意味する）ので、インダクタンスは磁極位置の情報を含んでいる。
【数３】

ここで、Ｌgoはエアギャップ磁束における励磁インダクタンス、Ｌs は固定子漏れインダクタンス、Ｌg2は大きさが角度に依存するインダクタンスを示している。
【０００９】
（１）式を固定子基準の静止座標系に変換すると、次の（２）式になる。
【数４】

ここで、Ｌ0 ＝Ｌs ＋３Ｌgo／２，Ｌ1 ＝３Ｌg2／２である。
（２）式より、磁極位置情報ｓｉｎ（２θ）、ｃｏｓ（２θ）を導くと、
【数５】

となる。このように高周波電圧と高周波電流を用いて磁極位置を推定することができる。
この推定機構をキャリア周波数に同期させ、高周波電流ｉβh がピークとなる点で電流をサンプルすれば、位相が９０度離れたｉαh はほぼゼロとなるので（３）式をさらに次の（４）式のように簡単に表すことができる。
【数６】

この（３）式、（４）式より、ｃｏｓ（２θ），ｓｉｎ（２θ）を求め、その値にもとづき演算器に予め準備した三角関数テーブルから、角度２θを払い出し２で除算することによって、磁極位置θ（以下）を検出することができる。 また、（３）式、（４）式の演算には電流微分値を用いているが、高速時には電流が急変するため、磁極位置が振動的になる。そこで、（２）式から電流微分値を（５）式のように求め、両辺を積分すると（６）式になる。
【００１０】
【数７】

【数８】

（６）式より、磁極位置情報ｓｉｎ（２θ）、ｃｏｓ（２θ）を導くと、
【数９】

となる。
キャリア周期と電圧サンプリング周期が同期している場合は、電圧積分値は次式のように固定値として扱うこととなる。通常の制御電圧源のインバータであればキャリア周期中は固定値である。
【数１０】

ここで、ｕαh がピーク電圧のときはｕβh ＝０となるので、この時点で（７）式からｃｏｓ（２θ）を計算すると、
【数１１】

【００１１】
さらに、ｕβh がピーク電圧のときはｕαh ＝０となるので、この時点で（７）式からｃｏｓ（２θ）を計算すると、
【数１２】

さらに、ｕαh ＝０の点からθが４５度進んだ点では、ｕαh ＝ｕβh となるので、この時点で（７）式からｓｉｎ（２θ）を計算すると、
【数１３】

さらに、ｕαh ＝０の点からθが１３５度進んだ点では、ｕαh ＝−ｕβh となるので、この時点で（７）式からｓｉｎ（２θ）を計算すると、
【数１４】

となり、磁極の位置を検出することができる。しかしながら、この磁極位置検出方法実現のためには、正確にｕαh ＝０の時点やｕαh ＝ｕβh の時点での高周波電流を検出する必要があり、実用的には難しい技術であった。そこで、本発明は以下のように改良を加えることで、この課題を解決する。
【００１２】
図１は本発明の磁極位置検出の基本原理を示すものである。図１（ａ）に示すように、モータの三相においてＵ相をα軸とし、それに９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系とし、α軸から４５度移動した軸をα’軸、それに９０度直交する軸をβ’軸とする二相の静止座標系とすると、それぞれの軸におけるインダクタンスは以下の（１１）〜（１４）式のように表される。
【数１５】

θ、θ’、θ”、θ"'はそれぞれのα、β、α’、β’軸をゼロ度とする位相の変数である。
この状態は、磁極位置がα軸に一致していることを示している図１（ｂ）。
ここで、磁極位置がα軸からΔθだけ位相が進んだとすると図１（ｃ）、
【数１６】

となり、
（１５）式から（１６）式を差し引いて、磁極位置情報のみを抽出し、
【数１７】

同様に（１７）式から（１８）式を差し引いて
【数１８】

が得られ、
磁極位置は次の（２１）式で検出できる。
【数１９】

ここで、具体的にインダクタンスの演算を説明する。
（８）〜（１０）式においてθ＝Δθとして、それぞれ（１５）〜（１８）式に代入すると、
【数２０】

【数２１】

【数２２】

【数２３】

となる。
ここで、ｉα´_h＝（ｉα_h＋ｉβ_h）｜θ₌₄₅°，
ｉβ´_h＝（ｉα_h−ｉβ_h）｜θ₌₁₃₅°，
ｕα´_h＝（ｕα_h＋ｕβ_h）｜θ₌₄₅°，
ｕβ´_h＝（ｕα_h＋ｕβ_h）｜θ₌₁₃₅°，である。
キャリヤ周期中の電圧を固定値として扱えば、各インダクタンスは各座標に変換されたキャリヤ周波数成分電流のみで計算することができることになる。すなわち、
【数２４】

ここで、｜｜α_vは絶対値を平均化することを示している。従って、（２１）式は、
【数２５】

となる。
よって、キャリヤ電流の瞬時値の演算ではなく、ピーク値のみを取り出し平均化することで、従来実用化が困難であつた課題を解決することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照し説明する。
図１は本発明の実施の形態に係る電動機の磁極位置検出方法の原理説明図である。
図２は図１に示す電動機の磁極位置検出装置の制御ブロック図である。
図３は図２に示すＰＷＭ制御器のブロック図である。
図４は図２に示す磁極位置検出器の構成図である。
【００１４】
図２において、速度制御器１は、速度指令値と速度推定値を比較して偏差がゼロとなるようにｑ軸電流（トルク電流）指令ｉqRef を決定する。ｑ軸電流制御器２は、ｉqRefと回転子と同期して回転する座標系１０（ｄ−ｑ座標変換器）に変換された電流のうちトルクに比例する電流ｉq とを比較し、偏差がゼロとなるように電圧指令Ｖq を決定する。
ｄ軸電流制御器４は、ｉdRefと回転子と同期して回転する座標系に変換された電流のう ち磁極方向に関する電流ｉd とを比較し、偏差がゼロとなるように電圧指令Ｖd を決定する。非干渉制御器３は、ｄ軸、ｑ軸間で干渉し合う速度起電力を計算し、電流制御器への影響を打ち消すように制御するものである。電圧振幅および位相演算器５は、電圧指令値Ｖd 、Ｖq を入力とし、指令電圧ベクトルの振幅および位相を演算するものである。ＰＷＭ制御器６は、電圧振幅および位相演算器５で演算された指令電圧ベクトルの振幅および位相を入力とし、インバータスイッチング信号を発生する。７はスイッチング信号によりＡＣモータ８を３相駆動するインバータ主回路である。（以上は、通常のＡＣモータのベクトル制御の部分である）。
図２中、本発明の磁極位置検出装置の構成部分は、ＰＷＭ制御器６のキャリヤ信号を基に磁極位置検出用の高周波を発生して出力する回路と、３相高周波電流を静止座標変換器９（α−β座標変換器）により変換した後、回転座標系（ｄ−ｑ）１０に変換する部分、３相高周波電流をＢＰＦ１１を介して、磁極位置検出器１２によりθを推定して磁極位置検出を行って制御基準とし、速度演算器１３により速度推定を行っている部分である。
【００１５】
図３において、図３は任意の高周波を発生するＰＷＭ制御器６の詳細図を示している。三相電圧指令演算器６−１は通常のベクトル制御装置で計算される電圧指令ベクトルの振幅と位相角を入力とし、三相の電圧指令値を計算する。
一方、駆動周波数とは異なる高周波を発生させるため、キャリア信号発生器６−４で発生する任意の周波数を持つキャリア信号を、フェーズシフタ６−３においてＵ相基準でＶ相の位相を角度Δθ、Ｗ相を２Δθずらし、それらをコンバレータ６−２で電圧指令値と比較し、スイッチング信号を発生する。そして、７のインバータ主回路に入力する。（この高周波により磁極位置検出を行う）。
図４において、図４は図２に示した磁極位置検出器１２の詳細を示す構成図であり、図２に示すＢＰＦ１１からの３相高周波電流を、座標変換器１４でα軸、β軸、α´軸、β´軸に変換して、電流のピーク値を取り出し、絶対値演算器１５とローパスフィルタ１６によって平均化処理を行い、磁極位置演算器１７によりθを推定する。
【００１６】
つぎに動作について説明する。
先ず、図３に示すように、キャリヤ信号発生器６−４で発生するキャリヤ信号を、フェーズシフタ６−３によりＵ相基準でＶ相の位相を角度△θ、Ｗ相を２△θずらして（１）式に示すような磁極位置検出用の高周波ｕｕｈ、ｕｖｈ、ｕｗｈ、を出力する。
磁極位置推定は、先ず、静止座標変換器９で検出電圧あるいは指令電圧と検出電流をバンドバスフィルタ１１で指定された任意の周波数のみ抽出する。
図４に示す磁極位置検出器１２では、バンドバスフィルタ１１から出力される３相高周波電流ｉを座標変換器１４によってα軸、β軸、α’軸、β’軸に変換する。次に座標変換器１４の出力（ｉα_h、ｉβ_h、ｉα´_h、ｉβ´_h）からそれぞれのピーク値を平均化する処理を絶対値演算器１５で実施する。ローパスフィルタ１６では絶対値演算器１５の出力をより滑らかにする効果があるが、絶対値処理でのピーク値のサンプル数が多い場合は省略してもよい。ローパスフィルタ１６からの出力、｜ｉα_h｜α_v、｜ｉβ_h｜α_v、｜ｉα´_h｜α_v、｜ｉβ´_h｜α_vは、前記（２６）式〜（２９）式のように各軸のインダクタンスに比例するものであり、次の磁極位置演算器１７では（３０）式の演算を実施して得られるΔθから磁極位置を計算して出力する。したがって、インダクタンスを計算することなく電流値のみで容易に磁極位置を検出することが可能である。また、平均化処理の付加によって電流のサンプルタイミングがずれたとしても、その影響による誤差はほとんど無くなることが確認できている。
このようにして、磁極位置を検出できたら、速度演算器１３により速度推定値ωを推定してωｒｅｆとの偏差を速度制御器１により調整し、ｑ軸電流分ｉｑｒｅｆを出力する。ｑ軸電流制御器２では、３相高周波電流を静止座標変換器９でα−β軸変換し、ｄ−ｑ軸変換器１０によりｄ軸基準に変換して高周波電流に同期したベクトル制御による電流ｉｑと、ｉｑｒｅｆを比較した電圧指令Ｖｑを出力し、θ値の調整を行って、検出磁極位置に基づく電動機制御が実施できる。
【００１７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、４つの座標軸上のインダクタンスを各座標に変換されたキャリア周波数成分電流のみで計算することができ、各演算をキャリア周波数成分電流の瞬時値ではなく、ピーク値のみを取り出した平均値で演算することによって、電流検出のタイミングと位置演算の同期が複雑で、従来実用化が困難であった課題を容易に解決することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電動機の磁極位置検出方法の原理の説明図である。
【図２】図１に示す電動機の磁極位置検出装置の制御ブロック図である。
【図３】図２に示すＰＷＭ制御器のブロック図である。
【図４】図２に示す磁極位置検出器の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ 速度制御器
２ ｑ軸電流制御器
３ 非干渉制御器
４ ｄ軸電流制御器
５ 電圧振幅および位相演算器
６ ＰＷＭ制御器
６−１ 三相電圧指令演算器
６−２ コンバレータ
６−３ フェーズシフタ
６−４ キャリア信号発生器
７ インバータ主回路
８ 交流電動機
９ 静止座標変換器
１０ 回転座標変換器
１１ バンドバスフィルタ
１２ 磁極位置検出器
１３ 速度演算器
１４ 座標変換器
１５ 絶対値演算器
１６ ローバスフィルタ
１７ 磁極位置演算器

Claims (2)

1. 電気的突極性を有する電動機制御装置において、ＰＷＭキャリア信号ＵＶ、ＶＷ、ＷＵのそれぞれの二相間で任意の位相差を持たせる手段によってインバータの出力周波数以外の任意の高周波を電動機入力電圧あるいは電流に発生させ、Ｕ相をα軸として、それに９０度直交する軸をβ軸とする二相の静止座標系に変換し、前記α軸、前記β軸において前記任意の高周波成分の電流を検出し、前記α軸から４５度移動した軸をα’軸、それに９０度直交する軸をβ’軸とする二相の静止座標系に変換し、前記α’軸、前記β’軸において前記任意の高周波成分の電流を検出する電動機制御装置であって、前記静止座標系α軸、β軸とα’軸、β’軸において検出された高周波電流成分からピーク電流を抽出後、ローパスフィルタを通したものの出力を用いて電動機の磁極位置を検出することを特徴とする電動機制御装置。
2. 前記任意の位相差を１２０度とし、前記任意の高周波をインバータキャリア周波数としたことを特徴とする請求項１に記載の電動機制御装置。

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