CN102969967A - 用于同步电机及逆变器装置的无传感器控制装置 - Google Patents

Abstract

根据一个实施例，一种用于同步电机的无传感器控制装置，包括：PWM处理单元(3)，其对三相电压指令进行脉宽调制，并且由此生成用于逆变器的门指令；高频电压计算器(8)，其获得包含在PWM处理单元的输出或等效输出值中的高频电压分量；高频电流计算器(7)，其获得包含在来自由该逆变器驱动的同步电机(5)的电流响应值的高频电流分量；以及估计角度计算器(9)，其基于多个对来计算表示该同步电机的旋转角度的估计值的估计相位角，每个所述对包含该高频电压分量和该高频电流分量，该高频电压分量和该高频电流分量分别包含相同频率下的余弦分量或正弦分量，针对至少两个不同的频率来获得所述对。

Description

用于同步电机及逆变器装置的无传感器控制装置

相关申请的交叉引用

本申请基于并要求2011年8月29日提交的日本专利申请No.2011-186126和2012年6月4日提交的专利申请No.2012-127546的优先权权益，在此通用引用将这两个专利申请的全部内容并入本文。

技术领域

本文描述的实施例大体涉及无传感器控制装置，该无传感器控制装置通过计算来估计永磁转子的旋转角度，并且控制脉宽调制(PWM)逆变器来驱动同步电机。

背景技术

用于交流同步电机的控制装置通常需要检测转子的旋转角度的检测器以执行对同步电机的驱动控制。然而，使用检测器的驱动装置具有下述作为示例的问题。

首先，检测器的存在增大了整个驱动系统的体积。该增大阻碍了来自有限的安装空间中的同步机器的输出的增强。再者，需要对检测器本身的维护工作。由此恶化了维护工作的效率。第三，在检测器的信号线上叠加了噪音。由此，检测值被干扰，并且控制性能恶化。第四，大多数检测器需要用于驱动它们自身的电源，并且需要提供与用于驱动同步电机的电源不同的系统电源。这成为在电源安装空间、电源线及成本上增加负担的因素。

由于所述原因，已开发了一种控制方法，其中通过基于诸如电流或电压之类的电气信息的计算来估计旋转角度，以驱动同步电机，以及通过使用所估计的旋转角度而不使用检测器来执行驱动控制。该控制方法一般被称为“无传感器控制”。

作为现有技术，其提供了一种对包括这样的无传感器控制单元的同步电机的控制装置中的停机状态和低速状态尤其有效的方法，存在一种使用PWM逆变器来驱动同步电机的系统。在该系统中，将处于与同步电机的工作频率相比足够高的频率的高频电压指令叠加到控制逆变器的控制装置的控制指令上。这样的装置通过检测与所叠加的高频电压指令相对应的分量来获得旋转角度的估计误差信息，该分量来自由于该高频电压指令而产生的高频电流响应。通过使用该信息来估计旋转角度。

上述用于同步电机的控制装置可以在不使用传感器的情况下控制同步电机，并且有效地以低成本提高维护性能。然而，如上所述，在检测高频电流响应中与高频电压指令相对应的分量的该方法中，需要流过期望的高频电流，并且与使用传感器的系统相比，期望的高频电流还存在损耗和噪声极端增加的问题。此外，为了稳定地估计旋转相位角，需要精细地调节高频指令和高频叠加方法的幅值和频率。为了通过将电机和控制装置实际组合来执行稳定工作，需要复杂耗时的调节。

另外，在已经提出以解决现有技术问题的方法中，计算由来自PWM逆变器的电压输出所产生的电流的高频分量，通过使用电感的空间分布来估计旋转角。

在所提出的上述方法中，当通过使用电感的空间分布来估计旋转相位角时，使用通过实际切换所产生的高频电流值来执行估计。因此，需要观测由PWM切换所引起的高频电流。然而，为了观测由切换所引起的高频电流，需要在接近切换的时刻采样电流。另外，在前述方法中，在由切换引起的尖峰噪声影响下，以高精度观测电流存在困难，而且需要特别考虑电流采样管理和噪声解决方案。

本文所描述的实施例用于解决上述问题，并且提供一种无传感器控制装置，该控制装置抑制由高频电流引起的损耗和噪声，以检测转子的旋转，而不需要特别关注电流的观测。

发明内容

一般地，根据一个实施例，提供一种用于同步电机的无传感器控制装置，其包括：PWM处理单元，其基于三相电压指令与PWM载波之间的比较对该三相电压指令进行脉宽调制，并且由此产生用于逆变器的门指令；高频电压计算器，其通过计算不低于PWM载波的载波频率的多个频率的正弦分量和余弦分量中的至少一个来获得高频电压分量，所述分量包含在PWM处理单元的输出或等效输出值中；高频电流计算器，其通过计算具有不低于载波频率的多个频率的正弦分量和余弦分量中的至少一个来获得高频电流分量，所述分量包含在由逆变器所驱动的同步电机的电流响应值中；以及估计角度计算器，其基于每个均包括高频电压分量和高频电流分量的多个对来计算表示同步电机旋转角估计值的估计相位角，该高频电压分量和高频电流分量分别包含相等频率的余弦分量或正弦分量，至少针对两个不同频率来获得该对。

附图说明

图1是示出根据第一实施例的无传感器控制装置的配置的框图；

图2示出与矢量控制有关的坐标系统的定义；

图3示出了由PWM处理所产生的门指令(gate command)和电压指令；

图4示出了在a-b坐标系统下与门指令相对应的电压矢量；

图5示出了PWM电压指令的频率分量；

图6是示出了高频电压计算器8的示例配置的框图；

图7是示出了高频电压计算器7的示例配置的框图；

图8是示出了高频分量选择器18的框图；

图9是示出了根据第二实施例的无传感器控制装置的配置的框图；

图10是旋转角估计计算PLL的框图；

图11是示出了旋转相位角估计器13的配置的框图；

图12示出了基于特征量R和偏移量计算所估计的相位角的电路的示例电路配置；

图13是示出了根据第四实施例的无传感器控制装置的配置的框图；

图14是示出了第四实施例的操作的矢量图；

图15绘制了高频电压的分量；

图16绘制了高频电压的分量；

图17是示出了高频电压指令的波形图；以及

图18定义了高频电压指令的相位角。

具体实施方式

在下文中，将参照附图描述根据实施例的无传感器控制装置。

第一实施例

图1是示出了无传感器控制装置的第一实施例的配置的框图。

逆变器4包括熟知的三相开关电路。逆变器4通过根据门指令的接收来接通/关断每个开关元件以将直流电压转换为具有期望大小和期望频率的三相交流电压，并且驱动同步电机5。

PWM处理单元3通过比较三相电压指令和内部产生的三角载波来产生用于逆变器4中的每个开关元件的接通/关断门指令，如通常的三角波比较PWM方法那样。其他可用的PWM处理方法是滞环PWM和空间矢量PWM。在滞环PWM中，使用三相电流指令作为输入。根据三相电流响应值是否落入专用于该电流指令的误差范围(滞环宽度)内，产生用于每个开关元件的接通/关断门指令。空间矢量PWM是以三相电压指令作为输入，并根据该电压指令被认为矢量所在的空间位置，通过计算电压矢量和其将从逆变器输出的输出时间来生成用于每个开关元件的接通/关断门指令。

电流控制器1执行计算以控制电机5的旋转。在图1中，电流控制器1以电流指令

和

以及电流响应

和

作为输入，并且输出电压指令

和

然而，可以替代地采用不同的方法。例如，可以输入旋转速度指令。作为控制同步电机5的转矩和诸如高速下的旋转速度之类的响应的方法，目前通常采用一种称为“矢量控制”的控制方法。本实施例也采用这一控制方法。

接下来，将参照使用永磁体作为转子的永磁体同步电机来描述该矢量控制。

首先，如图2所示，在与永磁体同步电机的旋转同步旋转的坐标系统下，将永磁体的磁通方向定义为d轴，而将与d轴垂直的轴定义为q轴。另外，将U相绕组方向定义为a轴，而将与U相绕组方向垂直的方向定义为b轴。将从作为参考的a轴方向到d轴方向的角度定义为同步电机的旋转相位角θ。基于上述定义，用表达式1表示永磁体同步电机的电压和电流之间的关系。

$\left[\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{R+\mathrm{pL}}_d& -{\mathrm{\ωL}}_q\\ {\mathrm{\ωL}}_d& R+p{L}_q\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_d\\ I_q\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}0\\ \mathrm{\ω\φ}\end{array}\right]$ 表达式1

其中V_d、V_q：d轴电压、q轴电压，

I_d、I_q：d轴电流、q轴电流，

R：电旋转体绕组的一相的dq轴方向电阻，

L_d：d轴电感，

L_q：q轴电感，

φ：永磁体磁通

ω：旋转速度

p：导数算子。

现有的控制装置不包括用于电旋转体(转子)的旋转角传感器，并因此不能直接检测旋转角θ。相应地，替代使用由控制装置所估计的相位角。相应地，如图2所示，将所估计的相位角定义为θ_est，并且将对应的坐标系定义为γ轴和δ轴。当产生估计误差△θ时，γ轴和δ轴被定位为从d轴和q轴旋转△θ。

在图1中，从上位控制系统供应电流指令。例如，基于转矩指令，通过下述表达式2表示γ轴电流指令I_γ ^ref和δ轴电流指令I_δ ^ref。

$I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}={\mathrm{Trq}}^{\mathrm{ref}}\·k\·\cos \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$

$I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}={\mathrm{Trq}}^{\mathrm{ref}}\·k\·\sin \left({\mathrm{\θ}}_i\right)$ 表达式2

其中Trq^ref：转矩指令，

k：常数，并且

θ_i：在γ-δ轴坐标系统(图2)中的γ轴为基准的电流相位角。

θ_i可以是预设的常数值，或可以根据转矩而改变。通常，θ_i主要存储在表格或函数中，以便能够以最小电流幅值获得最大转矩。

可以通过准备查找表并通过参照该表来提供电流指令

和

可以通过使用以转矩指令作为参数的ROM进行配置该查找表。

电流控制器1以如上述所获得的电流指令

和

流过同步电机的电流的γ轴响应值

和δ轴响应值

作为输入，并通过如下的比例加积分控制来计算γ轴电压指令

和δ轴电压指令

$V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}=(K_p+K_i\·\frac{1}{s})\·(I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}-I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{res}})$ 表达式3

$V_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}=(K_p+K_i\·\frac{1}{s})\·(I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}}-I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{res}})$

其中K_p：比例增益，K_i：积分增益；以及s：拉普拉斯算子。

接下来，基于估计的旋转相位角(估计的相位角)θ_est，电压指令坐标转换器2通过下述计算来对γ轴电压指令

和δ轴电压指令

执行坐标转换，以获得三相电压指令V_u ^ref、V_v ^ref和V_w ^ref。

${V_u}^{\mathrm{ref}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{{V_{\mathrm{\γ}}}^{\mathrm{ref}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)-{V_{\mathrm{\δ}}}^{\mathrm{ref}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)\}$

${V_v}^{\mathrm{ref}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{{V_{\mathrm{\γ}}}^{\mathrm{ref}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})-{V_{\mathrm{\δ}}}^{\mathrm{ref}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}$ 表达式4

${V_w}^{\mathrm{ref}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{{V_{\mathrm{\γ}}}^{\mathrm{ref}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})-{V_{\mathrm{\δ}}}^{\mathrm{ref}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}$

将通过前述表达式4得到的三相电压指令输入到PWM处理单元3。

电流响应坐标转换器6，基于从旋转相位角估计单元9输出的估计相位角θ_est，通过下面的表达式5所表达的那样的计算，通过对由同步电机5的电流传感器检测的电流值I_U ^ref、I_V ^ref和I_W ^ref执行坐标转换，获得γ轴电流响应值

和δ轴响应值I_δ ^res。

$I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{{I_u}^{\mathrm{res}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)+{I_v}^{\mathrm{res}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})+{I_w}^{\mathrm{ref}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}$

$I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{res}}=-\sqrt{\frac{2}{3}}\{{I_u}^{\mathrm{res}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)+{I_v}^{\mathrm{res}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})+{I_w}^{\mathrm{ref}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}$ 表达式5

通过利用为零的流经永磁体同步电机5的三相电流的和，可以如下面表达式中所表达的那样，从三相电流中的两相的电流值I_U ^res和I_W ^res得到γ轴电流响应值

和δ轴电流响应值

在该情况下，仅需针对两相提供电流检测器20，并且与检测三相电流的时候相比，能够更加简化装置。

$I_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{res}}=\sqrt{2}\{{I_u}^{\mathrm{res}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})-{I_w}^{\mathrm{res}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)\}$

$I_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{res}}=\sqrt{2}\{{I_u}^{\mathrm{res}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})-{I_w}^{\mathrm{res}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)\}$ 表达式6

电流响应值I_u ^ref、I_v ^ref和I_w ^ref一般通过作为电流检测手段的空穴CT(hole CT)和分流电阻来输出为模拟电压值，并由模/数转换器转换为数字值，并用于由控制装置进行的计算。

接下来，将描述根据本申请的旋转角的估计原理。

图3示出了由PWM处理(a)生成的门指令(b)，以及用于固定的线圈的ab轴电压指令(c)。PWM处理单元3将如表达式4所表达的那样计算的三相电压指令转换为用于逆变器4的门指令。如图3的(a)中所示，由PWM处理单元3将电压指令V_u ^ref、V_v ^ref和V_w ^ref与三角波载波进行比较，并且由此生成门指令G_u、G_v和G_w作为比较结果。

图3的(b)图示地示出了用于逆变器4的上臂(连接到正直流电源的开关电路)的开关元件的门指令。用于逆变器4的上臂(连接到正直流电源的开关电路)的开关元件的门指令是用于该上臂的门指令的逻辑反转。一般地，以上臂短路防止时间段和下臂短路防止时间段(死区时间)提供上臂门指令和下臂门指令，以防止元件发生故障。当上臂门指令和下臂门指令互相之间切换时，两个门指令都关断预定时间。在本实施例中，认为死区时间小至足够被忽略，并且因此将其省略。

当图3的(b)中所示的门指令被转换为静态坐标系统(a轴和b轴)上的值时，该值如图3的(c)中所示那样。即，图3的(c)示出了通过将门指令转换为静态坐标系统上的a轴和b轴上的值而得到电压指令V_a ^ref和V_b ^ref。

图4示出了对应于ab轴坐标系统上的门指令的电压矢量。如图4所示，为了将门指令转换为ab轴电压指令，可以将对应于高门指令的电压矢量转换为从a轴和b轴看到的值。虽然图4示出了将电压矢量V₁到V₆的长度(值)归一化为1的情况，但是这些值可以是对应于逆变器直流电压的实际电压值。在图4中，每个电压矢量(V₀至V₇)所附的括号中的数字0和1表示门指令，并以Gu、Gv和Gw(图3中的(b))的顺序排列。其中这些数据被看作是顺序比特的二进制数字，并被转换为十进制数，得到矢量计数0至7。然而，在仅需要满足门指令与ab轴电压值之间的对应的范围内，并不总将矢量计数与门指令之间的对应设定为正如上述那样。

即，电压矢量V₁对应于关于u、v和w的门指令所表达的(001)。类似地，V₂至V₇和V₀是(010)、(011)、(100)、(101)、(110)、(111)和(000)。在这些数字中，V₀和V₇具有为零的uvw相关电压，并且因此被称为零电压矢量。另一方面，电压矢量V₁至V₆被称为非零电压矢量。

例如，在图3中，电压矢量V₇、V₆、V₄和V₀在T1、T2、T3、T4...时间段期间分别输出，T1时间段期间的电压矢量V₇(＝1，1，1)是图4中的零矢量。因此，在图3的(c)中，V_a ^ref为0，而V_b ^ref也为0。时间段T2期间的电压矢量V₆(＝1，1，0)具有相对于图4中的a轴的60°角。因此，在图3的(c)中，在T2时间段期间，V_a ^ref为1/2，而V_b ^ref为√3/2。T3时间段期间的电压矢量V₄(＝1，0，0)具有相对于图4中的a轴的60°角。因此，在图3的(c)中，V_a ^ref为1，而V_b ^ref在图3中为0。T4时间段期间的电压矢量V₀(＝0，0，0)是图4中的零矢量。因此，在图3的(c)中，V_a ^ref为0，而V_b ^ref也为0。在下文中，可以通过上述相同的方式将uvw门指令转换为ab轴电压指令V_a ^ref和V_b ^ref。

通过使用例如查找表(稍后描述)能够替代地实现如上所述的坐标转换，该查找表中被输入有G_u、G_v和G_w，并且在高频电压计算器8中输出对应的V_a ^ref和V_b ^ref。

通过六个非零电压矢量和两个零电压矢量的基于时间的组合来配置脉冲宽度调制后的该V_a ^ref和V_b ^ref，该六个非零电压矢量可以由逆变器瞬间输出，并且脉冲宽度调制后的该V_a ^ref和V_b ^ref包含不低于载波频率的高频分量。因此，提取不低于载波频率但是包含于电压指令中的高频分量(即高频分量)，并且如图5中所示那样来图示地表达。图5示出了通过载波周期仅将作为对象的a轴方向电压指令V_a ^ref进行傅立叶级数展开、计算载波频率的直到第五阶分量正弦和余弦分量、以及层压(layer)在V_a ^ref的脉冲波形上的分量的结果。在图5中，信号“SUM”是直到第十阶分量的和。如果执行加法直到更高阶，则“SUM”进一步逼近V_a ^ref。

电压指令V_a ^ref具有与三角载波周期相同的周期。相应地，脉冲宽度调制后的电压指令被发现包含不低于载波频率的高频分量。这可以通过使用傅立叶级数展开表达为表达式7。

${V_a}^{\mathrm{ref}}=\frac{V_{\mathrm{ax}0}}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{axn}}\cos \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{ayn}}\sin \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)$

${V_b}^{\mathrm{ref}}=\frac{V_{\mathrm{bx}0}}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{bxn}}\cos \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{byn}}\sin \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)$ 表达式7

其中f_c为载波频率，n是不小于1的整数，并且V_axn、V_ayn、V_bxn和V_byn是傅立叶级数，并且由下述表达式8来表达。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{axn}}=2f_c{\∫}_{-t_c}^{t_c}{V_a}^{\mathrm{ref}}\cos \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)\mathrm{dt}\\ V_{\mathrm{ayn}}=2f_c{\∫}_{-t_c}^{t_c}{V_a}^{\mathrm{ref}}\sin \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)\mathrm{dt}\\ V_{\mathrm{bxn}}=2f_c{\∫}_{-t_c}^{t_c}{V_b}^{\mathrm{ref}}\cos \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)\mathrm{dt}\\ V_{\mathrm{byn}}=2f_c{\∫}_{-t_c}^{t_c}{V_b}^{\mathrm{ref}}\sin \left(2n{\mathrm{\πf}}_{c}t\right)\mathrm{dt}\end{array}\right.$ 表达式8

(n＝0，1，2，...)

※sin分量非0。

其中t_c是载波半个周期的时间。通过计算关于控制时刻t作为中心的载波1个周期的积分值得到表达式8的每个傅立叶级数。

图6是示出了高频电压计算器的示例配置的框图。

基于表达式8，高频电压计算器8通过图6所示的配置来生成傅立叶级数(高频电压分量)V_axn、V_ayn、V_bxn和V_byn。在无传感器控制技术领域，“高频电压”在广义上表示与电机的旋转频率相比足够更高的频率。在本申请中，计算在不低于载波频率的频率处的傅立叶级数展开。载波频率足够高于旋转频率，并可被称为高频。此处，仅将用于傅立叶级数展开的电压值用于相位角估计。因此，在执行傅立叶级数展开时的傅立叶级数可以被看作是高频电压分量。

在图6中，门信号/电压-转换表11是查找表，该查找表被输入有来自于PWM处理单元3的门指令Gu、Gv和Gw，并输出对应的ab轴电压指令V_a ^ref和V_b ^ref，并由ROM进行配置。傅立叶级数展开器12通过傅立叶级数展开将电压指令V_a ^ref展开，并输出傅立叶级数(高频电压分量)V_axn和V_ayn。傅立叶级数展开器13通过傅立叶级数展开将电压指令V_b ^ref展开，并输出傅立叶级数(高频电压分量)V_bxn和V_byn。

如表达式7所表达的，每个脉冲宽度调制后的ab轴电压指令都可以被表达为多个频率下的正弦分量和余弦分量的和。在表达式7的傅立叶级数展开表达式中，每个正弦分量和余弦分量的个体都不具有其他频率分量。另外，由于三角函数的正交性，相等频率下的正弦分量和余弦分量彼此独立，即不包含彼此的分量。

前述高频电压计算器8直接采样作为PWM处理单元3的输出的门指令，并提取高频分量。然而，系统的脉宽调制算法是已知的。因此，可以将高频电压计算器8配置为基于来自PWM处理单元3前一阶段的信号(例如，三相电压指令)，模拟PWM处理并且分别计算与PWM处理单元3的输出等同的值的系统。

在本实施例中，使用上述高频分量来用于旋转角估计。

首先，表达式1的电压方程模型被表达为表达式9，其中在静态坐标系统下表达该模型。

$\left[\begin{array}{c}{V}_a\\ V_b\end{array}\right]=R\left[\begin{array}{c}{I}_a\\ I_b\end{array}\right]+\left[\begin{array}{cc}{L}_0+L_1\cos 2\mathrm{\θ}& L_1\sin 2\mathrm{\θ}\\ L_1\sin 2\mathrm{\θ}& L_0-L_1\cos 2\mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{pI}}_a\\ {\mathrm{pI}}_b\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\end{array}\right]$ 表达式9

其中

$L_0=\frac{L_d+L_q}{2},$ $L_1=\frac{L_d-L_q}{2}$

e_a＝ωφsinθ

e_b＝ωφcosθ

如果仅从表达式9中提取高频分量，则仅剩余电流导数项，并且电流导数项可以被表达为表达式10。

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{ahf}}\\ V_{\mathrm{bhf}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_{00}& L_{01}\\ L_{10}& L_{11}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{ahf}}\\ {\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{bhf}}\end{array}\right]$ 表达式10

其中下标hf表示高频分量，而“.”表示微分。

另外，由来自于表达式9的下述表达式11表达电感矩阵L₀₀至L₁₁。

$\left[\begin{array}{cc}{L}_{00}& L_{01}\\ L_{10}& L_{11}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_0+L_1\cos 2\mathrm{\θ}& L_1\sin 2\mathrm{\θ}\\ L_1\sin 2\mathrm{\θ}& L_0-L_1\cos 2\mathrm{\θ}\end{array}\right]$ 表达式11

考虑到基于表达式10由电流的高频分量和电压来计算电感矩阵L₀₀至L₁₁，需要电流导数项的高频分量。可以通过使用傅立叶展开将电流导数项的高频分量表达为表达式12，正如关于电压的表达式7一样。

${\stackrel{\·}{I}}_a=\frac{{\stackrel{\·}{i}}_{a0}}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{axn}}\cos \left(2\mathrm{n\πft}\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{ayn}}\sin \left(2\mathrm{n\πft}\right)$

${\stackrel{\·}{I}}_b=\frac{{\stackrel{\·}{i}}_{b0}}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{bxn}}\cos \left(2\mathrm{n\πft}\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{byn}}\sin \left(2\mathrm{n\πft}\right)$ 表达式12

上述表达式12右侧的各个系数项是傅立叶级数，并可以由类以表达式8的下述表达式13来表达。

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{axn}}=2f_c{\∫}_{-t_c}^{t_c}{{\stackrel{\·}{I}}_a}^{\mathrm{res}}\cos \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)\mathrm{dt}\\ {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{ayn}}=2f_c{\∫}_{-t_c}^{t_c}{{\stackrel{\·}{I}}_a}^{\mathrm{res}}\sin \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)\mathrm{dt}\\ {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{bxn}}=2f_c{\∫}_{-t_c}^{t_c}{{\stackrel{\·}{I}}_b}^{\mathrm{res}}\cos \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)\mathrm{dt}\\ {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{byn}}=2f_c{\∫}_{-t_c}^{t_c}{{\stackrel{\·}{I}}_b}^{\mathrm{res}}\sin \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)\mathrm{dt}\end{array}\right.$ 表达式13

(n＝0，1，2，...)

※sin分量非0。

图7是示出了高频电压计算器7的示例配置的框图。高频电压计算器7基于表达式12和13通过图7所示的配置来生成傅立叶级数(电流导数项的高频电压分量)i·_axn、i·_ayn、i·_bxn和i·_byn。

在本说明书中，“i·”表示

“I·”表示

在图7中，三相/ab轴坐标转换器被输入有来自于电流检测器20的三相电流响应值Iu和Iw，并输出对应的ab轴响应值Ia和Ib。微分值计算器15计算电流响应值Ia和Ib的微分值I·a和I·b。傅立叶级数展开器16通过傅立叶级数展开将微分值I·a展开，并输出傅立叶级数(电流导数值的高频电压分量)i·_axn和i·_ayn。傅立叶级数展开器17通过傅立叶级数展开将微分值I·b展开，并输出傅立叶级数(电流导数值的高频电压分量)i·_bxn和i·_byn。

此处，考虑到频率、正弦和余弦，高频分量V_xn、V_yn、i·_xn、i·_yn中每个都是独立的。因此，如果从关于a轴和b轴的电压和电流提取相等频率处的正弦分量和余弦分量，则可以以如下述表达式14所表达的矩阵形式将这些分量进行重新构造。

$\left[\begin{array}{cccc}{V}_{\mathrm{ax}1}& V_{\mathrm{ay}1}& V_{\mathrm{ax}2}& V_{\mathrm{ay}2}...\\ V_{\mathrm{bx}1}& V_{\mathrm{by}1}& V_{\mathrm{bx}2}& V_{\mathrm{by}2}...\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_{00}& L_{01}\\ L_{10}& L_{11}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cccc}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{ax}1}& {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{ay}1}& {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{ax}2}& {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{ay}2...}\\ {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{bx}1}& {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{by}1}& {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{bx}2}& {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{by}2...}\end{array}\right]$ 表达式14

如果仅从表达式14选取任意两个矢量，则可以以如表达式15所示的2×2矩阵的形式表达这些矢量。图8示出了执行这样的矢量选择的高频分量选择器18。高频分量选择器18是包括在旋转相位角估计器9中的成员。

$\left[\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{aks}}& V_{\mathrm{alt}}\\ V_{\mathrm{bks}}& V_{\mathrm{blt}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_{00}& L_{01}\\ L_{10}& L_{11}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{aks}}& {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{alt}}\\ {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{bks}}& {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{blt}}\end{array}\right]$ 表达式15

在表达式15中，k和1每个是x和y(正弦分量和余弦分量)中的至少一个。此时，可以给定k≠1或k＝1。

另外，s和t分别是彼此不同的整数，范围为从1至最大阶m，其已受到傅立叶级数展开。

旋转相位角估计器9可以通过如前述公式15所表达的矩阵计算，来计算如下述表达式16所表达的电感矩阵L₀₀至L₁₁。

$\left[\begin{array}{cc}{L}_{11}& -L_{10}\\ -L_{01}& L_{00}\end{array}\right]=\frac{L_{00}{L}_{11}-L_{01}{L}_{10}}{V_{\mathrm{aks}}{V}_{\mathrm{blt}}-V_{\mathrm{alt}}{V}_{\mathrm{bks}}}\left[\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{blt}}& {-V}_{\mathrm{bks}}\\ -V_{\mathrm{alt}}& V_{\mathrm{aks}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{aks}}& {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{bks}}\\ {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{alt}}& {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{blt}}\end{array}\right]$ 表达式16

在表达式16中，通过以从左侧的顺序将表达式15乘以电感矩阵的逆矩阵来执行转置。然后，通过使用电压矩阵的转置矩阵的逆矩阵计算电感矩阵L₀₀至L₁₁。

如果如由表达式16所表达的那样得到电感矩阵L₀₀至L₁₁，则旋转相位角估计器9可以使用表达式11得到如表达式17所表达的旋转角θ_est。

${\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}=\frac{1}{2}{\tan }^{-1}\frac{L_{01}+L_{10}}{L_{00}-L_{11}}$ 表达式17

如上所述，旋转相位角估计器9通过使用脉宽调制后的电压指令值和电流响应值的高频分量来估计旋转角θ_est。在前述描述中，从电流导数值的高频分量和电压中提取两个矢量。可替代地，可以使用三个或更多个的高频分量矢量。在该情况下，根据表达式14计算电感矩阵，并且不能计算逆矩阵。因此，通过使用伪逆矩阵来获得电感矩阵的近似解。与仅使用两个矢量相比，使用三个或更多个矢量的计算可以执行来自更多信息的计算。因此，对于提高计算精度会产生影响。

另外，关于电流检测，表达式12需要计算电流导数项。然而，如果由获得电流响应值的模数转换器进行的采样足够快，则可以将电流导数项表达为采样值之间的差别，并且不需要特殊处理。这样的差别被表达为I·a和I·b，并且执行如由表达式12表达的傅立叶级数展开，来得到如由表达式13表达的电流导数项。虽然通过微分考虑到了由于噪声所致的不利影响，但是具有比载波频率高得多的频率的噪声分量仅出现在表达式12的高阶分量中。除非将这样的高阶分量用于旋转角估计计算，否则噪声分量被频率隔离并被计算。因此，可以提高计算的精度。另外，可以通过对电流检测值施加截断高阶分量的高通滤波器来截断噪声分量。在该情况下，可以设定截止频率，从而允许旋转角估计计算所需的频段通过。

关于前述表达式12的计算所使用的电流采样，为了检测高频分量，需要与切换同步地检测电流值。然而，根据本实施例的方法不需要与切换同步。因此，如果仅实现了足够快的模数转换采样性能，则消除了关于电流采样点的限制。另外，常规的电流采样通常与载波同步。然而，根据本实施例的采样仅需要提取不低于载波频率的频率分量，并且因此不需要与载波同步。如上所述，根据本实施例的计算方法，与常规方法相比，存在非常简化的采样管理的优点。

如上所述，根据本实施例的无传感器装置能够在不使用旋转相位角传感器的情况下估计转子的相位角，并相应地实现尺寸减小、成本减小和易于维护。另外，针对脉宽调制后的电压指令和电流响应值的高频分量来估计旋转相位角。通过这种方式，可以在不叠加高频电压的情况下精确地估计旋转相位角，并存在便于电流检测的采样管理的进一步影响。

第二实施例

图9是示出了第二实施例的配置的框图。现在将描述与第一实施例不同的部件。与第一实施例的那些相同的部件将以与第一实施例的那些相同的附图标记分别进行标识，并且将省略详细描述。

PWM-电压坐标转换器20将脉宽调制后的门指令G_u、G_v和G_w转换为电压指令，并且进一步将电压指令转换为γδ坐标系统的

和

其中估计的相位角θ_est是旋转角。其转换表达式为下述表达式18，表达式18与表达式5具有相同阶数。

$V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}2}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{{V_u}^{\mathrm{ref}}\cos \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)+{V_v}^{\mathrm{ref}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})+{V_w}^{\mathrm{ref}}\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}$

$V_{\mathrm{\δ}}^{\mathrm{ref}2}=\sqrt{\frac{2}{3}}\{{V_u}^{\mathrm{ref}}\sin \left({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}\right)+{V_v}^{\mathrm{ref}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})+{V_w}^{\mathrm{ref}}\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\}$ 表达式18

如与表达式7类似的表达式19那样，高频电压计算器21对由PWM-电压坐标转换器20转换的电压指令

和

进行频率分解(通过傅立叶级数展开)，并输出高频分量。

$V_{\mathrm{\γ}}^{\mathrm{ref}}=\frac{V_{\mathrm{ax}0}}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{axn}}\cos \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{ayn}}\sin \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)$

$V_{\mathrm{\β}}^{\mathrm{ref}}=\frac{V_{\mathrm{bx}0}}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{bxn}}\cos \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{\mathrm{byn}}\sin \left(2\mathrm{n\π}{f}_{c}t\right)$ 表达式19

类似地，高频电流计算器22通过与表达式12类似的表达式20对来自于被转换到γδ坐标系统中的电流响应值

和

的导数项进行频率分解(通过傅立叶级数展开)，并输出高频分量。

${\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{\γ}}=\frac{{\stackrel{\·}{i}}_{a0}}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{axn}}\cos \left(2\mathrm{n\πft}\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{ayn}}\sin \left(2\mathrm{n\πft}\right)$

${\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{\δ}}=\frac{{\stackrel{\·}{i}}_{b0}}{2}+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{bxn}}\cos \left(2\mathrm{n\πft}\right)+\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{byn}}\sin \left(2\mathrm{n\πft}\right)$ 表达式20

旋转相位角估计器13通过下述计算从上述高频电压分量和高频电流分量来估计旋转相位角。首先，从γδ坐标系统中同步电机的电压方程，提取与高频分量相关的项，以从作为表达式10的考虑得到下述表达式21。

$\left[\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\γhf}}\\ V_{\mathrm{\δhf}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_{00}^{\′}& L_{01}^{\′}\\ L_{10}^{\′}& L_{11}^{\′}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{\γhf}}\\ {\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{\δhf}}\end{array}\right]$ 表达式21

其中由来自于表达式9的表达式22表达电感矩阵L′₀₀至L′₁₁。

$\left[\begin{array}{cc}{L}_{00}^{\′}& L_{01}^{\′}\\ L_{10}^{\′}& L_{11}^{\′}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_0+L_1\cos 2\mathrm{\Δ\θ}& L_1\sin 2\mathrm{\Δ\θ}\\ L_1\sin 2\mathrm{\Δ\θ}& L_0-L_1\cos 2\mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]$ 表达式22

如同第一实施例的表达式16，旋转相位角估计器13如下述表达式23所表达的那样计算电感，并且由此能够基于具有相互对应的频率、正弦分量和余弦分量的

和

的高频分量，如表达式24所表达的那样得到旋转角估计误差Δθ。

$\left[\begin{array}{cc}{L}_{11}^{\′}& -L_{10}^{\′}\\ -L_{01}^{\′}& L_{00}^{\′}\end{array}\right]=\frac{L_{00}^{\′}{L}_{11}^{\′}-L_{01}^{\′}{L}_{10}^{\′}}{V_{\mathrm{\γ}1}{V}_{\mathrm{\δ}2}-V_{\mathrm{\γ}2}{V}_{\mathrm{\δ}1}}\left[\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{\δ}2}& -V_{\mathrm{\δ}1}\\ -V_{\mathrm{\γ}2}& V_{\mathrm{\γ}1}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{\γ}1}& {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{\δ}1}\\ {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{\γ}2}& {\stackrel{\·}{i}}_{\mathrm{\δ}2}\end{array}\right]$ 表达式23

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{1}{2}{\tan }^{-1}\frac{L_{01}^{\′}+L_{10}^{\′}}{L_{00}^{\′}-L_{11}^{\′}}$ 表达式24

另外，作为本实施例中旋转角度估计计算的一个特征，通过在表达式22中的近似(其中

)，可以在不使用反正切计算的情况下获得Δθ的信息。即，存在表达式25，其中

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{L_{01}^{\′}}{2L_1}$ 表达式25

由于L₁是常数，因此L′₀₁可以看作是估计的旋转角误差Δθ。自然地，能够从L′₁₀得到该误差。如果计算L′₀₁和L′₁₀之间的平均值，则可以降低来自个别计算误差的影响。

如果可以通过上述表达式25得到旋转角估计误差Δθ的信息，则可以通过配置锁相环(PLL)以致Δθ收敛于零来容易地将估计的相位角θ_est收敛于实际旋转角θ。图10是这样的PLL的框图，并且PLL是包括在高频分量选择器9中的部件。在图中，旋转角估计误差Δθ在放大器31处被放大了PLL比例增益K_P，并且然后被输入到加法器34。在图中，旋转角估计误差Δθ在放大器32处被放大了PLL比例增益K_p，被积分器33积分，并且然后被输入到加法器34。来自放大器31和积分器33的输出值由加法器34相加，并将其结果作为估计的旋转角速度ω输入至积分器35。积分器35对该角速度ω进行积分，并且输出估计的相位角θ_est。

在图10所示的PLL中，估计的输出相位角θ_est根据估计的旋转角误差Δθ的值而改变。然而，当估计误差Δθ为0时，估计的输出相位角θ_est不变。

如果根据表达式23和24计算估计误差Δθ，并且如果将Δθ本身加到估计的相位角θ_est上，则可以直接得到对应于实际旋转角θ的新的估计相位角。图11示出了实践该方法的示例配置。在该配置中，通过将Δθ加到之前的计算值(Z^-1)上得到估计相位角θ_est。在该方法中，不需要诸如PLL之类的处理，并存在简化计算的影响。然而，通常地，诸如L1之类的参数包含取决于温度变化和磁通饱和现象的误差。因此，得到的Δθ也包含误差。另外，高频电压值和高频电流值也包含检测误差和计算误差。因此，Δθ基本上包含误差。由于每次执行控制计算时这样的误差都改变，因此该误差甚至直接影响以相对高频率直接获取的估计相位角。另一方面，如果如图10所示那样使用PLL，则从Δθ得到估计相位角的计算可以具有低通滤波器的功能。因此，可以防止包含在如上述的估计误差Δθ中的高频下的误差的影响在估计相位角中出现。

如上所述，根据本实施例的无传感器控制装置可以在不使用旋转相位角传感器的情况下估计转子的相位角，并且由此能够实现尺寸减小、成本降低和易于维护。另外，可以针对脉宽调制后的电压指令和电流响应值的高频分量来估计旋转相位角。以该方式，可以在不叠加高频电压的情况下精确地估计旋转相位角。仍根据本实施例，获得了能够便于电流检测中的采样管理的效果。此外，可以简化计算，并且能够减小误差的影响。

第三实施例

接下来，将描述第三实施例。

在本实施例中，从脉宽调制后的电流响应值和电压指令值获取高频电压值和高频电流值。本实施例采用与第一和第二实施例相同的计算直到获取电感矩阵，但是在获取了电感矩阵之后，采用不同的计算直到获取估计相位角。即，每个旋转相位角估计器的内部配置不同。因此，将省略示出了本实施例的配置的框图。

在同步电机中，当施加高负荷(高转矩)时，流过电机的电流增大，并且垂直于转子的磁通量增大。这引起磁通饱和现象，并且减小了电感。此外，其饱和状态根据电流的相位而改变。因此，当估计相位角中包含了误差时，基于估计值所产生的门指令也包含误差。作为结果，流动的电流的相位将从理想值转变，并且电感饱和的状态也发生改变。由于磁通饱和，电感不能由诸如表达式11和表达式23之类的简单模型来表达。在实验上，已知L₀和L₁根据电流相位的改变和估计误差的改变而改变。如果被认为常数的L₀和L₁改变，则不能再正确地获取θ和Δθ。

然而，在本实施例的相位角估计中，考虑到了在得到电感矩阵之后，获取具有与Δθ成比例的特性的特征量R，而不直接获取θ和Δθ。例如，如果在预定转矩条件下，L₀具有与Δθ基本成比例的特性，则可以通过表达式26获取特征量R。

R＝L′₀₀+L′₁₁＝2L₀∝Δθ    表达式26

其中如前述实施例2中的表达式23所表达的那样，L′₀₀和L′₁₁是基于电流指令值

和

及电流响应值

和

的高频分量计算的电感。

当发生磁通饱和现象时，L₁变得接近于0，并使得在前述第二实施例中表达式25的计算变得困难。在该情况下，如果使用L₀而不使用L₁基于特征量R来执行估计计算，则可以应付磁通饱和的现象。

如果得到了特征量R，则可以通过使用如图10所示的PLL将R输入替换Δθ，来将估计相位角误差Δθ转换为0。一些情况中，特征量R与对Δθ的偏移具有比例关系。在该情况中，可以预先测量/设定偏移量，并然后将该偏移量减去。图12示出了基于特征量R和偏移量计算估计相位角θ_est的示例电路配置。该电路包括在旋转相位角估计器中。根据该电路配置，在图10中表达的PLL前面，加上一个减法器40，其将用于特征量的偏移量R₀从由表达式26表达的特征量R减去。存在一种情况：偏移量R₀在关于转矩和电流的条件下发生改变。在这种情况下，例如，可以预先提供或设定参数表，并且可以根据工作条件来参考该参数表。

如上所述，根据本实施例的无传感器控制装置可以在不使用旋转相位角传感器的情况下估计转子的相位角，并且能够实现尺寸减小、成本降低和易于维护。另外，针对脉宽调制后的电压指令和电流响应值的高频分量来估计旋转相位角。以该方式，可以在不叠加高频电压的情况下精确地估计旋转相位角。另外，本实施例还能够应付在高负荷期间发生磁通饱和并且引起电感改变的状态。

第四实施例

图13是示出了第四实施例的配置的方框图。本实施例可以被加入到第一实施例或第二实施例。

电压指令确定单元41将用于控制电机的电压指令

和

看作是电压指令矢量V^ref，并确定电压指令矢量V^ref的方向是否位于逆变器的非零电压矢量的方向附近。电压指令确定单元41是能够被适当地加入到第一实施例或第二实施例的部件。如果确定该方向位于附近，则电压指令确定单元41在电压指令矢量上叠加处于垂直于该电压指令矢量的方向上的高频电压V_hf，以便使该方向从该附近移开。为了稍后描述的原因叠加该高频电压V_hf。

图14是示出了本实施例的操作的矢量图。在图14中，以估计相位角θ_est的角度关于轴γ和δ来计算由

所配置的输出电压指令矢量V^ref。此刻，假设相对于轴γ的V^ref的相位角为θ_V，能够由下述表达式27来确定V^ref是否位于逆变器的非零电压矢量附近。

θ_VinV-Δθ_d≤θ_V+θ_est≤θ_VinV+Δθ_d    表达式27

其中θ_VinV＝0°、60°、120°、180°、240°或300°，而Δθ_d是用于确定哪些阶范围被认为附近的常数。

在表达式27存在的情况下，电压指令确定单元41计算和输出在θ_v+90°的方向处的电压V_hf(＝V_γhf，V_δhf)。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\γhf}}=V_{\mathrm{hf}}\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{hf}}t\right)\cos ({\mathrm{\θ}}_V+\frac{\mathrm{\π}}{2})\\ V_{\mathrm{\δhf}}=V_{\mathrm{hf}}\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{hf}}t\right)\sin ({\mathrm{\θ}}_V+\frac{\mathrm{\π}}{2})\end{array}\right.$ 表达式28

V_hf是高频电压幅值，并且是被预先设定为预定值的参数。

另外，f_hf是高频，并被设定为不低于载波频率的频率。高频电压V_γhf和V_δhf通过加法器42被加入到电压指令

和

上，并被供应给电压指令坐标转换器2。

下面将描述上述配置的理由和操作。

在第一和第二实施例中所述的旋转相位角估计方法中，电压和电流被分解为频率分量、正弦分量和余弦分量。在分别对应于高频分量的基础上，由此配置矩阵，以通过矩阵计算来直接计算电感矩阵或估计相位角。但是，在一些情况下不能完成该计算。即，存在表达式16和表达式23中不存在高频分量的逆矩阵的情况。

可以通过矩阵表达式是否为零，并且更直观地可通过形成矩阵的列矢量是否具有空间上彼此垂直的分量，来确定逆矩阵的存在。即，在表达式16中，如果矢量[V_aks V_bks]^T和[V_alt V_blt]^T满足线性无关的关系，则逆矩阵存在(其中后缀T表示转置矢量)。

这些电压矢量是特定频率下的正弦分量或余弦分量，该正弦分量或余弦分量包含在脉宽调制后的电压指令值中，通过表达式8计算该指令值。因此，能够预先估计上述条件是否满足。即，如果由表达式8计算的所有高频电压分量中没有一个高频电压分量满足线性无关，或换句话说，如果所有高频电压分量都满足线性相关的关系，则脉宽调制之前的输出电压指令矢量的方向与逆变器的六个非零电压矢量中的任一个都匹配。

例如，图15示出了一示例，其中图3的(c)中示出的

和被分解为高频分量，并被绘制为矢量。其中，从原点到点A和点B的矢量分别表示为[V_a1 V_h1]^T和[V_a2 V_b2]^T，到其他点的矢量具有方向上与矢量[V_a1 V_b1]^T和[V_a2 V_b2]^T垂直的分量。此处，通过绘制由对

和傅立叶级数展开而得到的分量中的二阶(n＝2)余弦分量V_ax2和V_bx2来得到点A，以及通过三阶(n＝3)余弦分量V_ax3和V_bx3而得到的点B(通过绘制除n＝2和3处的余弦分量之外的余弦分量来得到其他点)。对应于图5中所示的波形A，在A点所标识的矢量[V_a1 V_b1]^T是二阶余弦分量。对应于图5中所示的波形B，矢量[V_a2 V_b2]^T是三阶余弦分量。另外，矢量[V_a1 V_b1]^T还表示在对

和

执行傅立叶级数展开所得到的高频分量中具有最大幅值(绝对值)的分量。矢量[V_a2 V_b2]^T还表示该高频分量中具有第二大幅值(绝对值)的分量。

另一方面，图16示出了绘制电压指令的高频分量的示例，其中脉宽调制之前的输出电压指令矢量

和

的方向与逆变器的非零电压矢量匹配。图16示出了输出电压指令矢量位于V₆方向的情况。如从图16中能够看到的，所有高频分量处于一条线上，并满足线性相关的关系。在该情况下，表达式16和表达式23的计算都不存在，并相应地，旋转角度估计是不可能的。

因此，在上述情况中，本实施例通过将高频电压叠加在垂直于输出电压指令矢量和

的方向上，来布置输出电压指令矢量，以便不与非零电压矢量匹配。相应地，用于旋转角度估计计算的高频电压矢量可以把握地满足线性无关的关系，并且可以把握地执行旋转角度估计。

类似地，当输出电压指令矢量小时，则不能充分地获得高频电压分量值。因此，对应的高频电流微分分量太小，不能执行旋转角估计。可以通过在不与非零电压矢量匹配的方向上叠加足够大的高频电压来避免该问题。由下述表达式29表示这样的高频电压V_γhf和V_δhf(交流高频波)。

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\γhf}}=V_{\mathrm{hf}}\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{hf}}t\right)\cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Vhf}}-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}})\\ V_{\mathrm{\δhf}}=V_{\mathrm{hf}}\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{hf}}t\right)\sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{Vhf}}-{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{est}})\end{array}\right.$ 表达式29

图17示出了这样的交流高频的波形的示例。图18示出了表达式29的相位的定义。θ_Vhf采用除0°、60°、120°、180°、240°和300°以外的值，并且有利地是位于其间的值，例如，30°、90°、150°、210°、270°或330°。这些角度对应于非零电压矢量的方向的中间方向，并且由此对于容易得到具有线性无关关系的高频电压分量是很有效的。

本实施例使用图17和图18中示出的预定方向上的交流高频，作为将由电压指定确定单元41叠加到电压指令

和

上的高频电压。然而，待叠加的高频电压可以是在获得上述效果(例如获得具有线性无关关系的高频电压分量)的范围内的任何形式，例如是旋转高频。

由于所叠加的输出电压指令受到脉宽调制器3的脉宽调制，所以高频电压的频率需要至少等于或低于载波频率。这是因为根据PWM原理，比载波频率更高的频率不会正确反射在输出电压上。

相反地，由于因为高频电压而流动的高频电流能够变为转矩脉动，所以可以将频率的下限设定为充分地高，以达可容许转矩脉动。通常，载波频率远高于机械上可容许的转矩脉动频率。因此，高频电压的频段可以足够宽。

虽然在表达式28和表达式29中高频电压被表达为正弦波，出于简化，可以替代地使用矩形波交流电压。以该方式，可以简化控制计算。

此外，如可被应用到前述所有实施例那样，如果仅计算方法被改变，则用于执行旋转角估计的高频电压分量的条件可以直接用作高频电流分量的条件。即，虽然根据表达式15来执行矩阵计算以估计旋转角，但甚至能够以计算电流逆矩阵而不是电压逆矩阵的方法来计算电感矩阵。在该情况下，用于电压的条件需要被直接作为用于电流的条件。此外在该情况下，待叠加以完成计算的高频电压可以由高频电流指令值替代。在叠加高频电流指令值的情况下，输入到电流控制器的电流指令值可以与高频电流指令值相加。

为了进一步以高精度执行计算，更有利地，电压和电流的高频分量矢量具有尽可能大的绝对值。例如，在图15中，在所计算的高频电压分量中，采用具有最大绝对值的分量作为A点，并且采用具有第二大绝对值的分量作为B点。通过该方式选择点，与采用其他点相比可以更多地提高计算精度。

此外，另一种提高计算精度的方法是做出选择以便增加形成电压矩阵的两个矢量[V_a1 V_b1]^T和[V_a2 V_b2]^T的外积。通过上述选择，表达式16的系数项的分母增大，并且可以以高精度完成计算。通过图8所示的高频分量选择器18来执行这样的选择矢量(高频分量)的选择过程。

即，高频分量选择器18首先搜索和选择具有最大绝对值的矢量。接下来，选择器18选择与所选择矢量产生最大外积的另一个矢量。特别地，在垂直于所选的最大矢量的方向上选择具有最大分量的另一个矢量。在图15中例示的情况下，选择具有最大绝对值的矢量，即矢量[V_a1 V_b1]^T。接下来，选择另一个矢量，该另一矢量在垂直于矢量[V_a1 V_b1]^T的方向C上具有最大分量。在该示例中，该矢量和具有第二大绝对值的矢量都是[V_a2 V_b2]^T，并且因此互相匹配。然而，存在矢量不互相匹配的情况。即，有利地通过选择最大矢量和作选择的所有其他矢量的组合，并且通过搜索使外积最大化的对，来计算电感矩阵。

如上所述，根据本实施例的无传感器控制装置能够在不使用旋转相位角传感器的情况下估计转子的相位角，并且能够由此实现尺寸减小、成本降低和易于维护。另外，可以针对脉宽调制后的电压指令和电流响应值的高频分量来估计旋转相位角。以该方式，可以通过叠加最小频率的电压来精确地估计旋转相位角。

尽管已经描述了某些实施例，但是仅通过示例的方式介绍这些实施例，并且这些实施例并非旨在限制本发明的范围。其实，本文所述的新颖的实施例可以以各种不同形式体现；而且，可以做出以本文所述的实施例形式的各种省略、替代和改变，而不偏离本发明的精神。所附权利要求及其等同旨在覆盖如将落入本发明的范围和精神中的这样的形式或变型。

Claims (8)

1.一种用于同步电机的无传感器控制装置，其特征在于包括：

PWM处理单元(3)，其基于三相电压指令与PWM载波之间的比较来对所述三相电压指令进行脉宽调制，并且由此生成用于逆变器的门指令；

高频电压计算器(8)，其通过计算不低于所述PWM载波的载波频率的多个频率的正弦分量和余弦分量中的至少一个来获得高频电压分量，所述分量包含在所述PWM处理单元的输出或等效输出值中；

高频电流计算器(7)，其通过计算具有不低于所述载波频率的多个频率的正弦分量和余弦分量中的至少一个来获得高频电流分量，所述分量包含在来自于由所述逆变器驱动的同步电机(5)的电流响应值中；以及

估计角度计算器(9)，其基于多个对来计算表示所述同步电机的旋转角度的估计值的估计相位角，每个所述对包含所述高频电压分量和所述高频电流分量，所述高频电压分量和所述高频电流分量分别包含相同频率下的余弦分量或正弦分量，针对至少两个不同的频率来获得所述对。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于：

所述高频电压计算器(8)将所述门指令转换为在所述电机(5)的静态直角坐标系下的输出电压指令，并且基于所述输出电压指令来计算所述高频电压分量，以及

所述高频电流计算器(7)将所述同步电机(5)的所述电流响应值转换为在所述电机的静止直角坐标系下的电流响应值，并且基于所述电流响应值来计算所述高频电流分量。

3.根据权利要求1所述的装置，其特征在于：

所述高频电压计算器(8)将所述门指令转换为与所述电机(5)的旋转同步地旋转的直角坐标系下的输出电压指令，并且基于所述输出电压指令来计算所述高频电压分量，以及

所述高频电流计算器(7)将所述同步电机(5)的所述电流响应值转换为与所述电机(5)的旋转同步地旋转的直角坐标系下的电流响应值，并且基于所述电流响应值来计算所述高频电流分量。

4.根据权利要求1或2所述的装置，所述估计角度计算器(9)的特征在于包括：

第一计算器，其基于所述高频电压分量和所述高频电流分量来计算所述电机的电感；以及

第二计算器，其基于所述电感来计算所述电机的估计相位角。

5.根据权利要求3所述的装置，所述估计角度计算器(9)的特征在于包括：

基于所述高频电压分量和所述高频电流分量来计算所述电机的电感的计算器；

基于所述电感来计算估计的旋转角度误差的计算器；以及

PLL电路(31-35)，其被配置为将所述估计的旋转角度误差设定为0，其中，

所述PLL电路(31-35)提供所述估计相位角。

6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的装置，其特征在于还包括电压指令确定单元(41)，当在所述脉宽调制之前用于所述逆变器的输出电压指令值的方向位于所述逆变器的非零电压矢量的方向附近时，所述电压指令确定单元(41)以不高于所述PWM载波频率的频率，将垂直于所述输出电压指令值的方向上的高频电压叠加在所述输出电压指令值上。

7.根据权利要求1至5中的任意一项所述的装置，其特征在于还包括电压指令确定单元(41)，当在所述脉宽调制之前用于所述逆变器的输出电压指令值的大小等于或小于预定值时，所述电压指令确定单元(41)以不高于所述PWM载波频率的频率，将与所述逆变器的非零电压矢量不同的方向上的高频电压叠加在所述输出电压指令值上。

8.一种逆变器装置，其特征在于包括：

根据权利要求1至6中的一项所述的无传感器控制装置；以及

逆变器(4)，其基于所述门指令来驱动所述同步电机。

Images