DE3637026A1

DE3637026A1 - Anordnung zur behebung der instabilitaet eines schrittmotors

Info

Publication number: DE3637026A1
Application number: DE19863637026
Authority: DE
Inventors: Boillat Pierre
Original assignee: Sodeco Saia AG; Societe des Compteurs de Geneve SODECO
Current assignee: Johnson Electric Switzerland AG
Priority date: 1986-02-24
Filing date: 1986-10-30
Publication date: 1987-08-27
Also published as: US4683409A; DE3637026C2; JPS62201097A; CH672382A5

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Behebung der Instabilität eines Schrittmotors gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Schrittmotoren werden z. B. verwendet in Druckern, Zeichengeräten, "floppy-driver", "harddisc-driver", usw.

Aus der US-PS 40 91 316 ist ein Verfahren und eine Einrichtung bekannt zur Vermeidung von Schwingungen und des Aussertrittfallens ("loss of synchronism") von Schrittmotoren unter Verwendung eines Tachogenerators als Istwertgeber und einer Regelschaltung zur Regelung, d. h. Modulierung, der Phasenwinkel der Steuerimpulse der Schrittmotoren.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zu finden und eine Einrichtung zu verwirklichen, die es gestatten:

- ein- oder mehrphasige Schrittmotoren, ohne Verwendung von Sonden, wie z. B. Hallsonden, Induktionsspulen, teure Tachogeneratoren, mechanische oder optische Sonden, und deren Ankopplung, stabil innerhalb ihrer parametrischen Resonanzbänder zu betreiben, wobei die Stabilisierung ohne Totzeit relativ schnell und lastunabhängig ist, d. h. ohne weiteres Laständerungen von eins zu hundert verträgt,
- korrekt in einem extrem grossen Geschwindigkeitsbereich von Null bis 35′000 Umdrehungen/Minute zu arbeiten,
- den Wirkungsgrad des Schrittmotors bei hoher Ausgangsleistung zu verbessern und so hohe mechanische Leistungen zu ermöglichen,
- unabhängig zu sein von der Art des verwendeten Sequenzgebers, wie z. B. der Verwendung einer Konstantspannung-, Konstantstrom-, "Chopper"-, "Bilevel"- oder L/R-Steuerung,
- den Schrittmotor sowohl bei gleichförmigen als auch bei beschleunigten Bewegungen zu stabilisieren,
- einen Preis zu erzielen, der in einer vernünftigen Relation zum Preis des Schrittmotors liegt und
- zwei oder mehrere parallel geschaltete Schrittmotoren mit einer einzigen Stabilisierungseinrichtung zu betreiben.

Dadurch wird es ermöglicht oft kleinere, d. h. billigere Schrittmotoren zu verwenden und/oder diese in Anwendungsgebieten einzusetzen, in denen bis jetzt nur stabil der Einsatz von Gleichstrommotoren möglich war. Die Stabilisierungs-Einrichtung soll nach Möglichkeit so ausgebildet sein, dass sie als "Interface"-Schaltung zwischen in der Regel bereits vorhandenen Bauelementen der Steuereinrichtung eines Schrittmotors geschaltet werden kann, ohne dass dabei die Steuereinrichtung gross abgeändert werden muss.

Die genannte Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Anordnung zur Behebung der Instabilität eines Schrittmotors,

Fig. 2 A bis 2 D Kennlinien verschiedener Steuersignale des Schrittmotors in Funktion der Zeit,

Fig. 3 Kennlinien des Drehmomentes und der mechanischen Leistung eines Schrittmotors in Funktion der Schrittgeschwindigkeit bei Vorhandensein und bei Nichtvorhandensein einer Stabilisierung,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Verzögerungsgliedes,

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Sägezahngenerators,

Fig. 6 ein Schaltbild eines Dämpfungsgliedes,

Fig. 7 ein Schaltbild einer steuerbaren Stromquelle,

Fig. 8 ein Schaltbild eines Impedanz-Wandlers,

Fig. 9 ein Schaltbild eines Tiefpassfilters,

Fig. 10 ein Schaltbild eines Steuerverstärkers,

Fig. 11 ein Schaltbild einer Logikschaltung zur Wiedererzeugung unterdrückter Impulse,

Fig. 12 ein Schaltbild einer Variante einer Ausgangslogikschaltung zur Wiedererzeugung unterdrückter Impulse,

Fig. 13 Impulsdiagramme zur Anordnung ohne unterdrückte Impulse und

Fig. 14 Impulsdiagramme zur Anordnung mit unterdrückten und wiederzeugten Impulsen.

Gleiche Bezugszahlen bezeichnen in allen Figuren der Zeichnung gleiche Teile. Alle nur fakultativ vorhandenen Bauteile sind in den Figuren gestrichelt dargestellt.

Die in der Fig. 1 dargestellte Anordnung enthält mindestens:
einen Schrittmotor 1, der von einer Gleichspannung U gespeist ist, einen Sequenzgeber 2, einen Stromsensor 3, ein Tiefpassfilter 4, fakultativ einen Verstärker 5, ein Hochpassfilter 6, einen Taktgeber 7, fakultativ einen Impulsformer 8 und ein steuerbares Verzögerungsglied 9.

Der Schrittmotor 1 hat eine beliebige Anzahl Phasen. In der Zeichnung wurde jeweils die Anwesenheit eines vierphasigen Schrittmotors 1 angenommen. In diesem Fall besitzt der Sequenzgeber 2 vier mit dem Schrittmotor 1 verbundene Ausgänge, die z. B. "Open collector"-Ausgänge sind. D. h., der Ausgangs-Treiber des Sequenzgebers 2 besteht in diesem Fall aus vier Bipolartransistoren T 1, T 2, T 3 und T 4, deren Kollektoren die vier Ausgänge des Sequenzgebers 2 bilden und deren Basisanschlüsse mit je einem der vier Ausgänge einer Sequenzsteuerschaltung 10 verbunden sind, dessen Eingang seinerseits den Eingang des Sequenzgebers 2 bildet. Die Emitter der vier Bipolartransistoren T 1, T 2, T 3 und T 4 sind z. B. innerhalb des Sequenzgebers 2 miteinander verbunden. Derartige Sequenzgeber sind an sich bekannt und handelsüblich erhältlich.

Der nicht mit dem Schrittmotor 1 verbundene Pol der Gleichspannung U liegt, nicht dargestellt, z. B. an Masse. In diesem Fall liegt auch ein erster Pol eines als Stromsensor 3 verwendeten Messwiderstandes an Masse.

Es sind einpolig miteinander verbunden:

- die Emitter der Bipolartransistoren T 1, T 2, T 3 und T 4 mit dem zweiten Pol des Stromsensors 3 und mit dem Eingang des Tiefpassfilters 4,
- der Ausgang des Tiefpassfilters 4 mit dem Eingang des Verstärkers 5 oder, falls dieser nicht vorhanden ist, mit dem Eingang des Hochpassfilters 6,
- der Ausgang des Verstärkers 5, falls vorhanden, mit dem Eingang des Hochpassfilters 6,
- der Ausgang des Hochpassfilters 6 mit einem ersten Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9,
- der Ausgang des Taktgebers 7 mit einem zweiten Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9,
- der Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 mit dem Eingang des Impulsformers 8 oder, falls dieser nicht vorhanden ist, mit dem Eingang des Sequenzgebers 2 und
- der Ausgang des Impulsformers 8, falls vorhanden, mit dem Eingang des Sequenzgebers 2.

Das Verzögerungsglied 9 wird somit einerseits vom Stromsensor 3 mindestens über das Tiefpassfilter 4 und das Hochpassfilter 6 mit einem nachfolgend als Fehlerkorrektursignal bezeichneten Signal angesteuert und ist anderseits direkt mit dem Ausgang des Taktgebers 7 verbunden. Der Taktgeber 7 ist ein Rechteckgenerator, z. B. ein astabiler Multivibrator. Das Tiefpassfilter 4 dient der Erzeugung des Mittelwertes der Ausgangsspannung des Stromsensors 3 und der Erzeugung einer 90°-Phasenverschiebung dieses Mittelwertes. Die Reihenfolge des fakultativ vorhandenen Verstärkers 5 und des Hochpassfilters 6 kann auch vertauscht sein, d. h. der Verstärker 5 kann auch dem Hochpassfilter 6 nachgeschaltet sein.

Die beiden Filter 4 und 6 sind z. B. bekannte L-förmige RC-Glieder, wobei beim Hochpassfilter 6 ein Kondensator im Längszweig und ein Widerstand im Querzweig angeordnet sind, während beim Tiefpassfilter 4 (siehe Fig. 9) umgekehrt der Kondensator im Querzweig und der Widerstand im Längszweig angeordnet sind. Im einfachsten Fall besteht das Hochpassfilter 6 nur aus dem Kondensator, wobei ein Pol dieses Kondensators den Eingang und der andere Pol dieses Kondensators den Ausgang des Hochpassfilters 6 bildet. Bei Nichtvorhandensein des Verstärkers 5 zwischen dem Tiefpassfilter 4 und dem Hochpassfilter 6 kann das Hochpassfilter 6 mit dem in Kaskade geschalteten Tiefpassfilter 4 kombiniert werden und ein einziges Bandpass-Filter bilden.

Der Impulsformer 8, der vorzugsweise ein bekannter und handelsüblicher mit z. B. negativgehenden Flanken gesteuerter monostabiler Multivibrator ist, wird nur benötigt, wenn der Sequenzgeber 2 impulsgesteuert ist. Ist er dagegen flankengesteuert, dann kann der Impulsformer 8 weggelassen werden.

Die Fig. 2A stellt die Kennlinie des Wechselspannungsteils des Mittelwertes des Summenstromes aller Phasenströme eines Schrittmotors 1 in Funktion der Zeit t dar. Einfachshalber wurde ihr Verlauf in der Fig. 2A als sinusförmig angenommen.

Die Fig. 2B stellt die Kennlinie des Ausgangssignals des Taktgebers 7 in Funktion der Zeit t dar. Sie besteht aus einer Reihenfolge rechteckförmiger Impulse der Dauer τ und der Periode T = 1/f, wobei f die Taktfrequenz bezeichnet. T ist z. B. gleich 1ms.

Die Fig. 2C stellt die Kennlinie des Ausgangssignals des Verzögerungsgliedes 9 in Funktion der Zeit t dar. Sie besteht aus einer Reihenfolge rechteckförmiger impulsdauermodulierter Impulse der Periode T. T ₁ ist die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9, wenn der Wechselspannungsteil des Mittelwertes des Summenstromes der Phasenströme, d. h. die Modulation, Null ist.

Die Fig. 2D stellt die Kennlinie des Ausgangssignals des Impulsformers 8 in Funktion der Zeit t dar. Sie besteht aus einer Reihenfolge rechteckförmiger Impulse der Dauer τ ₁, deren positivgehenden Flanken zeitlich mit den negativgehenden Flanken der in der Fig. 2C dargestellten Impulse übereinstimmen.

Vorteilhafterweise wird der Wert der Verzögerungszeit T ₁ des Verzögerungsgliedes 9 bei der Modulation Null, d. h. beim Nullwert des Fehlerkorrektursignals am Ausgang des Hochpassfilters 6, so gewählt, dass die in der Fig. 2D dargestellten Impulse bzw. die negativgehenden Flanken der in der Fig. 2C dargestellten Impulse zeitlich annähernd in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen des in der Fig. 2B dargestellten Ausgangssignals des Taktgebers 7 liegen, d. h. dass T ₁ ≃ T/2 gewählt wird. Die Impulsdauer τ und die Impulsdauer τ ₁ sind dabei bedeutend kleiner als die Verzögerungszeit T ₁ zu wählen.

In der Fig. 3 sind vier Kennlinien M ₀, M ₁, P ₀ und P ₁ in Funktion der Schrittgeschwindigkeit v des Schrittmotors 1 dargestellt. Die Kennlinie M ₀ stellt das Drehmoment eines Schrittmotors 1 ohne Stabilisierung, M ₁ dieses Drehmoment bei Vorhandensein einer Stabilisierung, P ₀ die mechanische Leistung des Schrittmotors 1 ohne Stabilisierung und P ₁ diese Leistung bei Vorhandensein einer Stabilisierung dar.

Die Drehmoment-Kennlinie M ₀ besitzt z. B. einen Drehmoment-Zusammenbruch bei annähernd 1000 Schritt/Sekunde, und die Leistungs-Kennlinie P ₀ einen Maximalwert unterhalb 1000 Schritt/Sekunde, der bedeutend kleiner ist als der Maximalwert der Leistungs-Kennlinie P ₁, der oberhalb 1000 Schritt/Sekunde liegt. Die Drehmoment-Kennlinie M ₁ sinkt kontinuierlich, ohne Einbruch, mit steigender Schrittgeschwindigkeit v.

Bei Schrittmotoren treten im Bereich hoher Geschwindigkeiten in bestimmten Frequenzbereichen abrupte Drehmomentsverluste auf. Der Schrittmotor kann aussertritt fallen und stehen bleiben. Dieses Verhalten kann durch parametrische Resonanzen des Schrittmotors erklärt werden, da der Rotor des Schrittmotors zusätzlich zu seiner konstanten Winkelgeschwindigkeit Oszillationen ausführt, deren Amplituden in diesen kritischen Frequenzbereichen stark anwachsen und so stark werden können, dass der Schrittmotor seinen Synchronismus verliert und stehen bleibt.

Der Schrittmotor ist durch sein Drehmoment gekennzeichnet. Bei Nichtvorhandensein einer Stabilisierung besitzt seine Drehmoment-Kennlinie innerhalb des Frequenzbereichs von Null bis 20 kHz theoretisch mehrere Einbrüche, in der Praxis mindestens jedoch einen Einbruch, der z. B. annähernd bei 1000 Schritt/Sekunde liegt, wie in der Fig. 3, Kennlinie M ₀, dargestellt ist (sogenanntes "Pull out"-Gebiet). Dies führt dazu, dass der Schrittmotor bei Nichtvorhandensein einer Stabilisierung nur bei niedriger Geschwindigkeit, z. B. unterhalb 1000 Schritt/Sekunde, betrieben werden kann, in einem Geschwindigkeitsbereich also, in dem seine mechanische Leistung gemäss Kennlinie P ₀ der Fig. 3 relativ niedrig und sein Wirkungsgrad schlecht ist.

Lösungsvorschläge zur Stabilisierung des Schrittmotors, die Sonden und Ankopplungen benötigen, sind in der Regel aus Preis- und/oder Platzgründen nicht brauchbar. Ein Tachogenerator z. B. kostet ein Vielfaches des Preises eines kostengünstigen Schrittmotors, z. B. eines "tin can"-Schrittmotors. Für platzraubende Ankopplungen ist ausserdem in der Regel kein Platz vorhanden. Bei der erfindungsgemässen Einrichtung wird der Schrittmotor selber als Sonde benutzt zur Ermittlung des Istwertes und damit zur Ermittlung des Fehlerkorrektursignals einer Regelschaltung. Bei dieser Regelung wird nicht wie im angegebenen Stand der Technik die Abweichung der Geschwindigkeit von einer Sollgeschwindigkeit als Fehlerkorrektursignal, sondern die Oszillationen des Lastwinkels um den nominellen Lastwinkel als Fehlerkorrektursignal verwendet. Dies hat unter anderem den Vorteil, dass die Stabilisierung des Schrittmotors lastunabhängig ist.

Im stabilen Betrieb des Schrittmotors und bei gegebener Last ist die Hüllkurve seines Phasenstromes und damit auch dessen Mittelwert annähernd konstant. Im unstabilen Betrieb dagegen treten Oszillationen der Hüllkurve und damit auch des Mittelwertes des Phasenstromes auf, die ein Mass sind für die Oszillationen des Lastwinkels um den nominellen Wert.

In der in der Fig. 1 dargestellten Anordnung wird die Instabilität des Schrittmotors 1 behoben mit Hilfe eines Rückkopplungssignals, das die Phase der Steuerimpulse des Schrittmotors 1 moduliert, indem fortlaufend mit Hilfe des Stromsensors 3 der algebraische Summenstrom von Phasenströmen des Schrittmotors 1 ermittelt und in eine proportionale Spannung umgewandelt wird, deren Mittelwert dann anschliessend mit Hilfe des Tiefpassfilters 4 erzeugt wird. Da die einzelnen Phasenströme des Schrittmotors 1 annähernd zeitlich nacheinander auftreten, ist die am Stromsensor 3 auftretende Spannung annähernd proportional dem gerade augenblicklich fliessenden Phasenstrom des Schrittmotors 1 und die Schwankungen des mit Hilfe des Tiefpassfilters 4 ermittelten Mittelwertes ein Mass für die Oszillationen des Lastwinkels des Schrittmotors 1. Die Schwankungen dieses Mittelwertes, die eine Frequenz von 0 bis 400 Hz besitzen können, sind unabhängig vom Mittelwert und damit auch unabhängig vom nominellen Lastwinkel. Ein Vorteil der Verwendung der Schwankungen dieses Mittelwertes als Fehlerkorrektursignal liegt darin, dass es kurz bevor der Schrittmotor 1 seinen kritischen Punkt erreicht, d. h. bevor der Schrittmotor 1 seinen Synchronismus verliert, seinen Maximalwert besitzt, da der Lastwinkel in diesem Augenblick maximal ist. Dies im Gegensatz zum Stand der Technik, wo der Geschwindigkeits-Istwert in diesem Augenblick am kleinsten, nämlich annähernd Null ist.

Der Wert des Ausgangssignals des Tiefpassfilters 4 hängt vom Wert des Messwiderstandes und vom Wert der Phasenströme ab. Er ist in der Regel 100 bis 1000 mal kleiner als die Gleichspannung U, die den Schrittmotor 1 speist. Genügt der Wert der Ausgangsspannung des Tiefpassfilters 4 nicht, um die nachfolgende Regelschaltung zu betreiben, so wird der Verstärker 5 z. B. zwischen dem Tiefpassfilter 4 und dem Hochpassfilter 6 geschaltet (Siehe Fig. 1). Der Verstärker 5 verstärkt den Wechselspannungsanteil, d. h. die Schwankungen des phasenverschobenen Mittelwertes, bevor diese Schwankungen die Steuerimpulse des Schrittmotors 1 phasenmodulieren.

Das Hochpassfilter 6 eliminiert bei Nichtvorhandensein des Verstärkers 5 die Gleichspannungskomponente des Mittelwertes und bei Vorhandensein eines vorgeschalteten Verstärkers 5 dessen Ausgangs-"Offset"- Spannung, so dass auf jeden Fall nur die eventuell verstärkten Schwankungen des Mittelwertes ermittelt werden und anschliessend den ersten Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9 erreichen und so die vom Sequenzgeber 2 erzeugten Steuerimpulse des Schrittmotors 1 phasenmodulieren.

Da bekanntlich eine Frequenz proportional dem d ψ/dt ist, wobei ψ eine Phase darstellt, und die Derivierte bekanntlich eine Phasendrehung von 90° verursacht, muss der Mittelwert der Ausgangsspannung des Stromsensors 3 im Tiefpassfilter 4 um 90° phasenverschoben werden, bevor seine Schwankungen die Steuerimpulse des Schrittmotors 1 phasenmodulieren. Dies geschieht auf einfache und elegante Weise, indem die durch das Tiefpassfilter 4 verursachte Phasenverschiebung durch eine an sich bekannte Dimensionierung des Tiefpassfilters 4 gleich 90° eingestellt wird. Das Fehlerkorrektursignal am Ausgang des Hochpassfilters 6 hat dann die für die Phasenmodulation benötigte korrekte Phasenlage. Das Fehlerkorrektursignal verstellt die durch das Verzögerungsglied 9 erzeugten Verzögerungszeiten (Siehe Fig. 2C), so dass z. B. alle positivgehenden Flanken der durch den Taktgeber 7 erzeugten Rechteckimpulse (Siehe Fig. 2B) phasenmoduliert verzögert als negativgehende Flanken am Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 erscheinen (Siehe Fig. 2C). Ist der nachfolgende Sequenzgeber 2 nur flankengesteuert, so kann das Ausgangssignal des Verzögerungsgliedes 9 den Sequenzgeber 2 direkt steuern. Andernfalls müssen die negativgehenden Flanken der Ausgangsimpulse des Verzögerungsgliedes 9 noch mit Hilfe des Impulsformers 8 aufbereitet und in Impulsen umgewandelt werden, bevor sie dem nachfolgenden Sequenzgeber 2 zugeführt werden. Der Impulsformer 8 ordnet dabei z. B. jeder negativgehenden Flanke seines Eingangssignal einen Impuls konstanter Dauer τ ₁ zu (Siehe Fig. 2D).

Um eine maximale Aussteuerbarkeit in positiver und negativer Phasenrichtung zu erzielen, wird die Verzögerungszeit T ₁ des Verzögerungsgliedes 9 so gewählt, dass bei einem Fehlerkorrektursignal Null am Ausgang des Hochpassfilters 6 die steuernden, z. B. negativgehenden Flanken am Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 zeitlich annähernd in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen des Taktgebers 7 liegen.

Die in der Fig. 1 dargestellte Anordnung hat den Vorteil, dass der Taktgeber 7 nicht spannungsgesteuert sein muss. Ein nichtspannungsgesteuerter Taktgeber 7, ein Sequenzgeber 2 und ein Stromsensor 3 sind in der Regel bereits bei den Verwendern von Schrittmotoren vorhanden, so dass nur eine "Interface"-Schaltung 11 zwischen dem bereits vorhandenen Taktgeber 7 und der ebenfalls bereits vorhandenen Kombination 2; 3 des Sequenzgebers 2 und des Stromsensors 3 geschoben werden muss, um die Instabilität im Betrieb des Schrittmotors 1 zu beheben. Diese "Interface"-Schaltung 11 besteht aus dem Tiefpassfilter 4, fakultativ dem Verstärker 5, dem Hochpassfilter 6, dem Verzögerungsglied 9 und fakultativ dem Impulsformer 8.

Das in der Fig. 4 dargestellte Verzögerungsglied 9 besteht mindestens aus einem steuerbaren Sägezahngenerator 12 zur Erzeugung eines Sägezahnsignals d konstanter Amplitude und aus einer nachgeschalteten Anordnung 13 zum Vergleichen des Sägezahnsignals d mit dem als Schwellwert dienenden Fehlerkorrektursignal, das am ersten Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9 ansteht. Die Anordnung 13 ist somit ein Schwellwertschalter, z. B. ein analoger Komparator. Der invertierende Eingang des Komparators bildet den ersten Steuereingang und der Steuereingang des Sägezahngenerators 12 den zweiten Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9. Der Ausgang des Sägezahngenerators 12, an dem das Sägezahnsignal d ansteht, ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators verbunden, dessen Ausgang über einen ersten Eingang einer im Verzögerungsglied 9 fakultativ vorhandenen nachgeschalteten Logikschaltung 14, die der Wiedererzeugung unterdrückter Impulse dient, mit dem Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 verbunden ist. Falls die Logikschaltung 14 vorhanden ist, ist ein Taktausgang des Sägezahngenerators 12, an dem ein Taktsignal a ansteht, mit einem zweiten Eingang der Logikschaltung 14 verbunden, so dass die Logikschaltung 14 vom Sägezahngenerator 12 her mit dem Taktsignal a gespeist wird. Die Ausgangssignale der Anordnung 13 und des Verzögerungsgliedes 9 sind mit b bzw. X bezeichnet. Wenn die Logikschaltung 14 nicht vorhanden ist, dann ist der Ausgang der Anordnung 13 direkt mit dem Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 verbunden. Das in der Fig. 4 dargestellte Verzögerungsglied 9 funktioniert folgendermassen: Der Sägezahngenerator 12 wandelt die rechteckförmigen Ausgangsimpulse des Taktgebers 7 um in Sägezahnimpulse, die jedesmal, wenn ihr Wert den am ersten Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9 anstehenden Wert des Fehlerkorrektursignals erreicht hat, die Anordnung 13 zum Kippen bringen. Die Dauer der so am Ausgang der Anordnung 13 erscheinenden rechteckförmigen Impulse ist proportional dem Fehlerkorrektursignal und diese Impulse sind somit impulsdauermoduliert.

Der Sägezahngenerator 12 erzeugt Sägezahn-Impulse konstanter Amplitude. Ist die variable Eingangsfrequenz des Sägezahngenerators 12 beim Hochlaufen des Schrittmotors 1 kurzzeitig zu gross, dann hat der Sägezahngenerator 12 vorübergehend keine Zeit Sägezahn-Impulse konstanter Amplitude zu erzeugen. D. h.: Die Amplitude der zugehörigen Sägezähne ist dann möglicherweise niedriger als der Schwellwert der Anordnung 13, so dass einige von deren Ausgangsimpulse nicht erzeugt und somit unterdrückt werden. Die Logikschaltung 14, deren Arbeitsweise später an Hand der Fig. 11 näher erläutert wird, hat die Aufgabe diese unterdrückten Ausgangsimpulse der Anordnung 13 wieder zu regenieren.

Ein im Verzögerungsglied 9 verwendeter Sägezahngenerator 12 ist in der Fig. 5 dargestellt und besteht aus einem fakultativ vorhandenen monostabilen Multivibrator 15, einem fakultativ vorhandenen Dämpfungsglied 16, einem steuerbaren Schalter 17, einem Kondensator C, einer steuerbaren Stromquelle 18, einem Impedanzwandler 19, einem Tiefpassfilter 20, einem Steuerverstärker 21 und einer Diode D. Die Stromquelle 18 und der Kondensator C bilden zusammen einen Integrator 18; C. Der Schalter 17, der z. B. ein bipolarer Transistor ist, ist dem Kondensator C parallelgeschaltet, während die Stromquelle 18 mit dem Kondensator C in Reihe geschaltet ist. Der gemeinsame, erste Anschluss der Stromquelle 18 und des Kondensators C ist einerseits mit dem Eingang eines Steuergerätes 19; 20; 21, dessen Ausgang über die nachgeschaltete Diode D mit einem Steuereingang 18 a der steuerbaren Stromquelle 18 verbunden ist, und bildet anderseits den Ausgang des Sägezahngenerators 12, an dem das Sägezahnsignal d ansteht.

Das Steuergerät 19; 20; 21 besteht in der angegebenen Reihenfolge aus der Kaskadenschaltung des Impedanzwandlers 19, des Tiefpassfilters 20 und des Steuerverstärkers 21. Der Ausgang des Steuergerätes 19; 20; 21 ist mit der Anode und der Steuereingang 18 a mit der Kathode der Diode D verbunden. Die Diode D verhindert einen Stromrückfluss von der Stromquelle 18 zum Steuerverstärker 21. Der zweite Anschluss des Kondensators C liegt z. B. an Masse und ein weiterer Anschluss der Stromquelle 18 an eine positive Speisegleichspannung V _CC, deren nicht dargestellter zweiter Pol an Masse liegt. Der Eingang der fakultativ vorhandenen monostabilen Multivibrators 15 bildet den Steuereingang des Sägezahngenerators 12, während sein Ausgang den Taktausgang des Sägezahngenerators 12 bildet, an dem das Taktsignal a ansteht. Ausserdem sind der monostabile Multivibrator 15 und das Dämpfungsglied 16, falls vorhanden, in der angegebenenen Reihenfolge in Kaskade geschaltet, wobei der Ausgang der Kaskadenschaltung 15; 16 mit dem Steuereingang des Schalters 17 verbunden ist. Der Steuereingang des steuerbaren Schalters 17 ist somit direkt oder über das Dämpfungsglied 16 und/oder den monostabilen Multivibrator 15 mit dem Eingang des steuerbaren Sägezahngenerators 12 verbunden.

Wenn die Impulse des Eingangssignals CL _In des steuerbaren Sägezahngenerators 12 nicht unendlich steile Flanken besitzen (siehe Fig. 13A und Fig. 14A), dann ist das Vorhandensein des monostabilen Multivibrators 15 erforderlich, der als Impulsformer arbeitet und die Flanken der Impulse des Eingangssignals CL _In derart regeneriert, dass erneut rechteckförmige Impulse entstehen, die das Taktsignal a am Ausgang des monostabilen Multivibrators 15 bilden (siehe Fig. 13B und Fig. 14B). Der monostabile Multivibrator 15 ist z. B. ein übliches im Handel erhältliches Bauelement.

Das Dämpfungsglied 16, welches z. B. aus einem Spannungsteiler 22; 23 besteht (siehe Fig. 6), passt die Amplitude des Taktsignals a falls erforderlich an die benötigte Amplitude des Steuersignals des steuerbaren Schalters 17 an. Wenn der Schalter 17 ein bipolarer Transistor ist, dann ist dieses Steuersignal z. B. die Basis/Emitter-Spannung dieses Transistors. Gemäss der Fig. 6 besteht der Spannungsteiler 22; 23 aus zwei in Reihe geschalteten Widerständen 22 und 23, deren gemeinsamer Anschluss den Ausgang des Dämpfungsgliedes 16 bildet. Der zweite Anschluss des Widerstandes 22 bildet dann den Eingang des Dämpfungsgliedes 16 und der zweite Anschluss des Widerstandes 23 liegt z. B. an Masse.

Wenn der Schalter 17 offen ist, lädt die Stromquelle 18 den Komparator C mit einem konstanten Strom, so dass die Kondensatorspannung u _C, d. h. also das Sägezahnsignal d, linear ansteigt. Sobald ein Impuls am Eingang des Sägezahngenerators 12 erscheint, wird der Schalter 17 während der Dauer dieses Impulses geschlossen, so dass der Kondensator C sich über den als Kurzschluss wirkenden geschlossenen Schalter 17 sehr schnell entlädt und so die abfallende Flanke der Kondensatorspannung u _C und damit auch des Sägezahnsignals d erzeugt.

Der Aufbau der Stromquelle 18 ist aus der Fig. 7 ersichtlich und besteht aus einem bipolaren Transistor 24 und drei Widerständen 25, 26 und 27. Der Widerstand 25 ist der Emitterwiderstand des Transistors 24, deren gemeinsamer Anschluss den Steuereingang 18 a der steuerbaren Stromquelle 18 bildet. Die Widerstände 26 und 27 sind in Reihe geschaltet. Ihr gemeinsamer Anschluss bildet einen Spannungsteilerausgang, der mit der Basis des Transistors 24 verbunden ist. Der zweite Anschluss der Widerstände 25 und 27 ist mit der Speisegleichspannung V _CC verbunden, während der zweite Anschluss des Widerstandes 26 an Masse liegt. Der Kollektor des Transistors 24 bildet den Ausgang der Stromquelle 18, der extern mit einem Anschluss des Kondensators C verbunden ist.

Das Steuergerät 19; 20; 21, die Diode D und die steuerbare Stromquelle 18 bilden zusammen eine Art Regelkreis 19; 20; 21; D; 18, dessen Aufgabe es ist, die Amplitude der Kondensatorspannung u _C und damit auch die Amplitude des Sägezahnsignals d auf einen konstanten Wert zu regeln. Der Impedanzwandler 19, der vorzugsweise ein Emitterfolger 28; 29 ist (siehe Fig. 8), dient nur dazu eine Belastung des Kondensators C durch das Steuergerät 19; 20; 21 zu vermeiden, da der Eingangswiderstand des Impedanzwandlers 19 hochohmig ist. Gemäss der Fig. 8 besteht der Emitterfolger 28; 29 aus einem Widerstand 28 und einem bipolaren Transistor 29, wobei der Widerstand 28 der Emitterwiderstand des Transistors 29 ist. Der gemeinsame Anschluss des Transistors 29 und des Widerstandes 28 bildet den Ausgangund die Basis des Transistors 29 den Eingang des Emitterfolgers 28; 29. Der Kollektor des Transistors 29 liegt an die Speisegleichspannung V _CC, während der zweite Anschluss des Widerstandes 28 mit der Masse verbunden ist.

Das Tiefpassfilter 20 hat z. B. den gleichen Aufbau wie das Tiefpassfilter 4 und besteht somit wie in der Fig. 9 dargestellt, aus der Reihenschaltung eines Kondensators 30 und eines Widerstandes 31, deren gemeinsamer Anschluss den Ausgang des Tiefpassfilters 4 bzw. 20 bildet. Der zweite Anschluss des Widerstandes 31 ist der Eingang des Tiefpassfilters 4 bzw. 20 und der zweite Anschluss des Kondensators 30 liegt an Masse. Das Tiefpassfilter 20 bildet den Mittelwert der Kondensatorspannung u _C und damit des Sägezahnsignals d, der über den Steuerverstärker 21, die Diode D und den Steuereingang 18 a der Stromquelle 18, derart auf die letztere einwirkt, dass bei zu niedrigem Mittelwert der von der Stromquelle 18 gelieferte Kondensatorladestrom und damit auch die Steilheit der linear ansteigenden Flanken des Sägezahnsignals d vergrössert werden.

Der Steuerverstärker 21 ist gleichzeitig Regelverstärker und Impedanzwandler. Er besitzt mindestens einen Verstärkungsfaktor eins und ist vorzugsweise gemäss der Fig. 10 mit Hilfe eines Operationsverstärkers 32 aufgebaut, der als an sich bekannter, invertierender Verstärker 32; 33; 34; 35; 36 (siehe Fig. 10) beschaltet ist. Er enthält dann vier Widerstände 33, 34, 35 und 36. Die beiden Widerstände 33 und 36 einerseits und die beiden Widerstände 34 und 35 anderseits sind jeweils in Reihe geschaltet und bilden je einen Spannungsteiler. Der gemeinsame Anschluss der Widerstände 33 und 36 ist mit dem invertierenden und der gemeinsame Anschluss der Widerstände 34 und 35 mit dem nichtinvertierenden Eingang jeweils des Operationsverstärkers 32 verbunden, der durch die Speisegleichspannung V _CC gespeist ist. Der zweite Anschluss des Widerstandes 33 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 32 verbunden, der gleichzeitig der Ausgang des Steuerverstärkers 21 ist. Der zweite Anschluss der Widerstände 34 und 35 liegt an die Speisegleichspannung V _CC bzw. an Masse, während der zweite Anschluss des Widerstandes 36 den Eingang des Steuerverstärkers 21 bildet.

Beim Hochlaufen des Schrittmotors 1 ist die Frequenz des Eingangssignals CL _In des Sägezahngenerators (12) (siehe Fig. 13A und Fig. 14A) und damit auch des Taktsignals a (siehe Fig. 13B und Fig. 14B) nicht konstant, sondern sie steigt während des Hochlaufens an. In der Fig. 13 wurde angenommen, dass der Sägezahngenerator 12 trotz steigender Eingangsfrequenz immer genügend Zeit hat, ein Sägezahnsignal d (siehe Fig. 13C) konstanter Amplitude zu erzeugen. Dies führt dazu, dass der Schwellwert des als Anordnung 13 verwendeten Komparators (siehe Fig. 4) während eines jeden Sägezahnimpulses überschritten und so am Ausgang der Anordnung 13 für jeden Sägezahnimpuls, ohne Impulsunterdrückung, je ein rechteckförmiger Impuls des Ausgangssignals b erzeugt wird (siehe Fig. 13D). Das Vorhandensein der Logikschaltung 14 (siehe Fig. 4) ist dann überflüssig und das Ausgangssignal b ist gleich dem Ausgangssignal X des Verzögerungsgliedes 9 (siehe Fig. 4 und Fig. 13H). In der Fig. 13J gilt die Annahme, dass die steigenden Flanken des Ausgangssignals X (siehe Fig. 13H) durch den Impulsformer 8 (siehe Fig. 1) in rechteckförmige Impulse konstanter Dauer des Steuersignals CL _out umgewandelt werden.

Wenn während des Hochlaufs des Schrittmotors 1 die Beschleunigungsrate der Eingangsfrequenz des Sägezahngenerators 12 grösser als 1,7 × 10⁵ Schritte/Sek² -ist, dann hat der Sägezahngenerator 12 ab einem gewissen Zeitpunkt nicht mehr genügend Zeit die Amplitude der Sägezahnimpulse auf einen konstanten Wert zu regeln. Der Amplitudenwert der Sägezahnimpulse sinkt und kann den Schwellwert des als Anordnung 13 verwendeten Komparators unterschreiten. Dieser Fall wurde in der Fig. 14C für die beiden letzten Sägezahnimpulse angenommen. Da diese den Schwellwert des Komparators nicht mehr überschreiten, erzeugen sie am Ausgang der Anordnung 13 (siehe Fig. 4) auch keine rechteckförmige Impulse des Ausgangssignals b. Die beiden letzten Impulse des Ausgangssignals b fehlen somit in der Fig. 14D. Ohne Vorhandensein der Logikschaltung 14 (siehe Fig. 4) würden dann auch die beiden letzten Impulse des Steuersignals CL _out in der Fig. 14J fehlen.

Die Logikschaltung 14 besteht gemäss der Fig. 11 aus zwei gleichartigen Logik-Toren, z. B. aus zwei Nand-Toren 37 und 38, einem ersten Inverter 39, einer Ausgangslogikschaltung 40, die ihrerseits aus zwei Und-Toren 41 und 42 sowie einem Oder-Tor 43 besteht, und einem zweiten Inverter 44. Die beiden gleichartigen Logik-Tore können Nand-Tore oder Nor-Tore sein und sind beide als RS-Flip Flop 45 zusammengeschaltet, d. h. je ein erster Eingang der gleichartigen Logik-Tore bildet den R- bzw. S-Eingang des RS-Flip Flops 45, während ein zweiter Eingang eines jeden dieser Logik- Tore jeweils mit dem Ausgang des andern Logik-Tores verbunden ist.

Der Ausgang eines der beiden Logik-Tore ist gleichzeitig der Ausgang des RS-Flip Flops 45. Der Ausgang des RS-Flip Flops 45 ist über den Inverter 44 mit einem ersten Eingang der nachgeschalteten Ausgangslogikschaltung 40 verbunden. Der Eingang der Logikschaltung 14, der extern mit dem Ausgang der Anordnung 13 verbunden ist und an dem somit das Ausgangssignal d der Anordnung 13 ansteht, ist einerseits über den Inverter 39 mit einem ersten Eingang des RS-Flip Flops 45 und anderseits direkt mit einem zweiten Eingang der Ausgangslogikschaltung 40 verbunden. Der Takteingang der Logikschaltung 14, an dem das Taktsignal a ansteht, ist auf einen dritten Eingang der Ausgangslogik 40 und auf einen zweiten Eingang des RS-Flip Flops 45 geführt. Der erste Eingang der Ausgangslogikschaltung 40 ist durch einen ersten Eingang des Und-Tors 42 gebildet, ihr zweiter Eingang durch einen ersten Eingang des Und-Tors 41 und ihr dritter Eingang durch die miteinander verbundenen zweiten Eingänge der Und-Tore 41 und 42. Der zweite Eingang des Und-Tores 41 ist ein invertierender Eingang. Der Ausgang der Und-Tore 41 und 42 ist auf je einen Eingang des Oder-Tors 43 geführt, dessen Ausgang den Ausgang der Ausgangslogikschaltung 40 und damit auch den Ausgang der Logikschaltung 14 bildet.

Für den Fall, dass die Logikschaltung 14 im Verzögerungsglied 9 vorhanden ist (siehe Fig. 4), ist in den Fig. 13F und 14F das Ausgangssignal a · b des Und-Tores 41 und in den Fig. 13G und 14G das Ausgangssignal a · des Und-Tores 42 dargestellt, wobei das Ausgangssignal des Inverters 44 ist. Die Oder-Funktion der Ausgangssignale der Und-Tore 41 und 42 ist gleich dem Signal X, welches in der Fig. 13H bzw. 14H dargestellt ist.

Im Fall, dass keine Impulse unterdrückt werden (siehe Fig. 13), ist das Ausgangssignal a · gemäss Fig. 13G immer null, d. h. nicht wirksam. Das Signal b (siehe Fig. 13D) und die Ausgangssignale · b (siehe Fig. 13F) und X (siehe Fig. 13H) sind in diesem Fall gleich. Das Eingangssignal c des Inverters 44 ist in der Fig. 13E dargestellt und alle seine ansteigenden Flanken stimmen zeitlich mit denjenigen der Signale b, · b und X überein.

Im Fall, dass die beiden letzten Impulse des Signals b unterdrückt werden (siehe Fig. 14), ist das Ausgangssignal a · gemäss Fig. 14G nicht mehr null, sondern es besitzt am Ende eines jeden, normalerweise keinen Rechteckimpuls auslösenden Sägezahns doch einen rechteckförmigen Impuls. Dies führt dazu, dass auch das Ausgangssignal X in diesen Zeitpunkten je einen rechteckförmigen Impuls besitzt (siehe Fig. 14H), so dass die Impulsunterdrückung wieder aufgehoben ist. Das Eingangssignal c des Inverters 44 ist in der Fig. 14E dargestellt. Jeder Impuls des Taktsignals a wird im RS-Flip Flop 45 gespeichert und ergibt solang einen Logikwert "1" als Signal am Ausgang des Inverters 44 bis dass das RS-Flip Flop 45 durch das Signal b wieder zurückgestellt wird. Beim Vorhandensein von unterdrückten Impulsen im Signal b, erfolgt diese Rückstellung nicht und es wird ein Signal a · erzeugt, das wie bereits erwähnt verschieden von Null ist und somit die unterdrückten Impulse neu regenerieren kann.

In der Fig. 12 ist eine weitere Variante der Ausgangslogikschaltung 40 dargestellt, die diesmal aus drei Nand-Toren 46, 47 und 48 besteht, wobei die Ausgänge der Nand-Tore 46 und 48 auf je einen Eingang des Nand-Tores 47 geführt sind, dessen Ausgang den Ausgang der Ausgangslogikschaltung 40 und damit auch der Logikschaltung 14 bildet. Der erste Eingang der Ausgangslogikschaltung 40 ist durch einen ersten Eingang des Nand-Tors 46 gebildet, ihr zweiter Eingang durch einen ersten Eingang des Nand-Tors 48 und ihr dritter Eingang durch die miteinander verbundenen zweiten Eingänge der Nand-Tore 46 und 48. Der zweite Eingang des Nand-Tors 48 ist ein invertierender Eingang.

Da bekanntlich:

· b + a · =

ergibt die in der Fig. 12 dargestellte Ausgangslogikschaltung 40 0ie gleiche Logikfunktion wie die in der Fig. 11 verwendete Ausgangslogikschaltung 40. Eine mit der in der Fig. 12 dargestellten Ausgangslogikschaltung 40 aufgebaute Logikschaltung 14 hat den Vorteil nur mehr Nand-Tore zu verwenden, da alle Inverter bekanntlich ebenfalls mit Hilfe von Nand- Toren, deren Eingänge miteinander verbunden sind, realisiert werden können.

Claims

1. Anordnung zur Behebung der Instabilität eines Schrittmotors (1) mit einem der Phasenmodulation von Steuerimpulsen des Schrittmotors (1) dienenden Verzögerungsglied (9), welches einerseits von einem Stromsensor (3) über mindestens ein Tiefpassfilter (4) und ein Hochpassfilter (6) mit einem Fehlerkorrektursignal angesteuert ist und andererseits mit dem Ausgang eines Taktgebers (7) verbunden ist, wobei das Verzögerungsglied (9) mindestens aus einem steuerbaren Sägezahngenerator (12) und einer nachgeschalteten Anordnung (13) besteht zum Vergleichen eines vom Sägezahngenerator (12) erzeugten Sägezahnimpuls (d) mit dem als Schwellwert dienenden Fehlerkorrektursignal, dadurch gekennzeichnet, dass der Sägezahngenerator (12) mindestens einen Kondensator (C), einen steuerbaren Schalter (17), der dem Kondensator (C) parallelgeschaltet ist, eine steuerbare Stromquelle (18), die mit dem Kondensator (C) in Reihe geschaltet ist, und ein Steuergerät (19; 20; 21) enthält, dessen Eingang mit einem Anschluss des Kondensators (C) und dessen Ausgang über eine Diode (D) mit einem Steuereingang (18 a) der steuerbaren Stromquelle (18) verbunden ist zwecks Konstanthaltung der Amplitude des Sägezahnsignals (d), und dass der Steuereingang des steuerbaren Schalters (17) mit dem Eingang des steuerbaren Sägezahngenerators (12) verbunden ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Steuergerät (19; 20; 21) in der angegebenen Reihenfolge aus der Kaskadenschaltung eines Impedanzwandlers (19), eines weiteren Tiefpassfilters (20) und eines Steuerverstärkers (21) besteht.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Impedanzwandler (19) ein Emitterfolger (28; 29) ist.

4. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuerverstärker (21) mit einem Operationsverstärker (32) aufgebaut ist, der als invertierender Verstärker (32; 33; 34; 35; 36) beschaltet ist.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang des steuerbaren Sägezahngenerators (12) mindestens über ein Dämpfungsglied (16) mit dem Steuereingang des steuerbaren Schalters (17) verbunden ist.

6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Eingang des steuerbaren Sägezahngenerators (12) über einen monostabilen Multivibrator (15) mit dem Steuereingang des steuerbaren Schalters (17) bzw. mit dem Eingang des Dämpfungsgliedes (16) verbunden ist.

7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass im Verzögerungsglied (9) der Anordnung (13) zum Vergleichen des Sägezahnsignals (d) mit dem Fehlerkorrektursignal eine Logikschaltung (14) nachgeschaltet ist, die ausserdem noch vom steuerbaren Sägezahngenerator (12) her mit einem Taktsignal (a) gespeist ist.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Logikschaltung (14) aus einem RS-Flip Flop (45) besteht, dessen Ausgang über einen Inverter (44) mit einem ersten Eingang einer nachgeschalteten Ausgangslogikschaltung (40) verbunden ist, während der Ausgang der Anordnung (13) zum Vergleichen des Sägezahnsignals (d) mit dem Fehlerkorrektursignal einerseits über einen weiteren Inverter (39) mit einem ersten Eingang des RS-Flip Flops (45) und andererseits direkt mit einem zweiten Eingang der Ausgangslogikschaltung (40) verbunden ist und das Taktsignal (a) auf einen zweiten Eingang des RS-Flip Flops (45) sowie auf einen dritten Eingang der Ausgangslogikschaltung (40) geführt ist.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass das RS-Flip Flop (45) mittels zwei gleichartiger Logik-Tore (37, 38) aufgebaut ist.

10. Anordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangslogikschaltung (40) aus zwei Und-Toren (41, 42) besteht, deren Ausgänge auf je einen Eingang eines Oder-Tores (43) geführt sind, wobei eines der Und-Tore (41) einen invertierenden Eingang besitzt, der mit einem Eingang des andern Und-Tores (42) verbunden ist.

11. Anordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangslogikschaltung (40) aus zwei Nand-Toren (46, 48) besteht, deren Ausgänge auf je einen Eingang eines dritten Nand-Tors (47) geführt sind, wobei eines der beiden Nand-Tore (48) einen invertierenden Eingang besitzt, der mit einem Eingang des andern der beiden ersten Und-Tore (46) verbunden ist.

12. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung (13) zum Vergleichen des Sägezahnsignals (d) mit dem Fehlerkorrektursignal aus einem Komparator besteht.