DE3442220A1 - - Google Patents

Description

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Hans-Jürgen Müller Gerhard D. Schupfner Hans-Peter Gauger Patentanwälte

European Patent Attorneys Mandataires en brevets europeens

JODEC0-SAIA

OH-3280 Murten Schweiz

4. Dezember 1984 2965. PT-DE HJM/Sm

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Vorfaliren zur Behebung der Instabilität eines Schrittmotors und Einrichtung zur Verwirklichung dieses Ver- :". ahrens

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Verfahren zur Behebung der Instabilität eines Schrittmotors und Einrichtung zur Verwirklichung dieses Verfahrens

Anwendungsgebiet und Zweck

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Behebung der Instabilität eines Schrittmotors gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs und auf eine Einrichtung zur Verwirklichung dieses Verfahrens. -IQ Schrittmotoren werden z.B. verwendet in Druckern, Zeichengeräten, "floppy-driver", "harddisc-driver", usw.

Stand der Technik

X.

Aus der US-PS 4 091 316 ist ein Verfahren und eine Einrichtung bekannt zur Vermeidung von Schwingungen und des Aussertrittfallens ("loss of synchronism") von Schrittmotoren unter Verwendung eines Tachogenerators als Istwertgeber und einer Regelschaltung zur Regelung, d.h. Modulierung, der Phasenwinkel der Steuerimpulse der

Schrittmotoren. Aufgabe und Lösung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zu finden und eine Einrichtung zu verwirklichen, die es gestatten:

- ein- oder mehrphasige Schrittmotoren, ohne Verwendung von Sonden, wie z.B. Hallsonden, Induktionsspulen, teure Tachogeneratoren, mechanische oder optische Sonden, und deren Ankopplung, stabil innerhalb ihrer parametrischen Resonanzbänder zu betreiben, wobei die Stabilisierung ohne Totzeit relativ schnell und lastunabhängig ist, d.h. ohne weiteres Laständerungen von eins zu hundert verträgt,

- korrekt in einem extrem grossen Geschwindigkeitsbereich von Null bis 35¹OOO Umdrehungen/Minute zu arbeiten,

- den Wirkungsgrad des Schrittmotors bei hoher Ausgangsleistung zu verbessern und so hohe mechanische Leistungen zu ermöglichen,

- unabhängig zu sein von der Art des verwendeten Sequenzgebers, wie z.B. der Verwendung einer Konstantspannung-, Konstantstrom-, "Chopper"-, "Bilevel"- oder L/RSteuerung,

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- den Schrittmotor sowohl bei gleichförmigen als auch bei beschleunigten Bewegungen zu stabilisieren

- einen Preis zu erzielen, der in einer vernünftigen Relation zum Preis des Schrittmotors liegt und

- zwei oder mehrere parallel geschaltete Schrittmotoren mit einer einzigen Stabilisierungseinrichtung zu betreiben.

Dadurch wird es ermöglicht oft kleinere, d.h. billigere Schrittmotoren zu verwenden und/oder diese in Anwendungsgebieten einzusetzen, in denen bis jetzt nur stabil der Einsatz von Gleichstrommotoren möglich war. Die Stabilisierungs-Einrichtung soll nach Möglichkeit so ausgebildet sein, dass sie als "Interface"-Schaltung zwischen in der Regel bereits vorhandenen Bauelementen der Steuereinrichtung eines Schrittmotors geschaltet werden kann, ohne dass dabei die Steuereinrichtung gross abgeändert werden muss.

Die genannte Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 bzw. der Ansprüche 5 und 7 angegebenen Merkmale gelöst.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.

Es zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Variante der Einrichtung zur Behebung der Instabilität eines

Schrittmotors,
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer zweiten Variante einer

solchen Einrichtung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer dritten Variante einer solchen Einrichtung,

Fig. 4 A bis 4 D Kennlinien verschiedener Steuersignale des Schrittmotors in Funktion der Zeit bei Verwendung einer Phasenmodulation,

Fig. 5 Kennlinien des Drehmomentes und der mechanischen Leistung eines Schrittmotors in Funktion der

Schrittgeschwindigkeit bei Vorhandensein und bei Nichtvorhandensein einer Stabilisierung, Fig. 6 ein Blockschaltbild eines steuerbaren Verzögep_{A 2}298 rungsgliedes mit analogem Komparator und

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Fig. 7 ein Blockschaltbild der Kombination eines steuerbaren Verzögerungsgliedes und eines Impulsformers mit synchroner Digitalschaltung.

Gleiche Bezugszahlen bezeichnen in allen Figuren der Zeichnung gleiche Teile.

Beschreibung

Die in den Figuren 1 bis 3 dargestellten Einrichtungen enthalten alle mindestens:

einen Schrittmotor 1, der von einer Gleichspannung U gespeist ist, einen Sequenzgeber 2,
einen Messwiderstand 3,
ein Tiefpassfilter 4,
fakultativ einen Verstärker 5,
ein Hochpassfilter 6 und
einen Taktgeber 7.

Alle nur fakultativ vorhandenen Bauteile sind in den Figuren 1 bis gestrichelt dargestellt.

Der Schrittmotor 1 hat eine beliebige Anzahl Phasen. In der Zeichnung wurde jeweils die Anwesenheit eines vierphasigen Schrittmotors angenommen. In diesem Fall besitzt der Sequenzgeber 2 vier mit dem Schrittmotor 1 verbundene Ausgänge, die z.B. "Open collector"-Ausgänge sind. D.h., 'der Ausgangs-Treiber des Sequenzgebers 2 besteht in diesem Fall aus vier Bipolartransistoren T1, T2, T3 und T4, deren Kollektoren die vier Ausgänge des Sequenzgebers 2 bilden und deren Basisanschlüsse mit je einem der vier Ausgänge einer Sequenzsteuerschaltung 8 verbunden sind, dessen Eingang seinerseits den Eingang des Sequenzgebers 2 bildet. Die Emitter der vier Bipolartransistoren T1, T2, T3 und T4 sind z.B. innerhalb des Sequenzgebers 2 miteinander verbunden. Derartige Sequenzgeber sind an sich bekannt und handelsüblich erhältich.

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Der nicht mit dem Schrittmotor 1 verbundene Pol der Gleichspannung U liegt, nicht dargestellt, z.B. an Masse. In diesem Fall liegt auch ein erster Pol des Messwiderstandes 3 an Masse.

Es sind in allen Einrichtungen, die in den Figuren 1 bis 3 dargestellt sind, einpolig miteinander verbunden:

- die Emitter der Bipolartransistoren T1, T2, T3 und T4 mit dem •zweiten Pol des Messwiderstandes 3 und mit dem Eingang des Tiefpassfilters 4,

- der Ausgang des Tiefpassfilters 4 mit dem Eingang des Verstärkers oder, falls dieser nicht vorhanden ist, mit dem Eingang des Hochpassfilters 6 und

- der Ausgang des Verstärkers 5, falls vorhanden, mit dem Eingang des Hochpassfilters 6.

In der in der Fig. 1 dargestellten Variante sind ausserdem noch einpolig miteinander verbunden:

- der Ausgang des Hochpassfilters 6 mit dem Spannungs-Steuereingang des Taktgebers 7 und

- der Ausgang des Taktgebers 7 mit dem Eingang des Sequenzgebers 2.

In der in der Fig. 2 dargestellten Variante sind zusätzlich vorhanden:

- ein steuerbares Verzögerungsglied 9 und - fakultativ ein Impulsformer 10,

wobei einpolig miteinander verbunden sind:

- der Ausgang des Hochpassfilters 6 mit einem Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9,

- der Ausgang des Taktgebers 7 mit dem Eingang des Verzögerungsgliedes 9,

- der Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 mit dem Eingang des Impulsformers 10 oder, falls dieser nicht vorhanden ist, mit dem Eingang des Sequenzgebers 2 und

- der Ausgang des Impulsformers 10, falls vorhanden, mit dem Eingang des Sequenzgebers 2.

In der in der Fig. 3 dargestellten Variante ist zusätzlich zu der in der Fig. 2 dargestellten Variante noch ein Frequenz/Spannungs-Wandler 11 vorhanden, wobei zusätzlich miteinander verbunden sind:

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- der Ausgang des Taktgebers 7 mit dem Eingang des Frequenz/Spannungs-Wandlers 11 und

- der Ausgang des Frequenz/Spannungs-Wandlers 11 mit einem weiteren Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9.

Der in den Varianten 2 und 3 (Siehe Fig. 2 und Fig. 3) benötigte Taktgenerator 7 ist ein einfacher Rechteckgenerator, z.B. ein astabi-Ur Multivibrator, während der in der Variante 1 (Siehe Fig. 1) verwendete Taktgenerator 7 ein spannungsgesteuerter Rechteckgenerator sein muss, z.B. ein mittels eines "Timers" vom Typ LM 556 aufgebauter astabiler Multivibrator. Der Timer vom Typ LM 556 ist z.B. bei der Firma National Semiconductor Corporation, 2900 Semiconductor Drive, Santa Clara, California 95051 erhältlich und in deren "Linear Databook" 1978 sowie deren "Linear Applications Handbook" 1978 beschrieben.

Die Hoch- und Tiefpassfilter 4 und 6 sind z.B. bekannte L-förmige RC-Glieder, wobei beim Hochpassfilter 6 ein Kondensator im Längszweig und ein Widerstand im Querzweig angeordnet sind, während beim Tiefpassfilter 4 umgekehrt der Kondensator im Querzweig und der Widerstand im Längszweig angeordnet sind. Im einfachsten Fall besteht das Hochpassfilter 6 nur aus dem Kondensator, wobei ein Pol dieses Kondensators den Eingang und der andere Pol dieses Kondensators den Ausgang des Hochpassfilters 6 bildet. Bei NichtVorhandensein des Verstärkers 5 kann das Hochpassfilter 6 mit dem in Kaskade geschalteten Tiefpassfilter 4 kombiniert werden und ein einziges Bandpass-Filter bilden.

Das steuerbare Verzögerungsglied 9 (Siehe Fig. 2 und Fig. 3) ist z.B. ein monostabiler Multivibrator, der mit einem "Timer" vom Typ LM 556 aufgebaut ist. Es kann jedoch auch, wie in den Figuren 6 oder 7 dargestellt, aufgebaut sein. Der Impulsformer 10, der z.B. ein bekannter und handelsüblicher mit negativgehenden Flanken gesteuerter monostabiler Multivibrator ist, wird nur benötigt, wenn der Sequenzgeber 2 impulsgesteuert ist. Ist er dagegen flankengesteuert oder wird die in der Fig. 7 dargestellte Schaltung verwendet,

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dann kann der Impulsformer 10 weggeLassen werden. Der Frequenz/Spannungs-Wandler 11 (Siehe Fig. 3) kann z.B. mit Hilfe eines "Timer" vom Typ LM 122 der Firma National Semiconductor aufgebaut werden, der ebenfalls in den bereits angegebenen Literaturstellen beschrieben ist.

Die Fig. 4A stellt die Kennlinie des Wechsel Spannungsanteils des Mittelwertes des Summenstromes aller Phasenströme eines Schrittmotors 1 in Funktion der Zeit t dar. Einfachshalber wurde ihr Verlauf in der Fig. 4A als sinusförmig angenommen.

Die Fig. 4B stellt die Kennlinie des Ausgangssignals des Taktgebers 7 in Funktion der Zeit t dar. Sie besteht aus einer Reihenfolge rechteckförmigef Impulse der Dauer <s> und der Periode T = 1/f, wobei f die Taktfrequenz bezeichnet. T ist z.B. gleich 1ms.

Die Fig. 4C stellt die Kennlinie des Ausgangssignals des Verzögerungsgliedes 9 in Funktion der Zeit t dar. Sie besteht aus einer Reihenfolge rechteckförmiger impulsdauermodulierter Impulse der Periode T. T₁ ist die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9, wenn der Wechselspannungsanteil des Mittelwertes des Summenstromes der Phasenströme, d.h. die Modulation, Null ist.

Die Fig. 4D stellt die Kennlinie des Ausgangssignals des Impulsformers 10 in Funktion der Zeit t dar. Sie besteht aus einer Reihenfolge rechteckförmiger Impulse der Dauer &.., deren positivgehenden Flanken zeitlich mit den negativgehenden Flanken der in der Fig. 4C dargestellten Impulse übereinstimmen.

Vorteilhafterweise wird der Wert der Verzögerungszeit T. des Verzögerungsgliedes 9 bei der Modulation Null, d.h. beim Nullwert des Fehlerkorrektursignals am Ausgang des in den Figuren 2 und 3 dargestellten Hochpassfilters 6, so gewählt, dass die in der Fig. 4D dargestellten Impulse bzw. die negativgehenden Flanken der in der Fig. 4C dargestellten Impulse zeitlich annähernd in der Mitte zwisehen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen des in der Fig. 4B dargestellten Ausgangssignals des Taktgebers 7 liegen, d.h. dass T₁^iT/2

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gewählt wird. Die Impulsdauer fc und die Impulsdauer <& - sind dabei bedeutend kleiner als die Verzögerungszeit T- zu wählen.

In der Fig. 5 sind vier Kennlinien M_Q, M-, P_Q und P- in Funktion der Schrittgeschwindigkeit ν des Schrittmotors 1 dargestellt. Die Kennlinie M_Q stellt das Drehmoment eines Schrittmotors 1 ohne Stabilisierung, M- dieses Drehmoment bei Vorhandensein einer Stabilisierung, P_Q die mechanische Leistung des Schrittmotors 1 ohne Stabilisierung und P- diese Leistung bei Vorhandensein einer Stabilisierung dar.

Die Drehmoment-Kennlinie M_Q besitzt z.B. einen Drehmoment-Zusammenbruch bei annähernd 1000 Schritt/Sekunde, und die Leistungs-Kennlinie Pq einen Maximalwert unterhalb 1000 Schritt/Sekunde, der bedeutend kleiner ist als der Maximalwert der Leistungs-Kennlinie P-, der oberhalb 1000 Schritt/Sekunde liegt. Die Drehmoment-Kennlinie M- sinkt kontinuierlich, ohne Einbruch, mit steigender Schrittgeschwindigkeit v.

Das in der Fig. 6 dargestellte steuerbare Verzögerungsglied 9 besteht aus einem Sägezahngenerator 12 und einem analogen Komparator 13, dessen Minus-Eingang den Steuereingang und dessen Ausgang den Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 bildet. Der Ausgang des Sägezahngenerators 12 ist mit dem Plus-Eingang des Komparators 13 verbunden und sein Eingang bildet den Eingang des Verzögerungsgliedes 9.

Die in der Fig. 7 dargestellte Kombination 9; 10 eines Verzögerungsgliedes und eines Impulsformers besteht aus einem hochfrequenten Taktgeber 14, einem Zähler 15, einem Analog/Digital-Wandler 16 und einem Decodierer 17, dessen Ausgang den Ausgang der Kombination 9;10 bildet. Der vom Hochpassfilter 6 gemäss Fig. 2 oder Fig. 3 angesteuerte Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9 ist gleich dem Steuereingang der Kombination 9;10 und wird durch den Analogeingang des Analog/Digital-Wandlers 16 gebildet, dessen Digitalaus- gang mit Hilfe einer Bus-Verbindung mit dem "Parallel In"-Eingang des Zählers 15 verbunden ist. Der Ausgang des hochfrequenten Taktgebers 14 ist auf den Takteingang des Zählers 15 geführt, dessen

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"Load"-Ladeeingang den Eingang der Kombination 9;10 bildet, der geniäss Fig. 2 oder Fig. 3 vom Taktgeber 7 angesteuert ist. Der "Parallel Out"-Ausgang des Zählers 15 ist über eine weitere Bus-Verbindung mit dem Eingang des Decodierers 17 verbunden, der z.B. aus einem "Nand"-Gatter besteht, das soviele Eingänge besitzt, wie der Binärzähler 15 Parallelausgänge hat. Der Zähler 15 kann ein Binär- oder ein Dekadenzähler sein.

Funktionsbeschreibung

Bei Schrittmotoren treten im Bereich hoher Geschwindigkeiten in bestimmten Frequenzbereichen abrupte Drehmomentsverluste auf. Der Schrittmotor kann aussertritt fallen und stehen bleiben. Dieses Verhalten kann durch parametrische Resonanzen des Schrittmotors erklärt werden, da der Rotor des Schrittmotors zusätzlich zu seiner konstanten Winkelgeschwindigkeit Oszillationen ausführt, deren Amplituden in diesen kritischen Frequenzbereichen stark anwachsen und so stark werden können, dass der Schrittmotor seinen Synchronismus verliert und stehen bleibt.

Der Schrittmotor ist durch sein Drehmoment gekennzeichnet. Bei Nichtvorhandensein einer Stabilisierung besitzt seine Drehmoment-Kennlinie innerhalb des Frequenzbereichs von Null bis 20 kHz theoretisch mehrere Einbrüche, in der Praxis mindestens jedoch einen Einbruch, der z.B. annähernd bei 1000 Schritt/Sekunde liegt, wie in der Fig. 5, Kennlinie M_n, dargestellt ist (sogenanntes "Pull out"-Gebiet). Dies führt dazu, dass der Schrittmotor bei NichtVorhandensein einer Stabilisierung nur bei niedriger Geschwindigkeit, z.B unterhalb 1000 Schritt/Sekunde, betrieben werden kann, in einem Geschwindigkeitsbereich also, in dem seine mechanische Leistung gemäss Kennlinie Pq der Fig. 5 relativ niedrig und sein Wirkungsgrad schlecht ist.

Lösungsvorschläge zur Stabilisierung des Schrittmotors, die Sonden und Ankopplungen benötigen, sind in der Regel aus Preis- und/oder Platzgründen nicht brauchbar. Ein Tachogenerator z.B. kostet ein Vielfaches des Preises eines kostengünstigen Schrittmotors, z.B.

eines "tin can"-Schrittmotors. Für platzraubende Ankopplungen ist

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ausserdem in der Regel kein Platz vorhanden. Bei der erfindungsgemässen Einrichtung wird der Schrittmotor selber als Sonde benutzt zur Ermittlung des Istwertes und damit zur Ermittlung des Fehlerkorrektursignals einer Regelschaltung. Bei dieser Regelung wird nicht wie im angegebenen Stand der Technik die Abweichung der Geschwindigkeit von einer Sollgeschwindigkeit als Fehlerkorrektursignal, sondern die Oszillationen des Lastwinkels um den nominellen Lastwinkel als Fehlerkorrektursignal verwendet. Dies hat unter anderem den Vorteil, dass die Stabilisierung des Schrittmotors lastunabhängig ist.

Im stabilen Betrieb des Schrittmotors und bei gegebener Last ist die Hüllkurve seines Phasenstromes und damit auch dessen Mittelwert annähernd konstant. Im unstabilen Betrieb dagegen treten Oszillationen der Hüllkurve und damit auch des Mittelwertes des Phasenstromes auf, die ein Mass sind für die Oszillationen des Lastwinkels um den nominellen Wert.

In allen drei in den Figuren 1 bis 3 dargestellten Varianten wird die Instabilität eines Schrittmotors 1 behoben mit Hilfe eines Rückkopplungssignals, das einen WinkeIparameter der Steuerimpulse des Schrittmotors 1 moduliert, indem fortlaufend mit Hilfe des Messwiderstandes 3 der algebraische Summenstrom von Phasenströmen des Schrittmotors 1 ermittelt und in eine proportionale Spannung umgewandelt wird, deren Mittelwert dann anschliessend mit Hilfe des Tiefpassfilters 4 erzeugt wird. Da die einzelnen Phasenströme des Schrittmotors 1 annähernd zeitlich nacheinander auftreten, ist die am Messwiderstand 3 auftretende Spannung annähernd proportional dem gerade augenblicklich fliessenden Phasenstrom des Sehrittmotors 1 und die Schwankungen des mit Hilfe des Tiefpassfilters 4 ermittelten Mittelwertes ein Mass für die Oszillationen des Lastwinkels des Schrittmotors 1. Die Schwankungen dieses Mittelwertes, die eine Frequenz von 0 bis 400 Hz besitzen können, sind unabhängig vom Mittelwert und damit auch unabhängig vom nominellen Lastwinkel.

Ein Vorteil der Verwendung der Schwankungen dieses Mittelwertes als Fehlerkorrektursignal liegt darin, dass es kurz bevor der Schrittmotor 1 seinen kritischen Punkt erreicht, d.h. bevor der Schrittmotor 1 seinen Synchronismus verliert, seinen Maximalwert besitzt, da der Lastwinkel in diesem Augenblick maximal ist. Dies im Gegen-

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satz zum Stand der Technik, wo der Geschwindigkeits-Istwert in diesem Augenblick am kleinsten, nämlich annähernd Null ist.

Der Wert des Ausgangssignals des Tiefpassfilters 4 hängt bei allen drei Varianten vorn Wert des Messwiderstandes 3 und vom Wert der Phasenströme ab. Er ist in der Regel 100 bis 1000 mal kleiner als die Gleichspannung U, die den Schrittmotor 1 speist. Genügt der Wert der Ausgangsspannung des Tiefpassfilters 4 nicht, um die nachfolgende Regelschaltung zu betreiben, so wird ein Verstärker 5 zwischen dem Tiefpassfilter 4 und dem Hoehpassfilter 6 geschaltet. Der Verstärker 5 ist ein Wechsel spannungsverstärker und verstärkt den Wechselspannungsanteil, d.h. die Schwankungen des Mittelwertes bzw. in den Varianten 2 und 3, die Schwankungen eines phasenverschobenen Mittelwertes, bevor diese Schwankungen die Steuerimpulse des Schrittmotors 1 modulieren.

Das nachfolgende Hoehpassfilter 6 eliminiert bei NichtVorhandensein des Verstärkers 5 die Gleichspannungskomponente des Mittelwertes und bei Vorhandensein des Verstärkers 5 dessen Ausgangs-'Offset"-Spannung, so dass auf jeden Fall nur die eventuell verstärkten Schwankungen des Mittelwertes ermittelt werden und anschliessend den Spannungs-Steuereingang des Taktgebers 7 (Siehe Fig. 1) bzw. den Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9 (Siehe Fig. 2 und Fig. 3) erreichen und so die Steuerimpulse des Schrittmotors 1 winkelmodulieren.

Bei der in der Fig. 1 dargestellten ersten Variante ist der modulierte Winkelparameter die Frequenz der Steuerimpulse. Der Wechselspannungsanteil des eventuell verstärkten Mittelwertes verändert bei dieser Variante fortlaufend die Frequenz des durch den Taktgeber 7 erzeugten Rechtecksignals 5, so dass der nachfolgende Sequenzgeber 2 mit frequenzmodulierten Rechteckimpulsen gespeist wird. Das Tiefpassfilter 4 und das Hoehpassfilter 6 erzeugen an sich eine kleine Phasenverschiebung des Wechselspannungsanteils des Mittelwertes. In der Variante 1 werden diese beiden Filter jedoch auf eine an sich bekannte Weise so dimensioniert, dass die von ihnen verursachten Phasenverschiebungen möglichst klein sind, so dass der Wechselspannungsanteil des Mittelwertes ohne zusätzliche Phasen-

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verschiebung die vom Taktgeber 7 und anschliessend vom Sequenzgeber erzeugten Steuerimpulse frequenzmoduliert. Kurz bevor der Schrittmotor 1 seinen kritischen Punkt erreicht, ist die Wirkung der Frequenzmodulation auf die im Sequenzgeber 2 erzeugten Steuerimpulse des Schrittmotors 1 am grössten, so dass die Korrekturwirkung der Regelung ebenfalls maximal ist und demnach das Aussertrittfallen des Schrittmotors 1 regeltechnisch am stärksten entgegengewirkt wi rd.

Bei den in den Figuren 2 und 3 dargestellten Varianten 2 und 3 ist der modulierte Winkelparameter die Phase der Steuerimpulse. In diesen Varianten werden die vom Sequenzgeber 2 erzeugten Steuerimpulse des Schrittmotors 1 phasenmoduliert. Da bekanntlich eine Frequenz proportional dem d^f/dt ist, wobei ^ eine Phase darstellt, und die Deri vierte bekanntlich eine Phasendrehung von 90° verursacht, muss der gemäss der Fig. 1 erzeugte Mittelwert bei Verwendung einer Phasenmodulation, d.h. in den Varianten 2 und 3, noch zusätzlich um 90° phasenverschoben werden, bevor seine Schwankungen die Steuerimpulse des Schrittmotors 1 phasenmoduHeren. Dies geschieht auf einfache und elegante Weise, indem die durch das Tiefpassfilter 4 verursachte Phasenverschiebung durch eine an sich bekannte Dimensionierung des Tiefpassfilters 4 nicht möglichst klein, sondern möglichst gleich 90° eingestellt wird. Das Fehlerkorrektursignal am Ausgang des Hochpassfilters 6 hat dann die für die Phasenmodulation benötigte korrekte Phasenlage. Das Fehlerkorrektursignal verstellt die durch das Verzögerungsglied 9 erzeugten Verzögerungszeiten (Siehe Fig. 4C), d.h. die Impulsdauer seines monostabilen Multivibrators, so dass z.B. alle positivgehenden Flanken der durch den Taktgeber 7 erzeugten Rechteckimpulse (Siehe Fig. 4B) phasenmoduliert verzögert als negativgehende Flanken am Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 erscheinen (Siehe Fig. 4C). Ist der nachfolgende Sequenzgeber 2 nur flankengesteuert, so kann das Ausgangssignal des Verzögerungsgliedes 9 den Sequenzgeber 2 direkt steuern. Andernfalls müssen die negativgehenden Flanken der Ausgangsimpulse des Verzögerungsgliedes 9 noch mit Hilfe des Impulsformers 10 aufbereitet und in Impulsen umgewandelt werden, bevor sie dem nachfolgenden Sequenzgeber 2 zugeführt werden. Der Impulsformer 10 ordnet dabei jeder negativgehenden Flanke seines Eingangssignal einen Impuls konstanter

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Dauer ζ> * zu (Siehe Fig. 4D).

Um eine maximale Aussteuerbarkeit in positiver und negativer Phasenrichtung zu erzielen, wird die Verzögerungszeit T. des Verzögerungsgliedes 9 so gewählt, dass bei einem Fehlerkorrektursignal Null am Ausgang des Hochpassfilters 6 die steuernden, z.B. negativgehenden Flanken am Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 zeitlich annähernd in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen des Taktgebers 7 liegen. Um dies bei variablen Steuerfrequenzen des Schrittmotors 1, d.h. bei variablen Frequenzen des Taktgebers 7, immer automatisch zu erreichen, wird der Mittelwert der Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9, d.h. die Verzögerungszeit T. beim Wert Null des Fehlerkorrektursignals, in der Variante 3 (Siehe Fig. 3) mit Hilfe des Ausgangssignals des Frequenz/Spannungs-Wandlers 11 auf eine zeitlich annähernd mittlere Lage zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen des Taktgebers 7 eingestellt. Das Ausgangssignal des Frequenz/Spannungs-Wandlers 11 ist proportional der Frequenz des Ausgangssignals des Taktgebers' 7 und damit umgekehrt proportional zu dessen Periode T, d.h. der Distanz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen des Taktgebers 7 (Siehe Fig. 4B).

Die in den Figuren 2 und 3 dargestellten beiden Varianten 2 und 3 haben den Vorteil, dass der Taktgeber 7 nicht spannungsgesteuert sein muss. Ein nichtspannungsgesteuerter Taktgeber 7 sowie ein Sequenzgeber 2 und ein Messwiderstand 3 sind in der Regel bereits bei den Verwendern von Schrittmotoren vorhanden, so dass in diesem Fall die Verwendung einer der beiden Varianten 2 oder 3 den Vorteil hat, dass nur eine "Interface" Schaltung 18 zwischen dem bereits vorhandenen Taktgeber 7 und der ebenfalls bereits vorhandenen Kombination 2;3 des Sequenzgebers 2 und des Messwiderstandes 3 geschoben werden muss, um die Instabilität im Betrieb des Schrittmotors 1 zu beheben. Diese "Interface"-Schaltung 18 besteht im Fall der Variante 2 (Siehe Fig. 2) aus dem Tiefpassfilter 4, fakultativ dem Verstärker 5, dem Hochpassfilter 6, dem Verzögerungsglied 9 und fakultativ dem Impulsformer 10. Im Fall der Variante 3 (Siehe Fig. 3) käme noch zusätzlich der Frequenz/Spannungs-Wandler 11 dazu.

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Das in der Fig. 6 dargestellte Verzögerungsglied 9 funktioniert folgendermassen: Der Sägezahngenerator 12 wandelt die rechteckförmige Ausgangsimpulse des Taktgebers 7 um in Sägezahnimpulse, die jedesmal, wenn ihr Wert den am Steuereingang des Verzögerungsgiiedes 9 anstehenden Wert des FehlerkorrektursignaLs erreicht hat, den analogen Komparator 13 zum Kippen bringen. Die Dauer der so am Ausgang des Komparators 13 erscheinenden rechteckförmigen Impulse ist so proportional dem Fehlerkorrektursignal und damit durch diesem genau so impulsdauermoduliert wie dies beim steuerbaren monostabilen Multivibrator der Fall ist.

Im Analog/Digital-Wandler 16 der in der Fig. 7 dargestellten Schaltung 9;10 wird das analoge, vom Hochpassfilter 6 gelieferte Fehlerkorrektursignal in einen Digitalwert umgewandelt und dieser durch jeden Ausgangsimpuls des Taktgebers 7, der am Eingang der Schaltung 9;10 erscheint, in den Zähler 15 geladen. Der Zähler 15 zählt dann von diesem Digitalwert ausgehend rückwärts die Ausgangsimpulse des hochfrequenten Taktgebers 14. Sobald der Zählwert'den Wert Null erreicht, erscheint am Ausgang des den Decodierer 17 bildenden "Nand"-Gatters für die Dauer eines Ausgangsimpulses des hochfrequenzten Taktgebers 14 ein kurzer Impuls, dessen zeitliche Lage proportional dem im Zähler 15 geladenen Digitalwert und damit proportional dem Fehlerkorrektursignal ist. Die Ausgangsimpulse der Schaltung 9;10 sind somit durch das Fehlerkorrektursignal phasenmoduliert. Ein Impulsformer 10 wird in diesem Fall nicht benötigt, da aufbereitete Impulse durch die Schaltung 9;10 automatisch mit erzeugt werden.

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Claims (21)

1. 3U4220

   P ATENT AN S P RU EC HE

   1 .j/ Verfahren zur Behebung der Instabilität eines Schrittmotors mit Hilfe eines Rückkopplungssignals, das einen Winke I parameter der Steuerimpulse des Schrittmotors moduliert, dadurch gekennzeichnet, dass der Summenstrom von Phasenströmen des Schrittmotors (1) ermittelt und in eine Spannung umgewandelt wird, dass der Mittelwert dieser Spannung erzeugt wird und dass die Schwankungen dieses Mittelwertes anschliessend die Steuerimpulse des Schrittmotors (1) winkelmodulieren.
2. 2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Winkelparameter der Steuerimpulse die Frequenz dieser Steuerimpulse ist.
3. 3. Verfahren nach Anspruch 1 mit der Phase der Steuerimpulse als Winkelparameter, dadurch gekennzeichnet, dass der Mittelwert der Spannung um 90° phasenverschoben wird bevor seine Schwankungen die

   Steuerimpulse des Schrittmotors (1) phasenmodulieren. 20
4. 4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Mittelwert bzw. der phasenverschobene Mittelwert verstärkt wird bevor seine Schwankungen die Steuerimpulse des Schrittmotors (1) modulieren.
5. 5. Einrichtung zur Verwirklichung des Verfahrens nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Widerstand (3) enthält zur Ermittlung des Summenstromes von Phasenströmen und zu dessen Umwandlung in eine Spannung, dass sie ein Tiefpassfilter (4) besitzt zur Erzeugung des Mittelwertes dieser Spannung, dass sie ein Hochpassfilter (6) besitzt zur Ermittlung der Schwankungen dieses Mittelwertes, dass sie einen spannungsgesteuerten Taktgeber (7) besitzt, dessen Spannungs-Steuereingang mit dem Ausgang des Hochpassfilters (6) verbunden ist und dass der Ausgang des Spannungsgesteuerten Taktgebers (7) auf den Eingang eines den Schrittmotor (1) steuernden Sequenzgebers (2) geführt ist.

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6. 6. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der spannungsgesteuerte Taktgeber (7) mit Hilfe eines "Timer" aufgebaut ist.
7. 7. Einrichtung zur Verwirklichung des Verfahrens nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Widerstand (3) enthält zur Ermittlung des Summenstromes von Phasenströmen und zu dessen Umwandlung in eine Spannung, dass sie ein Tiefpassfilter (4) besitzt zur Erzeugung des Mittelwertes dieser Spannung und zur 90°- Phasenverschiebung dieses Mittelwertes, dass sie ein Hochpassfilter (6) besitzt zur Ermittlung der Schwankungen dieses Mittelwertes, dass sie ein steuerbares Verzögerungsglied (9) besitzt, dessen Eingang mit dem Ausgang eines Taktgebers (7) und dessen Steuereingang mit dem Ausgang des Hochpassfilters (6) verbunden sind, und dass der Ausgang des steuerbaren Verzögerungsgliedes (9) auf den Eingang eines den Schrittmotor (1) steuernden Sequenzgebers (2) geführt ist.
8. 8. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des steuerbaren Verzögerungsgliedes (9) über einen Impulsformer (10) auf den Eingang des den Schrittmotor (1) steuernden Sequenzgebers (2) geführt ist.
9. 9. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Impulsformer (10) ein monostabiler Multivibrator ist.
10. 10. Einrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Taktgeber (7) ein astabiler Multivibrator ist.
11. 11. Einrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich ein Frequenz/Spannungs-Wandler (11) vorhanden ist, dessen Eingang mit dem Ausgang des Taktgebers (7) und dessen Ausgang mit einem weiteren Steuereingang des steuerbaren Verzögerungsgliedes (9) verbunden ist.
12. 12. Einrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenz/Spannungs-Wandler (11) mit Hilfe eines "Timer" aufgebaut ist.

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13. 13. Einrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass das steuerbare Verzögerungsglied (9) mit Hilfe eines "Timer" aufgebaut ist.
14. 14. Einrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass das steuerbare Verzögerungsglied (9) aus einem Sägezahngenerator (12) und einem Komparator (13) besteht.
15. 15. Einrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass die aus dem steuerbaren Verzögerungsglied (9) und
    dem Impulsformer (10) bestehende Kombination (9;10) aus einem hochfrequenten Taktgeber (14), einem Zähler (15), einem Analog/Digital-Wandler (16) und einem Decodierer (17) besteht.
16. 16. Einrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass
    der Decodierer (17) aus einem "Nand"-Gatter besteht.
17. 17. Einrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Tiefpassfilter (4) und dem Hochpassfilter (6) ein Verstärker (5) zwischengeschaltet ist.
18. 18. Einrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass das Tiefpassfilter (4) ein RC-Glied ist.
19. 19. Einrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass das Hochpassfilter (6) ein RC-Glied ist.
20. 20. Einrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass das Hochpassfilter (6) ein Kondensator ist.
21. 21. Einrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Tiefpassfilter (4) und das Hochpassfilter (6)
    zusammen ein Bandpassfilter bilden.