DE3444220C2 - - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord­ nung zur Stabilisierung von Schrittmotoren wie sie z.B. zum Antrieb von Druckern, Zeichengeräten, "floppy-dri­ vers" und "harddisc-drivers" eingesetzt werden. Es ist üblich, solche Schrittmotoren mit hohen Frequenzen von 30 bis 40 kHz bzw. hohen Drehzahlen bis zu 35'000 U/min zu betreiben, und es ist bekannt, daß Schrittmotoren zu entstabilisierenden Rotorschwingungen neigen, die zum Außertrittfallen führen können.

Es sind verschiedene Schaltungsanordnungen zur Stabili­ sierung von Schrittmotoren bekannt. Aus der US-PS 40 91 316 ist eine Anordnung bekannt, bei welcher mit dem Schrittmotor ein Tachometer gekuppelt ist, dessen Aus­ gangssignal über ein Hochpaßfilter einer recht umständ­ lichen Phasensteuerung der Antriebsimpulse des Schritt­ motors zugeführt werden. Diese Lösung ist aufwendig durch den Einsatz eines Tachometers und einer umständli­ chen Elektronik.

Es ist auch bekannt, den Stromverlauf in einzelnen Pha­ sen der Motorwicklung durch einen einfachen Widerstand in der gemeinsamen Zuleitung für alle Motorphasen zu er­ fassen, und aus dem Stromverlauf darauf zu schließen, ob der Motor jeweils den Schritt ausgeführt hat oder nicht und damit auf die Motorstellung zu schließen (US- PS 40 74 179). Eine eigentliche Stabilisierung des Mo­ tors gegen parasitäre Schwingungen ist damit nicht ange­ strebt und erreicht.

Aus Bull. SEV/VSE 73 (1982) Nr. 11, S. 527 bis 534, Fig. 20 ist eine Schaltungsanordnung gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 bekannt. Der Summenstrom der Motorphasen wird mittels eines Transformators erfaßt und über ein Hochpaßfilter der Steuerschaltung zur Beeinflussung der Frequenz oder der Phase der Antriebsimpulse zugeführt. Diese Schaltung benötigt zwar kein Tachometer, ist je­ doch trotzdem infolge des Transformators recht aufwendig. Sie arbeitet nur bis zu rund 3000 Hz zuverlässig, was aus den oben genannten Gründen heute nicht genügen kann. Über eine besondere Bemessung des Rückkoppelungspfades, insbesondere des Hochpaßfilters, ist nichts ausgesagt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der letztgenannten Art weiter zu vereinfachen und trotzdem die Regeleigenschaften zu verbessern derart, daß eine wirksame Stabilisierung bis zu den höchsten praktisch vorkommenden Frequenzen bzw. Drehzahlen möglich ist. Die Lösung dieser Aufgabe ist im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegeben.

Es ist aus der US-PS 44 55 520 zwar auch eine Schaltungsanordnung zur Stabilisie­ rung von Schrittmotoren bekannt, bei welcher Widerstände zur Erfassung der momentanen Motorleistung vorgesehen sind, mit deren Mittelwert die Phase der dem Motor zuge­ führten Antriebsimpulse geregelt wird. Diese Schaltung ist aufwendiger, indem eine Leistungsmessung erfolgt, und es liegen auch keine Angaben über eine optimale Be­ messung des Rückkoppelungspfades vor.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung darge­ stellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Variante der Einrichtung zur Behebung der Instabilität eines Schrittmotors,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer zweiten Variante einer solchen Einrichtung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer dritten Variante einer solchen Einrichtung,

Fig. 4 A bis 4 D Kennlinien verschiedener Steuersignale des Schrittmotors in Funktion der Zeit bei Ver­ wendung einer Phasenmodulation,

Fig. 5 Kennlinien des Drehmomentes und der mechanischen Leistung eines Schrittmotors in Funktion der Schrittgeschwindigkeit bei Vorhandensein und bei Nichtvorhandensein einer Stabilisierung,

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines steuerbaren Verzöge­ rungsgliedes mit analogem Komparator und

Fig. 7 ein Blockschaltbild der Kombination eines steuer­ baren Verzögerungsgliedes und eines Impulsfor­ mers mit synchroner Digitalschaltung.

Gleiche Bezugszahlen bezeichnen in allen Figuren der Zeichnung glei­ che Teile.

Beschreibung

Die in den Fig. 1 bis 3 dargestellten Einrichtungen enthalten alle mindestens:
einen Schrittmotor 1, der von einer Gleichspannung U gespeist ist,
einen Sequenzgeber 2,
einen Meßwiderstand 3,
ein Tiefpaßfilter 4,
fakultativ einen Verstärker 5,
ein Hochpaßfilter 6 und
einen Taktgeber 7.

Alle nur fakultativ vorhandenen Bauteile sind in den Fig. 1 bis 3 gestrichelt dargestellt.

Der Schrittmotor 1 hat eine beliebige Anzahl Phasen. In der Zeich­ nung wurde jeweils die Anwesenheit eines vierphasigen Schrittmotors 1 angenommen. In diesem Fall besitzt der Sequenzgeber 2 vier mit dem Schrittmotor 1 verbundene Ausgänge, die z.B. "Open collector"-Aus­ gänge sind. D.h., der Ausgangs-Treiber des Sequenzgebers 2 besteht in diesem Fall aus vier Bipolartransistoren T 1, T 2, T 3 und T 4, deren Kollektoren die vier Ausgänge des Sequenzgebers 2 bilden und deren Basisanschlüsse mit je einem der vier Ausgänge einer Sequenzsteuer­ schaltung 8 verbunden sind, dessen Eingang seinerseits den Eingang des Sequenzgebers 2 bildet. Die Emitter der vier Bipolartransistoren T 1, T 2, T 3 und T 4 sind z.B. innerhalb des Sequenzgebers 2 miteinander verbunden. Derartige Sequenzgeber sind an sich bekannt und handelsüb­ lich erhältlich.

Der nicht mit dem Schrittmotor 1 verbundene Pol der Gleichspannung U liegt, nicht dargestellt, z.B. an Masse. In diesem Fall liegt auch ein erster Pol des Meßwiderstandes 3 an Masse.

Es sind in allen Einrichtungen, die in den Fig. 1 bis 3 darge­ stellt sind, einpolig miteinander verbunden:

• - die Emitter der Bipolartransistoren T 1, T 2, T 3 und T 4 mit dem zweiten Pol des Meßwiderstandes 3 und mit dem Eingang des Tiefpaß­ filters 4,
• - der Ausgang des Tiefpaßfilters 4 mit dem Eingang des Verstärkers 5 oder, falls dieser nicht vorhanden ist, mit dem Eingang des Hoch­ paßfilters 6 und
• - der Ausgang des Verstärkers 5, falls vorhanden, mit dem Eingang des Hochpaßfilters 6.

In der in der Fig. 1 dargestellten Variante sind außerdem noch einpolig miteinander verbunden:

• - der Ausgang des Hochpaßfilters 6 mit dem Spannungs-Steuereingang des Taktgebers 7 und
• - der Ausgang des Taktgebers 7 mit dem Eingang des Sequenzgebers 2.

In der in der Fig. 2 dargestellten Variante sind zusätzlich vorhan­ den:

• - ein steuerbares Verzögerungsglied 9 und
• - fakultativ ein Impulsformer 10,

wobei einpolig miteinander verbunden sind:

• - der Ausgang des Hochpaßfilters 6 mit einem Steuereingang des Ver­ zögerungsgliedes 9,
• - der Ausgang des Taktgebers 7 mit dem Eingang des Verzögerungsglie­ des 9,
• - der Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 mit dem Eingang des Impuls­ formers 10 oder, falls dieser nicht vorhanden ist, mit dem Eingang des Sequenzgebers 2 und
• - der Ausgang des Impulsformers 10, falls vorhanden, mit dem Eingang des Sequenzgebers 2.

In der in der Fig. 3 dargestellten Variante ist zusätzlich zu der in der Fig. 2 dargestellten Variante noch ein Frequenz/Spannungs- Wandler 11 vorhanden, wobei zusätzlich miteinander verbunden sind:

• - der Ausgang des Taktgebers 7 mit dem Eingang des Frequenz/Spannungs- Wandlers 11 und
• - der Ausgang des Frequenz/Spannungs-Wandlers 11 mit einem weiteren Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9.

Der in den Varianten 2 und 3 (Siehe Fig. 2 und Fig. 3) benötigte Taktgenerator 7 ist ein einfacher Rechteckgenerator, z.B. ein astabi­ ler Multivibrator, während der in der Variante 1 (Siehe Fig. 1) verwendete Taktgenerator 7 ein spannungsgesteuerter Rechteckgene­ rator sein muß, z.B. ein mittels eines "Timers" vom Typ LM 556 aufgebauter astabiler Multivibrator. Der Timer vom Typ LM 556 ist z.B. bei der Firma National Semiconductor Corporation, 2900 Semi­ conductor Drive, Santa Clara, California 95051 erhältlich und in deren "Linear Databook" 1978 sowie deren "Linear Applications Hand­ book" 1978 beschrieben.

Die Hoch- und Tiefpaßfilter 4 und 6 sind z.B. bekannte L-förmige RC-Glieder, wobei beim Hochpaßfilter 6 ein Kondensator im Längs­ zweig und ein Widerstand im Querzweig angeordnet sind, während beim Tiefpaßfilter 4 umgekehrt der Kondensator im Querzweig und der Widerstand im Längszweig angeordnet sind. Im einfachsten Fall besteht das Hochpaßfilter 6 nur aus dem Kondensator, wobei ein Pol dieses Kondensators den Eingang und der andere Pol dieses Kondensators den Ausgang des Hochpaßfilters 6 bildet. Bei Nichtvorhandensein des Verstärkers 5 kann das Hochpaßfilter 6 mit dem in Kaskade ge­ schalteten Tiefpassfilter 4 kombiniert werden und ein einziges Band­ paß-Filter bilden.

Das steuerbare Verzögerungsglied 9 (Siehe Fig. 2 und Fig. 3) ist z.B. ein monostabiler Multivibrator, der mit einem "Timer" vom Typ LM 556 aufgebaut ist. Es kann jedoch auch, wie in den Fig. 6 oder 7 dargestellt, aufgebaut sein. Der Impulsformer 10, der z.B. ein bekannter und handelsüblicher mit negativgehenden Flanken ge­ steuerter monostabiler Multivibrator ist, wird nur benötigt, wenn der Sequenzgeber 2 impulsgesteuert ist. Ist er dagegen flankengesteu­ ert oder wird die in der Fig. 7 dargestellte Schaltung verwendet, dann kann der Impulsformer 10 weggelassen werden. Der Frequenz/Span­ nungs-Wandler 11 (Siehe Fig. 3) kann z. B. mit Hilfe eines "Timer" vom Typ LM 122 der Firma National Semiconductor aufgebaut werden, der ebenfalls in den bereits angegebenen Literaturstellen beschrieben ist.

Die Fig. 4A stellt die Kennlinie des Wechselspannungsanteils des Mittelwertes des Summenstromes aller Phasenströme eines Schrittmo­ tors 1 in Funktion der Zeit t dar. Einfachshalber wurde ihr Verlauf in der Fig. 4A als sinusförmig angenommen.

Die Fig. 4B stellt die Kennlinie des Ausgangssignals des Taktgebers 7 in Funktion der Zeit t dar. Sie besteht aus einer Reihenfolge recht­ eckförmiger Impulse der Dauer σ und der Periode T = 1/f, wobei f die Taktfrequenz bezeichnet. T ist z.B. gleich 1ms.

Die Fig. 4C stellt die Kennlinie des Ausgangssignals des Verzögerungs­ gliedes 9 in Funktion der Zeit t dar. Sie besteht aus einer Reihen­ folge rechteckförmiger impulsdauermodulierter Impulse der Periode T. T₁ ist die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9, wenn der Wech­ selspannungsanteil des Mittelwertes des Summenstromes der Phasen­ ströme, d.h. die Modulation, Null ist.

Die Fig. 4D stellt die Kennlinie des Ausgangssignals des Impulsfor­ mers 10 in Funktion der Zeit t dar. Sie besteht aus einer Reihenfol­ ge rechteckförmiger Impulse der Dauer σ₁, deren positivgehenden Flanken zeitlich mit den negativgehenden Flanken der in der Fig. 4C dargestellten Impulse übereinstimmen.

Vorteilhafterweise wird der Wert der Verzögerungszeit T₁ des Ver­ zögerungsgliedes 9 bei der Modulation Null, d.h. beim Nullwert des Fehlerkorrektursignals am Ausgang des in den Fig. 2 und 3 dar­ gestellten Hochpaßfilters 6, so gewählt, daß die in der Fig. 4D dargestellten Impulse bzw. die negativgehenden Flanken der in der Fig. 4C dargestellten Impulse zeitlich annähernd in der Mitte zwi­ schen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen des in der Fig. 4B darge­ stellten Ausgangssignals des Taktgebers 7 liegen, d.h. daß T₁ ≃T/2 gewählt wird. Die Impulsdauer σ und die Impulsdauer σ₁ sind dabei be­ deutend kleiner als die Verzögerungszeit T₁ zu wählen.

In der Fig. 5 sind vier Kennlinien M₀, M₁, P₀ und P₁ in Funktion der Schrittgeschwindigkeit v des Schrittmotors 1 dargestellt. Die Kennlinie M₀ stellt das Drehmoment eines Schrittmotors 1 ohne Stabilisierung, M₁ dieses Drehmoment bei Vorhandensein einer Stabili­ sierung, P₀ die mechanische Leistung des Schrittmotors 1 ohne Sta­ bilisierung und P₁ diese Leistung bei Vorhandensein einer Stabili­ sierung dar.

Die Drehmoment-Kennlinie M₀ besitzt z.B. einen Drehmoment-Zusammen­ bruch bei annähernd 1000 Schritt/Sekunde, und die Leistungs-Kennlinie P₀ einen Maximalwert unterhalb 1000 Schritt/Sekunde, der bedeutend kleiner ist als der Maximalwert der Leistungs-Kennlinie P₁, der ober­ halb 1000 Schritt/Sekunde liegt. Die Drehmoment-Kennlinie M₁ sinkt kontinuierlich, ohne Einbruch, mit steigender Schrittgeschwindig­ keit v.

Das in der Fig. 6 dargestellte steuerbare Verzögerungsglied 9 besteht aus einem Sägezahngenerator 12 und einem analogen Komparator 13, dessen Minus-Eingang den Steuereingang und dessen Ausgang den Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 bildet. Der Ausgang des Sägezahngenerators 12 ist mit dem Plus-Eingang des Komparators 13 verbunden und sein Eingang bildet den Eingang des Verzögerungsgliedes 9.

Die in der Fig. 7 dargestellte Kombination 9; 10 eines Verzögerungs­ gliedes und eines Impulsformers besteht aus einem hochfrequenten Taktgeber 14, einem Zähler 15, einem Analog/Digital-Wandler 16 und einem Decodierer 17, dessen Ausgang den Ausgang der Kombination 9; 10 bildet. Der vom Hochpaßfilter 6 gemäß Fig. 2 oder Fig. 3 angesteuerte Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9 ist gleich dem Steuereingang der Kombination 9; 10 und wird durch den Analog­ eingang des Analog/Digital-Wandlers 1 6 gebildet, dessen Digitalaus­ gang mit Hilfe einer Bus-Verbindung mit dem "Parallel In"-Eingang des Zählers 15 verbunden ist. Der Ausgang des hochfrequenten Taktge­ bers 14 ist auf den Takteingang des Zählers 15 geführt, dessen "Load"-Ladeeingang den Eingang der Kombination 9; 10 bildet, der gemäß Fig. 2 oder Fig. 3 vom Taktgeber 7 angesteuert ist. Der "Pa­ rallel Out"-Ausgang des Zählers 15 ist über eine weitere Bus-Verbin­ dung mit dem Eingang des Decodierers 17 verbunden, der z.B. aus einem "Nand"-Gatter besteht, das soviele Eingänge besitzt, wie der Binärzäh­ ler 15 Parallelausgänge hat. Der Zähler 15 kann ein Binär- oder ein Dekadenzähler sein.

Funktionsbeschreibung

Bei Schrittmotoren treten im Bereich hoher Geschwindigkeiten in bestimmten Frequenzbereichen abrupte Drehmomentsverluste auf. Der Schrittmotor kann außertritt fallen und stehen bleiben. Dieses Ver­ halten kann durch parametrische Resonanzen des Schrittmotors erklärt werden, da der Rotor des Schrittmotors zusätzlich zu seiner konstan­ ten Winkelgeschwindigkeit Oszillationen ausführt, deren Amplituden in diesen kritischen Frequenzbereichen stark anwachsen und so stark werden können, daß der Schrittmotor seinen Synchronismus verliert und stehen bleibt.

Der Schrittmotor ist durch sein Drehmoment gekennzeichnet. Bei Nicht­ vorhandensein einer Stabilisierung besitzt seine Drehmoment-Kenn­ linie innerhalb des Frequenzbereichs von Null bis 20 kHz theoretisch mehrere Einbrüche, in der Praxis mindestens jedoch einen Einbruch, der z.B. annähernd bei 1000 Schritt/Sekunde liegt, wie in der Fig. 5, Kennlinie M₀, dargestellt ist (sogenanntes "Pull out"-Gebiet). Dies führt dazu, daß der Schrittmotor bei Nichtvorhandensein einer Sta­ bilisierung nur bei niedriger Geschwindigkeit, z.B unterhalb 1000 Schritt/Sekunde, betrieben werden kann, in einem Geschwindigkeits­ bereich also, in dem seine mechanische Leistung gemäß Kennlinie P₀ der Fig. 5 relativ niedrig und sein Wirkungsgrad schlecht ist.

Lösungsvorschläge zur Stabilisierung des Schrittmotors, die Sonden und Ankopplungen benötigen, sind in der Regel aus Preis- und/oder Platzgründen nicht brauchbar. Ein Tachogenerator z.B. kostet ein Vielfaches des Preises eines kostengünstigen Schrittmotors, z.B. eines "tin can"-Schrittmotors. Für platzraubende Ankopplungen ist außerdem in der Regel kein Platz vorhanden. Bei der erfindungsge­ mäßen Einrichtung wird der Schrittmotor selber als Sonde benutzt zur Ermittlung des Istwertes und damit zur Ermittlung des Fehler­ korrektursignals einer Regelschaltung. Bei dieser Regelung wird nicht wie im angegebenen Stand der Technik die Abweichung der Ge­ schwindigkeit von einer Sollgeschwindigkeit als Fehlerkorrektursi­ gnal, sondern die Oszillationen des Lastwinkels um den nominellen Lastwinkel als Fehlerkorrektursignal verwendet. Dies hat unter ande­ rem den Vorteil, daß die Stabilisierung des Schrittmotors lastun­ abhängig ist.

Im stabilen Betrieb des Schrittmotors und bei gegebener Last ist die Hüllkurve seines Phasenstromes und damit auch dessen Mittelwert annähernd konstant. Im unstabilen Betrieb dagegen treten Oszillatio­ nen der Hüllkurve und damit auch des Mittelwertes des Phasenstromes auf, die ein Maß sind für die Oszillationen des Lastwinkels um den nominellen Wert.

In allen drei in den Fig. 1 bis 3 dargestellten Varianten wird die Instabilität eines Schrittmotors 1 behoben mit Hilfe eines Rück­ kopplungssignals, das einen Winkelparameter der Steuerimpulse des Schrittmotors 1 moduliert, indem fortlaufend mit Hilfe des Meßwi­ derstandes 3 der algebraische Summenstrom von Phasenströmen des Schrittmotors 1 ermittelt und in eine proportionale Spannung umge­ wandelt wird, deren Mittelwert dann anschließend mit Hilfe des Tiefpaßfilters 4 erzeugt wird. Da die einzelnen Phasenströme des Schrittmotors 1 annähernd zeitlich nacheinander auftreten, ist die am Meßwiderstand 3 auftretende Spannung annähernd proportional dem gerade augenblicklich fließenden Phasenstrom des Schrittmo­ tors 1 und die Schwankungen des mit Hilfe des Tiefpaßfilters 4 ermittelten Mittelwertes ein Maß für die Oszillationen des Lastwin­ kels des Schrittmotors 1. Die Schwankungen dieses Mittelwertes, die eine Frequenz von 0 bis 400 Hz besitzen können, sind unabhängig vom Mittelwert und damit auch unabhängig vom nominellen Lastwinkel. Ein Vorteil der Verwendung der Schwankungen dieses Mittelwertes als Fehlerkorrektursignal liegt darin, daß es kurz bevor der Schritt­ motor 1 seinen kritischen Punkt erreicht, d.h. bevor der Schritt­ motor 1 seinen Synchronismus verliert, seinen Maximalwert besitzt, da der Lastwinkel in diesem Augenblick maximal ist. Dies im Gegen­ satz zum Stand der Technik, wo der Geschwindigkeits-Istwert in diesem Augenblick am kleinsten, nämlich annähernd Null ist.

Der Wert des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters 4 hängt bei allen drei Varianten vom Wert des Meßwiderstandes 3 und vom Wert der Phasenströme ab. Er ist in der Regel 100 bis 1000 mal kleiner als die Gleichspannung U, die den Schrittmotor 1 speist. Genügt der Wert der Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters 4 nicht, um die nach­ folgende Regelschaltung zu betreiben, so wird ein Verstärker 5 zwi­ schen dem Tiefpaßfilter 4 und dem Hochpaßfilter 6 geschaltet. Der Verstärker 5 ist ein Wechselspannungsverstärker und verstärkt den Wechselspannungsanteil, d.h. die Schwankungen des Mittelwertes bzw. in den Varianten 2 und 3, die Schwankungen eines phasenverscho­ benen Mittelwertes, bevor diese Schwankungen die Steuerimpulse des Schrittmotors 1 modulieren.

Das nachfolgende Hochpaßfilter 6 eliminiert bei Nichtvorhandensein des Verstärkers 5 die Gleichspannungskomponente des Mittelwertes und bei Vorhandensein des Verstärkers 5 dessen Ausgangs-"Offset"- Spannung, so daß auf jeden Fall nur die eventuell verstärkten Schwan­ kungen des Mittelwertes ermittelt werden und anschließend den Span­ nungs-Steuereingang des Taktgebers 7 (Siehe Fig. 1) bzw. den Steuer­ eingang des Verzögerungsgliedes 9 (Siehe Fig. 2 und Fig. 3) erreichen und so die Steuerimpulse des Schrittmotors 1 winkelmodulieren.

Bei der in der Fig. 1 dargestellten ersten Variante ist der modu­ lierte Winkelparameter die Frequenz der Steuerimpulse. Der Wechsel­ spannungsanteil des eventuell verstärkten Mittelwertes verändert bei dieser Variante fortlaufend die Frequenz des durch den Taktge­ ber 7 erzeugten Rechtecksignals 5, so daß der nachfolgende Sequenz­ geber 2 mit frequenzmodulierten Rechteckimpulsen gespeist wird. Das Tiefpaßfilter 4 und das Hochpaßfilter 6 erzeugen an sich eine kleine Phasenverschiebung des Wechselspannungsanteils des Mittel­ wertes. In der Variante 1 werden diese beiden Filter jedoch auf eine an sich bekannte Weise so dimensioniert, daß die von ihnen verursachten Phasenverschiebungen möglichst klein sind, so daß der Wechselspannungsanteil des Mittelwertes ohne zusätzliche Phasen­ verschiebung die vom Taktgeber 7 und anschließend vom Sequenzgeber 2 erzeugten Steuerimpulse frequenzmoduliert. Kurz bevor der Schritt­ motor 1 seinen kritischen Punkt erreicht, ist die Wirkung der Fre­ quenzmodulation auf die im Sequenzgeber 2 erzeugten Steuerimpulse des Schrittmotors 1 am größten, so daß die Korrekturwirkung der Regelung ebenfalls maximal ist und demnach das Außertrittfallen des Schrittmotors 1 regeltechnisch am stärksten entgegengewirkt wird.

Bei den in den Fig. 2 und 3 dargestellten Varianten 2 und 3 ist der modulierte Winkelparameter die Phase der Steuerimpulse. In die­ sen Varianten werden die vom Sequenzgeber 2 erzeugten Steuerimpulse des Schrittmotors 1 phasenmoduliert. Da bekanntlich eine Frequenz proportional dem d ϕ/dt ist, wobei ϕ eine Phase darstellt, und die Derivierte bekanntlich eine Phasendrehung von 90° verursacht, muß der gemäß der Fig. 1 erzeugte Mittelwert bei Verwendung einer Phasen­ modulation, d.h. in den Varianten 2 und 3, noch zusätzlich um 90° phasenverschoben werden, bevor seine Schwankungen die Steuerimpulse des Schrittmotors 1 phasenmodulieren. Dies geschieht auf einfache und elegante Weise, indem die durch das Tiefpaßfilter 4 verursachte Phasenverschiebung durch eine an sich bekannte Dimensionierung des Tiefpaßfilters 4 nicht möglichst klein, sondern möglichst gleich 90° eingestellt wird. Das Fehlerkorrektursignal am Ausgang des Hoch­ paßfilters 6 hat dann die für die Phasenmodulation benötigte kor­ rekte Phasenlage. Das Fehlerkorrektursignal verstellt die durch das Verzögerungsglied 9 erzeugten Verzögerungszeiten (Siehe Fig. 4C), d.h. die Impulsdauer seines monostabilen Multivibrators, so daß z.B. alle positivgehenden Flanken der durch den Taktgeber 7 erzeugten Rechteckimpulse (Siehe Fig. 4B) phasenmoduliert verzögert als negativgehende Flanken am Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 erscheinen (Siehe Fig. 4C). Ist der nachfolgende Sequenzgeber 2 nur flankengesteuert, so kann das Ausgangssignal des Verzögerungs­ gliedes 9 den Sequenzgeber 2 direkt steuern. Andernfalls müssen die negativgehenden Flanken der Ausgangsimpulse des Verzögerungs­ gliedes 9 noch mit Hilfe des Impulsformers 10 aufbereitet und in Impulsen umgewandelt werden, bevor sie dem nachfolgenden Sequenz­ geber 2 zugeführt werden. Der Impulsformer 10 ordnet dabei jeder negativgehenden Flanke seines Eingangssignal einen Impuls konstanter Dauer σ₁ zu (Siehe Fig. 4D).

Um eine maximale Aussteuerbarkeit in positiver und negativer Phasen­ richtung zu erzielen, wird die Verzögerungszeit T₁ des Verzögerungs­ gliedes 9 so gewählt, daß bei einem Fehlerkorrektursignal Null am Ausgang des Hochpaßfilters 6 die steuernden, z.B. negativgehenden Flanken am Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 zeitlich annähernd in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen des Taktgebers 7 liegen. Um dies bei variablen Steuerfrequenzen des Schrittmotors 1, d.h. bei variablen Frequenzen des Taktgebers 7, immer automatisch zu erreichen, wird der Mittelwert der Verzö­ gerungszeit des Verzögerungsgliedes 9, d.h. die Verzögerungszeit T₁ beim Wert Null des Fehlerkorrektursignals, in der Variante 3 (Siehe Fig. 3) mit Hilfe des Ausgangssignals des Frequenz/Spannungs-Wand­ lers 11 auf eine zeitlich annähernd mittlere Lage zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen des Taktgebers 7 eingestellt. Das Ausgangssignal des Frequenz/Spannungs-Wandlers 11 ist proportio­ nal der Frequenz des Ausgangssignals des Taktgebers 7 und damit umgekehrt proportional zu dessen Periode T, d.h. der Distanz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen des Taktgebers 7 (Siehe Fig. 4B).

Die in den Fig. 2 und 3 dargestellten beiden Varianten 2 und 3 haben den Vorteil, daß der Taktgeber 7 nicht spannungsgesteuert sein muß. Ein nichtspannungsgesteuerter Taktgeber 7 sowie ein Se­ quenzgeber 2 und ein Meßwiderstand 3 sind in der Regel bereits bei den Verwendern von Schrittmotoren vorhanden, so daß in diesem Fall die Verwendung einer der beiden Varianten 2 oder 3 den Vorteil hat, daß nur eine "Interface"-Schaltung 18 zwischen dem bereits vorhandenen Taktgeber 7 und der ebenfalls bereits vorhandenen Kom­ bination 2; 3 des Sequenzgebers 2 und des Meßwiderstandes 3 gescho­ ben werden muß, um die Instabilität im Betrieb des Schrittmotors 1 zu beheben. Diese "Interface"-Schaltung 18 besteht im Fall der Variante 2 (Siehe Fig. 2) aus dem Tiefpaßfilter 4, fakultativ dem Verstärker 5, dem Hochpaßfilter 6, dem Verzögerungsglied 9 und fakultativ dem Impulsformer 10. Im Fall der Variante 3 (Siehe Fig. 3) käme noch zusätzlich der Frequenz/Spannungs-Wandler 11 dazu.

Das in der Fig. 6 dargestellte Verzögerungsglied 9 funktioniert folgendermaßen: Der Sägezahngenerator 12 wandelt die rechteckför­ mige Ausgangsimpulse des Taktgebers 7 um in Sägezahnimpulse, die jedesmal, wenn ihr Wert den am Steuereingang des Verzögerungsglie­ des 9 anstehenden Wert des Fehlerkorrektursignals erreicht hat, den analogen Komparator 13 zum Kippen bringen. Die Dauer der so am Ausgang des Komparators 13 erscheinenden rechteckförmigen Impul­ se ist so proportional dem Fehlerkorrektursignal und damit durch diesem genau so impulsdauermoduliert wie dies beim steuerbaren mono­ stabilen Multivibrator der Fall ist.

Im Analog/Digital-Wandler 16 der in der Fig. 7 dargestellten Schal­ tung 9; 10 wird das analoge, vom Hochpaßfilter 6 gelieferte Fehler­ korrektursignal in einen Digitalwert umgewandelt und dieser durch jeden Ausgangsimpuls des Taktgebers 7, der am Eingang der Schaltung 9; 10 erscheint, in den Zähler 15 geladen. Der Zähler 15 zählt dann von diesem Digitalwert ausgehend rückwärts die Ausgangsimpulse des hochfrequenten Taktgebers 14. Sobald der Zählwert den Wert Null erreicht, erscheint am Ausgang des den Decodierer 17 bildenden "Nand"- Gatters für die Dauer eines Ausgangsimpulses des hochfrequenzten Taktgebers 14 ein kurzer Impuls, dessen zeitliche Lage proportional dem im Zähler 15 geladenen Digitalwert und damit proportional dem Fehlerkorrektursignal ist. Die Ausgangsimpulse der Schaltung 9; 10 sind somit durch das Fehlerkorrektursignal phasenmoduliert. Ein Impulsformer 10 wird in diesem Fall nicht benötigt, da aufbereitete Impulse durch die Schaltung 9; 10 automatisch mit erzeugt werden.

Claims (15)

1. Schaltungsanordnung zur Stabilisierung von Schritt­ motoren mit Hilfe einer Rückkopplung, bei der dem Schrittmotor (1) mittels eines aus einer Gleich­ stromquelle gespeisten Sequenzgebers (2) Schritt­ impulse einer durch einen Taktgeber (7) bestimm­ ten Frequenz zuführbar sind und ein Rückkopplungs­ pfad mit einem Strom-Spannungswandler (3, 4) zum Erfassen des dem Sequenzgeber zugeführten Gleich­ stromes sowie ein Hochpaßfilter (6) zum Erfassen der Spannungs- bzw. Stromschwankungen vorgesehen und die Frequenz bzw. Phase der Schrittimpulse durch die Spannungsschwankungen steuerbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom-Spannungswandler einen Widerstand (3) in der Gleichstromspeisung des Sequenzgebers (2) sowie ein Tiefpaßfilter (4) zur Bildung eines Mittelwertes des Gleichspannungsabfalls am Wider­ stand (3) aufweist, und daß das Tiefpaßfilter (4) und Hochpaßfilter (6) für eine Verschiebung der Phase der am Widerstand (3) auftretenden Spannungs­ schwankungen um etwa 0 oder etwa 90° jeweils da­ nach bemessen sind, ob die Frequenz oder die Phase der Schrittimpulse zu steuern ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Frequenzsteuerung der Schrittimpulse der Taktgeber (7) ein spannungsgesteuerter Taktgeber ist, dessen Spannungssteuer­ eingang die Spannungsschwankungen zugeführt sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Phasensteuerung der Schrittimpulse das Hochpaßfilter (6) an den Steuereingang eines vom Taktgeber (7) getakteten und dem Sequenzgeber (2) vorgeschalteten Verzögerungsgliedes (9) angeschlossen ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgeber (7) an den Eingang eines Frequenz/Spannungs­ Wandlers (11) angeschlossen ist, dessen Ausgang an einen wei­ teren Steuereingang des Verzögerungsglieds (9) angeschlossen ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen das Tiefpaßfilter (4) und das Hochpaßfilter (6) ein Verstärker (5) eingeschaltet ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3-5, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Verzögerungsgliedes (9) über einen Impuls­ former (10) auf den Eingang des Sequenzgebers (2) geführt ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsformer (10) als monostabiler Multivibrator aus­ gebildet ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei Phasensteuerung der Schrittimpulse der Taktgeber (7) als astabiler Multivibrator ausgebildet ist.

9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Taktgeber (7), der Frequenz/Spannungs-Wandler (11) und/oder das Verzögerungsglied (9) mit Hilfe eines "Timers" aufgebaut ist.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3-8, dadurch gekennzeichnet, daß das Verzögerungsglied (9) aus einem Sägezahngenerator (12) und einem Komparator (13) besteht.

11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3-8, dadurch gekennzeichnet, daß die aus dem Verzögerungsglied (9) und dem Impulsformer (10) bestehende Kombination einen hochfrequenten Taktgeber (14), einen Zähler (15), einen Analog/Digital-Wandler (16) und einen Decodierer (17) aufweist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Decodierer (17) aus einem "Nand"-Gatter besteht.

13. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter (4) und/oder das Hochpaßfilter (6) ein RC-Glied ist.

14. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Hochpaßfilter (6) als Kondensator ausgebildet ist.

15. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter (4) und das Hochpaßfilter (6) zusammen ein Bandpaßfilter bilden.