DE2912171A1

DE2912171A1 - Abgestimmte geschaltete speisespannungsschaltung

Info

Publication number: DE2912171A1
Application number: DE19792912171
Authority: DE
Inventors: Antonius Boekhorst
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1978-04-06
Filing date: 1979-03-28
Publication date: 1979-10-18
Also published as: GB2018530B; NL7803661A; AU525319B2; FR2422282A1; IT1192707B; IT7921553A0; JPS607909B2; FR2422282B1; US4276586A; AU4562179A; DE2912171C2; GB2018530A; JPS54134319A; ES479274A1

Description

IO.9.I978 ' PHN

Abgestimmte geschaltete Speisesparmungsschaltung.

Die Erfindung bezieht sich auf

eine geschaltete Speisespannungsschaltung zum Umwandeln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung, die *". von !Schwankungen der EingangsSpannung und/oder von Schwan-

kungen einer an die Klemmen der Ausgangsspannung angeschlossenen Belastung nahezu unabhängig ist, mit der Reihenschaltung aus einer Induktivität und einem bipolaren steuerbaren Schalter, der an die Klemmen der Eingangsspannung angeschlossen ist, zu welcher Induktivität ein Abstimmkondensator parallelgeschaltet ist, und mit einer Steuerschaltung zum im
Betrieb wechselweise in den leitenden und in den gesperrten Zustand Bringen des Schalters unter dem Einfluss von Steuerschaltimpulsen, die vom Ausgangssignal der Steuerschaltung
abgeleitet sind, wobei die Dauer des leitenden Zustandes des

^ Schalters abhängig von der Ausgangsspannung regelbar ist und weiterhin mit einem Gleichrichter zum Liefern der Ausgangsspannung durch Gleichrichtung der während der Sperrzeit des Schalters entstandenen Schwingung.

In einer derartigen abgestimmten geschalteten Speisespannungsschaltung entsteht an der
Induktivität während des Zeitintervalle, in dem der Schalter gesperrt ist, eine nahezu sinusförmige Schwingung grosser
Amplitude, deren Frequenz durch den Wex-t der Induktivität
und durch die Kapazität des Kondensators bestimmt wird.

Nachdem eine halbe Periode dieser Schwingung vollendet ist,

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ist der Schalter abermals leitend, wodurch der Eingangsspannungsquelle Energie zurückgeführt wird, Dies ist das bekannte Sparprinzip. Durch die Abstimmung wird erhalten, dass die Spannung am Schalter während der Sperrzeit desselben nicht zu hoch ansteigt, und es wird zugleich vermieden, dass mit Streukapazitäten Ausschwingungen entstehen, die eine unerwünschte Strahlung herbeiführen könnten.

Bei nicht abgestimmten geschalteten Speisespannungsschaltungen wird die Ausgangsspannung dadurch nahezu konstant gehalten, dass die Dauer des Leitungszustandes des Schalters abhängig von der Ausgangsspannung geregelt wird. Dazu wird meistens eine Impulsdauermodulation der Steuerimpulse angewandt, die dem Schalter zugeführt werden, welche Impulse eine konstante bzw. nicht konstante Frequenz aufweisen. Bei abgestimmten geschalteten Speisespannungsschaltungen jedoch kann die Frequenz der Steuerimpulse nicht konstant sein, es sei denn, dass der Yert der Induktivität oder die Kapazität des Abstimmkondensators regelbar ist, wodurch.auch die Abstimmfrequenz und daher die Dauer der obengenannten Schwingung regelbar sind. Weil eine derartige Regelbarkeit der Abstimmfrequenz sich nur schwer und nur mit Hilfe relativ kostspieliger Elemente, beispielsweise mit Hilfe eines Transduktors, verwirklichen lässt, wählt man in der Praxis meistens eine feste Abstimmfrequenz, was bedeutet, dass die Stabilisierung nur mittels einer Frequenzregelung der Steuerimpulse und daher des Oszillators, der diese Impulse erzeugt, Zustande kommen kann.

Zu bemerken ist jedoch, dass während bei einer festen Abäbimmfrequenz die Dauer der sinusförmigen Schwingungen nehzu konstant ist, die Dauer der Ausschaltimpulse des Schalters im allgemeinen nicht konstant ist. Eine veränderliche Frequenz dieser Impulse bedeutet ja, dass das Verhältnis zwischen der genannten Dauer und der Zeit, die zwischen zwei aufeinanderfolgenden sperrenden Impulsen liegt, wenig schwankt. Die Folge davon ist, dass der Schalter in den leitenden Zustand gebracht werden kann, bevor die Schwingung beendet ist, d.h. zu einem Zeitpunkt, wo die Spannung am Schalter nicht Null ist, was eine grosse

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Verlustleistung darin und eine mögliche Beschädigung des selben verursacht. Sicherungsschaltungen sind dazu vorge schlagen worden, wobei dafür gesorgt wird, dass ein derartiges frühzeitiges Leiten des Schalters nicht stattfinden kann, beispielsweise dadurch, dass dafür gesorgt wird, dass das genannte Verhältnis,bestimmte Werte nicht annehmen kann. Dies führt jedoch dazu, dass beim Ansprechen einer derartigen Sieherungsschaltung die Regelung nicht einwandfrei funktioniert.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Schaltungsanordnung der obengenannten Art zu schaffen, wobei die Frequenzregelung auf befriedigende Art und Weise erfolgt während der Schalter nicht in den leitenden Zustand gebracht werden kann, bevor die Schwingung beendet ist; dazu ist die geschaltete Speisespannungsschaltung nach der Erfindung gekennzeichnet durch eine Impulsdauermodulationsregelung der Steuerschaltimpulse und eine Regelung der Frequenz derselben, welche Frequenzregelung mittels einer von der Impulsdauermodulationsregelung erhaltenen Regelgrösse über ein Verzögerungsnetzwerk erfolgt, derart, dass die Dauer der Ausschaltimpulse nahezu eine vorbestimmte Dauer hat, die langer ist als die halbe Periode der Reso — • nanzfrequenz des durch die Induktivität und den Kondensator gebildeten Resonanzkreises

Die Erfindung bietet den Vorteil dass eine bestehende beispielsweise in einem Halbleiterkörper integrierte Schaltungsanordnung zum Durchführen einer Impulsdauermodulationsregelung für nicht abgestimmte geschaltete Speisespannungsschaltungen auf sehr einfache und preisgünstige Weise auch für eine abgestimmte geschaltete Speisespannungsschaltung geeignet wird.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in

don Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher be schrieben. Es zeigen:

Fig.l eine Ausführungsform der erfindungsge — massen Schaltungsanordnung,

Fig. 2 Wellenformen, die darin auftreten,

Fig. 3 Wellenformen, die in der Steuerschaltung

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auftreten.

In Fig. Ί ist Tr ein npn-Sehalttransistor,

dessen Kollektor über die Primärwicklung L₁ eines Transformators T₁ mit der positiven Klemme einer eine Gleichspannung V₁, liefernden Quelle verbunden ist. Der Emitter des Transistors Tr sowie die negative Klemme der Quelle liegen an Masse." Die Spannung Y wird beispielsweise mit Hilfe einer Gleichrichter- und Glättungsschaltung vom elektrischen Versorgungsnetz abgeleitet.

■ Parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des

Transistors Tr sind eine Diode D und ein Abstimmkondensator C₁ angeordnet Eine Sekundärwicklung L des Transformators T₁ ist einerseits mit der Anode einer Diode D₀ und andererseits mit Masse verbunden. In Fig. 1 ist der Wickelsinn der Wicklungen L.. und L₀ mit Polaritätspunkten angegeben. Die Kathode der Diode D₀ bildet eine Ausgangsklemme der Schaltungsanordnung aus Fig 1; darin sind ein Glättungskondensator C₀ und eine Belastung R angeschlossen.

*C Lj

Die Belastung R kann als Widerstand betrachtet werden, der andere Anschluss sowie der andere Anschluss des Kondensators C₀ liegen an Masse. An der Belastung R liegt im Betrieb

£ Lj

eine Gleichspannung V , die durch die noch zu beschreibende Regelung unabhängig gemacht wird, beispielsweise konstant von Schwankungen der Spannung V-, und/oder der Belastung. Auf dem Kern des Transformators T₁ können andere nicht dargestellte Sekundärwicklungen angeordnet sein, mit deren Hilfe stabilisierte Gleichspannungen auf gleichartige Weise wie die Spannung V erhaltan werden können. Die an der Sekundärseite des Transformators T₁ erzeugten Gleichspannungen können mehrere Teile einer nicht dargestellten Anordnung, beispielsweise eines Fernsehempfängers, mit Speiseenergie versehen, wobei der Transformator T₁ für eine galvanische Trennung zwischen dem an den elektrischen Versorgungsnetz angeschlossenen Teil und den übrigen Teilen der Anordnung sorgen kann.

Im Betrieb bekommt der Transistor Tr an der Basis auf noch zu erläuternde Weise Steuerimpulse zugeführt, die diesen Transistor wechselweise in den leitenden und in

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den gesperrten Zustand bringen. In Fig. 2a ist der (idealisierte) Verlauf dieser Impulse als Funktion der Zeit dargestellt, während in Fig. 2b der Verlauf des Stromes i , der durch den aus dem Transistor Tr und der Diode D₁ bestehenden bipolaren Schalter fliesst, und in Figv 2c der Verlauf der Spannung ν am Kollektor des Transistors Tr dargestellt

ist.

Zu einem Zeitpunkt t erfährt das der Basis des Transistors Tr angebotene Schaltsignal eine negative Flanke.

Der Transistor Tr, der vor dem Zeitpunkt t stark im Sättigungszustand war, wird erst zu einem späteren Zeitpunkt t.. gesperrt. Der Kondensator C , der vor dem Zeitpunkt t kurzgeschlossen war und zwar durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Tr, bildet mit der Wicklung L, einen Schwingungskreis. Die Spannung ν , die nahezu Null war, steigt nun

entsprechend einer nahezu sinusförmigen Aenderung und erreicht zu einem Zeitpunkt t„ einen Maximalwert, wonach die Spannung wieder abnimmt. Zu einem Zeitpunkt t„ ist die Spannung ν abermals Null, wodurch die Diode D₁ in den leiten-

O J.

den Zustand gerät. Zwischen den Zeitpunkten t, und t„ fliesst von der Wicklung L₁ zum Kondensator C-, Strom, und zwischen den Zeitpunkten t„ und t„ fliesst Strom in der umgekehrten Richtung. Nach dem Zeitpunkt t„ fliesst durch die Diode D über die Wicklung L₁ Strom zu der Quelle V zurück.

Weil die Spannung an der Diode vernachlässigbar ist, liegt an der Wicklung L die Spannung V , so dass die Aenderung des Stromes i nahezu linear ist.

Zu einem Zeitpunkt tr erfährt das Steuersignal des Transistors Tr eine positive Flanke, wodurch der Transistor in den leitenden Zustand gebracht wird. Weil die Spannung am Kollektor eines bis in den gesättigten Zustand ausgesteuerten Transistors niedriger ist als die Spannung an einer leitenden Diode, fliesst nun Strom i durch die

Kollektor-Basis-Diode des Transistors Tr während die Diode D₁ gesperrt wird. Zu einem Zedtpunkt t kehrt der Strom i seine Richtung um, so dass er nun aus V₀ durch die Wicklung

Jd

L₁ und die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Tr fliesst und zwar bis zu einem Zeitpunkt t,¹, wo der Kollek-

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torstrom Null wird unter dem Einfluss einer zu einem früheren Zeitpunkt t ' an der Basis auftretenden negativen Flanke.

Das zwischen den Zeitpunkten t„ und t_ liegende Zeitintervall ist kürzer als das zwischen den Zeitpunkten

t_ und t.. ', was bedeutet, dass der Strom i eine Gleichstrom-5 X s

komponente hat, die durch die Verluste der Schaltungsanordnung und durch die jeweiligen Belastungen bestimmt wird. An der Sekundärwicklung L„ ist eine Spannung vorhanden, die der Spannung ν gleichförmig ist und die durch die Diode D„

C Λ

gleichgerichtet wird zum Erhalten der Spannung V , wobei die Diode D_ gerade vor und nach dem Zeitpunkt t„ leitend ist.

Der Mittelwert der Spannung ν entspricht der Spannung V , so dass die maximale Amplitude viel höher ist als die Spannung V_n und zwar um einen Faktor, der vom Verhältnis des Intervalls t- , t zu dem Intervall t,, t' abhängt. Es dürfte einleuchten, dass das Intervall t, bis tr in dem der Transistor Tr gesperrt ist, länger sein muss als das Intervall t., bis t„, in dem die sinusförmige Schwingung am Kollektor des Transistors vorhanden ist. Sonst würde der Transistor in den leitenden Zustand gebracht werden zu einem Zeitpunkt, da eine beträchtige Spannung an dem Kollektor vorhanden wäre, was eine grosse Verlustleistung und eine etwaige Beschädigung herbeiführen würde. Nach der Erfindung enthält die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 eine Regelschaltung, die dafür sorgt, dass der Zeitpunkt t^ nicht vor dem Zeitpunkt t auftreten kann trotz Aenderungen der Frequenz des Schaltsignals.

Ein Sägezahnoscillator 1 erzeugt eine sägezahnförmige Spannung, die einem Impulsdauermodulator 2 zugeführt wird. Der Oszillator 1 und der Modulator 2 bilden einen Teil einer integrierten Schaltung 3, beispielsweise der Schaltungsanordnung vom Philips typ TDA 26kO, die in der Veröffentlichung "Philips Technical Information 002 : TDA 26^0 control module for switched-mode power supplies" vom 25· September 1975 beschrieben worden ist. J Die Schaltungsanordnung 3 ist in Fig. 1 gestrichelt ..'

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dargestellt« Der Oszillator 1 ist ein sogenannter Millerintegrator, dessen Frequenz auch durch den ¥ert eines ¥iderstandes h und di.e Kapazität eines Kondensators 5 bestimmt wird} die beide ausserhalb der Schaltungsanordnung 3 angeschlössen sind.

Die an einer Sekundärwicklung L„

des Transformators T₁ vorhandene sinusförmige Spannung wird mit H^Ife einer Diode D„ und eines Glättungskondensators C„ in eine Gleichspannung umgewandelt, welche Gleichspannung der Spannung V proportional ist und von der ein mittels eines Potentiometers 6 einstellbarer Teil einer Vergleichsstufe 7 zugeführt wird. Die Stufe 7 bildet auch einen Teil der Schaltungsanordnung 3· Darin wird die vom Kondensator Co herrührende Messspannung mit einer Bezugsspannung verglichen, die beispielsweise mit Hi3fe einer Zener-Diode 8 erhalten wird. Das Ausgangssignal der Stufe 7 ist eine Gleichspannung, deren Wert eine Funktion des Unterschiedes zwischen den beiden Eingangsspannungen derselben ist, Fig. 3a zeigt den Verlauf der beiden Eingangsspannungen des Modulators 2 als Funkt?, on der Zeit. Die Ausgangs spannung 1st impulsförmig, wobei die Impulsdauer von der Ausgangsspannung der Stufe 7 abhängig ist. Diese Impulsform wird einem Ausgangsverstärker 9 zugeführt. An der Ausgangsklemme 10 desselben, die zugleich die Atisgangsklemme der Schaltungsan-Ordnung 3 ist, ist eine verstärkte und in der Phase umgekehrte Impulsform verfügbar, die in Fig. 3b dargestellt ist,

Über einen Basiswiderstand 11 wird das Ausgangssignal der Schaltungsanordnung 3 der Basis

³^ eines Treibertransistors Dr vom npn-Typ zugeführt, der das Signal verstärkt und es über einen Treibertransformator T„ der Basis des Schalttransistors Tr zuführt. Die Schaltungsanordnung 3 enthält andere Schaltungsanordnungeri, u.a. zur Sicherung gegen zu hohen Ausgangsspannungen der Speiseschaltung, die hier nicht beschrieben werden, da sie nicht im Rahmen der Erfindung liegen. Die Speisespannung für die jeweiligen Teile der Schaltungsanordnung 3 wird von einer nicht dargestellten Sekundärwicklung des Transformators T₁

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abgeleitet·.und ist daher konstant, so dass die Amplitude der an der Klemme 10 vorhandenen impulsförmigen Spannung auch konstant ist. Auch muss es eine Schaltungsanordnung geben, mit der auf bekannte Weise dafür gesorgt wird, dass die jeweiligen Teile der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 beim Einschalten oder nach der Inbetriebsetzung einer Sicherungsschaltung funktionieren können, während die Speisespannungsschaltung noch nicht dnwandfrei funktioniert.

Der Widerstand h wird an eine Gleich spannung angeschlossen, die beispielsweise innerhalb der Schaltungsanordnung 3 erzeugt werden kann. In Fig. 1 ist diese Spannung die an einem Kondensator 12 vorhandene Spannung, welcher Kondensator sich ausserhalb der Schaltungsanordnung 3 befindet. Wird die Spannung am Kondensator 12 zunächst als konstant vorausgesetzt,so ist die Frequenz der durch den Oszillator 1 erzeugten Sägezahnform und daher auch die der Signale aus Fig. 2 konstant. Bei einem bestimmten Wert der Spannung V_ hat das Verhältnis '£ der Dauer t^-t der der Sekundärwicklung des Transformators T„ und dem Transistor Tr zugeführten Schaltimpulse zu der

Dauer T = t « - t einer Periode desselben eine bestimmte ο ο

Dauer, Nimmt die Spannung V₁₃ beispielsweise ab, so nimmt zu

nächst wegen der Trägheit der Regelung die Spannung V ebenfalls ab. Dadurch nimmt die Ausgangsspannung der Vergleichs stufe 7 zu. Dies ist in Fig. 3a gestrichelt dargestellt.

Weil die Polarität des dem Transistor Tr zugeführten Schaltsignals (Fig. 2a) wegen des gewählten Wickelsinnes der Wicklungen des Treibertransformators Τ_? umgekehrt ist gegenüber der Polarität des Signals aus Fig. 3b, stellt es sich aus dieser Fig. heraus, dass das Verhältnis Q zunimmt Diese Änderung hat jedoch keinen Einfluss auf die Spannung V , da der Strom i durch die Diode D₁ fliessen kann, wenn der Transistor Tr gesperrt ist. Zwar muss der Transistor Tr spätestens eine kurze Zeit vor dem Zeitpunkt t_ eingeschaltet warden.

Die beschriebene Impulsdauermodulation hat also nicht, wie in bekannten Schaltungsanord-

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ΛΑ

ungen der Fall ist, die Funktion, die Ausgangsspannung zu stabilisieren. Durch diese Modulation wird die Lage einer der Flanken des Impulses in Fig. 3b längs der Zeitachse
geändert, während die andere Flanke periodisch auftritt.

Damit die Spannung V geregelt werden kann, muss die Frequenz der vom Oszillator 1 erzeugten Sägezahnform und daher die Spannung am Kondensator .12 nicht konstant sondern geregelt werden, wobei die Anforderung gestellt wird, dass der Eins ehalt Zeitpunkt tj, des Transistors Tr zwischen den Zeitpunkten t„ und t liegt. Dafür wird in der Schalungsanordnung nach der Erfindung für ein nahezu konstantes
Intervall t , tj, gewählt, das mit Gewissheit langer ist
als eine halbe Periode t.., t_ der Schwingung des durch die Elemente L₁ und C₁ gebildeten Resonanzkreises und wobei
die Ausschaltverzöger
sichtigt werden muss.

die Ausschaltverzögerung t , t₁ des Transistors Tr berückDazu wird in Fig. 1 ein Widerstand 13zwischen der Klemme 10 und dem nicht mit Masse verbundenen Anschluss des Kondensators 12 angeordnet. Bei einer geeigneten Bemessung der Zeitkonstante des Netzwerkes

12, 13» liegt am Kondensator 12 der mittlere Wert ν der an der Klemne 10 vorhandenen Spannung. Aus Fig. 3b geht hervor, dass V=(I-Q )^V1» wobei V₁ die Amplzfcude der genannten Spannung ist.

Durch die Wirkung der bereits

beschriebenen Impulsdauermodulation nimsat das Verhältnis

ü beispielsweise einen höheren Wert Λ· an, während die Frequenz nicht ändert, so dass der Ausschaltimpuls eine
kürzere Dauer t"*¹ hat als die Dauer f* desselben in Fig.

Jb, Der mittlere Wert der Spannung an der Klemme 10 wird
dadurch niedriger und zwar ν = ( 1 - q i) V_1t wobei V₁
konstant geblieben ist. Die neue Situation ist in Fig. 3c dargestellt.

-Weil die Spannung am Kondensator 12 niedriger ist, sinkt die Frequenz der vom Oszillator 1 erzeugten Wellenform, während das Verhältnis (j dadurch nicht beeinflusst wird und daher den Wert Q ' beibehält. Die Spannung ν , die ja nur von 0 abhängig ist,

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ändert auch nicht und hat nach wie vor den Wert v'. Der Ausschaltimpuls hat bei der neuen Frequenz f' = l/T, eine Dauer entsprechend 'c ". Aus Fig. 3b geht hervor, dass zwischen den Grossen f, d.h. der Dauer der Ausschaltimpulses, und f = l/T, d.h. der Frequenz, die Beziehung

2T= (l -o)T = ^ besteht, woraus folgt, dass

7, = —Trrp · Aus dem Obenstehenden folgt dass

^Vl

γ- = = ^ und dass t« = = ^r^- ist.

Durch die beschriebene Frequenzregelung wird also eine Impulsdauer erhalten, die dem Verhältnis v/f proportional ist. Weil der Oszillator 1 vom Miller-Integratortyp ist, ist die Frequenz des dadurch erzeugten Signals der Spannung an die der Lade- oder Entladewiderstand k des Kondensators 5 angeschlossen ist, proportional. Es ist also ein OszillLator, für den das obengenannte Verhältnis konstant ist. Daraus folgt, dass L, " = ¹^ (siehe Fig. 3d). Es kann daher 2Q gesagt werden, dass durch die Frequenzregelung die Impulsdauer des Ausschaltimpulses nahezu den vorbestimmten Wert Λ/ erhält.

Tritt in der Schaltungsanordnung nach Fig. eine Aenderung der Spannung V auf, so wird zunächst die Impulsdauermodulationsregelung wirksam, was mit einer durch die Kondensatoren C„ und C_ verursachten Trägheit erfolgt. Wegen der durch den Kondensator 12 verursachten Trägheit tritt die Frequenzregelung erst danach in Wirkung. Weil der durch die erste Regelung erhalten neue Wert des Ver-„_ hältnisses Q eine Anzeige für die durch die zweite Regelung zu erhaltende neue Frequenz ist, müssen die Regelungen tatsächlich in dieser Reihenfolge stattfinden. Während der Frequenzänderung ist das Intervall t , tr nahezu konstant. Aus Fig. 3d geht hervor, dass in dem obenstehen erwähnten Fall, wo die Spannung V abnimmt, die Leitungszeit des Transistors Tr zunimmt und einen Wert cf'T¹ annimmt. Da diese eine erhöhte Energiespeicherung in der

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Induktivität L₁ herbeiführt, wirkt dieseÄnderung, wie erwünscht, der Spannung V entgegen. Bei einer Zunahme der Spannung V nimmt die Leitungszeit des Transistors Tr ab, während die Frequenz des Schaltsignals zunimmt.

- Es dürfte einleuchten, dass die Frequenzregelung nicht zu träge sein muss gegenüber der Impulsdauermodulationsregelung, weil sonst die Gefahr bestünde, dass die abfallende Flanke des Impulses nach Fig. 3c dennoch innerhalb des Intervalls t , t liegen würde, ¥ährend unter bestimmten Umständen ein Gleichgewichtszustand nicht erreicht werden könnte. Dazu sind der Wert der Zeitkonstante des durch die Elemente 12 und 13 gebildeten Netzwerkes und andererseits die ¥erte der Widerstände 4 und 13 von Bedeutung. Es hat sich in der

•15 Praxis erwiesen, dass ein befriedigendes Resultat erhalten werden kann mit Werten von etwa 47 kOhm bzw. 27 kOhm für die Widerstände 4 bzw. 13 und eine Kapazität von etwa 22 nF für den Kondensator 12, während der Kondensator 5 eine Kapazität hatte von etwa 1*5 nF, während die Frequenz von etwa 18 bis etwa 35 kHz schwank und die Amplitude V₁ etwa 12 V betrug.

Es sei bemerkt, dass die beschriebene abgestimmte geschaltete Speisespannungsschaltung eine Regelung liefert mittels einer integrierten Schaltung 3» die für eine Impulsdauermodulationsregelung

für nicht abgestimmte geschaltete Speisespannungsschaltungen entworfen ist, wobei die Schaltfrequenz nahezu konstant, beispielsweise synchronisierbar ist. Durch die Erfindung wird diese Schaltungsanordnung für die wegen der Abstimmung erforderlichen Frequenzregelung geeignet gemacht und dies auf Kosten nur des Widerstandes 13 und des Kondensators 12. Dabei ist es nicht notwendig, dass der Oszillator 1 vom Miller-Integratortyp ist, d.h. ein Sägezahnoszillator, wobei einKondensator durch einen nahe zu konstanten Strom aufgeladen bzw. entladen wird, welcher Strom aufgeladen bzw. entladen wird, welcher Strom einer Spannung direkt proportional ist nnd wobei die Amplitude der erzeugten Sähefsahnform nahezu konstant ist.

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Andere spannungsgesteuerte Oszillatoren, bei denen die Frequenz des erzeugten Signals einer angelegten Spannung proportional ist, sind ebenfalls für die Erfindung benutzbar.

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Claims

PATENTANSPRÜCHE:

1 . J Geschaltete Speisespannungsschaltung zum Um —

ideln einer Eingangsgleichspannung in eine Ausgangsgleichspannung die von Schwankungen der Eingangsspannung und/oder von Schwankungen einer an die Klemmen der Ausgangsspannung angeschlossenen Belastung nahezu unabhängig ist, mit der Reihenschaltung aus einer Induktivität und einem bipolaren steuerbaren Schalter, der an die Klemmen der Eingangsspannung angeschlossen ist, zu welcher Induktivität ein Abs timmkondens at or parallelgeschaltet ist, und mit einer Steuerschaltung zum im Betrieb wechselweise in den leitenden und in den gesperrten Zustand Bringen des Schalters unter dem Einfluss «von Steuerschaltimpulsen, die vom Ausgangssignal der Steuerschaltung abgeleitet sind, wobei die, Dauer des leitenden Zustandes des Schalters abhängig von der Ausgangsspannung regelbar ist und weiterhin mit einem Gleichrichter zum Liefern einer Ausgangsspannung durch Gleichrichtung der während der Sperrzeit des Schalters entstandenen Schwingung, gekennzeichnet, durch eine Impulsdauermodulationsregelung der Steuersehaltimpulse (Fig. 2a) und eine Regelung der Frequenz derselben, welche Frequenzregelung mittels einer von der Impulsdauermodulationsregelung erhaltenen Regelgrösse über ein Verzögerungsnetzwerk erfolgt, derart, dass die Dauer (t2i~*n) der Ausschaltimpulse naliezu eine vorbestimmte Dauer hat, die langer ist als die halbe Periode der Resonanzfrequenz des durch die Induktivi-

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tat (L₁) und den Kondensator (C₁) gebildeten Resonanzkreises 2 Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, dass die Regelgrösse der mittlere Wert (v) der impuls formigen Aus gangs spannung (Fig. 3t>) der Steuerschaltung (3) ist, welche Ausgangsspannung eine nahezu konstante Amplitude (V₁) hat.

3. - Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Polarität der impulsförmigen Ausgangsspannung der Steuerschaltung (3) der Polarität der dem Schalter (Tr) zugeführten Steuerschaltimpulse (Fig. 2a) umgekehrt ist.

k. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche

2 oder 3» dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (3) einen Sägezahngenerator und eine Vergleichsstufe (7) zum Vergleichen der Ausgangsspannung (V ) mit einer Bezugsspannung (8) und zum Liefern einer Gleichspannung zum Umwandeln der vom Sägezahngenerator erzeugten Sägezahnform (Fig. 3a) in eine Impulsform enthält, wobei der Sägezahngenerator einen spannungsgesteuerten Oszillator (1) zum Erzeugen eines Signals, dessen Frequenz einer angelegten Spannung proportional ist, enthält, welche Spannung der mittlere Wert (v) der Ausgangsspannung (Fig. Jb) der Steuerschaltung (3) ist .

5· Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 und k,

gekennzeichnet durch die Reihenschaltung aus einem Widerstand (13) und einem Kondensator (12), der an eine Ausgangsklemme (10) der Steuerschaltung (3) angeschlossen ist, wobei die am genannten Kondensator (13) vorhandene Spannung die an den Oszillator (i) angelegte Spannung ist. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5» dadurch

gekennzeichnet, dass der Oszillator (1) ein Sägezahnoszillator ist, der einen Widerstand (h) zum Aufladen bzw. Entladen eines Kondensators enthält, welcher Widerstand mit dem Kondensator (12) der genannten Reihenschaltung (12, I3) verbunden ist.

7- Steuerschaltung als Teil einer geschalteten Speisespannungsschaltung nach einem der vorstehenden Ansprüche. _ _,J

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ORIGINAL INSPECTED