DE2559859C2 - Elektrischer Motor-Steuerschaltkreis für den Vergleich eines phasenveränderlichen Eingangssignals - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen elektrischen Motor-SteuerschaJtkreis für den Vergleich eines phasenveränderlichen Eingangssignals nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine derartige Schaltungsanordnung findet vorzugsweise Anwendung in elektronisch programmierbaren Geschwindigkeitssteuersystemen, bei denen ein mit dem Antrieb gekoppelter Kodierer beispielsweise mit einem Hochfrequenzsignal gespeist wird und in Abhängigkeit von der Antriebsgeschwindigkeit ein phasenveränderliches Signal erzeugt Dieses phasenveränderliche Signal wird mit einem vorgebbaren Bezugssignal verglichen, und aus dem Vergleich wird ein Störsignal für den Antrieb gewonnen.
Eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff ist aus der GB-PS 11 55 871 bekannt. Bei dieser Veröffentlichung sind durch eine andere Anordnung und Verbindung der Logikschaltkreise zusätzliche Verzögerungsglieder notwendig. Des weiteren dreht sich der Motor immer nur in eine Richtung, und es besteht keine Möglichkeit, den Motor in entgegengesetzter Richtung zu drehen. Gemäß dem bekannten Schaltkreis in dieser Veröffentlichung wird momentan ein entgegengesetzter Strom in einer Motorwindung erzeugt, wenn der Motor zu schnell läuft. Dieser Umkehrstrom hat jedoch lediglich den Effekt der augenblicklichen Bremsung des Motors, bis er auf die gewünschte Geschwindigkeit ab^ fällt.

Aus der US-PS 36 10 954 ist ein Phasenvergleicher offenbart, der ebenfalls logische Schaltkreise verwendet, wobei jedoch diese Vorveröffentlichung keine gerichtete Motorsteuerung betrifft, so daß deshalb auch keine Anregung für eine umkehrbare Motorsteuerung zu entnehmen ist.
Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung anzugeben, die mit sehr einfachen Mitteln ein exaktes Steuersignal erzeugt und die Umkehrung der Drehrichtung des Motors gestattet. Die Lösung dieser Aufgabe gelingt gemäß der im Anspruch 1 gekennzeichneten Erfindung. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Anhand eines in den Figuren der beiliegenden Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels sei die Erfindung im folgenden näher beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 eine Schaltungsanordnung zum Vergleich eines phasenveränderlichen Signals PV mit einem festen Bezugssignal R,
Fig.2 ein die Wirkungsweise der Schaltungsanord

nung gemäß Fi g. 1 erläuterndes Impulsdiagramm und

Fig.3 ein das phasenveränderliche Signal verwendendes Geschwindigkeitssteuersystem.

Gemäß F i g. 1 ist eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Steuersignals dargestellt Die das phasen- veränderliche Signal PV führende Leitung weist die Bezugsziffer 190 auf, während die die Be7ugsfrequenz R führende Leitung mit 194 bezeichnet ist Beide Leitungen 190 und 194 sind auf verschiedene Eingänge eines Datenselektors 196 geführt Der Datenselektor 196 bssitzt folgende Eigenschaften: Wenn das Signal auf der Leitung 190 den Wert »0« aufweist, so wird das variable Phasensignal PVzum Ausgangsanschluß 3 des Datenselektors 196 übertragen. Eine Ausgangsleitung 198 ist an diesen Anschluß angeschlossen. Das Bezugsfrequenzsignal R wird in diesem Fall dem Ausgangsanschluß 4 des Datenselektors 196 zugeführt Eine Ausgangsleitung 200 ist mit diesem Ausgangsanschluß verbunden. Wenn hingegen das Signal auf der Leitung 190 den Wert »1« aufweist so wird das variable Phasensignal l· /zum An-Schluß 4 übertragen und somit der Ausgangsleitung 200 zugeführt während das Bezugsfrequenzsignal R dem Anschluß 3 übermittelt wird und somit der Ausgangsleitung 198 zugeführt wird. Somit werden die Signale PV und R in Abhängigkeit von dem Potential des variablen Phasensignales PV vertauscht und anschließend dem Phasendetektor bzw. Phasenvergleicher 44 zugeführt Eine nacheilende Phasenbeziehung zwischen den Signalen PV und R erzeugt eine positive Fehlerspannung am Ausgang des Phasen-Vergleichers 44, wenn der Auswahleingang den einen Zustand aufweist, und eine negative Fehlersoannung am Ausgang des Phasenvergleichers 44, wenn der Auswahleingang den anderen Zustand aufweist Die Signalleitungen 198 und 200 übertragen Signale zu dem Phasenvergleicher bzw. Detektor- schaltkreis 44. In eine dieser Signalleitungen, im vorliegenden Falle in die Signalleitung 200, ist ein Impulsformungsschaltkreis 244 eingeschaltet Wie aus F i g. 1 erkennbar, umfaßt der Schaltkreis 244 ein NAND-Gatter 246, das mit beiden Eingängen an die Signalleitung 200 angeschlossen ist Der Ausgang des NAND-Gatters 246 ist über ein RC-Glied, bestehend aus einem Serienwiderstand 2S2 und einem Nebenschluß-Kondensator 254, an den einen Eingang eines NAND-Gatters 250 mit Schmidt-Trigger-Verhalten angeschlossen. Das erste NAND-Gatter 246 wirkt als Phaseninverter. Der Ausgang des NAND-Gatters 250 ist an die beiden Eingänge eines weiteren NAND-Gatters 256 angeschlossen, das ebenfalls als Phaseninverter arbeitet Der Ausgang des Gatters 256 liefert einen schmalen positiven Ausgangs- so impuls für jeden »0«—»!«-Zustandswechsel des Signals auf der Signalleitung 200.

Aufgabe des Phasenvergleichers 44 ist es, zwei in ihrer Impulsbreite veränderliche Ausgangssignale U und D zu erzeugen/wobei die Signale LA und D Richtungssignale bilden und beispielsweise für »auf« und »ab« stehen. Die Impulse U werden beispielsweise verwendet, um die Geschwindigkeit eines nachgeschalteten Motors zu erhöhen, während die Impulse D verwendet werden, um die Geschwindigkeit desselben Motors zu vermin- «1 dem. Sowohl die Impulse U als auch die Impulse D sind negativ und können in ihrer Breite sich von Null bis zu einem halben Zyklus des auf der Leitung 198 anliegenden Signals verändern. Wenn die Signale auf den Leitungen 198 und 200 genau phasengleich sind, so gibt es weder einen Impuls U noch einen Impuls D. Wenn das Signal auf der Leitung 200 dem Signal auf der Leitung 198 um Null bis zu einem halben Zyklus nacheilt, so entsteht ein Ausgangsimpuls D, der eine Breite aufweist die der Größe der Nacheilung entspricht Wenn umgekehrt das Signal auf der Leitung 200 dem Signal auf der Leitung 198 vorauseilt so entsteht ein in der Breite veränderlicher Ausgangsimpuls U, dessen Breite der Vorauseilung entspricht Es sei darauf verwiesen, daß bei einer Erzeugung eines Ausgangsimpulses U kein Ausgangsimpuls D entsteht und umgekehrt bei Erzeugung eines Ausgangsimpulses D kein Axisgangsimpuls U entsteht

Der in F i g. 1 dargestellte Phasenvergleichsschaltkreis 44 benutzt eine Anzahl von NAND-Gattern, die in einem Trigger-Schaltkreis angeordnet sind. Die Signalleitung 198 ist mit beiden Eingängen eines NAND-Gatters 260 verbunden, das als Phaseninverter arbeitet Der Ausgang des Gatters 260 ist mit einem Eingang eines NAND-Gatters 262 verbunden sowie mit einem Eingang eines weiteren NAND-Gatters 264 und mit einem Eingang eines NAND-Gatters 266 mit drei Eingängen, das als Ausgangsglied verwendet wird. Das Gatter 264 besitzt eine Rückführungs-Querverbindung zu einem NAND-Gatter 268. Somit ist der Ausgang des Gatters 268 mit dem anderen Eingang des Gatters 264 verbunden. Der Ausgang des Gatters 264 ist mit einem Eingang des Gatters 268 verbunden und ebenso mit einem zweiten Eingang des NAND-Gatters 266.

Der Ausgang des Gatters 262 ist mit dem zweiten Eingang des Gatters 268 und ebeno mit einem Eingang eines NAND-Gatters 270 verbunden, dessen Ausgang mit dem dritten Eingang des NAND-Gatters 266 verbunden ist Das Gatter 270 besitzt eine Rückführungs-Querverbindung zu einem weiteren NAND-Gatter 272. Somit ist der Ausgang des Gatters 272 mit dem zweiten Eingang des Gatters 270 verbunden, während der Ausgang des Gatters 270 mit einem Eingang des Gatters 272 verbunden ist

In dem anderen Eingangskanal des Phasenvergleichers 44 ist der Ausgang des Gatters 256 mit dem zweiten Eingang des Gatters 262 sowie mit einem Eingang eines NAND-Gatters 274 verbunden. Der andere Eingang des Gatters 274 ist an die Signalleitung 198 angeschlossen. Der Ausgang des Gatters 274 ist mit dem zweiten Eingang des Gatters 272 sowie mit einem Eingang eines NAND-Gatters 276 verbunden, wobei das letztere Gatter 276 eine Rückführungs-Querverbindung zu einem weiteren NAND-Gitter 278 aufweist. Somit ist der Ausgang des Gatters 2/3 mit dem zweiten Eingang des Gatters 276 verbunden, während der Ausgang des Gatters 276 mit einem Eingang des Gatters 278 verbunden ist Der andere Eingang des Gatters 278 ist an die Signalleitung 198 angeschlossen. Das Ausgangssignal des NAND-Gatters 266 wird verstärkt, um den Ausgangsimpuls U mit variabler Breite zu liefern, während das Ausgangssignal des Gatters 276 verstärkt wird, um den Ausgangsimpuls D mit variabler Breite zu liefern.

Zwei Verstärker 280 und 282 sind hintereinander zwischen den Ausgang des Gatters 266 und eine das Ausgangssignal (/führende Ausgangsleitung 294 geschaltet. Ein weiterer Verstärker 286 ist dem Verstärker 282 parallel geschaltet In gleicher Weise sind zwei Verstärker 288 und 290 parallel zwischen den Ausgang des Gatters 276 und eine das Ausgangssignal D führende Ausgangsleitung 292 geschaltet. Gemäß F i g. 2 ist anhand dreier Beispiele die Erzeugung von Ausgangssignalen U und D des Phasenvergleichers dargestellt. In jedem dieser Beispiele sind Impulsdiagramme der Signale auf den Leitungen 198 und 200 dargestellt Diese Signale repräsen-

tieren das phasenveränderliche Signal PV und das Bezugsfrequenzsignal R in der erwähnten oder der umgekehrten Reihenfolge. In jedem Fall unterscheidet sich die Phase des Signals auf der Leitung 200 von der Phase des Signals auf der Leitung 198. Es sind ferner die scharfen Impulse des Gatters 256 sowie die durch das Gatter 274 invertierten Impulse dargestellt

im Beispie! i werden durch die Kombination dieser Eingangssignale Ausgangsimpulse D mit einer Breite erzeugt, die der Phasendifferenz entspricht Jeder Ausgangsimpuls D wird durch einen der scharfen Impulse vom Gatter 256 ausgelöst und durch die nächste, negativ verlaufende Flanke des Impulses auf der Leitung 198 beendet

Das Beispiel 2 ist ähnlich dem Beispiel 1 mit der Ausnähme, daß die Phase des Signals auf der Leitung 200 nach rechts verschoben wurde. Hierdurch wird die Breite der Ausgangsimpulse D vermindert

Im Beispiel 3 wurde die Phase der Impulse auf der Leitung 200 um einen zusätzlichen Wert nach rechts verschoben. Infolgedessen werden Ausgangsimpulse U erzeugt während die Impulse D ausbleiben. Der Ausgang D befindet sich fortlaufend auf dem Wert »1«, d. h. auf dem hohen Pegel. Jeder der Ausgangsimpulse U wird durch eine negativ abfallende Flanke der Impulse auf der Leitung 198 ausgelöst und durch den Beginn von einem der scharfen Impulse des Gatters 256 beendet

Wenn die Signale sowohl auf der Leitung 198 als auch auf der Leitung 200 genau gleichphasig sind, so weisen sowohl die Ausgangsimpulse D als auch die Ausgangsimpulse Uden Wert »1« auf und befinden sich somit auf dem hohen Pegel.

Die weitere Verarbeitung der Ausgangssignale Uund D wird durch die in F i g. 3 dargestellten Schaltkreise durchgeführt um die Steuerung der Geschwindigkeit des Motors 12 zu erreichen. Die U- und D-Signalleitungen 284 und 292 sind in Fig.3 gezeigt wie auch in Fig. 1. Die Signale i/und D werden durch den Schaltkreis 300 kombiniert um ein variables Signal DE mit sich vergrößernder bzw. verkleinernder Impulsbreite an einen Ausgangsanschluß 302 zu liefern. Wie dargestellt ist umfaßt der Schaltkreis 300 einen Transistor 304, der zwischen der {/-Signalleitung 284 und dem Ausgangsanschluß 302 angeordnet ist sowie zwei Transistoren 306 und 308 die zwischen der D-Signalleitung 292 und dem Ausgangsanschluß 302 in Kaskade angeschlossen sind. Wenn das Ausgangssignal Uaktiv ist ist das kombinierte Signal D£ein positiver 24-Volt-Impuls von variabler Breite. Wenn das Ausgangssignal D aktiv ist ist das kombinierte Signal DE ein negativer 2,5-Volt-Impuls von variabler Breite. Wenn die Signale auf den Leitungen !98 und 200 genau in Phase Hegen, sind sowohl D wie U ruhend und im hohen Zustand, und das kombinierte Signal DE ist 0.

F i g. 3 zeigt die Einzelheiten des Schaltkreises 300. Der [/-Anschluß 284 ist mit der Basis des Transistors 304 über einen Widerstand 310 parallel mit einem Kondensator 312 verbunden. Der Emitter des Transistors 304 ist mit dem +5-V-Anschluß verbunden, während der Kollektor über einen Widerstand 314 mit dem Ausgangsanschluß 302 verbunden ist Ein Widerstand 316 ist zwischen dem +5-Volt-Anschluß und der Basis des Transistors 304 angeschlossen. Wie aus der Zeichnung zu ersehen ist ist eine Schottky-Diode 318 zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors 304 eingeschaltet um die Schaltgeschwindigkeit zu erhöhen.

Die mit dem Transistor 306 verbundenen Komponenten sind in der gleichen Weise angeordnet wie die mit dem Transistor 304 verbundenen Komponenten und wurden daher mit den Bezugszahlen 310,3, 312a, 314a, 316a und 318a bezeichnet so daß die vorausgehende Beschreibung auch hier zutrifft jedoch ist der Widerstand 314a mit der Basis des Transistors 308 verbunden, dessen Kollektor mit dem Ausgangsanschluß 302 über einen Widerstand 320 verbunden ist Der Emitter des Transistors 308 ist mit dem —5-Volt-Anschluß verbunden. Ein Widerstand 322 liegt zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 308. Der Transistor 308 wirkt als ein Phaseninverter, so daß die D-Signale negative Impulse am Anschluß 302 erzeugen, während die {/-Signale positive Impulse erzeugen.

Wenn es zwischen dem Bezugsfrequenzsignal R und dem phasenveränderlichen Signal PV einen Phasenfehler gibt enthält das kombinierte Ausgangssigna! DE eine Gleichstromkomponente, die direkt proportional zu diesem Phasenfehler ist Die Gleichstromkomponente verändert sich mit irgendeiner Änderung in diesem Phasenfehler. Zusätzlich zu dieser Gleichstromkomponente enthält das kombinierte Ausgangssignal DE im wesentlichen Komponenten von 524 kHz oder höher, die sich aus dem Bezugsfrequenzsignal R und dem phasenveränderlichen Signal PV ergeben. Es sei daran erinnert daß diese Signale eine Frequenz von 524 kHz oder höher haben. Im allgemeinen enthält das kombinierte Ausgangssignal DE also alle höheren integralen multiplen Übereinstimmungen des Signals von 524 kHz oder höher.

In der erläuternden Schaltung der F i g. 3 ist ein Filter 330 vorzugsweise angewendet um die Komponenten mit höherer Frequenz auszuscheiden, um so das Gleichstromfehlersignal, das in dem kombinierten Signal DE enthalten ist, abzutrennen oder wiederzugewinnen. Wie dargestellt ist, nimmt das Filter 330 die Form eines aktiven Tiefpaßfilters der dritten Ordnung an, wobei ein Operationsverstärker 332 benutzt wird. Wie dargestellt ist sind drei Filterwiderstände 334,336 und 338 in Serie zwischen dem Ausgangsanschluß 302 und einem Eingang des Operationsverstärkers 332 angeschlossen. Eine Filterkapazität 340 ist zwischen Masse und dem Verbindungspunkt der Widerstände 334 und 336 gelegt Ein zweiter Filterkondensator liegt zwischen dem ersten Eingang des Verstärkers 332 und Masse. Eine Rückführungsleitung 344 ist zwischen dem Ausgang und dem anderen Eingang des Verstärkers 332 angeschlossen. Zusätzlich gibt es einen Rückführungskondensator 346, der zwischen dem Ausgang und der Verbindung zwischen den Widerständen 336 und 338 liegt

Das dargestellte Filter 330 besitzt einen Verstärkungsfaktor von 1 innerhalb seines Durchlaßbereiches und ist so geeicht daß sein drei Decibel-Dämpfungspunkt bei ungefähr 5 kHz liegt Somit weist das Filter wirksam alle Komponenten bei 524 kHz und bei höheren Frequenzen zurück, während bei niedrigen Frequenzen ein verhältnismäßig breiter Durchlaßbereich besteht um einen großen Bereich für zu kodierende Umdrehungen pro Minute zu liefern. Abgesehen von diesem weiten Durchlaßbereich besitzt das Filter eine minimale Phasenverschiebung im Durchlaßbereich für das Steuersystem. Die hohe Kodiermodulationsfrequenz von 524 kHz und größer ermöglicht einen großen Frequenzabstand zwischen der Modulationsfrequenz und der höchsten Dekodierpositionsfehlerfrequenz.

Das Zählersignal am Ausgang des Filterverstärkers 332 wird mit E bezeichnet Dieses Zählersignal E wird dem Motorsteuerschaltkreis 46 zugeführt dessen Ein-

zelheiten in Fig.3 dargestellt sind. In dieser Ausführungsform verwendet der Motorsteuerschaltkreis 46 einen Leistungsverstärker 350 von der Bauart eines Operationsverstärkers, dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Filterverstärkers 332 durch einen Kompensa tionsschaltkreis 352 verbunden ist, der aus einem Widerstand 354 parallel zu einer Serienschaltung eines anderen Widerstandes 356 und eines Kondensators 358 besteht. Der Schaltkreis 352 kann auf Wunsch modifiziert werden, um die Stabilität der Motorsteuerung zu verbessern. Ein Widerstand 360 ist zwischen Masse und dem anderen Eingang des Verstärkers 350 angeschlossen.

Der Motor 12 umfaßt eine Serienschaltung zwischen dem Ausgang des Verstärkers 350 und Masse. Ein derartiger Serienschaltkreis umfaßt eine Induktivitätsspule 362, die durch einen Widerstand 364 nebengeschlossen

ist, den Motor 12 und zwei Widerstände 366 und 368 in

Parallelschaltung. Ein Kondensator 370 ist dem Motor j_u = 5000 12 parallel geschaltet. Ein Rückführungswiderstand 372 liegt zwischen dem ersten Eingang des Verstärkers 350 und der Verbindung zwischen dem Motor 12 und den Widerständen 366 und 368. Somit ist der Motor 12 in der Rückführungsleitung des Verstärkers 350 eingeschlossen. Ein kleiner Filterkondensator 374 ist zwischen den hohen Seiten des Motors 12 und Masse eingeschlossen. Leistungsquellenfilterkondensator 376 und 378 sind ebenfalls mit dem Verstärker 350 verbunden.

Unter der Annahme, daß das Gleichstromfehlersignal D von dem Signal DE ohne wesentliche Phasenver-Schiebung vollständig wiedergewonnen wurde, ergibt sich für das Fehlersignal Earn Ausgang des Verstärkers 332 die folgende Beziehung:

winnfaktor des abgeleiteten Weges.

Für den unteren Bereich der Einstellungen für die Umdrehungen pro Minute, die wie erwähnt, von 0 bis 9,999 Umdrehungen pro Minute reichen, ist die rückläufige elektromotorische Kraft des Motors normalerweise kein signifikanter Faktor. Z. B. wurde bei der praktischen Ausführung ein Motor verwendet, der eine Generatorkonstante von 5,45 Volt pro 1000 Umdrehungen pro Minute aufwies, so daß für die maximale Drehgeschwindigkeit von 10 Umdrehungen pro Minute dieser Motor nur eine Spannung von 54,5 Millivolt erzeugt. Auch die Anwendung eines Konstantstromantriebes führt zu einer Beseitigung des Einflusses der Motorinduktanz.

Unter Zusammenfassung der verschiedenen Übertragungsfunktionen, die oben genannt wurden, ergibt sich folgende Beziehung:

In Ki,

al + _R[cs)

k_tv,

wobei Tm das von dem Motor erzeugte Drehmoment ist, /Crdie Drehmomentkonstante in Drehmomenteinheiten pro Ampere und V die Spitzenimpulsspannung, die am Ausgangsanschluß 302 der F i g. 3 erscheint.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

E = 5000■

2/r

2,5 Volt.

35

In diesem Ausdruck bedeutet öfden Dekodierwellenwinkel in Bogengraden; 5000 Θε ist der Phasenwinkel innerhalb eines Kodierscheibenmusterzyklus. 5000 θκ ist der Phasenwinkel, der mit dem Kommando- oder Bezugssignal R verbunden ist während

45

den Bruchteil des Ä-Zyklus darstellt der äquivalent zur Breite des DE-Impulses ist

Das Fehlersignal E vom Ausgang des Filterverstärkers 332 dient als Eingang für die Steuerschleifenkompensationsschaltung 352 und für den Leistungsverstärker 350. Der Motor 12 ist in der Rückführungsschleife des Leistungsverstärkers in einer Weise angeschlossen, daß sich ein nahezu konstanter Antriebsstrom für den Motor ergibt In guter Näherung kann angenommen werden, daß der Motorstrom gleich ist der Spannung V4 am Verstärkerausgang, geteilt durch den effektiven Widerstand A4. Der Motorstrom /steht in Beziehung zu E gemäß der folgenden Gleichung:

60

65

In diesen Ausdrücken bedeutet ]jj- den proportionalen Verstärkungsfaktor, und RpC ist ungefähr der Ge-

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Elektrischer Motor-Steuerschaltkreis für den Vergleich eines phasenveränderlichsn Eingangssignales von einer ersten Signalleitung mit einem vorgebbaren Referenz-Frequenzsignal von einer zweiten Signalleitung und zur Erzeugung eines Ausgangs-Gleichstromsignales zur Motorsteuerung mit einer Größe, die dem Betrag der Phasendifferenz zwischen Eingangssignal und Referenzsignal proportional ist, und mit einer Polarität, die durch das Vorzeichen der Phasendifferenz zwischen beiden Signalen vorgegeben ist, mit einem Phasenvergleichsschaltkreis, der einen ersten und einen zweiten Eingangskanal aufweist, denen die Eingangssignale zugeführt werden, und der einen ersten und zweiten Ausgangskcnal sowie Flip-Fiops und Logikgatter umfassende Schaltungsmittel zur Erzeugung von Gleichstromimpulsen veränderlicher Breite entsprechend der Phasendifferenz aufweist, wobei die Impulse veränderlicher Breite durch diese Schaltungsmittel bei einer Polarität der Phasendifferenz auf dem ersten Ausgangskanal und bei der anderen Polarität der Phasendifferenz auf dem zweiten Ausgangskanal ausgegeben werden und mit einen den Motor steuernden Schaltungsknoten, gekennzeichnet durch:

einen Datsnselektor (196) zwischen den ersten und zweiten Eingangssignalleitungen (PV, R) und den ersten und zweiten Eingangskanälen (198,200), in dem die ersten und zweiten Eingangssignalleitungen (PV, R) in Abhängigkeit von dem Potential des ersten Eingangssignals (PV) vertauschbar sind; und
dem Phasenvergleichsschaltkreis (44), bestehend aus einem Impulsformerschaltkreis (244—256) in dem zweiten Eingangskanal (200), einem NAND-Gatter (274), dem das Ausgangssignal des Impulsformerschaltkreises und das Signal des ersten Eingangskanales (198) zugeführt werden, einem Phaseninverter (260), dem das Signal des ersten Eingangskanales (198) zugeführt wird, einem NAND-Gatter (262), dem die Ausgangssignale des Phaseninverters und des Impulsformerschaltkreises zugeführt werden, einem ersten aus kreuzgekoppelten NAND-Gattern (264,268) bestehenden Flip-Flop, dem die Ausgangssignale des Phaseninverters (260) und des NAND-Gatters (262) zugeführt werden, einem zweiten aus kreuzgekoppelten NAND-Gattern (270,272) bestehenden Flip-Flop, dem die Ausgangssignale der NAND-Gatter (262, 274) zugeführt werden, einem dritten aus kreuzgekoppelten NAND-Gattern (276, 278) bestehenden Flip-Flop, dem die Ausgangssignale des NAND-Gatters (274) und des ersten Eingangskanales (198) zugeführt werden, einem NAND-Gatter (266), dem die Ausgangssignale des Phaseninverters (260) und des ersten und zweiten Fiip-Flops (264, 268; 270, 272) zugeführt werden, einem Phaseninverter (280) und einem Verstärker (282, 286) zwischen dem Ausgang des NAND-Gatters (266) und dem ersten Ausgangskanal (U, 284), und einem Verstärker (288, 290) zwischen dem Ausgang des dritten Flip-Flops (276,278) und dem zweiten Ausgangskanal (D, 292); und
Schaltelementen (304; 306, 308), die an die ersten und zweiten Ausgangskanäle (284, 292) des Phasenvergleichsschaltkreises (44) angeschlossen sind und die positive bzw. negative Gleichstromimpulse an

den Schaltungsknoten (302) in Abhängigkeit von den Stromimpulsen variabler Breite auf dem ersten oder dem zweiten Ausgangskanal (284,292) liefern.

2. Steuerschaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungselemente (304; 306, 308) aus einem bzw. zwei hintereinandergeschalt-?- ten Transistoren bestehen, wobei der eine Transistor (304) an eine positive Spannungsquelle (+5 V) und die beiden hintereinandergeschalteten Transistoren (306,308) an eine negative Spannungsquelle (—5 V) angeschlossen sind.

3. Steuerschaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden hintereinandergeschalteten Transistoren (306, 308) einen Verstärkungstransistor (306) und einen nachgeschalteten Polaritätsumkehr-Verstärker (308) umfassen.