DE3328017A1 - Datenprobenfilter mit interner dezimierung - Google Patents

Description

üS-Ser.No. 405,172

AT: 4. August 1982 RCA 77532/Dr.v.B/Ro.

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.) 15

Datenprobenfilter mit interner Dezimierung

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Datenprobenfilter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 . In.sbesondere betrifft die Erfindung ein Filter, das gefilterte Ausgangsproben mit einer Rate oder Frequenz liefert, die kleiner als die Eingangssignalprobenrate oder -frequenz ist.

Bei der digitalen Verarbeitung von Fernsehsignalen ist es häufig erforderlich, das Farbart- oder Chrominanzsignal und das Leuchtdichte- oder Luminanzsignal eines Farbfernsehsignalgemisches voneinander zu trennen, um diese beiden Signale getrennt verarbeiten zu können. Die Trennung erfolgt gewöhnlich durch Kammfilterung des Signalgemisches. Im digitalen Bereich ist es vorteilhaft, das Signal dadurch zu filtern, daß man den Teil des Frequenzspektrums des Videosignalgemisches, der den Chrominanz- oder Farbartsignalanteil enthält, .selektiv kammzufiltern, um ein kammgefiltertes oder "gekämmtes" Farbartsignal zu erzeugen und dann das kammgefilterte

Farbartsignal vom ursprünglichen Signalgemisch abzuziehen, um ein kammgefiltertes Leuchtdichtesignal zu . erzeugen.

Die Farbartkomponente des Signalgemisches wird durch digitale Bandfilterung des Signalgemisches in einem phasenlinearen Filter mit begrenzter Impulsansprache (finite impulse response filter = FIR-Filter) erhalten. Die Abtastrate eines digitalen Fernsehsignalgemisches muß mindestens das Dreifache der Farbträgerfrequenz f betragen, um dem Nyquist'sehen Abtastkriterium zu genügen. Es wurde jedoch festgestellt, daß es bei Systemen der hier interessierenden Art zweckmäßiger ist, eine Abtastrate gleich dem Vierfachen der Farbträgerfrequenz zu verwenden, also beim NTSC-System eine Abtastrate von 14,3181818 MHz. Für den mit der Konstruktion von digitalen FIR-Filtern befaßten Fachmann ist es klar, daß eine Abtastrate von 14,3181818 MHz bei mit Realzeitverarbeitung arbeitenden digitalen FIR-Filtern schwere konstruktive Beschränkungen zur Folge hat.

Die besondere Natur des Videosignalgemisches erlaubt jedoch eine Filterung des Farbartsignals mit einer kleineren Rate als für das Videosignalgemisch. Das Farbvideosignalgemisch ist die Summe eines breitbandigen Leuchtdichtesignales und eines schmälerbandigen, mit einem I- sowie einem Q-Farbsignal quadraturmodulierten Farbträgers.

Wenn das Videosignalgemisch durch eine 4f -Abtastschaltung an aufeinanderfolgenden Abtastpunkten, die eine Phasenlage von 57°, 147°, 237° und 327° bezüglich des Farbsynchronsignales haben, abgetastet und digitalisiert wird, entspricht die Probenfolge Signalen,

ι die sich auf +1, +Q/ -I und -Q beziehen. Die Proben -I und -Q enthalten praktisch keine Farbartinformation, die über die hinausgeht, welche schon von den Proben +1 und +Q geliefert worden ist und brauchen daher im allcjomeinen nicht verwendet zu werden. Um die Farbartinformation aus einem digitalen Videosignalgemisch mit Signal proben, die mit der Rate 4f auftreten, zu gewinnen,

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braucht das Filter also nur gefilterte (+I)- und (+Q)-Signalproben zu liefern. Dadurch verringert sich die Anzahl der durch das Filter durchzuführenden Rechenoperationen erheblich. Ein vollständiges gefiltertes Signal mit +1, +Q, -I und -Q kann man gewünschtenfalls dann dadurch wieder erhalten, daß man aufeinanderfolgende gefilterte (+1)-Proben und aufeinanderfolgende (+Q)-Proben interpoliert, negiert und die interpolierten Proben mit den gefilterten Proben in der geeigneten Reihenfolge einer Zeitmultiplexverarbeitung unterwirft.

Durch die vorliegende Erfindung wird ein Datenprobenfilter geschaffen, das gefilterte Signalproben mit einer Rate liefert, die kleiner als die Rate ist, mit der dem Filter Eingangsproben zugeführt werden. Ein solches Filter enthält ein Schieberegister, dem die Eingangsproben zuführbar sind, ferner Signalmultiplizierer zum Wichten der ihnen zugeführten Signalproben, und ein Summiernetzwerk zum Summieren der Ausgangssignale der Multiplizierer und zum Erzeugen der Ausgangsproben des Filters. Das Filter enthält ferner Sätze von Speicherelementen, die zwischen das Schieberegister und die Multiplizierer gekoppelt sind und durch Taktsignale, deren Frequenz niedriger als die Eingangsprobenfrequenz ist, gesteuert werden, und Multiplexer zum Koppeln der jeweiligen Speicherelemente mit den Multiplizierern.

Eine Ausfuhrungsform der vorliegenden Erfindung stellt ein Datenproben-FIR-Bandfilter zum Extrahieren von Farbartsignalen aus einem Farbvideosignalgemisch dar, welches mit dem Vierfachen der Farbträgerfrequenz abgetastet ist. Das Filter enthält ein Schieberegister mit in Kaskade geschalteten Signalverzögerungsstufen, die jeweils eine Ausgangsklemme aufweisen und so getaktet sind, daß die abgetasteten Signale mit der Rate 4f durch das Register geschoben werden. Den jeweiligen Registerausgangsklemmen und der Registersignaleingangsklemme sind jeweils ein Paar aus einer ersten und einer zweiten Signalspeichervorrichtung zugeordnet. Das erste Signalspeicherelement jedes Paares wird mit der Rate f zeitlich so getaktet, daß es Proben von den entsprechenden Registerausgangsklemmen aufnimmt, wenn eine Probe +1 an der Registereingangsklemme vorhanden ist. Das zweite Speicherelement jedes Paares wird in entsprechender Weise mit der Rate f jedoch zeitlich derart ge-

SO

taktet, daß es Proben von den Registerausgangsklemmen 0 aufnimmt, wenn eine Probe +Q an der Registereingangsklemme vorhanden ist. Jedem Paar von Speicherelementen ist ein Koeffizientenmultiplizierer zugeordnet und jeder Multiplizierer verarbeitet alternierend die Signalproben im ersten und zweiten Speicherelement mit der Rate 2f , wobei nacheinander gewichtete Signalproben von se

den ersten Speicherelementen und dann gewichtete Signalproben von den zweiten Speicherelementen erzeugt werden. Ein Addierbaum erhält die gewichteten Proben von den jeweiligen Koeffizientenmultiplizierer und erzeugt eine gefilterte Folge von Ausgangsproben +1 ', +Q_n'/ +1 ,', +Q_n+1' ... mit der Rate 2f_SCJ.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. 35

-δ-Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Teiles einer digitalen Fernsehsignalverarbeitungsschaltung, die ein Bandpaßfilter enthält, welches gemäß der Erfindung ausgebildet sein kann;

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Bandpaßfilters gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Interpolators, der dazu dienen kann, aus dem Ausgangssignal des Filters gemäß Fig. 2 ein Signal zu erzeugen, das die volle Eingangsprobenrate aufweist;

Fig. 4 ein Diagramm, das den zeitlichen Verlauf von Taktsignalen zeigt, die an verschiedenen Punkten der Schaltungen gemäß Fig. 2 und 3 zugeführt werden, und

Fig. 5 ein Blockschaltbild und Verknüpfungsglied-Schaltbilder von Schaltungen zum Erzeugen der Taktsignale für die Schaltungen gemäß Fig. 2 und 3.

Fig. 1 zeigt einen Teil einer SignalvcrarboitungsschaJ-tung eines Fernsehempfängers, die für eine digitale Verarbeitung von Videosignalen bestimmt ist. Genauer gesagt stellt die dargestellte Schaltung eine Kammfilteranordnung dar, die zum Trennen eines Farbartsignalanteiles und eines Leuchbdichtcsicjnulantciles eines Videosignalgemisches dient und ein Bandpaßfilter 12 enthält, das gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist.

In Fig. 1 bedeutet ein dünner Pfeil einen Signalweg für einzelne Signale und ein breiter Pfeil einen Datenweg

für digitale Proben, die aus mehreren Bits bestehen.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 wird ein analoges Videosignalgemisch dem Eingang eines Analog/ Digital-Konverters 10 (A/D-Konverter) zugeführt. Der A/D-Konverter tastet oder greift das analoge Videosignal unter Steuerung durch ein Abtastsignal (4f ) ab und erzeugt digitale Videoproben mit der Abtastsignalfrequenz. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 ist die Abtastsignalfrequenz 4f gleich dem Vierfachen der Farbträgerfrequenz f . Beim NTSC-Farbfernsehsystem ist die Farbträgerfrequenz f gleich 3,579545 MHz und die Abtastfrequenz 4f ist dementsprechend 14,31818 MHz.

Die digitalen Proben, die der A/D-Konverter 10 mit der Rate 4f erzeugt, werden den Eingängen einer Verzöge-

DU

rungsstufe 14 und eines digitalen Bandpaßfilters 12 zugeführt. Das Durchlaßband des Bandpaßfilters 12 enthält die Farbartsignalfrequenzen, die um die Farbträgerfrequenz f verteilt sind, die beim NTSC-System 3,58 MHz beträgt. Die Verzögerung durch die Verzögerungsstufe dient zur Kompensation der Verzögerungen, die die Signale zwischen dem Eingang des Bandpaßfilters 12 und dem Ausgang eines Interpolators 16 erfahren.

Das Bandpaßfilter 12 erzeugt gefilterte Ausgangssignale mit einer Taktrate, die kleiner als die der Eingangssignale des Filters ist. Dies kann dadurch erreicht werden, daß man nur bestimmte Proben der verfügbaren Proben verarbeitet, ein Verfahren das als Unterabtastung bekannt ist. Im vorliegenden Falle findet beispielsweise eine Unterabtastung der durch das Filter erzeugten Ausgangesignalo statt. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 erzeugt das Bandpaß filt.or 12 Ausgang^s iqnalo mit der Rate 2f , die gleich der Hälfte der Rate der

3328017 -ιοί dem Filter zugeführten Eingangssignale ist. Die Rate 2f der gefilterten Signale genügt der Nyquist'sehen Abtastbedingung für die Bandbreite der informationstragonden gefilterten Chrominanz- oder Farbartsignale. 5

Die gefilterten Signale der Rate 2f werden einem Kammfilter 20 zugeführt. Das Kammfilter 20 enthält eine 1-H-Verzögerungsleitung 22, die ebenfalls mit der Signalrate 2f getaktet wird, und einen Subtrahierer 24. Die gefilterten Signale, die die 1-H-Verzögerungsleitung durchlaufen haben, werden dem einen Eingang des Subtrahierers 24 zugeführt und die unverzögerten gefilterten Signale werden dem zweiten Eingang des Subtrahierers zugeführt. Der Subtrahierer 24 wird daher kammgefilterte Farbartsignale mit der Taktrate 2f erzeugen. Die kammgefilterten Farbartsignale haben nun eine für die weitere Verarbeitung und Wiedergabe geeignete Form.

Die kammgefilterten Farbartsignale werden außerdem dem Eingang eines Interpolators 16 zugeführt. Der Interpolator 16 interpoliert zwei Farbartsignalproben der Rate 2f und erzeugt" Proben, die einen Wert gleich dem Mittelwert der beiden Proben der Rate 2f haben. Das Ausgangssignal des Interpolators enthält daher kammgefilterte Farbartsignalproben mit der Abtastrate 4f . Diese kammgefilterten Farbartsignale der Rate 4f werden dem einen Eingang eines Subtrahierers 18 zugeführt, dem außerdem Videosignalgemischproben der Rate 4f zugeführt werden, die die Verzögerungsstufe 14 durchlaufen haben. Der Subtrahierer 18 subtrahiert die kammgefilterten Farbartsignalproben von den Videosignalgemischproben, die die Verzögerungsstufe 14 durchlaufen haben, und liefert dementsprechend gefilterte Leuchtdichtesignalproben. Das kammgefilterte Leuchtdichtesignal steht am Ausgang des Subtrahierers für eine anschließende Leuchtdichteinformationsverarbeitung zur Verfügung.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 hat den Vorteil, daß das Kammfilter 20 mit einer Datenrate arbeitet, die niedriger als die des Videosignalgemisches vom A/D-Konverter 10 ist. Dies bedeutet, daß die eine Zeilendauer betragende Verzögerung der 1-H-Verζögerungsleitung 22 bei NTSC-Signalen durch eine Verzögerungsleitung mit 455 Stufen bewirkt werden kann und nicht eine Verzögerungsleitung mit 910 Stufen benötigt wird, wie es für eine Datenrate von 4f erforderlich wäre. Wenn bei-

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spielsweise das Kammfilter gefilterte 8-Bit-Proben verarbeitet, werden in der 1-H-Verzögerungsleitung nur 3640 Speicherplätze benötigt anstatt 7280 Plätze, die bei einem mit der Datenrate 4f arbeitenden Kammfilter

se

erforderlich sind. Das gefilterte Farbartsignal der Rate 2f wird dann durch eingefügte interpolierte Proben wieder auf die Probenrate 4f des Farbfernsehsignal-

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gemisches gebracht und dann von den Proben des Farbfernsehsignalgemisches abgezogen, um ein kammgefiltertes Leuchtdichtesignal zu erzeugen.

Das Bandpaßfilter 12 ist in Fig. 2 genauer dargestellt. In den Fig. 2 und 3 bedeuten dicke Striche Datenwege für digitale Proben aus mehreren Bits und dünne Striche bedeuten Taktsignalwege.

Es läßt sich zeigen, daß das Filter gemäß Fig. 2 mit den eingetragenen Wichtungskoeffizienten beim Takten des Registers mit 4f ein 3dB-Durchlaßband von 2,35 MHz

se

bis 4,2 MHz liefert. Die Wahl der Koeffizienten basiert auf einem Kompromiß im Hinblick auf eine leichtere Realisierbarkeit der Wichtungsschaltungen mit einfachen binären Verschiebe- und Addierschaltungen.

Das Filter enthält ein achtstufiges Register 30 mit Verzögerungsstufen τ, bis Tg. Die Signale vom A/D-Konverter 10, die das Videosignalgemisch darstellen,

werden dem Eingang der ersten Stufe zugeführt. Jede Verzögerungsstufe wird durch ein 4f -Taktsignal getaktet, so daß sie eine aus mehreren Bits bestehende digitale Probe für einen Zyklus des 4f -Taktsignales speichert. Wenn die Proben beispielsweise eine Länge von 8 Bits haben, wird also jede Verzögerungsstufe 8 Informationsbits enthalten. Die Videosignalproben werden sequentiell durch das Register 30 hindurchgetaktet, d.h. im Takt hindurchgeschoben.

Der Eingang der ersten Stufe τ. und die Ausgänge der übrigen Stufen sind mit Eingängen von Datenprobenspeichern (Latch) eines Latch-Registers 40 gekoppelt. Das Register 40 enthält neun L_T~Speicher, die mit L_T1 bis L- bezeichnet sind, und neun L -Speicher, die mit L₁ bis Lg bezeichnet sind. Die L- und die L -Speicher sind den Ausgängen der Schieberegisterstufen jeweils paarweise zugeordnet, wobei die Eingänge der Speicher L₁ und L_n1 mit dem Eingang der Schieberegisterstufe T₁ gekoppelt sind, die Eingänge der Speicher L ~ und L „ mit dem Eingang der Schieberegisterstufe τ- gekoppelt sind usw.. Die L -Speicher werden durch ein Taktsignal I_,_ parallel geladen, während die L^-Speicher durch ein zweites Taktsignal Q_nT parallel geladen werden. Die Takt signale I und Q haben bei diesem Ausführungsbei-

UL CL

spiel die gleiche Frequenz f jedoch unterschiedliche Phasen.

Die in den Speichern 40 gespeicherten Videosignalproben werden den Eingängen von Wichtungsfunktionsschaltungen 60 über einen Multiplexer 50 zugeführt. Der Multiplexer 50, der in Fig. 2 als eine Anordnung von Schaltern dargestellt ist, koppelt die Ausgänge der Speicher L und L_n alternierend mit den Eingängen der Wichtungsfunktionsschaltungen 60. Der Multiplexer 50, der eine

Anordnung von Transistoren, die als neunpoliger Umschalter geschaltet sind, enthalten kann, wird durch ein Taktsignal I/Q mit der Rate 2f umgeschaltet.

Die Wichtungsfunktionsschaltungen 60 erteilen den ihnen zugeführten Signalen entsprechende Gewichte, die bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel 1/8, -7/64, -15/64, 3/64 und 5/16 betragen, wie es in der Zeichnung angegeben ist. Die WichtungsfunktionsSchaltungen können mit Schiebematrizen und Addierern aufgebaut sein, wie es an anderer Stelle beschrieben ist (US-Anmeldung Nr. 363,827 vom 31. März 1982).

Die von den Wichtungsfunktionsschaltungen 60 erzeugten gewichteten Signalproben werden einem Addiererbaum 7 0 zugeführt, der am Ausgang des letzten Addierers 7 8 des Addiererbaumes eine Summe aller gewichteter Proben liefert. Das Ausgangssignal jeder Wichtungsfunktionsschaltung mit Ausnahme der mittleren Schaltung 62 durchläuft vier Addierer im Addiererbaum bis es zum Ausgang des Addierers 78 gelangt. Das Ausgangssignal der mittleren Schaltung 62 muß nur den einen Addierer 78 durchlaufen und würde daher vor den anderen Proben, die einem bestimmten Zeitpunkt entsprechen, am Ausgang des Addierers 78 auftreten. Um die Proben von der mittleren Wichtungsschaltung mit den anderen Proben zu synchronisieren, ist daher in den Signalweg zwischen dem Ausgang der mittleren Wichtungsfunktionsschaltung 62 und dem Eingang des Addierers 78 eine Verzögerungsschaltung τ.,,, geschaltet, deren Verzögerung gleich der Verzögerung von drei Addierern des Addiererbaumes ist. Die gewichteten Proben werden daher am Ausgang des letzten Addierers 78 in der richtigen zeitlichen Relation summiert. Die am Ausgang des Addierers 7 8 auftretende Signalprobensumme wird dann in einem AusgangsspeLcher Lr gespeichert,

der gefilterte Ausgangssignale mit der Rate 2f des I/Q-Taktes liefert.

Die Arbeitsweise des in Fig. 2 dargestellten BandfiILers wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 4 erläutert, in der die Taktsignalschwingungen für den Betrieb des Filters dargestellt sind.

Fig. 4b zeigt das Taktsignal, das die Signalproben schrittweise durch das Register 30 laufen läßt. Wenn z.B. das Taktsignal 4f einen hohen Wert hat, werden

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die Proben von den jeweils vorangehenden Registerstufen in die jeweils benachbarten folgenden Stufen verschoben und bei einem niedrigen Wert des Taktsignales werden die Proben dann in den jeweiligen Stufen gehalten. Dem Register werden die Eingangsproben nacheinander mit der Frequenz des 4f -Taktes zugeführt. Die aufeinanderfolgenden Eingangssignalproben werden jeweils in acht Zyklen des 4f -Taktes von Stufe T₁ bis Stufe T₀ getaktet oder verschoben,
ο

Die Proben des Videosignalgemisches treten in der Reihenfolge I., Q., -I₁/ "Q₁/ ^τ ₂' ··· usw. auf. Nach acht Zyklen des 4f -Taktes sind in den Stufen T₁ bis 5 . ^es Registers 30 offensichtlich die Signalproben -Q₉/ -!·>/ Qo ζ I₉/ -Q₁ / "I₁/ Q₁ bzw. I₁ gespeichert und einen Zyklus später enthalten diese Stufen die Proben L·, -Qo' "¹O' Q?' ~^o' ""Qi ' "-"--I ' Qi ^usw· · °ie Proben im Register werden in den jeweiligen Signalspeichern L und L₀ durch die Taktsignale I_,_T bzw. Q_,_ (Fig. 4d bzw. y v_ij LL

4e) gesn*-·-' chert. Der Takt I ist zeitlich so gelegt, daß ein Taktsignal jedesmal dann auftritt, wenn sich "... Eingang des Registers eine Probe +1 befindet. In entsprechender Weise ist der Takt Q zeitlich so gelegt, daß er immer dann auftritt, wenn sich am Eingang

— 15-*

des Registers eine Probe +Q befindet. Der Takt I spei-

n ( ■ j_i

chert daher in den Signalspeichern L . bis L ~ die Probenfolge I_n, -Q_n-1, -I_n-1, Q_n-1, I_n-1, -Q_n_₂, -I_n-2,

Q „ bzw. I „ und der Takt Q__T speichert in den zugen~ £ n—c. cu

hörigen Signalspeichern die Probenfolge Q , I , ~Q_n_-i ι "I_n-V Q_n-I' Vr -^Qn-2' -V2 ^{Und Q}n-2· ^{Die in den} Signalspeichern L_T gespeicherten Proben werden durch den in Fig. 4f dargestellten I/Q-Takt einen halben Zyklus des 4f -Taktes nach dem I„_T-Taktimpuls gleichzeitig den Koeffizientenmultiplizierern 60 zugeführt. Anschließend erzeugt der Addiererbaum 70 die durch die folgende Gleichung gegebene gefilterte Ausgangsprobe I_n':

I_n ¹ = 1/8(I_n) - 7/64(-Q_n-1) -

+ 15/16(I_n-1) + 3/64(-

15/16(-I_n-2)

Zwei Zyklen des 4f -Taktes später werden Inhalte der Signalspeicher L durch den I/Q-Takt den Multiplizierern 60 zugeführt, um die gefilterte Probe Q ' zu erzeugen.

Es ist ersichtlich, daß das Filter wegen der Phasenlagen der Taktsignale I_ und Q keine gefilterten Ausgangsproben -I oder -Q liefert. Der I/Q-Takt, der mit der Rate 2f pulst, bestimmt die Ausgangsproben-

rate 2f des Filters. Es wird also nur die Hälfte der se

Eingangsproben gefiltert und zwar bei den in Fig. 4 dargestellten zeitlichen Verhältnissen die Proben +1 und +Q während das Filtern der Probeen -I und -Q entfällt. Da jedoch die gefilterten Proben +1 und +Q mit der Rate 2f auftreten, enthalten sie genügend Information für eine Rekonstruktion des ursprünglichen Farbartsignals und es geht praktisch keine Information

dadurch verloren, daß man die Proben -I und -Q nicht filtert.

Man kann für die Filterung irgendeine Kombination von zwei der vier Signalproben ±1 und ±Q wählen, indem man einfach die Phasenlage der Taktsignale I und Q ändert. Wenn beispielsweise die Taktsignale l_nT und Q

CJLj CJ-i

jeweils zeitlich um zwei Zyklen des 4f -Taktes verschoben wären, würden die Proben -I und -Q gefiltert.

Das Farbart-Bandpaß-FIR-Filter gemäß Fig. 2 verringert dadurch, daß nur zwei von jeweils vier aufeinanderfolgenden Signalproben gefiltert werden, die zeit- bzw. frequenzmäßigen Anforderungen an die Koeffizientenmultiplizierer 60 und Addierschaltungen 70. Ein Farbartsignal-Datenproben-Bandfilter zum Filtern von Eingangssignalen, die mit einer Probenrate von 4f auftreten,

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läßt sich daher leichter in Form einer integrierten Schaltung realisieren.
20

Wenn man ein gefiltertes Farbartsignal mit der Probenrate 4f haben"möchte, das die Probenfolge I, Q, -I

SO

und -Q enthält, können die Ausgangssignalproben von der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 einem Interpolator zugeführt werden, um interpolierte Proben -I und -Q zu erzeugen, die dann durch Zeitmultiplex mit den Proben +1 und +Q verschachtelt werden. Ein solcher Interpolator ist beispielsweise in Fig. 3 dargestellt.

Der Interpolator gemäß Fig. 3 arbeitet entsprechend den folgenden Gleichungen:

_T -^{( I}1 ^{+ 1}Q) _n -^{( Q}1 ^{+ Q}0>

¹I 2 ' ^U1 2

-πι dabei sind I₁ und CL die gefilterten Farbartsignalproben und I_n und Q_n die gefilterten Farbartsignalproben, die den Proben I₁ und Q₁ vorangehen. Durch einen Multiplexer wird dann eine kombinierte Farbart-Datenfolge der Form I₁, Q₁, -I₁, -Q₁ mit der Rate 4f erzeugt.

I' I I SO

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 ist der Ausgang des Bandfilter-Signalspeichers Lv mit zwei hintereinandergeschalteten Verzögerungsstufen 80 und 81 gekoppelt, die durch das I/Q-Taktsignal getaktet werden, und mit einem Eingang eines Addierers 82.

Der Ausgang der zweiten Verzögerungsstufe 81 ist mit einem zweiten Eingang des Addierers 82 gekoppelt. Der Ausgang des Addierers 82 ist mit dem Eingang einer Invertierschaltung 84 gekoppelt, deren Ausgang wiederum mit dem Eingang einer Verzögerungsstufe 86 über einen zweiten Addierer 85 gekoppelt ist. Dem zweiten Eingang des Addierers 85 ist eine "1" zugeführt, so daß der Addierer 85 als Inkrementierer arbeitet. Die Stufe 86 wird ebenfalls durch das I/Q-Taktsignal getaktet. Der Ausgang der Verzögerungsstufe 86 ist mit dem Eingang eines UND-Gliedes 96 gekoppelt, während der Ausgang des Bandfilter-Signalspeichers Lr mit dem Eingang eines UND-Gliedes 98 gekoppelt ist. Die zweiten Eingänge der UND-Glieder 96 und 98 erhalten entsprechende phasenverschobene Taktsignale f und f . Die Ausgänge der UND-Glieder 96 und 98 sind mit den Eingängen eines ODER-Gliedes 90 gekoppelt, um einen Multiplexer zu bilden, der ein gefiltertes Farbartsignal mit der Rate 4f erzeugt. Der Ausgang des ODER-Gliedes 90 ist mit dem Dateneingang eines Flipflops 100 vom D-Typ gekoppelt, dessen Takteingang das Taktsignal 4f zugeführt ist.

S C

Der Interpolator erzeugt interpolierte Werte -I und -Q, indem er im Addierer 82 +1- und +Q-Proben zu voran-

gehenden +1- bzw. +Q-Proben hinzuaddiert. Wenn beispielsweise dem einen Eingang des Addierers 82 die Probe I₁ vom Signalspeicher Lr zugeführt wird, enthält die Stufe 80 die vorangehende Probe Q_„ und die vorangehende Probe I~ wird in der Stufe 81 gehalten und dem zweiten Eingang des Addierers 82 zugeführt. Beim nächsten I/Q-Taktzyklus werden die Proben Q₁ und Q_Q dem Addierer 82 zugeführt. Der Addierer 82 erzeugt also aufeinanderfolgende Proben der Form I⁺I _■, und Q +Q _.. . Diese Summenproben haben die gleiche Bitlänge wie die Eingangssignale des Addierers , da das Ausgangsbit der niedrigsten Stelle vom Addierer unterdrückt wird. Wenn also die Eingangssignale des Addierers acht Bits lang sind, liefert der Addierer neun Ausgangsbits. Die Bits der acht höchsten Stellen werden als Ausgangsprobe verwendet. Hierdurch wird gleichzeitig eine Division der Summe durch Zwei bewirkt. Die Bits des Addiererausgangssignales werden dann durch die Invertiererschaltung 84 invertiert oder ins 1-Komplement verwandelt. Der Addierer 85 addiert dann Eins zu der invertierten Summe was zusammen mit der vorangehenden Inversion die Bildung eines 2-Komplements oder eine arithmetische Negierung der Proben bewirkt. Am Ausgang des Addierers 85 werden also interpolierte Proben -I und -Q entsprechend dem oben angegebenen Algorithmus erzeugt. Diese Proben werden dann nacheinander in die Verzögerungsstufe 86 getaktet, die eine Folge von interpolierten Proben liefert, wie sie in Fig. 3 in dem gestrichelten Kasten dargestellt sind.

Die interpolierten Proben -I und -Q und die Ausgangsproben des Filters werden dann durch die UND-Glieder 96 und 98 sowie das ODER-Glied 90 mit der Rate 4f

se

gemultiplext. Gemäß dem Kasten 300 in Fig. 3 werden im Zeitpunkt t. die Proben I. durch den Takt f dem ODER-Glied 90 über das UND-Glied 98 zugeführt. Im

Zeitpunkt t₉ speichert das Taktsignal Tf die Probe I₁ im D-Flipflop 100. Im Zeitpunkt t_ wird die Probe Q₁ im Signalspeicher Lr gespeichert und dem ODER-Glied 90 über das UND-Glied 98 zugeführt, welches durch den Takt f aufgetaktet ist. Im Zeitpunkt t. wird diese Probe durch den Takt 4f im Flipflop 100 gespeichert. Im Zeitpunkt t~ wird das UND-Glied 96 durch den Takt f aufgetastet und das UND-Glied 98 gesperrt. Die Probe -I., die sich derzeit in der Stufe 86 befindet, wird dem ODER-Glied 90 über das UND-Glied 96 zugeführt Im Zeitpunkt t_g wird die Probe -I. im Flipflop 100 gespeichert. Im Zeitpunkt t₇ wird die Probe -Q₁ in der Stufe 86 gespeichert und über das UND-Glied 96 dem ODER-Glied 90 zugeführt und im Zeitpunkt t_g durch den Takt Tf im Flipflop 100 gespeichert. Die Schaltungs-

S O

anordnung gemäß Fig. 3 erzeugt auf diese Weise eine gefilterte Datenprobenfolge I, Q, -I, -Q, ... mit der Rate 4f

se

Die Taktsignale, die für die Ausführungsformen gemäß Fig. 1 bis 3 benötigt werden, können durch die in Fig. 5 dargestellten Taktschaltungen erzeugt werden. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5 wird das analoge Videosignalgemisch einem Burst- oder Farbsynchronisiersignal-Tor 110 zugeführt, das das Farbsynchronisiersignal zu einer phasenverriegelten Schleife 112 durchschleust. Die phasenverriegelte Schleife 112 liefert ein Signal f der Farbträgerfrequenz, das mit dem Farbsynchronisiersignal in der Phase verriegelt ist. Eine Signalschwingung f ist in Fig. 4a darge-

SO

stellt. Für eine I, Q-Abtastung wird dem Signal f am Ausgang der phasenverriegelten Schleife 112 eine Verzögerung entsprechend 57° erteilt, d.h. daß dann die in positiver Richtung verlaufenden Flanken der f -Schwingung gemäß Fig. 4a den Spitzen des Färb-

SC

synchronisiersignals um 57° (eines Farbsynchronisiersignalzyklus) nacheilen.

Das Signal f wird einem Invertierer 114 zugeführt, an dessen Ausgang ein komplementäres Signal f zur Verfügung steht. Das Signal f wird ferner einem Phasen-

SO

detektor oder Phasenvergleicher 121 einer zweiten phasenverriegelten Schleife 120 zugeführt. Der Phasendetektor 121 erzeugt ein Steuersignal für die Steuerung der Phase und Frequenz eines Oszillators 122, der ein 4f -Signal mit dem Vierfachen der Farbträgerfrequenz erzeugt, wie in Fig. 4b dargestellt ist. Das 4f -Signal

S O

wird einer Teilerschaltung 124 mit dem Teilungsfaktor Zwei, und einem Invertierer 123 zugeführt, welch letzterer ein komplementäres Signal 4f erzeugt. Die Teilerschaltung 123 erzeugt ein Signal 2f der zweifachen

S O

Farbträgerfrequenz, wie es in Fig. 4c dargestellt ist. Das 2f -Signal wird durch einen Invertierer 126 invertiert, um ein komplementäres 2f -Signal zu erzeugen.

S O

Das 2f -Signal wird ferner dem Eingang einer zweiten se

Teilerschaltung 125 mit dem Teilungsfaktor Zwei zugeführt, die ein Signal der Rate f für den Phasen-

sc

detektor 121 liefert. Die Signale f , 4f und 2f

scsc se

sowie ihre Komplemente werden also im wesentlichen phasensynchron gehalten.

Die Signale f , 2f und 4f werden den Eingängen

SO SO SO

eines UND-Gliedes 130 zugeführt, um Ausgangsimpulse für das Signal I_CL zu erzeugen, das in Fig. 4d dargestellt ist. In entsprechender Weise werden die Signale

f , 2f und 4f den Eingängen eines UND-Gliedes 132 so so so

zugeführt, das das in Fig. 4e dargestellte Signal Q„_T erzeugt. Die Signale 4f und 2f werden den Eingängen eines UND-Gliedes 134 zugeführt, um das I/Q-Taktsignal zu erzeugen, das in Fig. 4f dargestellt ist. Das Takt-

signal I/Q gemäß Fig, 4f hat ersichtlich die richtige Phasenausrichtung bezüglich des Signales 4f , wie es für den Betrieb des Bandfilters und des Interpolators gemäß Fig. 2 und 3 erforderlich ist, während die Taktsignale I__T und Q ersichtlich die Quadratur-Phasen-

CLj CLj

beziehung haben, die für die Unterabtastung der Proben +1 und +Q durch die Signalspeicher des Filters gemäß Fig. 2 benötigt wird.

Da die Farbträgerfrequenz f ein ungerades Vielfaches der Zeilenfrequenz (Zeilensynchronisierung) ist, haben die digitalen Proben der Information einer vorgegebenen Bildzeile die entgegengesetzte Phase wie die vertikal fluchtenden Proben der folgenden und der vorangehenden Zeile. Wenn also die erste Probe einer vorgegebenen Zeile eine +I-Probe ist, so ist die erste Probe der nächsten Zeile eine -I-Probe· Diese Beziehung, auf der das Prinzip der Kammfilterung beruht, erfordert, daß sich die Phasen der Taktsignale I_,_T und Q von Zeile

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zu Zeile ändern, so daß die +I-Proben und +Q-Proben in einer vorgegebenen Zeile ausgewählt und mit den vertikal fluchtenden -I- und -Q-Proben der nächsten Zeile kombiniert werden. Außerdem muß der Interpolator so betrieben werden, daß in der Erstzeile -I- und -Q-Proben interpoliert werden, um die Zwischenräume der +1- und +Q-Proben zu füllen und daß +1- und +Q-Proben interpoliert werden, um die Lücken zwischen den -I- und -Q-Proben der folgenden Zeile zu füllen. Um mit der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 bei Verwendung des Bandfilters gemäß Fig. 2 und des Interpolators gemäß Fig. 3 die gewünschte Kammfunktion zu erreichen, müssen die Taktsignale I_, und Q„_T , die in Fig. 4 dargestellt sind, von Zeile zu Zeile

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um 180° in der Phase verschoben werden und die den UND-

Gliedern 96 und 98 zugeführten Taktsignale f unf f müssen von Zeile zu Zeile komplementiert werden.

Bei der obigen Erläuterung war angenommen, daß die verarbeiteten Signale und die Verarbeitungsschaltung digital sind. Die Signalverarbeitungstechnik und -schaltungen, die oben erläutert wurden, lassen sich jedoch offensichtlich ganz allgemein auf Signalproben oder abgetastete Signale anwenden, gleichgültig ob sie eine analoge oder digitale Form haben. Wenn beispielsweise die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 für die Filterung analoger Signalproben verwendet werden soll, kann als Register 30 eine analoge, mit Ladungsübertragung arbeitende Schaltungsanordnung mit parallelen Ausgangsabgriffen verwendet werden, die Signalspeicher L_T und L können Kondensatoren zur Ladungsspeicherung sein, die Koeffizientenmultiplizierer 50 können analoge Vierquadrantenmultiplizierer sein und die Addierer können ein Widerstandsnetzwerk enthalten, das auf den Eingang eines Operationsverstärkers arbeitet, dessen Eingang ein virtuelles Massepotential darstellt. Der Signalspeicher Lr kann schließlich ein konventioneller Momentanwertspeicher (Abtast- und Halteschaltung) sein.

Ein FIR-Filter der in Fig. 2 dargestellten Art kann schließlich auch von einem Bandpaßfilter in ein Tiefpaßfilter verwandelt werden, indem man einfach die Werte der Wichtungskoeffizienten ändert.

Wenn die Wichtungskoeffizienten bezüglich der Mitte des Registers symmetrisch sind, ist der Phasengang des Filters linear. Wenn andererseits diese Koeffizienten bezüglich der Mitte nicht symmetrisch sind, wird der Phasengang im allgemeinen nichtlinear sein. Das anhand des FIR-Filters gemäß Fig. 2 erläuterte Erfindungsprinzip läßt sich also offensichtlich in entsprechender Weise auf FIR-Filter mit Bandpaß- oder Tiefpaßcharakteristik und linearem oder nichtlinearem Phasengang anwenden .

Claims (7)

1. Patentansprüche

   η.u Datenprobenfilter zum Erzeugen gefilterter Signalproben mit einer Rate, die kleiner ist als die Rate,

   mit der Eingangssignalproben einem Eingang des Filters zugeführt werden, mit

   einem Schieberegister, das eine Eingangsklemme zur Zuführung der Eingangssignale, in Reihe und Kaskade geschaltete Verzögerungsstufen sowie parallele Ausgangsklemmen an den Verzögerungsstufen aufweist;

   einer Mehrzahl von Signalmultiplizieranordnungen
   (60) zum Wichten der ihnen zugeführten Eingangssignale und

   einer Anordnung zum Summieren der gewichteten Signale von den Signalmultiplizieranordnungen, wobei die

   Summen der gewichteten Signale dem Ausgangssignal des Filters entsprechen,

   gekennzeichnet durch eine ganze Anzahl R von Sätzen von Speicherelementen (40) zum Speichern von Signalproben, von denen jeder Satz eine Mehrzahl von Speicherelementen (L , L) enthält und jeder Satz auf entsprechende Taktsignale (!,,,., CL, ) anspricht, um gleichzeitig Signale von den Register ausgangsklemmen auf entsprechende der Mehrzahl von Speicherelementen in einem speziellen Satz zu koppeln, wobei die jeweiligen Taktsignale zeitlich gegeneinander versetzt sind und eine Rate (f ) aufweisen, die kleiner

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   als die Eingangssignalabtastrate (4f ) ist und eine Multiplexanordnung (50), welche durch ein weiteres Taktsignal (I/Q-Takt) gesteuert ist, das mit einer Rate (2f ) auftritt, die kleiner als die Eingangsabtastrate

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   (4f ) ist, um gleichzeitig Signale von entsprechenden Speicherelementen in einem speziellen Satz auf entsprechende der Mehrzahl von Signalmultiplizieranordnungen (60) zu koppeln.
2. 2.) Datenprobenfilter nach Anspruch 1, bei welchem das Eingangssignal des Filters ein mit dem Vierfachen der Farbträgerfrequenz abgetastetes Videosignalgemisch mit Proben ist, die in einer Signalfolge entsprechend (+I)-, (+Q)-/ (-I)- und (-Q)-Proben auftreten, dadurch gekennzeichnet , daß die Anzahl R der Sätze von Speicherelementen (40) gleich 2 ist; daß ein erster Satz (L_x) hiervon durch ein Taktsignal (I„_r) gesteuert ist, das in der Phase den der Registereingangsklemme zugeordneten Proben +1 zugeordnet ist, während der andere Satz (L ) durch ein Taktsignal (Q__T) gesteuert ist, das in der Phase auf die der Registereingangsklemme zugeordneten Proben +Q bezogen ist.
3. 3.) Datenprobenfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Ausgangsproben des Filters in einer Folge +1 , +Q , +1 ₁ usw. mit einer Rate auftreten, die das Zweifache der Farbträgerfrequenz (2f ) ist, wobei der Index η ganzzahlig ist.
4. 4.) Datenprobenfilter nach Anspruch 1 , gekennzeichnet durch ein Speicherelement, auf das das Signal von der Registereingangsklemme gekoppelt ist.
5. 5.) Datenprobenfilter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß das Register (30) acht Verzögerungsstufen enthält, die jeweils eine Ausgangsklemme aufweisen, und daß die Anzahl der Multiplizieranordnungen (60) gleich 9 ist.
6. 6.) Datenprobenfilter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß die Koeffizienten, mit denen die jeweiligen Multiplizieranordnungen (60) die Signalproben wichten, bezüglich des Mittelpunktes des Registers symmetrisch sind.
7. 7.) Datenprobenfilter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizienten, mit denen die jeweiligen Multiplizieranordnungen (60) die jeweiligen Datenproben wichten, in Reihenfolge von der Registereingangsklemme zur Ausgangsklemme der letzten Stufe gleich 1/8, -7/64, -15/64, 3/64, 5/16, 3/64, -15/64, -7/64 und 1/8 sind.