DE68927304T2 - Abtastfrequenz-Konverter - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Abtastfrequenzkonverter zur Konvertierung eines digitalen Signals mit einer ersten Abtastfrequenz in ein digitales Signal mit einer zweiten Abtastfrequenz, insbesondere auf einen Abtastfrequenzkonverter, der geeignet ist, die Abtastrate oder dergleichen eines digitalen Farbvideosignals zu konvertieren.
• Hinsichtlich der Formate von digitalen Farbvideosignalen ist ein 4:2:2 Format bekannt, welches auch als D-1 Format bezeichnet wird und welches ein digitales Komponentensignal verwendet, wo ein Luminanzsignal Y eine Abtastfrequenz f&sub1; von 13,5 MHz hat, während jedes der Farbdifferenzsignale R-Y und B-Y eine Abtastfrequenz von 6,75 MHz hat, die gleich der halben Frequenz f&sub1; ist. In Gegensatz dazu wird eine Abtastfrequenz f&sub2; in dem Fall, wo unmittelbar ein zusammengesetztes Farbsignal des NTSC-Formats digitalisiert wird, auf ein ganzzahliges Vielfaches einer Farbunterträgerfrequenz fsc eingestellt, beispielsweise auf 4fsc (= 14,318 MHz). Wenn man daher eine Signalkonvertierung zwischen diesen durchführt, ist es notwendig, eine Abtastfrequenzkonvertierung (Abtastrate) in bezug auf die beiden Frequenzen f&sub1; und f&sub2; durchzuführen.
• Das R-Y und B-Y Signal des 4:2:2 Formats wird durch Abtasten mit einer Frequenz f&sub1;/2 erhalten; dagegen wird das zusammengesetzte Signal des NTSC-Formats durch Überlagerung des Trägerfarbsignals auf dem Y (Luminanz)-Signal erhalten, welches durch eine Quadratur-Zweiphasen-Modulation des Farbunterträgers mit dem I- und Q-Signal erzeugt wird. Wenn daher das Signal, welches durch Abtasten dieses zusammengesetzten Signals mit der Frequenz f&sub2; ( =4fsc) erzeugt wird, farbdecodiert wird, werden die I- und Q-Signaldaten abwechselnd in der Periode 1/f&sub2; (pro 90º des Farbunterträgers) erhalten, was später beschrieben wird. Das heißt, daß die decodierten Signale I und Q so sind, daß deren Abtastfrequenz gleich f&sub2;/2 (= 2fsc) ist und daß ein Offset entsprechend 1/f&sub2; = 1/4fsc (90º Phase des Farbunterträgers) zwischen diesen existiert. Aufgrund der Differenz zwischen den Abtastpunkten der I-Signaldaten und Q-Signaldaten wird es notwendig, bei der Berechnung des R-Y und B-Y Signals aus dem I- und Q-Signal durch Matrixoperationen eine Interpolation auszuführen, um Komponenten zu erhalten, die im Zeittakt mit dem I- und Q-Signal vor oder nach einer Konvertierung der Abtastfrequenzen zusammenfallen.
• Fig. 1 zeigt ein Beispiel eines Konvertierungsgeräts, welches zur Konvertierung eines digitalen Komponentensignals des NTSC-Formats in digitale Komponentensignale des 4:2:2- Formats (D-1-Format) bestimmt ist. Das digitale zusammengesetzte Signal nach dem NTSC-Format (Abtastfrequenz f&sub2; = 4fsc), welches an den Eingangsanschluß 101 in Fig. 1 angelegt ist, wird in ein YNT-Signal und ein CNT-Signal (wobei NT das NTSC- Format bezeichnet) durch einen digitalen Y/C-Separator getrennt. Wie in Fig. 2 gezeigt ist, ist das YNT-Signal aus einer Abtastdatenreihe zusammengesetzt, die die oben erwähnte Frequenz f&sub2; (=4fsc) hat, die einer 1/4fsc Periode entspricht. Das YNT-Signal wird zu einem Abtastfrequenzkonverter 103 (Abtastratenkonverter) geliefert und durch ihn in ein Luminanzsignal YD1 der oben erwähnten D-1 Standardabtastfrequenz f&sub1; (= 13,5 MHz) konvertiert. Dieses Luminanzsignal YD1 ist an einem Y-Ausgangsanschluß 104 abnehmbar. Das CNT-Signal, welches durch den Y/C-Separator 102 erhalten wird, wird zu einem Decodierer 107 geführt, der das digitale Signal INT und QNT abgibt. In dieser Stufe wird das I-Signal und das Q- Signal in der folgenden Weise decodiert. Das ursprüngliche analoge Farbträgersignal C im NTSC-Format wird so ausgedrückt
• C = I cos(ωsct + φ) + Q sin(ωsct + φ)
• wobei ωsc = 2 π fsc ist.
• Wenn man nun annimmt, daß die Phase (oder die Position auf der Zeitbasis) beim Abtasten mit der Frequenz f&sub2; (= 4fsc) schrittweise von 0 mit einem gleichen Winkel von π/2 (= 90º) bsp. 0, π/2, π... usw. ansteigt, wird das digitale Farbträgersignal CNT bsp. I, Q, -I, -Q usw. um ein 1/4fsc selbst geändert. Daher wird im Decodierer 107 die Datenreihe des Eingangsfarbsignals CNT in I und Q um 1/4fsc getrennt (mit der Periode 1/2fsc), während sie sequentiell um ±1 multipliziert wird, so daß Signale INT und QNT erhalten werden, wie in Fig. 2 gezeigt ist. Ein jedes dieser Signale INT und QNT besitzt die gleiche Abtastfrequenz 2fsc, und die Zeitdifferenz (Offset) zwischen den Daten dieser Signale ist gleich 1/4fsc. Da es unmöglich ist, eine Matrixberechnung zur Erzielung von R-Y, B-Y usw. durch die Verwendung der I und Q-Signaldaten mit unterschiedlichen Abtastpunkten durchzuführen, werden die Daten in den Abtastpunkten (bezeichnet durch X auf den Signalen INT und QNT in Fig. 2) der anderen Signale mittels der Interpolatoren 108 und 109 interpoliert, um Signale If2 und Qf2 (siehe Fig. 2), die die gleiche Frequenz f&sub2; (=4fsc) haben, mit wechselweise gleichen Abtastpunkten in bezug auf ihre Abtastdaten interpoliert. Dann wird eine Matrixberechnung in einem Matrixrechner 110 in Abhängigkeit von diesen Signalen If2 und Qf2 ausgeführt, um nachfolgend Signale (R-Y)f2 und (B- Y)f2 zu erzeugen, die die gleiche Abtastfrequenz f&sub2; ( =4fsc) haben. Diese Signale (R-Y)f2 und (B-Y)f2 werden durch die Abtastfrequenzkonverter 111 und 112 (als S5. F. C bezeichnet) jeweils in Signale (R-Y)D1 und (B-Y)D1 mit einer abwechselnden gleichen Abtastfrequenz f&sub1;/2 konvertiert, wie in Fig. 2 gezeigt ist, und dann von den Ausgangsanschlüssen 113 und 114 entsprechend abgenommen.
• Fig. 3 zeigt ein Beispiel einer Formatkonvertierungsschaltung, welche einen umgekehrten Betrieb in bezug auf den oben erwähnten durchführt, um ein Signal des D-1-Formats (4:2:2 Format) in ein digitales zusammengesetztes Signal des NTSC-Formats zu konvertieren. In diesem Fall wird ein Signal YD1, welches zu einem Eingangsanschluß 121 geliefert wird, unmittelbar zu einem Abtastfrequenzkonverter 122 geliefert, wo die Frequenz f&sub1; in eine Frequenz f&sub2; konvertiert wird, so daß das Signal YD1 in ein Signal YNT abgeändert wird, welches dann zu einem Addierglied 123 geliefert wird. Die Farbdifferenzsignale (R-Y)D1 und (B-Y)D1, welche zu den Eingangsanschlüssen 131 bzw. 132 geliefert werden, werden jeweils zu Abtastfrequenzkonvertern 133 und 134 geliefert, wo die Frequenz f&sub1;/2 in eine Frequenz f&sub2;/2 (= 2fsc) konvertiert wird, und dann werden die frequenzkonvertierten Signale zu Interpolatoren 135 bzw. 156 geliefert, so daß sie zu Signalen (R- Y)f2 und (B-Y)f2 werden, die jeweils eine Abtastfrequenz von f&sub2; (=4fsc) haben. Die Signale (R-Y)f2 und (B-Y)f2 mit der Abtastfrequenz von 4fsc werden dann zu einem Matrixrechner 137 geliefert, wo sie zu Signalen If2 und Qf2 mit einer Abtastfre quenz f&sub2; (=4fsc) werden, welche zu einem Modulator 138 geliefert werden, wo das Signal mit der Frequenz fsc moduliert wird, um ein digitales Farbträgersignal CNT zu erzeugen. In dieser Stufe wird beispielsweise eine Modulation sequentiell durchgeführt, wobei in einer Wiederholungsperiode von 1/fsc Werte (1, 0), (0, 1), (-1, 0) und (0, -1) pro Abtastperiode 1/4fsc für den Cosinuswert und den Sinuswert im oben erwähnten analogen Farbträgersignal ersetzt werden, was so ausgedrückt wird:
• C = I cos(ωct + φ) + Q sin(ωsct + φ)
• wobei ωsc = 2 π fsc ist.
• Das Ergebnis einer solchen Modulation zeigt, daß die I-Signaldaten und Q-Signaldaten abwechselnd pro Abtastperiode von 1/4fsc auftreten. Das digitale Farbträgersignal CNT mit der Abtastfrequenz 4fsc, welches damit erhalten wird, wird dann zu einem Addierglied 123 geliefert und dadurch dem digitalen Luminanzsignal YNT überlagert, so daß ein digitales zusammengesetztes NTSC-Signal mit der Abtastfrequenz von 4fsc von einem Ausgangsanschluß 124 abgenommen werden kann.
• Bei dem Formatkonvertierungsgerät nach dem obigen Aufbau sind sowohl Interpolatoren als auch Abtastfrequenzkonvertoren erforderlich, so daß demzufolge Probleme derart entstehen, daß die Kennlinie in jeder Signalverarbeitungsstufe etwas verschlechtert wird und der Schaltungsaufbau kompliziert ist.
• Bei diesem Aufbau des obigen Formatkonvertierungsgeräts wird, wenn ein zusammengesetztes Signal des NTSC-Formats in Komponentensignale des 4:2:2-Formats, wie in Fig. 1 gezeigt ist, konvertiert wird, die Filterkennlinie für die Abtastfrequenzkonvertierung abwechselnd unterschiedlich, da die entsprechenden Frequenzkennlinien der Schaltungen für das Luminanzsignal YNT und das Chrominanzsignal CNT voneinander verschieden sind, wodurch eine Diskrepanz zwischen den Verzögerungen der Gruppen des Luminanzsignals und des Chrominanzsignals verursacht wird.
• Bei der Chrominanzsignalleitung, wo der Decodierer 107, die Interpolatoren 108, 109 usw. eingefügt sind, wird die Zeit, die zur Verarbeitung des Signals erforderlich ist, länger als die in der Luminanzsignalleitung, so daß eine weitere Differenz zwischen den entsprechenden Verzögerungskenrilinien der Gruppen auftritt. Der Fehler, der bei der Korrektur der Diskrepanz zwischen den Verzögerungen der Gruppen von zwei Signalen durch eine übliche Abtastverzögerungsmethode oder dergleichen verursacht wird, beträgt maximal ±T&sub1;/2 (ungefähr 37 ns), wenn die Abtastperiode auf der Seite des Ausgangssignals (4:2:2-Format) auf T&sub1; ( =1/f&sub1;, ungefähr 74 ns, da f&sub1; = 13,5 MHz) eingestellt ist. Daher kann ein leicht fehlerhafter Einfluß wie eine Farbabweichung beim Wiedergabebild auftreten. Weiter kann bei der Konvertierung des 4:2:2- Formats in das NTSC-Format, wie in Fig. 3 gezeigt ist, ein Problem entstehen, daß eine Verzögerung der Gruppe zwischen dem Luminanzsignal und dem Farbdifferenzsignal des digitalen Eingangskomponentensignals aufgrund des Einflusses von der Videosignal-Verarbeitungskennlinie und der Aufzeichnungs- und Wiedergabekennlinie auftritt. In bezug auf eine solche Diskrepanz einer Verzögerung der Gruppe kann außerdem ein leicht fehlerhafter Einfluß auf das Bild ausgeübt werden, wenn die Korrektur lediglich pro Abtastperiode durchgeführt wird, da der Fehler nicht so weit reduziert wird, wie dies notwendig wäre.
• Die US-A 4 460 S90 beschreibt einen digitalen Abtastratenkonverter, bei dem Eingangssignale digital überabgetastet und mit einer Ausgangsrate interpoliert werden. Der Oberbegriff des Patentanspruchs 1 basiert auf der Offenbarung dieses Dokuments.
• Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Abtastfrequenzkonverter bereitzustellen, der bei einem Formatkonvertierungsgerät verwendet wird, mit dem die oben erwähnten Nachteile überwunden werden, die beim Stand der Technik beobachtet werden.
• Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Abtastfrequenzkonverter bereitzustellen, der einen einfachen Aufbau besitzt, der bei einem Formatkonvertierungsgerät verwendet wird, um verschiedene digitale Farbfernsehsignale zu verarbeiten.
• Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Abtastfrequenzkonverter bereitzustellen, der einen hochgenaue Interpolationsbetrieb durchführt, der bei einem Formatkonvertierungsgerät verwendet wird, um verschiedene digitale Farbfernsehsignale zu verarbeiten.
• Verschiedene andere Aufgaben, Vorteile und Gesichtspunkte der vorliegenden Erfindung werden schnell aus der ausführlichen Beschreibung deutlich, und die neuen Gesichtspunkte sind insbesondere in den beigefügten Patentansprüchen herausgestellt.
• Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Abtastfrequenzkonverter zur Konvertierung abgetasteter Eingangsdaten aus einem Signal mit einer Eingangsabtastfrequenz in abgetastete Ausgangsdaten mit einer Ausgangsabtastfrequenz bereitgestellt, wobei der Konverter aufweist:
• eine Überabtasteinrichtung, die mit den abgetasteten Eingangsdaten beliefert wird, um die Abtastfrequenz der abgetasteten Eingangsdaten um einen Faktor n zu erhöhen, um Überabtastdaten bereitzustellen; und
• eine Ausgangsdatenextrahiereinrichtung zur periodischen Extrahierung von Daten aus den überabgetasteten Daten in Abhängigkeit von einem Zeittaktimpuls, der die Ausgangsabtastfrequenz hat;
• dadurch gekennzeichnet, daß
• der Faktor n gleich dem Verhältnis des kleinsten gemeinsamen Vielfachen der Eingangs- und Ausgangs-Abtastfrequenzen in bezug auf die Eingangsabtastfrequenz ist; und weiter aufweist
• eine Steuereinrichtung zur Steuerung der Phase des Zeittaktimpulses, um die Verzögerung der Gruppe der abgetasteten Ausgangsdaten bezüglich weiterer Abtastdaten aus diesem Signal zu steuern, die im gleichen Zeitpunkt durch einen parallelen Abtastfrequenzkonverter mit der gleichen Ausgangsabtastfrequenz laufen.
• Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, welches ein herkömmliches Formatkonvertierungsgerät zeigt, das dazu bestimmt ist, ein digitales zusammengesetztes Farbfernsehsignal in digitale Komponentenfarbfernsehsignale zu konvertieren;
• Fig. 2 ist eine graphische Darstellung, die zum Verständnis des Betriebs des herkömmlichen Formatkonvertierungsgeräts nützlich ist;
• Fig. 3 ist ein Blockdiagramm, welches ein anderes herkömmliches Formatkonvertierungsgerät zeigt, welches zur Konvertierung von digitalen Komponentenfarbfernsehsignalen in ein digitales zusammengesetztes Farbfernsehsignal bestimmt ist;
• Fig. 4 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform des Frequenzkonverters nach der vorliegenden Erfindung;
• Fig. 5 ist eine graphische Darstellung, die für das Verständnis des Betriebs der Ausführungsform, die in Fig. 4 gezeigt ist, nützlich ist;
• Fig. 6 ist eine Blockdarstellung, die ein Beispiel eines Überabtast-Filters zeigt, welches bei der Ausführungsform von Fig. 4 verwendet wird;
• Fig. 7 ist ein Zeitablaufdiagramm, welches für das Verständnis des Betriebs der Ausführungsform, die in Fig. 4 gezeigt ist, nützlich ist;
• Fig. 8 ist eine graphische Darstellung, die für das Verständnis des Betriebs des Überabtast-Filters nützlich ist;
• Fig. 9 ist eine Blockdarstellung einer anderen Ausführungsform des Frequenzkonverters nach der vorliegenden Erfindung;
• Fig. 10 ist ein Zeitablaufdiagramm, welches für das Verständnis des Betriebs einer dritten Ausführungsform der Erfindung nützlich ist; und
• Fig. 11A und 11B sind Blockdiagramme, welche einen herkömmlichen Abtastfrequenzkonverter und einen neuen Abtastfrequenzkonverter zeigen.
• Anschließend werden nun bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit Hilfe der Zeichnungen beschrieben, die einen Abtastfrequenzkonverter zeigen, der bei einem Formatkonvertierungsgerät verwendet wird, welches dazu bestimmt ist, ein digitales zusammengesetztes Signal (Abtastfrequenz f&sub2; =4fsc) nach dem oben erwähnten NTSC-Format in digitale Komponentensignale (Abtastfrequenz f&sub1; = 13,5 MHz) des D-1 Formats (4:2:2-Format) zu konvertieren.
• Fig. 4 ist eine Blockschaltung, die eine erste Ausführungsform des Abtastfrequenzkonverters nach der vorliegenden Erfindung zeigt, wo zwei Abtastfrequenzkonverter 1 und 2 parallel entsprechend den I und Q-Signalen des NTSC-Formats vorgesehen sind. Eingangsanschlüsse 3 und 4 dieser Abtastfrequenzkonverter 1 und 2 werden mit Ausgangssignalen INT und QNT des in Fig. 1 gezeigten Decodierers 107 beliefert (d.h., den Signalen, die durch I-Achsen- und Q-Achsendemodulation des Farbträgersignals CNT erhalten werden, die durch Y/C-Trennung des digitalen zusammengesetzten Signals erzeugt werden) Diese Signale INT und QNT haben die gleiche Abtastfrequenz (Datenrate) von f&sub2;/2 = 2fsc, wie oben erwähnt wurde, und die Zeitdifferenz (Offset) zwischen den Daten dieser beiden Signale beträgt 1/f&sub2; = 1/4fsc. Fig. 5 zeigt die zeitliche Beziehung zwischen den Daten (bezeichnet mit o) der Farbdifferenzsignale INT, QNT und dem getrennten Luminanzsignal YNT. Da eine Matrixberechnung zur Konvertierung der Koordinatenachsen nicht direkt ausgeführt werden kann, um die R-Y- und B-Y-Signaldaten usw. durch Verwendung der I- und Q-Signaldaten zu erhalten, die einen solchen Offset (oder Phasendifferenz) in den Abtastpunkten haben, ist es üblich, die mittleren Zeitdaten der I- und Q-Signale mittels einer Interpolation zu interpolieren, um die Signale If&sub2; und Qf&sub2; (siehe Fig. 2) einer abwechselnd gleichen Abtastfrequenz f&sub2; = 4fsc mit den gleichen Abtastpunkten zu erhalten. Bei dieser Ausführungsform wird die Konvertierung jedoch durch die Abtastfrequenzkonverter 1 und 2 in einem Modus durchgeführt, wo die Phasendifferenz (Offset) Δ im Zeitablauf des konvertierten Ausgangssignals enthalten ist, um frequenzkonvertierte Ausgangssignale (Signale ID1 und QD1 in Fig. 5) zu erzeugen, ohne eine Zeitdifferenz (Offset) dazwischen zu verursachen. Die Abtastfrequenzkonverter 1 und 2 erzeugen ein I-Signal ID1 und Q-Signal QD1, die eine Abtastfrequenz von f&sub1;/2 (= 6,75 MHz) haben und die aus Datenreihen bestehen, die in bezug auf die Abtastpunkte übereinstimmen. Diese Signale ID1 und QD1 werden einem Matrixrechner 5 zugeführt, wo eine Matrixberechnung ausgeführt wird, um die Koordinaten der I- und Q-Achsen in die der R-Y und B-Y-Achsen zu konvertieren, so daß die Signale ID1 und QD1 jeweils in Farbdifferenzsignale (R-Y)D1 und (B-Y)D1 des oben erwähnten D-1-Formats (4:2:2-Format) konvertiert werden und dann jeweils an den Ausgangsanschlüssen 7 und 8 abgenommen werden. Es ist daher nicht notwendig, zusätzliche Interpolatoren (mit 108 und 109 in Fig. 1 bezeichnet) bereitzustellen, die sich von der herkömmlichen Schaltungsanordnung unterscheiden, wodurch die erforderliche Anzahl der Signalverarbeitungsstufen vermindert wird, um damit eine Signalverschlechterung als auch den Schaltungsaufbau einhergehend mit einer Reduzierung der Herstellungskosten zu minimieren.
• Nun wird ein Beispiel des Innenaufbaus der Abtastfrequenzkonverter 1 und 2 angegeben. Da diese beiden Konverter bezüglich des Aufbaus gleich sind, wird eine Schaltung (beispielsweise Konverter 1) als Beispiel herangezogen.
• Im Abtastfrequenzkonverter 1 ist ein Zeitimpulsgenerator 11 vorgesehen, der verschiedene Zeittaktimpulse erzeugt. Das digitale Eingangssignal DIN, welches zum Eingangsanschluß 3 geliefert wird, wird dann über ein D-Flipflop 12 zu beispielsweise einem Überabtast-Filter 13 geliefert und dadurch in eine Datenreihe mit einer Frequenz fs/2 konvertiert, die zumindest ein gemeinsames Vielfaches der Abtastfrequenz f&sub1;/2 und f&sub2;/2 ist. In diesem Fall werden diese Frequenzen f&sub1;, f&sub2; und fs so festgelegt, daß die folgenden Bedingungen mit den natürlichen Primzahlen n&sub1; und n&sub2; erfüllt werden:
• n&sub1; f&sub1; = n&sub2; f&sub2; = fs oder
• n&sub1; f&sub1;/2 = n&sub2; f&sub2;/2 = fs/2
• Die Beziehung zwischen den natürlichen Zahlen n&sub1; und n&sub2; kann so ausgedrückt werden
• n&sub1; : n&sub2; = f&sub2; : f&sub1;
• Bei einem Beispiel einer Umwandlung zwischen dem D-1- Format und dem NTSC-Format mit einer 4fsc Abtastung werden die aktuellen numerischen Werte der obigen natürlichen Zahlen zu n&sub1; = 35 bzw. n&sub2; = 33. Die Daten des Signals mit der Abtastfrequenz fs/2, die vom Übertast-Filter 13 erhalten werden, werden mit der Rate der Abtastfrequenz von f&sub1;/2 durch ein Selektor-Schaltglied 14 ausgewählt und dann über ein D- Flipflop 15 ausgegeben. Bei dieser Schaltung wird die Taktfrequenz des D-Flipflops 12 auf der Eingangsseite auf f&sub2;/2 festgesetzt, und die des D-Flipflops 15 auf der Ausgangsseite wird auf f&sub1;/2 festgesetzt. Die beiden Taktsignale, d.h. das Taktsignal, welches zum Überabtast-Filter 13 geliefert wird, und das Auswahlsignal zum Selektor-Schaltglied 14 werden vom Zeittaktimpulsgenerator 11 ausgegeben.
• Das Überabtast-Filter 13 kann einen bekannten Schaltungsaufbau besitzen, wie in Fig. 6 gezeigt ist. Das Beispiel von Fig. 6 zeigt ein nicht-zyklisches oder digitales FIR-Filter, wo mehrere beispielsweise N Verzögerungselemente D, ...D (N = eine ganze Zahl, die größer als n&sub2; ist) seriell miteinander verbunden sind. Die Ausgangssignale von den Verbindungsstellen (N + 1 Punkte, einschließlich des Eingangs- und Ausgangsanschlusses der seriell geschalteten Schaltung) der Verzögerungselemente werden zu N +1 Koeffizientenmultiplizierem M, ... , M geliefert, wo die einzelnen Signale jeweils mit Koeffizienten a&sub0;, a&sub1;, ... ,aN multipliziert werden. Die resultierenden Multiplikationsausgangssignale werden zu einem Addierglied Σ geliefert, wo sie miteinander addiert werden. Jedes Verzögerungselement D, ..., D besitzt eine Verzögerungszeit Ts, die 1/fs (Abtastperiode) entspricht, die theoretisch ein reziproker Wert der oben erwähnten Abtastfrequenz fs ist. Diese wird jedoch auf 2/fs eingestellt, da die Abtastfrequenz des Eingangs- und Ausgangssignals auf 1/2 (f&sub1;/2, f&sub2;/2) eingestellt wird und die erforderliche Überabtasttaktfrequenz gleich fs/2 ist. Das Überabtastfilter 13 empfängt das Eingangssignal INT oder QNT (Abtastfrequenz f&sub2;/2) über das D-Flipflop 12 und unterwirft dieses Signal einer Überabtastung, um überabgetastete Ausgangsdaten im Zeittakt zu erzeugen, der durch OVS in Fig. 7 dargestellt ist, d.h., in jedem Abtastpunkt einer Frequenz n&sub2; f&sub2;/2 (= fs/2). Aus der Gesamtheit dieser Daten werden die Daten im Zeitpunkt der Frequenz f&sub1;/2 durch das ausgangsseitige D-Flipflop 15 (oder das Selektor-Schaltglied 14, welches in Fig. 4 gezeigt ist) extrahiert, wodurch eine Datenreihe mit der Abtastfrequenz von f&sub1;/2 erhalten werden kann. In dieser Stufe wird der Zeittakt, um die konvertierten Daten zu extrahieren, gemäß einem bestimmten Offset Δ zwischen dem I-Signal und dem Q-Signal verschoben, wodurch eine Datenreihe mit den gleichen Abtastpun ten erzeugt wird, wie durch das Signal ID1 und QD1 in Fig. 7 dargestellt ist. In anderen Worten ausgedrückt kann dieser Betrieb durch die Erzeugung von Taktimpulsen einer gemeinsamen Phase vom Zeittaktimpulsgenerator 11 in den Abtastfrequenzkonvertern 1, 2 und dann durch Steuern des Selektor Schaltglieds 14 und des D-Flipflops 15 in Abhängigkeit von diesen Taktimpulsen durchgeführt werden.
• Fig. 8 zeigt graphisch, wie der Überabtastbetrieb auf der Frequenzachse durchgeführt wird. Da die Abtastfrequenz des Eingangssignals INT oder QNT gleich f&sub2;/2 ist, wird das Frequenzspektrum so, wie dies durch eine durchgezogene Linie in Fig. 8 gezeigt ist, wobei die Spektralkomponente A des Basisbands in der Form von oberen und unteren Seitenwandkomponenten mit ihrer Mitte an der Position entsprechend einem ganzzahligen Vielfachen mit der Abtastfrequenz von f&sub2;/2 auftritt. Der Überabtastbetrieb an der n&sub2;-Faltfrequenz deutet die Extraktion der Basisbandkomponente A und der Seitenwandkomponenten an, deren Mittelpunkt an der Position ist, die einem ganzen Vielfachen der Frequenz n&sub2; fs/2 entspricht, wie durch eine gestrichelte Linie in Fig. 8 angedeutet ist. Da diese Frequenz fs/2 ebenfalls äquivalent der Frequenz n&sub1; f&sub1;/2 ist, zeigt die Extraktion der Daten in den Abtastpunkten mit der Frequenz f&sub1;/2 aus der überabgetasteten Datenreihe einen Betrieb an, um ein Signal (nicht gezeigt) zu erhalten, welches aus der Basisbandkomponente A und den oberen und un teren Seitenwandkomponenten besteht, deren Mitte in einer Position liegt, die einem ganzzahligen Vielfachen der Frequenz f&sub1;/2 entspricht.
• Die oben beschriebene Ausführungsform stellt einen beispielhaften Fall einer Anwendung des Abtastfrequenzkonverters nach der vorliegenden Erfindung auf Stufen dar, die nach dem Decodierer 107 bei dem in Fig. 1 gezeigten Aufbau liegen. Außerdem ist es möglich, die Erfindung auf ein Formatkonvertierungsgerät anzuwenden, welches dazu bestimmt ist, die digitalen Komponentensignale des D-1 (4:2:2) Formats in ein digitales zusammengesetztes Signal nach dem NTSC-Format zu konvertieren, wie in Fig. 3 gezeigt ist. Fig. 9 zeigt einen Schaltungsaufbau, mit dem die Stufen von den Eingangsanschlüssen 131 und 132 zum Codierer 138 in Fig. 3 ersetzbar sind.
• Ännlich wie bei den oben erwähnten Eingangssignalen 131 und 132 in Fig. 3 empfangen die Eingangsanschlüsse 31 und 32 in Fig. 9 die Farbdifferenzsignale des D-1-Formats, das heißt, die Signale (R-Y)D1 und (B-Y)D1, die jeweils eine Abtastfrequenz von f&sub1;/2 haben. Diese Eingangssignale werden zuerst einem Matrixrechner 33 zugeführt, wo sie entsprechend in ein I-Signal ID1 und Q-Signal QD1 mit der gleichen Frequenz f&sub1;/2 mit übereinstimmenden Abtastpunkten konvertiert werden, welche dann zu den Abtastfrequenzkonvertern 35 bzw. 36 geliefert werden. Diese Abtastfrequenzkonverter 35 und 36 führen inverse Operationen in bezug auf die Eingangs- und Ausgangssignale der oben erwähnten Abtastfrequenzkonverter 1 und 2 in Fig. 4 durch. Das heißt, in den Konvertern 35 und 36 werden zwei Datenreihen der Signale ID1 und QD1, welche eine Frequenz von f&sub1;/2 mit übereinstimmenden Antastpunkten haben, in zwei Datenreihen von Signalen INT und QNT konvertiert, die eine Frequenz von f&sub2;/2 (= fsc) mit einem bestimmten Offset, eine Verzögerungs- oder Phasendifferenz von (1/f&sub2; = 1/4fsc) zwischen den entsprechenden Abtastpunkten haben. Die Signale INT und QNT werden zu einem Farbcodierer 38 geliefert, der funktionsmäßig gleich dem oben erwähnten Farbcodierer 138 in Fig. 3 ist, wo eine Quadratur-Zweiphasen-Modulation ausgeführt wird um ein digitales Trägerfarbsignal QNT nach dem NTSC-Format am Ausgangsanschluß 39 zu erzeugen. Es ist klar, daß das digitale Farbträgersignal CNT, das somit erhalten wird, dem digitalen Luminanzsignal YNT überlagert wird, welches individuell in bezug auf deren Abtastfrequenz konvertiert wird, wodurch ein digitales zusammengesetztes Signal des NTSC-Formats erzeugt wird.
• Bei der Ausführungsform von Fig. 9 kann ebenfalls ähnlich wie bei der vorhergehenden Ausführungsform nach Fig. 1 der Schaltungsaufbau vereinfacht werden, um eine Reduktion der Herstellungskosten zu realisieren wie auch die erforderliche Anzahl der Signalverarbeitungsstufen zu vermindern, um damit eine Signalverschlechterung zu minimieren.
• Es ist klar, daß die obige Erfindung nicht auf die obige Ausführungsform alleine beschränkt ist. So ist beispielsweise der spezielle Aufbau des Überabtastfilters nicht nur auf das Beispiel von Fig. 6 beschränkt, wobei man sich einige Modifikationen ausdenken kann, bsp. kann man die individuellen Koeffizientenwerte der Koeffizientenmultiplizierer pro Abtastzeit ändern, um den Aufbau zu vereinfachen, wobei auch ein zyklisches- oder digitales FIR-Filter verwendet werden kann. Außerdem ist die obige Erfindung nicht nur auf die Umwandlung des oben erwähnten Formats alleine beschränkt, sondern es können eine Vielzahl von Abtastfrequenzumsetzungen durchgeführt werden, wobei man eine Zeitdifferenz (Phasenverzögerung) zwischen zwei oder mehreren digitalen Signalen beibehält. Es ist klar, daß zusätzlich zu dem obigen Aufbau verschiedene Ausführungsformen und Änderungen innerhalb des Rahmens der Erfindung ausgedacht werden können, ohne den Geist der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
• Gemäß dem Abtastfrequenzkonverter nach der vorliegenden Erfindung wird die Frequenzkonvertierung so ausgeführt, daß eine bestimmte Zeitverzögerung im Eingangs- und Ausgangstakt zur Frequenzkonvertierung des ersten digitalen Signals verursacht wird im Vergleich zu dem Eingangs- und Ausgangszeittakt zur Frequenzkonvertierung des zweiten digitalen Signals, so daß eine Interpolation gleichzeitig mit der Abtastfrequenzkonvertierung durchgeführt werden kann, wodurch die Notwendigkeit zur Bereitstellung von individuellen Interpolatoren und Abtastfrequenzkonvertern entfallen kann, so daß eine Signalverschlechterung verhindert wird und der Schaltungsaufbau vereinfacht werden kann.
• In bezug auf die andere Ausführungsform von Fig. 4 wird nun ein Steuerverfahren zur Kompensation der relativen Verzögerungsdifferenz der Gruppen zwischen einer Luminanzsignalleitung (YNT) und einer Chrominanzsignalleitung (CNT) angegeben.
• In diesem Beispiel wird ein Verzögerungssteuersignal über einen Eingangsanschluß 11' zu einem Zeitimpulsgenerator 11 geliefert, der in einem Luminanz-Signalabtastfrequenzkonverter (entsprechend 103 in Fig. 1) oder in den I-Signal- und Q-Signal-Abtastfrequenzkonvertern 1 und 2 vorhanden ist, und es wird entweder der Zeittakt eines Auswahlsignals zum Auswahlschaltglied 14 oder die Phase eines Taktsignals zum D- Flipflop 15 in Abhängigkeit von einem solchen Steuerverzögerungssignal gesteuert.
• In Fig. 4 besitzt das digitale Eingangssignal DIN, welches zum Eingangsanschluß 3 geliefert wird, eine Abtastfrequenz fa, wie in Fig. 10 gezeigt ist. Hier sind die Daten DIN nicht auf das Signal INT alleine beschränkt, so daß sie als allgemeiner Ausdruck verwendet werden, so daß sie ein digitales Eingangssignal beispielsweise QNT oder YNT darstellen können. Das Signal DIN wird zu einem Flipflop D-Flipflop 12 geliefert, welches dann durch den Taktimpuls mit einer Frequenz fa gespeichert wird, welches vom Zeitimpulsgenerator 11 geliefert wird, wodurch ein Signal SIN erhalten wird. Das Signal SIN ist etwas gegenüber dem digitalen Eingangssignal DIN wie in Fig. 3 gezeigt ist verzögert. Dieses Signal SIN wird zu einem Überabtastfilter 13 geliefert, so daß ein Ausgangssignal OVS (Fig. 10) vom Filter 13 in jedem Abtastpunkt mit der Überabtastfrequenz fs erhalten wird, d.h., pro Periode Ts.
• Gewünschte Daten werden selektiv daraus pro Abtastpunkt mit der Periode von 1/fb durch das Auswahlschaltglied 14 extrahiert, so daß ein Signal SOUT erzeugt wird. Dieser Datenextraktionszeittakt wird in Abhängigkeit von dem Verzögerungssteuersignal gesteuert, welches über den Eingangsanschluß 11' eingeführt wird, wodurch die Verzögerung der Gruppe des Signals gesteuert wird. Der Zeittakt, um alle Daten des Endausgangssignals DOUT vom Abtastfrequenzkonverter vorzusehen, wird durch das ausgangsseitige D-Flipflop 15 bestimmt, und die Verzögerungshöhe zwischen den Signalen SOUT und DOUT wird in Abhängigkeit von der Ausgangsphasenänderung in allen Daten des Signals SOUT variiert. Die Einstellung des Verzögerungshöhe ist in einer einheitlichen Überabtastperiode 1/fs steuerbar, wie man dies aus Fig. 10 erkennt, wodurch daher die Steuerungsgenauigkeit um das nb-fache im Vergleich zum Stand der Technik verbessert werden kann. Wenn demnach die obige Ausführungsform auf die Abtastfrequenzkonverter 103, 111 und 112 für das oben erwähnte Formatumsetzungsgerät nach Fig. 1 angewandt wird, kann der Gruppenverzögerungskorrekturfehler zwischen dem Luminanzsignal und dem Farbdifferenzsignal auf ein Maximum von ungefähr ± 1,05 ns beschränkt werden, so daß der Fehler mit diesem Betrag keinen verschlechternden Einfluß auf das Wiedergabebild ausübt.
• Um die gewünschte Interpolation mit einer bestimmten Genauigkeit beispielsweise beim Aufbau des Überabtastfilters, welches in Fig. 6 gezeigt ist, durchzuführen, übersteigt die erforderliche Anzahl der Verzögerungsstufen D die Anzahl 100, so daß eine gleich große Anzahl von Multiplizierern M notwendig wird, wodurch der Nachteil entsteht, daß der praktische Aufbau extrem großvolumig wird.
• Die oben erwähnte Ausführungsform nach Fig. 6 ist so ausgebildet, daß die Matrixberechnung ausgeführt wird, um R Y- und B - Y-Signale zu bilden, nachdem die Abtastfrequenz der I- und Q-Signale konvertiert ist. Im Zeitpunkt dieser Abtastfrequenzkonvertierung ist es jedoch möglich, unmittelbar R - Y- und B - Y-Signale zu bilden, indem man die Abtastphase konvertiert, ohne daß die Notwendigkeit einer Matrixberechnung besteht. Dieses Verfahren wird nun mit Hilfe einer Ausführungsform beschrieben, die dadurch realisiert wird, daß ein neuartiges Überabtastfilter mit einem einfachen Aufbau verwendet wird, welches in der Lage ist, die Nachteile zu beseitigen, die beim oben erwähnten Überabtastfilter auftreten.
• Fig. 11A zeigt den Aufbau eines herkömmlichen Überabtastfilters, welches dazu verwendet wird, ein Chrominanzsignal (R -Y)D1 oder (B - Y)D1 des D1-Formats, welches eine Abtastfrequenz von 6,75 MHz hat, in ein INT- oder QNT-Signal nach dem NTSC-Format zu konvertieren. Das Chrominanzsignal (R - Y)D1 oder (B -Y)D1, welches eine Abtastfrequenz von 6,75 MHz hat, wird zu einem Eingangsanschluß geliefert. Seriell mit dem Eingangsanschluß sind eine erforderliche Anzahl von Verzögerungsschaltungen T geschaltet, die jeweils eine Verzögerungszeit besitzen, die einer Periode einer Frequenz von 35 x 6,75 MHz entsprechen. Die Anzahl dieser Verzögerungsschaltungen T beträgt mindestens 35 und ist von der Genauigkeit der Interpolation abhängig. Das heißt, daß die Interpolationsgenauigkeit mit einer Vergrößerung der Anzahl dieser Verzöge rungsschaltungen T verbessert wird. Mit den Ausgängen der Verzögerungsschaltungen T sind Multiplizierer a&sub1;, a&sub2; ... a&sub3;&sub5;, b&sub1;, b&sub2; usw. verbunden, um jeweils individuelle Koeffizienten a&sub1;, a&sub2; ... a&sub3;&sub5;, b&sub1;, b&sub2; usw. zu multiplizieren. Die Ausgangssignale dieser Multiplizierer werden zu einem Addierglied geliefert, wo die gesamten multiplizierten Ausgangssignale miteinander addiert werden. Damit liefert das Addierglied an seinem Ausgangsanschluß ein digitales Überabtastsignal, dessen Frequenz 35 mal der Frequenz von 6,75 MHz des digitalen Eingangssignals ist.
• Damit können R - Y- und B - Y-Signale, die in bezug auf die Abtastfrequenz konvertiert wurden, durch Extrahieren des Ausgangssignals des Addierers mit einer Frequenz von 2fsc erhalten werden, wodurch jedoch ein Nachteil darin besteht, daß bei der praktischen Anwendung die Anzahl der erforderlichen Verzögerungsschaltungen T und die Anzahl der Multiplizierer große Werte annimmt, wie oben in Verbindung mit dem herkömmlichen Beispiel erwähnt wurde. Da die Frequenz des digitalen Eingangssignals 6,75 MHz ist, wie auch in Fig. 11A gezeigt ist, sieht man, daß das Signal lediglich in einer der 35 Verzögerungsschaltungen in einem gewissen Zeittakt existiert, während 0 Signale in gleich in allen Ausgangssignalen der anderen Verzögerungsschaltungen existieren. Wenn daher diese Ausgangssignale mit irgendeinem Koeffizienten multipliziert werden, werden die multiplizierten Ausgangssignale Null, so daß im Hinblick auf das Ausgangssignal des Addiergliedes das Ergebnis gleich dem ist, wo keine Ausgangssignale von den Multiplizierern vorhanden sind.
• Die folgende Ausführungsform steht im Einklang mit den oben erwähnten Punkten. Diese weist das Merkmal auf, daß die Multiplizierer weggelassen werden, die mit den Koeffizienten 0 multipliziert werden, wobei die nicht erforderlichen Verzögerungsschaltungen weggelassen werden.
• Der Aufbau dieser Ausführungsform ist in Fig. 11B gezeigt, wo ein digitales Signal, welches zu einem Eingangsanschluß 200 geliefert wird, das (R - Y)D1 und (B - Y)D1 Signal ist, welches eine Abtastfrequenz von 6,75 MHz hat, wie bei der obigen Ausführungsform Wenn dieses digitale Eingangssignal zu einer Latchschaltung 201 geliefert wird, werden dessen Daten während einer Periode der Abtastfrequenz von 6,75 MHz des digitalen Eingangssignals gehalten. Anders ausgedrückt stellt die Latchschaltung 201 laufend Ausgangsdaten D&sub1; während beispielsweise einer solchen Periode bereit. In ähnlicher Weise liefert die Latchschaltung 202 der nächsten Stufe Ausgangssignaldaten D&sub0;, die den vorhergehenden Daten D&sub1; um eine Abtastung vorherqehen, und danach liefert die nächste Latchschaltung 203 Ausgangsdaten D&submin;&sub1;, die wieder um eine Abtastung vor den Daten D&sub0; liegen.
• Ein ROM 204a, der bezüglich des Ausgangssignals der Latchschaltung 201 geschaltet ist, speichert sequentiell in bestimmten Adressen die Koeffizientendaten entsprechend a&sub1;, a&sub2; ... a&sub3;&sub5;, wie in Fig. 11B gezeigt ist. In ähnlicher Weise speichert ein ROM 204b, der in bezug auf das Ausgangssignal der Latchschaltung 202 geschaltet ist, sequentiell in bestimmten Adressen die Koeffizientendaten entsprechend b&sub1;, b&sub2; ... b&sub3;&sub5;, wie in Fig. 11B gezeigt ist. Außerdem speichert ein ROM 204c, der in bezug auf das Ausgangssignal der Latchschaltung 203 geschaltet ist, die Daten der Koeffizienten c&sub1;, c&sub2; ... c&sub3;&sub5; der Multiplizierer (nicht in Fig. 11B gezeigt), die in Verbindung mit dem ROM 204c vorgesehen sind.
• Es ist klar, daß die Interpolationsgenauigkeit weiter verbessert werden kann, wenn es erforderlich ist, indem zusätzlich ähnliche Schaltungen 204d, 204e usw. vorgesehen werden.
• Um ein Ausgangssignal zu erzielen, das dem in Fig. 11B gezeigten äquivalent ist, werden die Koeffizientendaten sequentiell aus den ROMs 204,a, 204b, 204c pro Frequenzperiode, welche 35 mal der Abtastfrequenz von 6,75 des digitalen Eingangssignals ist, in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen der individuellen Latchschaltungen ausgelesen, dann werden die so ausgelesenen Koeffizienten in den Multipilziergliedern 105a, 205b, 205c multipliziert und die Ergebnisse dieser Multiplikationen werden miteinander im Addierglied 206 addiert, wodurch die Daten, die mit der Frequenz von 35 mal 6,75 MHz überabgetastet wurden, am Ausgangsanschluß 207 erhalten werden. Aufgrund des nach Fig. 11B gezeigten Aufbaus kann die Anzahl zumindest der Verzögerungsschaltungen und der Multiplizierer um etwa 1/35 verglichen mit denjenigen beim Aufbau des herkömmlichen Überabtastfilters reduziert werden, welches in Fig. 11A gezeigt ist, wodurch auch eine beträchtliche Vereinfachung des Gesamtaufbaus des Addiergliedes erzielbar ist.
• Im allgemeinen besteht ein Phasen-Offset von ungefähr 33º zwischen der R - Y/B - Y-Achse und der I/Q-Achse in bezug auf die Frequenz des Farbunterträgers. Um den Pegel-Offset entsprechend dieses Phasen-Offsets in der Ausführungsform von Fig. 4 zu korrigieren, werden die frequenzkonvertierten ID1 und QD1-Signale zu einer Matrixschaltung 5 geliefert, um R - Y- und B - Y-Signale mit bestimmten Pegeln zu erhalten. Im Beispiel, welches unten beschrieben wird, wird die Abtastphase gesteuert, um den Phasen-Offset zu beseitigen, ohne daß die oben erwähnte Matrixschaltung 5 verwendet wird.
• Der oben erwähnte Phasen-Offset beträgt 33/360 = 11/120 .
• Wenn somit eine Wellenlänge des Farbunterträgers in 120 gleiche Teile unterteilt wird, entspricht der Offset einem Punkt, welcher um ein Elftel beabstandet ist. Im Zweifach-Farbunterträger entspricht der Offset einem Punkt, der um ein Elftel beabstandet ist, wenn eine Wellenlänge in 60 gleiche Teile unterteilt wird. Aufgrund des obigen Überabtastbetriebes wird ein Signal von einer 33-Faltfrequenz des Zweifach-Farbunterträgers (2fsc) erhalten, wodurch dieses gleich den Daten gemacht ist, die in jedem der gleichmäßig unterteilten 33 Teile des Zweifach-Farbunterträgers extrahiert werden.
• Es wird nun eine Betrachtung angestellt, um herauszufinden, wo die Phasenfrequenz von 11/60 gleichmäßig unterteilten 33 Teilen des Zweifach-Farbunterträgers entspricht. Dieser Fall entspricht einer Berechnung einer ganzen Zahl N unter der Bedingung 11/60 = N/33 . Wenn man annimmt, daß N = 6 ist, ist
• 11/30 = 0,183... ; 12/33 = 0,181..
• Dies bedeutet, daß der Fehler zwischen diesen kleiner als ein 1/100 verglichen mit 11/60 wird. Der Fehler kann ausgedrückt werden:
• Somit ist dieser Wert so klein, daß er bei der praktischen Anwendung völlig vernachlässigbar ist.
• Bei dem Gerät von Fig. 11B werden die Koeffizienten a&sub6;, b&sub6;, c&sub6; usw. selektiv aus den sechsten Adressen in den ROMs 204a, 204b, 204c ... im Abtastzeittakt der ersten Farbunterträgerwelle gelesen, die nach einem horizontalen Synchronisationssignal liegt, und die Ausgangssignale der Latchschaltungen 201, 202, 203, die mit diesen Koeffizienten multipliziert werden, werden miteinander addiert. Nach Ablauf von 33 Perioden der Abtastfrequenz 35 mal 6,75 MHz werden die Koeffizienten, welche um 33 Adressen voneinander beabstandet sind, gelesen und für die Multiplikation verwendet, wodurch ein Signal erzeugt wird, dessen Abtastphase mit der Ratenkonvertierung verschoben ist.
• Da die 33 Perioden der Abtastfrequenz von 35 mal 6,75 MHz im wesentlichen gleich der Periode von 2fsc sind, folgt daraus, daß die Multiplikation des Koeffizienten pro 33 Perioden exakt der periodischen Multiplikation des Koeffizienten und der Extraktion des Signals pro Periode von 2fsc entspricht, wodurch die Abtastfrequenzkonvertierung erhalten wird.
• Mit dem oben erwähnten Gerät kann sowohl die Abtastratenkonvertierung als auch die Abtastphasenverschiebung gleichzeitig im Zeitpunkt der Formatkonvertierung der digitalen Videosignale durchgeführt werden, wodurch eine zufriedenstellende Konvertierung mit einem vereinfachten Aufbau erzielbar ist.
• Um ein zusammengesetztes digitales Videosignal nach dem NTSC-Format in digitale Komponentensignale eines anderen Formats zu konvertieren, kann das obige Gerät so ausgebildet werden, daß es einen Umkehrbetrieb durchführt. In diesem Fall wird ein zusammengesetztes digitales Eingangssignal zu einem Separator geführt, welcher das Eingangssignal in ein Luminanzsignal Y und in I/Q-Achsensignale trennt, und diese Signale werden dann zu einer Matrixschaltung geliefert, um ein Luminanzsignal Y und die beiden Farbdifferenzsignale R - Y und B - Y zu erzeugen. Anschließend werden die so erhaltenen Signale zu Datenlatchschaltungen, Multiplizierern, ROMs und einen Addierer geliefert, um sowohl die Ratenkonvertierung als auch die Verschiebung der Abtastachsen durchzuführen, wodurch digitale Videosignale des Komponentenformats gebildet werden.
• Es ist klar, daß die oben beschriebene Ausführungsform außerdem zur Konvertierung zwischen dem digitalen Videosignal des zusammengesetzten Formats entsprechend dem PAL-System und dem Videosignal des Komponentenformats (D-1) anwendbar ist, obwohl dessen Aufbau etwas kompliziert ist.

Claims (5)

1. Abtastfrequenzkonverter (1, 2; 35, 36) zur Konvertierung abgetasteter Eingangsdaten (SIN) aus einem Signal mit einer Eingangsabtastfrequenz (fa) in abgetastete Ausgangsdaten (SOUT) mit einer Ausgangsabtastfrequenz (fb), wobei der Konverter aufweist:

eine Überabtasteinrichtung (13), die mit den abgetasteten Eingangsdaten (SIN) beliefert wird, um die Abtastfrequenz der abgetasteten Eingangsdaten (SIN) um einen Faktor n zu erhöhen, um Überabtastdaten (OVS) bereitzustel len; und

eine Ausgangsdatenextrahiereinrichtung (11, 14, 15) zur periodischen Extrahierung von Daten aus den überabgetasteten Daten (OVS) in Abhängigkeit von einem Zeittaktimpuls, der die Ausgangsabtastfrequenz (fb) hat;

dadurch gekennzeichnet, daß

der Faktor n gleich dem Verhältnis des kleinsten gemeinsamen Vielfachen der Eingangs- und Ausgangs-Abtastfrequenzen (fa, fb) in bezug auf die Eingangsabtastfrequenz (fa) ist; und weiter aufweist

eine Steuereinrichtung (11) zur Steuerung der Phase des Zeittaktimpulses, um die Verzögerung der Gruppe der abgetasteten Ausgangsdaten (SOUT) bezüglich weiterer Abtastdaten aus diesem Signal zu steuern, die im gleichen Zeitpunkt durch einen parallelen Abtastfrequenzkonverter mit der gleichen Ausgangsabtastfrequenz (fb) laufen.

2. Abtastfrequenzkonverter nach Anspruch 1, wobei entweder die abgetasteten Eingangsdaten (SIN) oder die abgetasteten Ausgangsdaten (SOUT) ein digitales Farbsignal (I, Q) sind, das dem digitalen zusammengesetzten Farbsignalformat entspricht, und die anderen ein digitales Farbsignal (R-Y, B- Y) sind, das dem digitalen Komponenten-Signalformat entspricht.

3. Abtastfrequenzkonverter nach Anspruch 1, wobei entweder die abgetasteten Eingangsdaten (SIN) oder die abgetasteten Ausgangsdaten (SOUT) ein digitales Luminanzsignal (YNT) sind, die dem digitalen zusammengesetzten Farbsignalformat entsprechen, und die anderen ein digitales Luminanzsignal (YD1) sind, die dem digitalen Komponenten-Signalformat entsprechen.

4. Abtastfrequenzkonverter nach Anspruch 2 oder 3, wobei die Steuereinrichtung (11) den Zeittaktimpuls in einer Weise steuert, daß eine Verzögerung der Gruppe, die dem digitalen Luminanzsignal (YNT, YD1) oder Farbsignal (1, Q, R-Y, B- Y) verliehen wird, gleich der Verzögerung wird, die einem digitalen Farbsignal (I, Q, R-Y, B-Y) oder Luminanzsignal (YNT, YD1), welches durch den parallelen Pfad läuft, verliehen wird.

5. Abtastfrequenzkonverter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Überabtasteinrichtung (13) seriell geschaltete Latchschaltungen (201, 202, 203) besitzt, die mit den abgetasteten Eingangsdaten (SIN) beliefert werden, um diese für eine Abtastperiode der abgetasteten Eingangsdaten zu speichern, Multipliziereinrichtungen (205a, 205b, 205c), die mit dem Ausgang einer jeden der Latchschaltungen verbunden sind, ROM-Einrichtungen (204a, 204b, 204c), die mit jeder der Multipliziereinrichtungen verbunden sind, um mehrere Koeffizientendaten, welche sequentiell gelesen werden, zu speichern, die dann zu der entsprechenden Multipliziereinrichtung geliefert und mit dem Ausgangssignal der Latchschaltung multipliziert werden, und eine Addiereinrichtung (206), um die Ausgangssignale der Multipliziereinrichtungen miteinander zu addieren; und wobei die Ausgangsextrahiereinrichtung eine Adreßsteuerung (11) besitzt, um die Leseadresse der ROM-Einrichtung mit der Frequenz entsprechend der Ausgangsabtastfrequenz (fb) zu steuern.