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Die
Erfindung betrifft im allgemeinen elektronische Schaltkreise und
Verfahren und spezieller einen Hochgeschwindigkeits-Stromspiegelschaltkreis, der
beispielsweise als eine aktive Verstärkerlast verwendet wird.
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Die
US 5,525,927 A zeigt
eine Stromspiegelschaltung, bei der zwei Transistoren des gleichen Leitfähigkeitstyps
zu einem Stromspiegel verschaltet sind, wobei dafür die Gates
der beiden Transistoren zusammengeschlossen sind. In Reihe zu jedem Transistor
ist jeweils ein weiterer Transistor des gleichen Leitfähigkeitstyps
geschaltet, wobei die Drains der weiteren Transistoren den Eingang
bzw. Ausgang der Stromspiegelschaltung bilden. Einen ähnlichen
Stand der Technik zeigt die
US
5,612,614 A .
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Verstärkerschaltkreis
verwenden üblicherweise
aktive Lasten, im Gegensatz zu passiven oder ohmschen Lasten, um
den Verstärkungsfaktor
im Niederspannungsbetrieb zu erhöhen.
Strom spiegel sind eine übliche
Art einer aktiven Last. In den Zeichnungen zeigt 1 ein Schaltbild eines Pufferschaltkreises,
der einen Differentialverstärker 10 verwendet.
Wie noch erläutert
wird, umfaßt
der Verstärker 10 eine
herkömmliche
aktive Stromspiegellast.
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2 ist ein vereinfachtes
Schaltbild des Pufferschaltkreises der 1, das zeigt, daß der Verstärker 10 als ein Spannungsfolgerschaltkreis
konfiguriert ist, bei dem der Ausgang direkt zu dem invertierenden
Eingang zurückgeführt ist.
In einer üblichen Anwendung
wird der Verstärker 10 zum
Puffern des Ausgangs eines Bezugsspannungsschaltkreises (nicht gezeigt)
verwendet, so daß die
von dem Bezugsschaltkreis erzeugte feste Bezugsspannung von anderen
lokalen Schaltkreisen verwendet werden kann. Das Puffern ist erforderlich,
weil die lokalen Schaltkreise Rauschen in den Bezugsschaltkreis
eintragen und dadurch den Schaltkreis beeinträchtigen könnten.
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Der
Verstärker 10 umfaßt n-Transistoren (Transistoren
vom n-Typ) 12A und 12B, die ein Differential-
oder Differenztransistorpaar bilden, dessen Sources mit einer gemeinsamen
Reststromquelle 20 verbunden sind. Die Quelle 20 erzeugt
einen relativ konstanten Ausgangsstrom IB.
Ein Paar n-Transistoren 14A und 14B in Kaskoden-Schaltung
ist mit den Eingangstransistoren 12A und 12B verbunden,
und seine Gates sind mit einer Vorspannung VBN verbunden.
Wie allgemein bekannt, dienen die Transistoren 14A und 14B zur
Erhöhung
der effektiven Impedanz aus Sicht der aktiven Last zur Erhöhung der
Spannungsverstärkung
des Verstärkers.
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Die
aktive Last umfaßt
ein P-Transistorpaar (Transistoren vom p-Typ) 18A und 18B,
dessen Gates mit einem gemeinsamen Vorspannungspunkt verbunden sind.
Wie noch erläutert
wird, arbeiten die Transistoren 18A und 18B gemeinsam
als ein Stromspiegel, wobei die Nennströme in den Transistoren gleich
sind. Die aktive Last umfaßt
ferner Transistoren 16A und 16B in Kaskoden-Schaltung,
deren Gates mit einer Vorspannungsquelle VBP verbunden sind.
Die Transistoren 16A und 16B dienen dazu, die Ausgangsimpedanz
der aktiven Last und dadurch den Verstärkungsfaktor des Verstärkers zu
erhöhen.
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Wenn
ein MOS-Transistor so vorgespannt wird, daß er in dem Sättigungsbereich
arbeitet, ist der Drain-Sourcestrom proportional zu dem Seitenverhältnis des
Transistors, d. h. dem Verhältnis
der Kanalbreite (W = Width) zur Kanallänge (L = Lenth) (W/L), wie
allgemein bekannt ist. Wenn zwei aneinander angepaßte Transistoren,
die im Sättigungsbereich
arbeiten, an den gleichen Punkt vorgespannt werden, ist daß Verhältnis der
relativen Größen des Stroms
gleich dem Verhältnis
der zwei Seitenverhältnisse.
Bei Transistoren, die in einer gemeinsam integrierten Schaltung
ausgeführt
sind, haben die Transistoren üblicherweise
die gleiche Kanallänge
L, so daß das
Kanalseitenverhältnis
durch Verändern
der effektiven Kanalbreite W kontrolliert wird.
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Die
Transistoren 18A und 18B sind aneinander angepaßte (matched)
Bauteile mit der gleichen Geometrie und der gleichen Gate-Sourcespannung. Zusätzlich sind
die Drain-Sourcespannungen
im stationären
Zustand der zwei Transistoren durch den Einfluß der Transistoren 16A und 16B gleich.
Die Transistoren 18A und 18B arbeiten somit als
ein Präzisionsstromspiegel,
wobei der von der Stromquelle 20 erzeugte Strom IB zu gleichen Teilen zwischen den zwei Transistoren
aufgeteilt wird. Die Vorspannung der Transistoren 18A und 18B stellt
sicher, daß die Drain-Sourcespannung
größer als
die Differenz zwischen der Schwellwertspannung der Transistoren und
der Gate-Sourcespannung ist, so daß die zwei Transistoren im
Sättigungsbereich
arbeiten, eine Bedingung für
das Erreichen eines hohen Verstärkungsfaktors.
Wenn die Drain-Sourcespannung kleiner ist als die Differenz zwischen
der Gate-Sourcespannung und der Schwellwertspannung, arbeitet der
Transistor in dem Triodenbereich (linearer Bereich) und hat eine
Impedanz, die deutlich kleiner als die Impedanz ist, die erreicht
wird, wenn er im Sättigungsbereich arbeitet.
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Das
Ausgangssignal des Verstärkers 10 liegt an
dem Knoten zwischen den Transistoren 14B und 16B an
und wird direkt an das Gate des Transistors 12B gelegt,
das den invertierenden Verstärkereingang
bildet. Der Knoten zwischen den Transistoren 16A und 14A ist
mit dem Gate der Transistoren 18A und 18B verbunden,
wobei diese Verbindung eine Rückkopplung
erzeugt, welche die Transistoren 18A und 18B auf
den richtigen Pegel vorspannt.
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Um
den verfügbaren
Spannungsauschlages des Ausgangs „Out" zu maximieren, wird die Vorspannung
VBP so nahe wie möglich an die Versorgungsspannung
VDD herangebracht. Die Spannung VBP muß jedoch
ausreichend klein sein, um sicherzustellen, daß die Drain-Sourcespannung über den Transistoren 18A und 18B groß genug
ist, damit die Transistoren 18A und 18B in dem
Sättigungsbereich arbeiten.
Der verfügbare
Spannungsauschlag wird ferner dadurch verbessert, daß die Transistoren 16A und 16B groß gemacht
werden (breiter Kanal), um die erforderliche Sättigungsspannung so klein wie möglich zu
halten.
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Da
der Verstärker 10 nur
eine einzige Stufe umfaßt,
ist das Einschwingverhalten des einpoligen Systems für die erforderliche
Größe des Stroms
sehr schnell. Wenn die Transistoren 16A und 16B aus
den zuvor erwähnten
Gründen
jedoch groß gemacht
werden, bewirken die parasitären
Kapazitäten
der Transistoren, daß die
zugehörigen
nicht-dominanten Pole das Einschwingverhalten negativ beeinflussen.
Als eine Folge tritt am Ausgang unkontrolliertes Schwingen (ringing)
auf, wenn der Verstärker
versucht, sich von den dynamischen Störungen zu erholen, die durch
die lokalen Schaltkreise eingebracht werden, die an den Verstärkerausgang
angeschlossen sind.
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Die
Erfindung überwindet
diese Nachteile des Standes der Technik. Ein Stromspiegelschaltkreis,
der sich als eine aktive Verstärkerlast
eignet, erlaubt einen Niederspannungsbetrieb, während er einen hohen Verstärkungsfaktor,
einen großen
Spannungsausschlag und ein verbessertes Einschwingverhalten vorsieht.
Dieser und weiter Vorteile ergeben sich für den Fachmann aus der Lektüre der folgenden
Beschreibung der Erfindung.
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Die
Erfindung sieht einen Stromspiegelschaltkreis und ein Verfahren
zum Steuern eines Stromspiegelschaltkreises vor, die in den Ansprüchen definiert
sind.
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Es
wird ein Stromspiegelschaltkreis offenbart, der als eine aktive
Last in einem Hochgeschwindigkeitsverstärker verwendet werden kann.
Der Schaltkreis umfaßt
vier Transistoren, die üblicherweise
alle MOS-Transistoren vom p-Typ sind, wobei der erste und der zweite Transistor
in Reihe geschaltet und der dritte und der vierte Transistor in
Reihe geschaltet sind. Der vierte Transistor weist ein Kanalseitenverhältnis auf,
das größer als
das Seitenverhältnis
des zweiten Transistors ist, üblicherweise
um einen Faktor 10. Es wird ein Vorspannungsschaltkreis vorgesehen,
der dazu dient die Drainspannung des ersten und des dritten Transistors
auf dem gleichen Pegel zu halten, um die Genauigkeit des Stromspiegels
sicherzustellen. Zusätzlich
kann der Vorspannungsschaltkreis den ersten, den dritten und den
vierten Transistor im Sättigungsbereich
halten, um einen Betrieb mit hohem Verstärkungsfaktor sicherzustellen,
wenn der Stromspiegel als aktive Verstärkerlast verwendet wird. Der
kleinere zweite Transistor arbeitet in dem Triodenbereich, wobei
die geringere Größe das Einschwingverhaltens
des Schaltkreises verbessert.
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Ein
Stromspiegelschaltkreis gemäß der Erfindung
umfaßt
eine geeignete Kombination der oben erläuterten Merkmale, jedoch nicht
notwendig alle diese Merkmale, um die Nachteile des Standes der Technik
zu überwinden.
Die Erfindung ist auf keine spezielle Kombination der obigen Merkmale
beschränkt;
sie wird in den Ansprüchen
definiert.
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Die
Erfindung ist im folgenden anhand bevorzugter Ausführungsformen
mit Bezug auf die Zeichnungen näherer
erläutert.
In den Figuren zeigen:
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1 eine
schematische Darstellung eines Pufferschaltkreises des Standes der
Technik;
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2 eine
vereinfachtes Schaltbild des Pufferschaltkreises der 1;
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3 eine
Schaltbild eines Pufferschaltkreises, der eine Stromspiegellast
gemäß der Erfindung enthält.
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Wieder
mit Bezug auf die Zeichnungen wird ein Verstärker 22 offenbart,
der einen Stromspiegelschaltkreis gemäß der Erfindung enthält. Ein
Vorspannungsschaltkreis 24 zum Vorspannen des Stromspiegelschaltkreises
ist ebenfalls beschrieben. Der Verstärker 22 ist als Spannungspuffer
konfiguriert, wobei sein inventierender Eingang mit dem Ausgang
Out di rekt verbunden ist. Der Verstärker 22 umfaßt ein Differential-
oder Differenztransistorpaar 23A und 23B, deren
Sources mit einer Reststromquelle 30 verbunden sind. Die
Transistoren 25A und 25B sind in Kaskoden-Schaltung
angeschlossen, um die effektive Impedanz oder Wirkimpedanz aus Sicht
der aktiven Last zu erhöhen.
Die Gates der Transistoren 25A und 25B sind beide
mit einer Vorspannung VBN verbunden. Die
Transistoren 23A, 23B, 25A und 25B sind
alle n-Bauteile (Bauteile vom n-Typ).
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Die
aktive Last in Form des Stromspiegels für den Verstärker 22 umfaßt p-Transistoren 28A und 28B deren
Gates miteinander und mit dem Drain des Transistors 25A verbunden
sind. Wie zuvor in Verbindung mit 2 beschrieben,
dient diese Rückkoppelungskonfiguration
zum Vorspannen der Gates der Lasttransistoren 28A und 28B.
Die Transistoren 26A und 26B sind Transistoren
in Kaskoden-Schaltung, die dazu dienen, die Impedanz der aktiven
Last zu erhöhen.
Ein wichtiger Aspekt der Erfindung ist die Verwendung eines Transistors 26A,
dessen Abmessungen im Vergleich zu dem Transistor 26B kleiner
sind. Der Transistor 26B bleibt groß, weil dieser Transistor den
Bereich des Ausgangsspannungsauschlags und den Verstärkungsfaktor
des Verstärkers
direkt beeinflußt.
Die Reduktion der Größe nur des
Transistors 26A verringert stark die zugehörigen parasitären Kapazitäten und
verbessert daher deutlich das Einschwingverhalten des Verstärkers. Der
Transistor 26B hat vorzugsweise eine Seitenverhältnis, das etwa
10 mal so groß ist
wie das Seitenverhältnis
des Transistors 26A, jedoch selbst eine Größendifferenz von
1,5 zu 1 ergibt schon einige der Vorteile der vorliegenden Erfindung.
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Die
Reduktion der Größe des Transistors 26A relativ
zum Transistor 26B führt
zu Problemen, die gelöst
werden müssen,
um die anderen Funktionsparameter des Verstärkers 22 aufrechtzuerhalten.
Da der Verstärker 22 bei
dem Ausführungsbeispiel
z.B. als ein Bezugsspannungspuffer verwendet wird, ist es wichtig,
daß der
Verstärker
eine sehr kleine Eingangsoffsetspannung hat, insbesondere über der
Temperatur. Ein Gleichstromfehler in dem Verstärker führt zu einer Abweichung des
Betrags der Bezugsspannung, die von dem Verstärker gepuffert wird. Um eine
niedrige Eingangsoffsetspannung zu erreichen, müssen die Lasttran sistoren 28A und 28B den
Strom Ic1, der von der Stromquelle 30 vorgesehen
wird, unter stationären
Betriebsbedingungen gleichmäßig aufteilen.
Dies erfordert, daß die Gate-Source-
und Drain-Sourcespannungen der zwei angepaßten Transistoren 28A und 28B gleich sind.
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Die
jeweiligen Gates und Sources der Transistoren 28A und 28B werden
aneinander gebunden, so daß die
Gate-Sourcespannungen gleich sind. Damit die Drain-Sourcespannungen
gleich sind, muß die
Spannung V1 am Knoten zwischen den Lasttransistoren 28B und 26B gleich
der Spannung am Knoten zwischen den Lasttransistoren 28A und 26A sein. Diese
Beziehung muß über der
Temperatur aufrechterhalten werden. Wie noch erläutert wird, kann die Größendifferenz
der Transistoren 26A und 26B dazu führen, daß V1 und
V2 ungleich sind.
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Der
Vorspannungsschaltkreis 24 dient dazu, die Gatespannungen
der Transistoren 26A und 26B getrennt zu steuern,
um die gewünschte
Ausgeglichenheit zwischen den Spannungen V1 und V2 aufrechtzuerhalten
und um den tatsächlichen
Wert der zwei Spannungen zu kontrollieren. Die Gate-Sourcespannung
eines gesättigten
Transistors ist umgekehrt proportional zur Quadratwurzel der Kanalbreite W
für einen
gegebenen Strom. Da der Transistor 26A kleiner ist als
der Transistor 26B, soweit es die Kanalbreite betrifft,
ist für
den gleichen Strom die Gate-Sourcespannung des Transistors 26A größer als
die des Transistors 26B. (Dies gilt auch dann, wenn der
Transistor 26A nicht wirklich im Sättigungsbereich arbeitet, wie
noch erläutert
wird.) Der Vorspannungsschaltkreis 24 stellt somit unter
anderem die Gatespannung des Transistors 26A auf eine um einen
bestimmten Betrag niedrigere Spannung als die Gatespannung des Transistors 26B ein,
wobei der Betrag gleich der Differenz der Gate-Sourcespannung der Transistoren 26A und 26B ist.
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Der
Drain des Transistors 26A ist mit den Gates der Transistoren 28A und 28B verbunden,
so daß die
Drainspannung des Transistors 26A relativ konstant bleibt.
Wie unten noch erläutert
ist, ist der Bereich der Sourcespannung des Transistors 26A beschränkt. Die
Größe der Drain-Sourcespannung des
Transistors 26A ist somit beschränkt. Da der Transistor 26A ein
kleines Bauteil ist, hat er eine größere Gate-Sourcespannung als
es der Fall wäre, wenn
der Transistor größer wäre. Die
Drain-Sourcespannung des Transistors 26A ist kleiner als
die Differenz zwischen der Gate-Sourcespannung und der Schwellwertspannung
des Transistors 26A. Per definitionem arbeitet somit der
Transistor 26A in dem linearen oder Triodenbereich, im
Gegensatz zum Sättigungsbereich,
und die Tatsache, daß der
Transistor 26A im Triodenbereich arbeitet und der Transistor 26B im
Sättigungsbereich
arbeitet, macht den Vorspannungsschaltkreis komplizierter, beeinflußt die Gleichstromgenauigkeit
der Pufferschaltung jedoch nicht negativ.
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Der
Vorspannungsschaltkreis 24 umfaßt einen p-Transistor 40,
der mit einem anderen p-Transistor 42 in
Reihe geschaltet ist, der seinerseits mit einer zweiten Stromquelle 34,
die den Strom I2 erzeugt, in Reihe geschaltet
ist. Ein dritter p-Transistor 38 ist zwischen dem Drain
des Transistors 40 und einer dritten Stromquelle 32,
die den Strom IC2 erzeugt, angeschlossen.
Man kann also beobachten, daß der Transistor 40 einen
Strom führt,
dessen Größe gleich der
Summe der Stromquellen 32 und 34 (IC2 +
IC3) ist, der Transistor 42 führt einen
Strom, der gleich IC3 ist, und der Transistor 38 führt einen
Strom, der gleich IC2 ist.
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Das
Gate und der Drain des Transistors 38 sind zusammengefaßt, so daß der Transistor
im Sättigungsbereich
arbeitet. Gate/Drain des Transistors 38 sind mit dem Gate
des Transistors 26B verbunden, der auch im Sättigungsbereich
arbeitet. Die Spannung V1 an der Source des Transistors 26B kann
somit gleich der Spannung V3 an der Source des Transistors 38 gemacht
werden, indem die Gate-Sourcespannung der zwei Transistoren, die
im Sättigungsbereich
arbeiten, gleich gemacht werden. Dies kann durch Steuern der relativen
Transistorgrößen und -ströme
gemäß der folgenden
Gleichung erfolgen: W38/W26B = IC2/(IC1/2) (1)wobei W38 und W26B die Kanalbreiten
der Transistoren 38 bzw. 26B und IC2 und
IC1/2 die Drain-Sourceströme der Transistoren 38 bzw. 26B sind.
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Wenn
somit z.B. die Transistoren 38 und 26B gleich
groß sind
und IC2 gleich ein halb IC1 ist,
ist die Sourcespannung V3 gleich der Sourcespannung V1. Man beachte,
daß diese
Spannungen einander über der
Temperatur folgen. Bei einer üblichen
Umsetzung wäre
der Transistor 38 tatsächlich
ein zehntel so groß wie
der Transistor 26B, und der Strom in dem Transistor 38 wäre entsprechend
geringer, um Schaltungsfläche
zu sparen und die Stromaufnahme zu reduzieren.
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Der
Transistor 42 ist ein Bauteil mit kleinen Abmessungen,
und er wird auf ähnliche
Weise wie der Transistor 26A vorgespannt, so daß er wie
der Transistor 26A im Triodenbereich arbeitet. Die Spannung
V3 kann gleich der Spannung V2 gemacht werden, indem sowohl die
Gatespannungen der Transistoren 40 und 28A als
auch die Drain-Sourcespannungen der Transistoren 42 und 26A gleich
gemacht werden. Da beide Transistoren 40 und 28A im
Sättigungsbereich
arbeiten, können
die Gate-Sourcespannungen gemäß der folgenden
Gleichung gleich gemacht werden: W40/W28A =
(IC3 + IC2)/(IC1/2) (2)wobei
W40 und W28A die
Kanalbreiten der Transistoren 40 bzw. 28A und
(IC3 + IC2) und
IC2/2 die Drain-Sourceströme der Transistoren 40 bzw. 28A sind.
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Die
Gleichung (2) wird somit z.B. erfüllt, wenn IC3 und
IC2 beide gleich ein halb IC1 sind
und der Transistor 40 doppelt so breit wie der Transistor 28A ist.
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Da
die Drains der Transistoren 42 und 26A mit den
Gates der Transistoren 40 bzw. 28A verbunden sind,
liegen die Drains der Transistoren 42 und 26A auf
derselben Spannung. Wenn die Drain-Sourcespannungen der Transistoren 42 und 26A gleich sind,
ist die Spannung V2 gleich V3. Da die Transistoren 42 und 26A beide
in dem Triodenbereich arbeiten, können die Drain-Sourcespannungen
der zwei Transistoren gleich gemacht werden, wenn die folgenden
Bedingungen erfüllt
werden: W42/W26A = IC3/(IC1/2) (3)wobei W42 und W26A die Kanalbreiten
der Transistoren 42 bzw. 26A und IC3 und
IC1/2 die Drain-Sourceströme der Transistoren 42 bzw. 26A sind.
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Die
Gleichung (3) würde
somit z.B. erfüllt, wenn
IC3 gleich ein halb IC1 ist
und beide Transistoren die gleiche Größe haben. Wenn schließlich die
Source-Drainspannungen der Transistoren 42 und 26A gleich
sind, sind die entsprechenden Sourcespannungen, V3 und V2, gleich.
Da die Spannungen V1 und V3 gleich sind und da die Spannungen V2
und V3 gleich sind, folgt, daß auch
die Spannungen V1 und V2 gleich sind.
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Der
tatsächliche
Wert der Spannungen V1 und V2 ist wichtig, weil die Transistoren 28A und 28B in
der Sättigung
gehalten werden müssen.
Ein p-Transistor 44 ist zwischen der Versorgungsspannung
VDD und einer Stromquelle 36, die
einen Strom IC4 liefert, in Reihe geschaltet.
Das Gate und der Drain des Transistors 44 sind verbunden,
um den Transistor im Sättigungsbereich
zu halten. Man kann erkennen, daß die Spannung V3 gleich der
Versorgungsspannung VDD minus die Differenz
der Gate-Sourcespannungen der Transistoren 44 und 42 ist.
Die Spannungen V1 und V2 sind gleich der Spannung V3, wie zuvor
erläutert,
und sie sind somit gleich der Versorgungsspannung VDD minus
die Differenz der Gate-Sourcespannungen der Transistoren 44 und 42.
Der Betrag der Differenz der Gate-Sourcespannungen kann eingestellt
werden, indem die Geometrie und der Strom durch den Transistor 44 im Verhältnis zu
dem Transistor 42 kontrolliert werden. Der Betrag der Spannungsdifferenz
wird so eingestellt, daß die
Drain-Sourcespannungen der Transistoren 28A und 28B im
Verhältnis
zu der Differenz aus der Gate-Sourcespannung und der Schwellwertspannung
der beiden Transistoren ausreichend groß sind, um sicherzustellen,
daß die
Transistoren 28A und 28B im Sättigungsbereich arbeiten. Wie
ferner gut bekannt ist, würde
die Differenz der Gate-Sourcespannungen der Transistoren 42 und 44 einen
Temperaturkoeffizienten aufweisen, der dem Temperaturkoeffizienten
der minimalen Drain-Sourcespannung, die benötigt wird, um die Transistoren 28A und 28B in
der Sättigung
zu halten, folgt. Die Drain-Sourcespannungen der Transistoren 28A und 28B können somit
nahe bei dem minimalen Wert eingestellt werden, der notwendig ist,
um die Transistoren in der Sättigung
zu halten, wobei sich dieser minimale Wert über der Temperatur ändert, um Änderungen
der minimalen Sättigungsspannung über der
Temperatur auszugleichen. Dieses Merkmal ermöglicht es dem Stromspiegelschaltkreis,
bei niedrigen Pegeln der Versorgungsspannung VDD zuverlässig zu
arbeiten.
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Die
Verwendung eines Stromspiegelschaltkreises gemäß der Erfindung als eine aktive
Last in einem Verstärker 22 wird
das Einschwingverhalten des Verstärkers deutlich verbessern.
Untersuchungen haben z.B. gezeigt, daß die Zeit, die die Pufferschaltung
der 3 benötigt,
um nach einem Eingangsspannungssprung von 2 Volt auf einen Wert einzuschwingen,
der innerhalb von 0,2 mV des stationären Wertes ist, ungefähr halb
so lang ist wie die Zeit, die der Schaltkreis des Standes der Technik
gemäß 1 benötigt.
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Es
wurde somit ein neuer Hochgeschwindigkeits-Stromspiegelschaltkreis
offenbart, der als eine aktive Last für einen Verstärker und
in anderen Anwendungen eingesetzt werden kann. Obwohl eine Ausführungsform
im einzelnen beschrieben wurde, wird man verstehen, daß der Fachmann Änderungen vornehmen
kann, ohne den Bereich der Erfindung gemäß den Ansprüchen zu verlassen. Es wäre z.B. möglich, den
Stromspiegelschaltkreis mit n-Transistoren anstelle der p-Bauteile
zu realisieren, obwohl die Konfiguration mit dem langsameren p-Transistoren von
den Verbesserungen des Einschwingverhalten mehr profitieren.