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CN1694353A - D类放大器 - Google Patents

D类放大器 Download PDF

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CN1694353A
CN1694353A CNA2005100667181A CN200510066718A CN1694353A CN 1694353 A CN1694353 A CN 1694353A CN A2005100667181 A CNA2005100667181 A CN A2005100667181A CN 200510066718 A CN200510066718 A CN 200510066718A CN 1694353 A CN1694353 A CN 1694353A
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CN
China
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output
circuit
amplifier
signal
class
Prior art date
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Application number
CNA2005100667181A
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Inventor
黑川达史
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NEC Corp
Original Assignee
NEC Corp
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Abstract

一种D类放大器，包括：压控电流源电路，用于将输入的声音电压信号Vsin电流转换成两个带有不同极性的信号；两个电容元件，用于积累信号，其中分别存储了每一个经过电流转换的信号和反馈信号的电荷；两个用于PWM转换的磁滞比较器，用于分别对用于积累信号的两个电容元件的电势和参考电势Vcom进行比较；两个输出缓存，用于分别对其输出进行放大；以及两个恒流源反馈电路，用于分别反馈其输出。

Description

D类放大器
技术领域
本发明涉及安装在便携式电话中的D类放大器，更为确切地说，涉及功耗得到降低的D类放大器。
背景技术
一般地，数字放大器包括比较器，用于接收音频信号和三角波载波，并且输出PWM(脉宽调制)信号，以及D类输出级，用于放大比较器的输出。
在这种数字放大器中，比较器比较音频信号和三角波，并且生成PWM信号。输出级开关是由该PWM信号控制的，并且诸如扬声器等负载单元是由D类输出级的输出所驱动的。高频分量是在驱动负载单元期间通过输出LPF(低通滤波器)来去除的。
不过在实际中，在数字放大器中，因三角波曲率、脉宽失真和电源电压变化的存在而产生非线性失真，因此使用负反馈来改善非线性失真。这种方法之一是将输出级的输出负反馈到在比较器上一级中作为集成电路而安装的集成放大器。集成放大器提取和放大包括在方波(PWM波)反馈信号中的低频分量。
尽管这种它励振荡型PWM系统在操作时使用的是传来的三角波，但是有一种自激励振荡型PWM数字放大器，它本身振荡，而不需要外部传来的三角波，因此集成放大器的输出是三角波(例如，日本未核专利申请第2003-115730)。在自激励振荡型PWM系统中，不需要三角波振荡电路，并且使用例如施密特触发器电路等来代替比较器。
图7为框图，描述了现有自激励振荡型D类放大器。如图7所示，具有差分输出(桥接型负载：BTL)的D类放大器101是由差分信号输出单元102组成的，差分信号输出单元102由用于将来自输入端Sin的声音信号转换成差分信号的电阻器R101～R104和全差分放大器A101组成，并且处于P侧和N侧的每一个电荷均衡D类放大器接收差分信号。
N侧电荷均衡D类放大器包括PWM波形生成电路和反馈电路。PWM波形生成电路是由由运算放大器A102和电容器C101所组成的集成放大器103N，以及由电阻器R107～R109和比较器COMP 101所组成的施密特触发器电路104N组成的。反馈电路包括输出缓存B101和电阻器R111，用于将输出缓存B101的输出负反馈到集成放大器103N。由集成放大器103N和施密特触发器电路104N组成的PWM波形生成电路，是一种自激励振荡型振荡电路，不需要为它提供三角波，它就自动振荡，并且集成放大器103N的输出是三角波。
当电源电平为VDD1时，根据用于判定输入电压(集成放大器103N的输出)的低和高的输出低或高，施密特触发器电路104N具有下述两个阈值。
VH＝Vcom((R107+R109)/R109)
VL＝(Vcom(R107+R109)-VDD1xR107)/R109
P侧电荷均衡D类放大器的结构也类似于N侧，并且根据用于判定输入电压(集成放大器103P的输出)的低和高的输出低或高，施密特触发器电路104P具有下述两个阈值。
VH＝Vcom((R108+R110)/R110)
VL＝(Vcom(R108+R110)-VDD1xR108)/R110
现在来讲述现有D类放大器的操作。图8描述了D类放大器101中每一个节点的信号波形，其中S11是来自输入端Sin的声音信号(模拟信号)，S12是当声音信号为无信号时输出缓存B102的输出波形，S13是当S11的声音信号来自Sin时的P侧输出波形，S14是当S11的声音信号来自输入端Sin时的N侧输出波形，并且S15是施加于待连接到D类放大器后一级的负载的幅度。图9示出了集成放大器的输出电压(比较器的输入电压)和输出端OUTP的输出电压(Vout)之间的关系，其中横轴为时间，纵轴为电压。
首先来讲述当输入端Sin不提供声音信号的情况(声音信号＝无信号)。集成放大器103N和103P的非反相输入端分别连接到参考电势Vcom，并且比较器COMP101和102的非反相输入端分别连接到参考电势Vcom。在N侧和P侧的每一个电荷均衡D类放大器的操作类似，因此下面只讲述P侧电荷均衡D类放大器的操作。
在当声音信号为无信号的情况下，集成放大器103P的非反相输入端的电压Vsin为Vsin＝Vcom。如图9A所示，如果输出端OUTP的输出电压Vout为高(电源电平)(时间T1)，则由于电流通过电阻器R112流入集成放大器103P的电容器C102，集成放大器103P的输出电压VA下降。如果集成放大器103P的输出电压VA下降到低于比较器COMP102的阈值电平VL，则输出端OUTP的输出电压Vout达到低，并且电流流出集成放大器103P，因此集成放大器103P的输出电压VA增加。如果集成放大器103P的输出电压VA超过比较器COMP102的阈值电平VH，则比较器COMP102输出高，并且输出端OUTP达到高。重复该操作导致振荡。此时，从输出端OUTP经由反馈电路流入集成放大器103P的电荷量和从集成放大器103P流出到OUTP侧的电荷量相等，因此平均输出电平等于集成放大器103P(图8中的S2)的非反相输入电平(Vcom)。
现在来讲述当从输入端Sin输入声音信号的情况。根据来自如图7所示的输入端Sin的声音信号幅度，差分放大器A101的输出电平(Aop)如下：
Aop＝(Vsin-Vcom)xR104/(2xR101)
当Aop的电平高于集成放大器A103的非反相电平Vcom时，电流从Aop流入集成放大器A103。如果此时输出端为高，则流入集成放大器103P的电流是来自Aop的电流和来自反馈电路的电流之和，如图9B中的时间T1所示，输出电压到达比较器COMP102的阈值电平VL，并且与无信号相比，输出端OUTP更早达到低，也就是图9A中的时间T1。这表明高的宽度变短。另一方面，如果输出端OUTP为低，则流入集成放大器103P的电流是来自反馈电路的电流减去来自Aop的电流，因此与无信号的情况相比，到达比较器COMP2的阈值电平LH的时间(时间T2)变长。这表明低的时间段变长。
对于当Aop的电平比Vcom的电平低时的情况是一样的，并且如图9C所示，当输出端OUTP为高时，由于减去了流入集成放大器103P的电流，因此时间T1变长，并且当输出端OUTP为低时，由于加上了流入集成放大器A103的电流，因此时间T2变短。这样，可以如图8中的S13和S14所示产生PWM波形，其中输出脉冲的占空比随着Aop的电平而改变。
通过对该输出进行滤波而获得的输出波形如下：
Vout＝(Vsin-Vcom)xR104xR112/(2xR101xR106)+Vcom
换句话说，从位于P侧的集成放大器103P到输出缓存B102的环路具有串联连接的反相放大器。对于从位于N侧的集成放大器103N到输出缓存B101的环路的情况是一样的。
在该现有D类放大器中，当图8中的S11所示的模拟信号的电平高于COM电平时，位于P侧输出的高电平的脉冲宽度增加，并且位于N侧输出的高电平的脉冲宽度减小。因此，将脉冲电荷施加到负载，以便滤波后的输出成为根据输入的波形(由图8的S15中的虚线所示的波形)。不过，如图8中的S12所示，无信号时P侧和N侧输出占空比为50％的波形，并且这些波形以相同的相位保持同步，因此尽管待施加到负载的功率在理论上为0，而实际上由于输出缓存甚至在无信号下都进行时钟操作，因此消耗了多余的功率。
发明内容
根据本发明的一个方面，提出了D类放大器，它包括第一PWM波形生成电路，用于根据差分信号的一个信号生成PWM波形；第二PWM波形生成电路，用于根据差分信号的另一个信号生成PWM波形；以及逻辑电路，用于输出第一PWM波形生成电路的输出和第二PWM波形生成电路的反相输出的AND。
根据本发明，可以通过输出由差分信号所获得的这两个PWM波形的输出和反相输出的AND，来停止无信号在后一级中的时钟操作，并因此降低功耗。
换句话说，通过停止后一级中的时钟操作，无信号在后一级中的功耗在理论上可以是0，通过这样可以降低功耗。
附图说明
从下面的讲述中并且结合附图，可以更加明了本发明的上述和其他目标、优势和特征，其中：
图1为框图，描述了根据本发明实施例1的D类放大器；
图2示出了当电流振荡器电路的输出Vosc和输入信号为无信号时每一个输出或节点中的信号波形；
图3示出了在输入电压信号Vsin＞Vcom的情况下的信号波形；
图4示出了在输入电压信号Vsin＜Vcom的情况下的信号波形；
图5示出了从Sin输入的模拟信号的例子，其中S1表示模拟信号，Voutp表示此时的P侧输出，Voutn表示此时N侧的输出，并且S2表示待施加到负载上的幅度；
图6为框图，描述了根据本发明实施例2的D类放大器；
图7为框图，描述了现有自激励振荡类型D类放大器；
图8描述了位于D类放大器的每个节点处的信号波形；以及
图9A～9C示出了集成放大器的输出电压(比较器的输入电压)和OUTP的输出电压之间的关系，其中横轴为时间，纵轴为电压。
具体实施方式
下面参考附图来讲述本发明的实施例。这些实施例是当将本发明应用于具有电荷均衡型反馈回路的D类放大器时的例子。
实施例1
图1为框图，描述了根据本实施例的D类放大器。如图1所示，D类放大器1包括压控电流源电路F1，作为差分信号输出电路，用于将来自输入端Sin的诸如声音等电压信号电流转换成差分信号；振荡器电路5，用于将时钟叠加在差分信号上；以及N侧和P侧电荷均衡型D类放大器3N和3P，用于接收输入来的差分信号和时钟。N侧电荷均衡型D类放大器3N包括有由电容元件C1和比较器COMP1组成的PWM波形生成电路，用于由差分信号之一来生成N侧PWM波形，并且P侧电荷均衡型D类放大器3P包括有由电容元件C2和比较器COMP2组成的PWM波形生成电路，用于由差分信号中的另一个来生成P侧PWM波形。N侧和P侧电荷均衡型D类放大器3N和3P进一步包括逻辑门电路(逻辑电路)4N和4P，用于输出比较器COMP1和COMP2的输出和反相输出的AND；N侧输出缓存(D类放大器)B 1和P侧输出缓存B2，分别用于放大逻辑门电路4N和4P的输出；以及恒流源反馈电路11和12，分别用于反馈比较器COMP1和COMP2的输出。
在本实施例中，PWM波形的AND是由在输出缓存B1和B2的前一级中所创建的逻辑门电路4N和4P确定的，并且将结果输入到输出缓存B1和B2，以便对于P侧和N侧来说，无信号的输出被固定为低，并且仅当输入诸如声音等信号时才执行时钟操作。
现在来详细讲述本实施例。压控电流源电路F1包括全差分放大器2，其中将非反相输入端连接到参考电势Vcom，将电压信号从Sin经由电阻R1输入到反相输入端，并且将这些电压信号转换成差分信号，该差分信号被输出到后一级中的N侧电荷均衡型D类放大器3N和P侧电荷均衡型D类放大器3P。
压控电流源电路F1为用于输出电流的电路，该电流是来自Sin的电压信号输入和非反相输入之间的差分电压除以电阻R1，并且被构造为使得带有不同极性的差分信号被分别输出到N侧电荷均衡型D类放大器3N和P侧电荷均衡型D类放大器3P。换句话说，当电压信号的输入是从Sin输入时，则电流-Iin或Iin根据该信号电平被输出，并且为作为电容器的电容元件C1和C2加/减电荷。
电流振荡器电路5是由时钟振荡电路OSC1、用于根据其输出电平而接通和断开的开关，以及通过该开关使高或低电平的恒电流流动的恒流源I3组成，并且输出电流时钟信号并且将其叠加到差分信号上。由此，可以准确匹配在N侧电荷均衡型D类放大器3N和P侧电荷均衡型D类放大器3P中生成的PWM信号的相位。
恒流源反馈电路I1和I2为压控电流源电路(逻辑控制电流源电路)，它可以通过电压电平(高或低电平)的差来控制电流流动的方向，并且分别连接到比较器COMP1和COMP2的输出，以将电流反馈到电容元件C1和C2。每一个恒流源反馈电路I1或I2包括两个由例如诸如晶体管等开关元件和电流镜电路构成的恒流源，它们连接在电源电势VDD和GND电势之间，并且被构造为当OUTP为高电平时，恒电流Ifb从恒流源反馈电路I1和I2中流出，并且当OUTP为低电平时，恒电流Ifb流入恒流源反馈电路I1和I2。
电容元件C1和C2分别通过来自压控电流源电路F1的差分信号、来自电流振荡器电路5的时钟信号和来自恒流源反馈电路I1和I2的反馈电流(Ifb)来存储电荷，并且当电流流入电容元件C1和C2时，电容元件C1和C2的电势增加，而当电流流入恒流源反馈电路I1和I2时，电容元件C1和C2的电势降低。通过比较器COMP1和COMP2将这些电势与参考电势Vcom进行比较，分别输出PWM波形。
逻辑门电路4N为逻辑电路，用于测定比较器COMP1的输出和比较器COMP2的反相输出的AND。逻辑门电路4P为逻辑电路，用于测定比较器COMP2的输出和比较器COMP1反相输出的AND。由此，当占空比为50％时，信号没有被输入到输出缓存B1和B2。
输出缓存B1和B2为连接到逻辑门电路4N和4P的D类输出级，并且包括电源开关电路，用于分别控制负载电流的ON/OFF。如上所述，对于无信号，来自逻辑门电路4N和4P的输出都为低，因此从OUTN和OUTP没有输出任何信号。
如上所述，在差分输出的D类放大器1中，逻辑门电路4N和4P置于输出缓存B1和B2的上一级中，并且PWM波形的AND作为信号被输入，因此对于无信号，停止输出缓存B1和B2的时钟操作，并且在理论上无信号的功耗可以降低到0。
现在来讲述根据本实施例的D类放大器的操作。图2示出了位于电流振荡器电路5的输出Vosc中的信号波形和当压控电流源电路F1的输入信号为无信号时的每一个输出或节点。换句话说，Vintp表示压控电流源电路F1的输出和P侧电荷均衡型D类放大器3P中的电容元件C2之间的节点电势，Vintn表示压控电流源电路F1的输出和N侧电荷均衡型D类放大器3N中的电容元件C1之间的节点电势，Vcop表示P侧电荷均衡型D类放大器3P中的比较器COMP2的输出电势，Vcon表示N侧电荷均衡型D类放大器3N中的比较器COMP1的输出电势，Voutp表示此时P侧电荷均衡型D类放大器3P中的OUTP的输出，Voutn表示此时N侧电荷均衡型D类放大器3N中的OUTN的输出。
图3示出了在输入电压信号Vsin＞Vcom的情况下的信号波形。图4示出了在输入电压信号Vsin＜Vcom的情况下的信号波形。图5描述了作为来自Vsin的输入的模拟信号的例子，其中S1表示模拟信号，Voutp表示此时的P侧输出(OUTP的输出)，Voutn表示此时的N侧输出(OUTN的输出)，并且S2表示待施加于负载上的幅度。
如图2所示，当Vsin(来自压控电流源电路F1的输入端Vsin的输入电势)等于Vcom时，来自压控电流源电路F1的电流输入为0，因此Iin＝0，并且来自反馈电路I2的电流Ifb和来自振荡器电路5的电流Iosc流入Vintp。通过被混合的电流Ifb和Iosc，三角波的形状发生了失真，如Vintp所示。通过对这些三角波和比较器COMP2的参考电势Vcom进行比较，Vcop是占空比为50％的方波。Vcop的CLK周期与来自振荡器电路5的时钟信号Vosc是相同的，但是相位变了。在当Sin为静止信号的情况下，得到Vintp＝Vintn和Vcop＝Vcon，并且N侧电荷均衡型D类放大器3N和P侧电荷均衡型D类放大器3P的比较器COMP2和COMP1的输出波形分别变成图2所示的波形。并且在N侧电荷均衡型D类放大器3N中，作为由逻辑门电路4P确定的比较器COMP2的输出Vcop和比较器COMP1的反相输出的AND的Voutp经由缓存B2被输出，并且作为由逻辑门电路4N确定的比较器COMP2的反相输出和比较器COMP1的输出Vcop的AND的Voutn经由缓存B1被输出，并且Voutp和Voutn都是相同信号的差，因此输出(Voutp，Voutn)变为0，并且不启动后一级中负载的时钟操作。
现在来讲述信号输入到Vsin的情况。在Vsin＞Vcom的情况下，如图3所示，当输出OUTP为高电平时，流入Vintp的电流为Ifb+Iosc的电流加上来自压控电流源电路F1的电流Iin。由此，改变了三角波的上、下倾度，并对其进行PWM转换。在Vintp中，由于来自压控电流源电路F1的电流(Iin)是正的，因此与图2中的Vsin＝Vcom的情况相比，整个波形的电压更高，并且比较器COMP2的输出Vcop中的高时间周期延长了。
另一方面，在Vintn中，由于来自压控电流源电路F1的电流是负的，因此整个波形的电压更低，并且比较器COMP1的输出Vcon中的高时间周期缩短了。如果确定该Vcop和Vcon的反相信号的AND，则获得P侧输出Voutp，并且如果确定反相信号Vcop和Vcom的AND，则获得N侧输出Voutn。
在Vsin＜Vcom的情况下，从压控电流源电路F1流到Vintp的电流是负的，流到Vintn的电流是正的，如图4所示，因此与图2中的Vsin＝Vcom的情况相比，整个波形在Vintp上的电压更低，并且比较器COMP2的输出Vcop中的高时间周期缩短了。另一方面，在Vintn中，整个波形的电压更高，并且比较器COMP1的输出Vcon中的高时间周期延长了。
如图3所示，如果Vsin＞Vcom，则Vcop的反相信号和Vcon的输出信号的AND变成0。如图4所示，如果Vsin＜Vcom，则Vcop的输出和Vcon的反相输出的AND变成0。因此，如果输入了例如图5所示的模拟信号S1，则P侧输出Voutp和N侧输出Voutn分别变成图5所示的输出。由此，滤波后的输出变为根据输入的波形(由图5中的虚线表示的波形)。
在本实施例中，D类放大器1包括压控电流源电路F1，从中输入模拟信号并且输出差分信号；两个PWM波形生成电路，是由电容元件、比较器和电流反馈电路组成的振荡电路；振荡器电路5，用于对差分时钟操作中的相位进行匹配；以及逻辑电路，用于确定两个PWM波形生成电路的输出和反相输出的AND，并且将结果输入到输出缓存中，因此P侧电荷均衡型D类放大器中的PWM波形和N侧电荷均衡型D类放大器中的PWM波形具有相同的相位，并且逻辑电路确定这些相同相位PWM波形的差，因此对于无信号(Vsin＝Vcom)可以停止输出缓存的时钟操作，并且输出缓存的功耗在理论上可以为0。
在一些情况下，当电源开关接通或断开时，通常产生的噪声由功率放大器进行放大，并且从扬声器中输出来作为冲击噪声也就是所谓的“POP噪声”。为了使这种POP噪声的产生达到最小，在功率放大器的输入端中安装静音电路，并且将输入信号的路径接地，直到使功率放大器变得稳定，或者当起动和结束输出时，安装软启动电路并且通过软处理对信号进行滤波，但是根据本发明，由于启动之后的输出参考电平为GND电平，因此这种POP噪声去除电路是多余的。
实施例2
如实施例1所述，对于无信号为了停止时钟操作以降低功耗，所需要的就是在输出缓存的上一级中可以产生相位经过匹配的PWM波形并且可以确定两个PWM波形的输出和反相输出的AND。因此逻辑门电路4N和4P在上一级中的结构并不限于图1中的结构。图6为框图，示出了根据实施例2的D类放大器。在图6所示的实施例2中，与图1所示的实施例1相同的组成元件都用相同的标号来表示，并且省略了对它们的详细讲述。
图6为框图，描述了根据本发明的实施例2的D类放大器。如图6所示，本发明的D类放大器11是由包括有电阻器R11～R14和全差分放大器A11的差分信号输出单元12、差分信号所输入的P侧和N侧电荷均衡型D类放大器13N和13P，以及用于将时钟信号叠加到差分信号上的振荡器电路OSC1组成。差分信号输出单元12将从输入端Sin输入的声音信号转换为差分信号。
N侧电荷均衡型D类放大器13N包括：PWM波形生成电路，它由包括有运算放大器A12和电容器C11的集成放大器14N、包括有电阻器R17和R19以及比较器COMP11的施密特触发器电路15N组成；电平移动(L/S)电路16N，用于对施密特触发器电路15N的输出电平进行移动；逻辑门电路4N，用于测定电平移动电路16N的输出和下面要提及的P侧电荷均衡型D类放大器13P的电平移动电路16P的反相输出的AND；输出缓存B1，用于放大逻辑门电路4N的输出；以及电荷均衡型反馈环路(反馈电路)17N，用于将电平移动电路16N的输出负反馈到集成放大器14N。在本实施例中，假设PWM波形生成电路的电源电平为VDD1，并且进行电平移动之后的电源电平为VDD2。
P侧电荷均衡型D类放大器13P的结构与N侧电荷均衡型D类放大器13N相同，也就是说，它包括：PWM波形生成电路，它由包括有运算放大器A13和电容器C12的集成放大器14P，包括有电阻器R18和R20以及比较器COMP12的施密特触发器电路15P组成；电平移动(L/S)电路16P，用于对施密特触发器电路15P的输出电平进行移动；逻辑门电路4P，用于测定电平移动电路16P的输出和上面提及的N侧电荷均衡型D类放大器13N的电平移动电路16N的反相输出的AND；输出缓存B2，用于放大逻辑门电路4P的输出；以及反馈电路17P，用于将电平移动电路16P的输出负反馈到集成放大器14P。
在差分信号输出单元12中，全差分放大器A11的非反相输入端连接到固定电势Vcom，输入信号输入到反相输入端Sin，根据该输入信号将差分信号输出，并且差分信号中的一个被输入到N侧电荷均衡型D类放大器13N，另一个被输入到P侧电荷均衡型D类放大器13P。如果从Sin输入的输入信号为Vsin＞Vcom，则负的差分信号被输出到P侧电荷均衡型D类放大器13P，并且如果Vsin＜Vcom，则正的差分信号被输出。
在N侧电荷均衡型D类放大器13N的情况下，在集成放大器14N中，差分信号、来自振荡器电路OSC1的时钟信号、以及来自反馈电路17N的反馈信号之一被输入到运算放大器A12的反相输入端，由此将电荷存储在电容器C11中，并且其输出为三角波，如图2所示(在无信号的情况下)或如图3和图4所示(在信号输入的情况下)。
在施密特触发器电路15N中，集成放大器14N的输出经由电阻器R17被输入到非反相输入端，并且反相输入端连接到固定电势Vcom。在该施密特触发器电路15N中，用于测定输入电压(集成放大器14N的输出)的低或高的电压根据输出是低或高，具有下述两个阈值。
VH＝Vcom((R17+R19)/R19)
VL＝(Vcom(R17+R19)-VDDxR17)/R19
P侧电荷均衡D类放大器的结构与N侧相同，并且施密特触发器电路15P具有下述两个阈值。
VH＝Vcom((R18+R20)/R20)
VL＝(Vcom(R18+R20)-VDDxR18)/R20
由集成放大器14N和施密特触发器电路15N组成的PWM波形生成电路是一种自激励振荡型振荡电路，不需要为它提供三角波，它就自动振荡，并且集成放大器14N的输出是三角波。
电平移动电路16N用于将施密特触发器电路15N的输出转换成输出缓存B1的电源电平。如果D类放大器安装在用于诸如便携式电话等这种功耗受限的应用设备中，则功耗越小越好，因此低功耗是通过在输出缓存B1的上一级中构建PWM波形生成电路以使电源电平下降来实现的。为此，需要通过电平移动电路16N来对PWM波形生成电路的输出进行电平移动，并且在输出级增加电源电平，以便获得高幅度。在这种情况下，集成放大器14N和14P、组成施密特触发器电路15N和15P的运算放大器A12和A13、以及比较器COMP11和COMP12的电源电平VDD1为例如3V，并且输出缓存B 1和B2的电源电平VDD2为例如15V。
如果这里对电平移动的信号执行电阻反馈，则无信号的平均输出电平是由集成放大器的非反相输入电平来决定的，因此GND侧箝位并且无法获得足够的幅度。为了获得足够的幅度，必须根据输出缓存B1和B2的电源电平VDD2来改变无信号的平均输出电平。换句话说，无信号的平均输出电平必须为VDD2/2。因此在本实施例中，这些反馈电路17N和17P的结构使得反馈量可根据输出缓存B1和B2的输出电平而变化，结果使得该输出以VDD2/2为中心进行振荡，这样幅度完全能够达到电源电平。
换句话说，在N侧电荷均衡型D类放大器13N中，反馈电路17N通过根据VDD2调节R21来设置电流反馈量，从而电流反馈量不会由于VDD2而变高。为此，反馈电路17N包括反相器18N，用于对电平移动电路16N的输出进行反相；开关SW1，例如为MOS(金属氧化物半导体)晶体管，通过反相器输出来接通和断开；电阻器R21，经由开关SW1连接到电源VDD2开关SW2，通过反相器输出来接通和断开；以及电阻器R22，其一端经由开关SW2连接到GND，另一端连接到电阻器R21，并且被构造为电阻器R21和电阻器R22之间节点的电荷流入集成放大器14N。
在该反馈电路17N中，当电平移动电路16N的输出为高电平时，开关SW1接通并且电阻器R21连接到电源电势VDD2，并且当电平移动电路16N的输出为低电平时，开关SW2接通并且电阻器R22连接到GND。位于P侧电荷均衡型D类放大器13P的反馈电路17P的结构与此相同，其中当电平移动电路16P的输出为高电平时，开关SW3接通并且电阻器R23连接到电源电势VDD2，并且当电平移动电路16P的输出为低电平时，开关SW4接通并且电阻器R24连接到GND。
在反馈电路17N中，电源电势VDD2、固定电势Vcom和电阻器R21和R22的电阻值(用R21和R22表示)的关系如下面公式(1)所示。
(VDD2-Vcom)/R21＝(Vcom-(GND))/R22……(1)
另外在反馈电路17P中，电源电势VDD2、固定电势Vcom和电阻器R23和R24的电阻值(用R23和R24表示)的关系如下面公式(2)所示。
(VDD2-Vcom)/R23＝(Vcom-(GND))/R24……(2)
换句话说，反馈电路17N和17P可以通过根据电平移动电路16N和16P中的高电平或低电平来选择不同的电阻值R21和R23或R22和R24，来切换反馈量，以便反馈同一电平的电流，而不论输出电平如何，并且能够对PWM信号输出进行电平移动。
在这种情况下，电阻器R21～R24的设置如下。在当没有叠加时钟信号的状态下，当Vsin输入等于Vcom时，来自差分信号输出单元12的输入为0，因此流入Vintn和Vintp的电流分别为：
(VDD2-Vcom)/R21
(VDD2-Vcom)/R23
另一方面，流出Vintn和Vintp的电流分别为：
(Vcom-(GND))/R22
(Vcom-(GND))/R24
由于如上述公式(1)和(2)所示，流入和流出的电流相等(下文中将这一电流量表示为Ifb)，因此Vintn和Vintp表现出三角波，其向上和向下的斜度相同。在本实施例中，作为叠加了时钟信号的三角波被输入到施密特触发器电路15N和15P，并且成为具有上述两个阈值的方波。如果Vsin为无信号，则有Vintp＝Vintn且OUTP＝OUTN，并且N侧电荷均衡型D类放大器13N和P侧电荷均衡型D类放大器13P的输出波形是具有相同相位的方波。
并且当将信号输入到Vsin时，根据其输入电平在高或低的时间周期中生成了PWM波形。在本实施例中，使用了带有磁滞现象的比较器的斯密特触发电路15N和15P，但是由于时钟信号使得振荡稳定，因此也可以使用不带有磁滞现象的比较器的斯密特触发电路来取代斯密特触发电路15N和15P。
本实施例展示了与上述实施例1相同的效果。换句话说，通过输入电平移动电路16N和16P的输出和反相输出，也就是输出缓存B1和B2的上一级的输出的AND，输出缓存B1和B2中的时钟操作在无信号上停止，因此与先前的技术相比降低了功耗。
另外在本实施例中，斯密特触发电路15N和15P的输出通过电平移动电路16N和16P转换成输出级(输出缓存B1和B2)的电源电平，并且从OUTN和OUTP输出，但是在电源侧和GND侧的反馈电荷量分别发生了改变，并且可以通过在电平移动电路16N和16P的反馈路径中分别插入反相器18N和18P，通过反相器18N和18P的输出来在电源侧和GND侧交替接通和断开开关，选择电阻器R21或R22或者是电阻器R23或R24，并且根据所选择的电阻来将电流反馈到集成放大器14N和14P，来等效地改变无信号的平均输出电平，因此可以进一步降低功耗。
本发明明显不限于上述实施例，并且只要不偏离本发明的范围和精神主旨，可以进行修正和更改。例如，在实施例1中，通过去除集成放大器、停止处于无信号上的输出缓存的时钟操作，并且使用经过电流转换的差分信号以使来自反馈电路的反馈信号作为电流反馈回来，可以降低功耗。而在图7所示的现有D类放大器中，本实施例可以构造为使得时钟信号叠加到差分信号上，创建逻辑门电路，并且只将两个PWM波形的输出和反相输出的AND输入到自激励型D类放大器(其PWM波形电路由集成放大器和斯密特触发电路组成)中的输出缓存，然后对于无信号，停止输出缓存中的时钟操作，从而降低了功耗。
在实施例2中，讲到假设反馈电路17N和17P由具有预定电阻值的电阻器组成，但是反馈电路17N和17P可以由可变电阻器组成。在这种情况下，具有不同电阻值的多个电阻器并联连接，并且这些电阻器的连接是使用例如外部信号来切换的，以便通过外部信号来切换电阻值，从而实现期望电阻值。
在这种情况下，如下述公式(3)所示，反馈电路17N和17P的平均电阻值与电阻15或电阻16的比例为该系统的增益G。换句话说，通过将反馈电路17N和17P的电阻值设为可变，则该系统的增益也是可变的。
增益G＝2xR15/(R21+R22)  ……(3)

Claims (7)

1.一种D类放大器，包括：
第一PWM波形生成电路，用于根据差分信号的一个信号生成PWM波形；
第二PWM波形生成电路，用于根据差分信号的另一个信号生成PWM波形；以及
逻辑电路，用于输出第一PWM波形生成电路的输出和第二PWM波形生成电路的反相输出的AND。
2.如权利要求1所述的D类放大器，进一步包括振荡器电路，用于将时钟信号叠加到差分信号上。
3.如权利要求2所述的D类放大器，其中逻辑电路包括第一逻辑电路，用于输出第一PWM波形生成电路的输出和第二PWM波形生成电路的反相输出的AND，以及第二逻辑电路，用于输出第一PWM波形生成电路的反相输出和第二PWM波形生成电路的输出的AND。
4.如权利要求3所述的D类放大器，进一步包括第一输出缓存，用于对第一逻辑电路的输出进行放大；以及第二输出缓存，用于对第二逻辑电路的输出进行放大。
5.如权利要求1所述的D类放大器，其中第一和第二PWM波形生成电路包括比较电路，用于对输入信号和三角波进行比较并且输出PWM波形。
6.如权利要求2所述的D类放大器，进一步包括电压电流转换电路，用于将输入信号转换成电流并且输出差分信号，其中
第一和第二PWM波形生成电路分别包括电容元件，用于通过差分信号、时钟信号和反馈信号来存储电荷；比较电路，用于对电容元件的电势和参考电势进行比较并且输出PWM波形；以及反馈电路，用于将比较电路的输出转换成电流并且将其反馈给电容元件。
7.如权利要求1所述的D类放大器，进一步包括电平移动电路，用于对第一和第二PWM波形生成电路的输出电平进行移动；以及反馈电路，用于将电平移动电路的输出反馈给PWM波形生成电路，其中反馈电路将根据电平移动电路的输出电平的反馈量转换成根据PWM波形生成电路的反馈量，并且将其作为反馈信号输出。
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