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CN1694352A - D类放大器 - Google Patents

D类放大器 Download PDF

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CN1694352A
CN1694352A CNA2005100666954A CN200510066695A CN1694352A CN 1694352 A CN1694352 A CN 1694352A CN A2005100666954 A CNA2005100666954 A CN A2005100666954A CN 200510066695 A CN200510066695 A CN 200510066695A CN 1694352 A CN1694352 A CN 1694352A
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CN
China
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output
circuit
feedback
level
amplifier
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Application number
CNA2005100666954A
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黑川达史
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NEC Corp
Original Assignee
NEC Corp
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Abstract

一种D类放大器，包括差分信号输出单元，用于将来自由输入引脚所输入的声音信号的差分信号进行输出，以及该差分信号所输出到的P侧和N侧电荷均衡型D类放大器。每一个电荷均衡型D放大器包括：由集成放大器和施密特触发器电路组成的PWM波形生成电路；电平移动电路，用于移动PWM信号的电平；输出缓存，用于放大经过电平移动的信号；以及反馈电路，用于将输出缓存的输出负反馈到集成放大器。反馈电路的结构使得反馈量可通过根据高或低选择预定电阻来根据输出缓存的输出是高或低而改变。

Description

D类放大器
技术领域
本发明涉及安装在移动电话中的D类放大器，例如，特别涉及功耗得到降低的D类放大器。
背景技术
一般地，数字放大器包括：比较器，用于接收音频信号和三角波载波，并且输出PWM(脉宽调制)信号；以及D类输出级，用于放大比较器的输出。
在这种数字放大器中，比较器比较音频信号和三角波，并且生成PWM信号。输出级开关是由该PWM信号控制的，并且诸如扬声器等负载单元是由D类输出级的输出所驱动的。高频分量是在驱动负载单元期间同通过输出LPF(低通滤波器)来去除的。
不过在实际中，在数字放大器中，因三角波曲率、脉宽变形和电源电压变化而产生非线性变形，因此使用负反馈来改善非线性变形。这种方法之一是将输出级的输出负反馈到在比较器的前级中作为集成电路而安装的集成放大器。集成放大器提取和放大包括在方波(PWM波)反馈信号中的低频分量。
尽管这种它励振荡型PWM系统利用这样的输入三角波来工作，但是有一种自激励振荡型PWM数字放大器，它靠自身振荡而不需要输入外部三角波，以便集成放大器的输出是三角波(例如，日本未核专利申请公开No.2003-115730(下文中称为“现有技术”))。在自激励振荡型PWM系统中，不需要三角波振荡电路，并且使用例如施密特触发器电路等来代替比较器。
图5为框图，描述了现有自激励振荡型D类放大器。如图5所示，具有差分输出的D类放大器101(桥接负载：BTL)是由差分信号输出单元102组成的，差分信号输出单元102由用于将来自输入引脚Sin的声音信号转换成差分信号的电阻器R101～R104和全差分放大器A101组成，并且处于P侧和N侧的每一个电荷均衡D类放大器接收差分信号。
N侧电荷均衡D类放大器包括PWM波形生成电路和反馈电路。PWM波形生成电路是由由运算放大器A102和电容器C101所组成的集成放大器103N，以及由电阻器R107～R109和比较器COMP101所组成的施密特触发器电路104N组成的。反馈电路包括输出缓存B101和电阻器R111，用于将输出缓存B101的输出负反馈到集成放大器103N。由集成放大器103N和施密特触发器电路104N组成的PWM波形生成电路，是一种自激励振荡型振荡电路，不需要为它提供三角波，它就自动振荡，并且集成放大器103N的输出是三角波。
当电源电平为VDD1时，根据用于判定输入电压(集成放大器103N的输出)的低和高的输出低或高，施密特触发器电路104N具有下述两个阈值。
VH＝Vcom((R107+R109)/R109)
VL＝(Vcom(R107+R109)-VDD1xR107)/R109
P侧电荷均衡D类放大器的结构类似于N侧，并且根据用于判定输入电压(集成放大器103P的输出)的低和高的输出低或高，施密特触发器电路104P具有下述两个阈值。
VH＝Vcom((R108+R110)/R110)
VL＝(Vcom(R108+R110)-VDD1xR108)/R110
现在来讲述现有D类放大器的操作。图6是描述了D类放大器101中每一个节点的信号波形的图，其中S1是来自输入引脚Sin的声音信号(模拟信号)，S2是当声音信号为无信号时输出缓存B102的输出波形，S3是当S1的声音信号来自Sin时的P侧输出波形，S4是当S1的声音信号来自输入引脚Sin时的N侧输出波形，并且S5是施加于连接到D类放大器的随后级的负载的幅度。图7示出了集成放大器的输出电压(比较器的输入电压)和输出引脚OUTP的输出电压(Vout)之间的关系，其中横轴为时间，纵轴为电压。
首先来讲述当输入引脚Sin不提供声音信号的情况(声音信号＝无信号)。集成放大器103N和103P的非反向输入引脚分别连接到参考电势Vcom，并且比较器COMP101和102的非反向输入引脚分别连接到参考电势Vcom。在N侧和P侧的每一个电荷均衡D类放大器的操作类似，因此下面只讲述P侧电荷均衡D类放大器。
在当声音信号为无信号的情况下，集成放大器103P的非反向输入引脚的电压Vsin为Vsin＝Vcom。如图7A所示，如果输出引脚OUTP的输出电压Vout为高(电源电平)(时间T1)，则由于电流通过电阻器R112流入集成放大器103P的电容器C102，集成放大器103P的输出电压VA下降。集成放大器103P的输出电压VA下降到低于比较器COMP102的阈值电平VL，输出引脚OUTP的输出电压Vout达到低，并且电流流出集成放大器103P，因此集成放大器103P的输出电压VA增加。如果集成放大器103P的输出电压VA超过比较器COMP102的阈值电平VH，则比较器COMP102输出高，并且输出引脚OUTP达到高。重复该操作导致振荡。此时，从输出引脚OUTP经由反馈电路流入集成放大器103P的电荷量和从集成放大器103P流出到OUTP侧的电荷量相等，因此平均输出电平等于集成放大器103P的非反向输入电平(Vcom)(图6中的S2)。
现在来讲述当从输入引脚Sin输入声音信号的情况。根据来自如图5所示的输入引脚Sin的声音信号幅度，差分放大器A101的输出电平(Aop)如下：
Aop＝(Vsin-Vcom)xR104/(2xR101)
当Aop的电平高于集成放大器A103的非反向电平Vcom时，电流从Aop流入集成放大器A103。如果此时输出引脚OUTP为高，则流入集成放大器103P的电流是来自Aop的电流和来自反馈电路的电流之和，如图7B中的时间T1所示，输出电压到达比较器COMP102的阈值电平VL，并且与无信号相比，输出引脚OUTP更早达到低，也就是图7A中的时间T1。这意味着高的宽度变短。另一方面，如果输出引脚OUTP为低，则流入集成放大器103P的电流是来自反馈电路的电流减去来自Aop的电流，因此与无信号的情况相比，到达比较器COMP2的阈值电平LH的时间(时间T2)变长。这表明低的时间段变长。
对于当Aop的电平比Vcom的电平低时的情况是一样的，并且如图7C所示，当输出引脚OUTP为高时，由于减去了流入集成放大器103P的电流，因此时间T1变长，并且当输出引脚OUTP为低时，由于加上了流入集成放大器A103的电流，因此时间T2变短。这样，可以如图6中的S3和S4所示产生PWM波形，其中输出脉冲的工作占空比随着Aop的电平而改变。
通过对该输出进行滤波而获得的输出波形如下：
Vout＝(Vsin-Vcom)xR104xR112/(2xR101xR106)+Vcom
换句话说，从位于P侧的集成放大器103P到输出缓存B102的环路具有串联连接的反向放大器。这对于从位于N侧的集成放大器103N到输出缓存B101的环路是一样的。
不过，在如图5所示的D类放大101中，输出缓存B101和B102中的切换电路的电源电压可能波动，并且如果该电源电压波动，则增益也波动，因此在有些情况下系统会变得不稳定。为了避免该情况，上述现有技术公开了功率放大器(下面称为D类放大器)，其中当以预定电压分压比来分压输出级的切换电路的正电源电压和负电源电压时，电压是根据比较器的输出来切换的，并且被输入到比较器的输入端。
图8描述了在现有技术中讲述的D类放大器的主要部件。如图8所示，现有D类放大器包括PWM调制电路133a和用于放大从PWM调制电路133a输出的PWM信号的切换电路134，其中由切换电路134所放大的PWM信号经由LC滤波器(图中未示出)被输出到扬声器(图中未示出)。切换电路134包括N型FET(场效应晶体管)145和P型FET146，它们是串连的。
PWM调制电路133a包括由电容器136和运算放大器137组成的集成放大器139，比较器140，位于集成放大器139的输出和比较器140的非反向输入引脚之间的电阻器142，以及用于对比较器140的输出进行反向的反向器186。PWM调制电路133a进一步包括开关182，用于经由电阻器181将正侧电源电压VPX连接到共用引脚，并且开关182对两个接触进行切换，以便根据比较器140的输出来选择GND或比较器140的非反向输入引脚和电阻器142之间的节点P。PWM调制电路133a还包括开关184，用于经由电阻器183将负侧电源电压VMX连接到共用引脚，以便共用引脚对两个接触进行切换，以便根据比较器140的反向输出来选择GND或节点P。
开关182进行控制使得当比较器140的输出为高电平时共用引脚和节点P连接起来，并且当该输出为低电平时共用引脚和GND连接起来。开关184进行控制使得当比较器140的输出为低电平时共用引脚和节点P连接起来，并且当该输出为高电平时共用引脚和GND连接起来。
在以该方式构造的现有D类放大器的结构中，被输入到比较器140的输入端P的集成输出(三角波)的最大值VP和最小值VM分别与切换电路134的电源电压VPX和VMX成正比。结果，从位于比较器140的输入端的节点P到切换电路134的输出端Q的增益为常数，如下面的公式(1)所示，它与电源电压VPX和VMX无关，因此可以防止基于电源电压VPX和VMX的电路增益的波动。
G＝(VPX-VMX)/(VP-VM)    ......(1)
不过，如上说述，如图5所示的电荷均衡型D类放大器具有电阻反馈，假定PWM转换单元由全差分放大器102、集成放大器103N和103P、以及施密特触发器电路104N和104P组成，并且构建的输出单元(输出缓存B101、B102)与电源处于同一电平。对于诸如用于移动电话的电路等要求低功耗的电路而言，只有用于输出缓存B101和B102的电源电平可增加，而减少用于其它信号转换部件的电源电平，以便功耗下降和获得高幅度。在这种情况下，如果使用基于电阻反馈的结构，则在无信号时输出的平均电平是由集成放大器103N和103P的非反向输入电平来决定的，因此GND侧箝位并且幅度不够。
另外，在如图8所示的D类放大器中，输入信号和输出信号的增益可以由电阻132和电阻187之比来确定，但是在无信号时的输出与集成放大器139的非反向输入电平相同，因此，如果PWM调制电路133a的电源电平为VDD1并且切换电路134的电源电平为VDD2，则无法将切换电路134的输出完全放大到电源电平并且以VDD2/2为中心，并且无法获得足够高的幅度。
发明内容
根据本发明的一个方面，提出了D类放大器，它包括脉宽调制电路，用于根据输入信号输出脉宽调制信号；电平移动电路，用于移动脉宽调制电路的输出电平；以及反馈电路，连接到电平移动电路的输出侧，用于将反馈信号反馈给脉宽调制电路，其中反馈电路将基于来自电平移动电路的输出电平的反馈量转换成基于脉宽调制电路的反馈量，并且将转换后的反馈量作为反馈信号输出。
根据本发明，例如，甚至在当移动和输出具有低电源电平的脉宽调制电路的输出以减小功耗时，则可以通过用于反馈的反馈电路将反馈电平移动电路的输出的反馈信号转换成基于脉宽调制电路的电源电平的反馈量，并且PWM转换电路的电源电平和随后级中的输出级的电源电平可以被分别设定。
并且基于宽调制电路随后级中的电平移动之后的输出的反馈量被转换成基于用于反馈的脉宽调制电路的反馈量，因此甚至在PWM转换之后，在输出级的前级中也可以进行电平移动，因此能够减少功耗。另外，对电平移动之后的输出进行了反馈，因此能够抵消电源噪声的影响。
根据本发明的另一个方面，提出了D类放大器，它包括用于将输入信号转换成差分信号并且进行输出的全差分放大器，用于根据来自全差分放大器的一侧的差分信号来输出脉宽调制信号的第一脉宽调制电路，用于移动第一脉宽调制电路的输出电平的第一电平移动电路，连接到第一电平移动电路的输出侧以用于将第一反馈信号反馈给第一脉宽调制电路的第一反馈电路，用于根据来自全差分放大器另一侧的差分信号来输出脉宽调制信号的第二脉宽调制电路，用于移动第二脉宽调制电路的输出电平的第二电平移动电路，以及连接到第二电平移动电路的输出侧以用于将第二反馈信号反馈给第二脉宽调制电路的第二反馈电路，其中第一和第二反馈电路将基于来自第一和第二电平移动电路的输出电平的反馈量分别转换成基于第一和第二脉宽调制电路的反馈量，并且将转换后的反馈量分别作为第一和第二反馈信号进行输出。
附图说明
在结合附图的下面的说明中，可以更加明显看出本发明的上述和其他目的、优点和特征，其中：
图1为框图，描述了根据本发明实施例的D类放大器；
图2是示出了当输入信号为无信号时集成放大器4N和4P的输出电势Vintn和Vintp，以及此时来自输出OUTN和OUTP的输出电势Voutn和Voutp的图；
图3为在输入电压信号Vsin＞Vcom的情况下在每一个节点或输出的图；
图4为在输入电压信号Vsin＜Vcom的情况下在每一个节点或输出的图；
图5为框图，示出了现有自激励振荡型D类放大器；
图6是描述了位于D类放大器的每一个节点处的信号波形的图；
图7A～7C示出了集成放大器的输出电压(比较器的输入电压)和OUTP的输出电压之间的关系，其中横轴为时间，纵轴为电压；以及
图8是描述了在现有技术中讲述的D类放大器的主要部件的图。
具体实施方式
下面参考附图来讲述本发明的实施例。本实施例应是用于D类放大器的本发明，它适合于诸如用于例如移动电话的液晶面板的平板扬声器等需要低功耗的设备。
图1为框图，描述了根据本实施例的D类放大器。如图1所示，根据本实施例的D类放大器1包括由电阻器R1～R4和全差分放大器A1组成的差分信号输出单元2，以及差分信号所输出到的P侧和N侧电荷均衡型D类放大器3N和3P。差分信号输出单元2将来自输入引脚Sin的声音信号转换成差分信号。
N侧电荷均衡型D类放大器3N包括：PWM波形生成电路，它由包括有运算放大器A2和电容器C1的集成放大器4N，以及包括有电阻器R7和R9以及比较器COMP1的施密特触发器电路5N组成；电平移动(L/S)电路6N，用于对施密特触发器电路5N的输出进行电平移动；输出缓存B1，用于放大电平移动电路6N的输出；以及电荷均衡型反馈环路(反馈电路)7N，用于将输出缓存B1的输出负反馈到集成放大器4N。在本实施例中，假设PWM波形生成电路的电源电平为VDD1，并且进行电平移动之后的电源电平为VDD2。
以与N侧电荷均衡型D类放大器3N相同的方式构造P侧电荷均衡型D类放大器3P，并且包括：PWM波形生成电路，它由包括有运算放大器A3和电容器C2的集成放大器4P，以及包括有电阻器R8和R10以及比较器COMP2的施密特触发器电路5P组成；电平移动(L/S)电路6P，用于对施密特触发器电路5P的输出进行电平移动；输出缓存B2，用于放大电平移动电路6N的输出；以及电荷均衡型反馈环路7P，用于将输出缓存B2的输出负反馈到集成放大器4P。
在N侧电荷均衡型D类放大器3N的情况下，在集成放大器4N中，差分信号和来自反馈电路7N的反馈信号之一被输入到运算放大器A2的反向输入引脚，通过这种方式将电荷存储在电容器C1中，并且其输出为三角波。例如，全差分放大器A1的非反向输入引脚连接到诸如Vcom等固定电势。
在施密特触发器电路5N中，集成放大器4N的输出经由电阻器R7被输入到非反向输入引脚，并且例如反向输入引脚连接到诸如Vcom等固定电势。根据用于判定输入电压(集成放大器4N的输出)的输出低电平和高电平的输出低电平或高电平电压，在该施密特触发器电路5N中具有下述两个阈值。
VH＝Vcom((R7+R9)/R9)
VL＝(Vcom(R7+R9)-VDD1xR7)/R9
P侧电荷均衡D类放大器的结构类似于N侧，并且施密特触发器电路5P具有下述两个阈值。
VH＝Vcom((R8+R10)/R10)
VL＝(Vcom(R8+R10)-VDD1xR8)/R10
由集成放大器4N和施密特触发器电路5N组成的PWM波形生成电路，是一种自激励振荡型振荡电路，其不需要输入三角波就自动振荡，并且集成放大器4N的输出是三角波。
电平移动电路6N用于将施密特触发器电路5N的输出转换成输出缓存B1的电源电平。如上所述，如果D类放大器安装在用于诸如移动电话等这种功耗受限的应用的设备中，则功耗越小越好，因此低功耗是通过在输出缓存B1的前级中构建PWM波形生成电路以使电源电平下降来实现的。为此，需要通过电平移动电路6N来对PWM波形生成电路的输出进行电平移动，并且在输出级增加电源电平，以便获得高幅度。在这种情况下，组成集成放大器4N和4P的运算放大器A2和A3以及组成施密特触发器电路5N和5P的比较器COMP1和COMP2的电源电平VDD1为例如3V，并且输出缓存B1和B2的电源电平VDD2为例如15V。
不过，如果在现有方法中对电平移动信号执行电阻反馈，则在无信号时的平均输出电平是由集成放大器的非反向输入电平来决定的，因此GND侧箝位并且无法获得足够的幅度。为了获得足够的幅度，必须根据输出缓存B1和B2的电源电平VDD2来改变无信号的平均输出电平。换句话说，在无信号时的平均输出电平必须为VDD2/2。因此在本实施例中，这些反馈电路7N和7P的结构使得反馈量根据输出缓存B1和B2的输出电平而变化，结果使得该输出以VDD2/2为中心进行振荡，这样幅度完全能够达到电源电平。
换句话说，在N侧电荷均衡型D类放大器3N中，反馈电路7N通过根据VDD2移动R11，来设置电流反馈量，从而电流反馈量不会由于VDD2而变高。为此，反馈电路7N包括反向器8N，用于反向输出缓存B1的输出；开关SW1，由例如MOS(金属氧化物半导体)晶体管组成，其通过反向器8N的输出来接通/断开；电阻器R11，经由开关SW1连接到电源VDD；开关SW2，通过反向器8N的输出来接通/断开；以及电阻器R12，其一端经由开关SW2接地，另一端连接到电阻器R11。并且电阻器R11和电阻器R12之间的节点与集成放大器4N相连，并且根据反向器输出为低电平或高电平，将电阻器R11或R12选为反馈电阻器。
在该反馈电路7N中，当输出缓存B1的输出为高电平时，开关SW1接通并且电阻器R11连接到电源电势VDD，并且当输出缓存B1的输出为低电平时，开关SW2接通并且电阻器R12连接到GND。位于P侧电荷均衡型D类放大器3P的反馈电路7P的结构与此类似，其中当输出缓存B2的输出为高电平时，开关SW3接通并且电阻器R13连接到电源电势VDD，并且当输出缓存B2的输出为低电平时，开关SW4接通并且电阻器R14连接到GND。
在反馈电路7N中，电源电势VDD、固定电势Vcom和电阻器R11和R12的电阻值(用R11和R12表示)具有如下面公式(2)所示的关系。
(VDD2-Vcom)/R11＝(Vcom-(GND))/R12    ......(2)
另外在反馈电路7P中，电源电势VDD、固定电势Vcom和电阻器R13和R14的电阻值(用R13和R14表示)具有如下面公式(3)所示的关系。
(VDD2-Vcom)/R13＝(Vcom-(GND))/R14    ......(3)
换句话说，反馈电路7N和7P可以通过根据输出缓存B1和B2中的高或低来选择不同的电阻值R11和R13或R12和R14，来切换反馈量，以便不论输出电平如何都反馈同一电平的电流，并且能够对PWM信号输出进行电平移动。
现在来讲述根据本实施例的D类放大器的操作。图2示出了波形图，表示出当输入信号为无信号时集成放大器4N和4P的输出电势Vintn和Vintp，以及此时来自输出OUTN和OUTP的输出电势Voutn和Voutp。图3示出了在输入电压信号Vsin＞Vcom的情况下在每一个节点或输出处的输出波形，并且图4示出了在输入电压信号Vsin＜Vcom的情况下在每一个节点或输出处的输出波形。换句话说，图4示出了集成放大器4P的输出电势Vintp、输出OUTP的输出电势Voutp、集成放大器4N的输出电势Vintn以及输出OUTN的输出电势Voutn的输出波形。
当Vsin输入等于Vcom时，来自差分信号输出单元2的输入为0，因此流入Vintn和Vintp的电流分别为：
(VDD2-Vcom)/R11
(VDD2-Vcom)/R13
并且流出Vintn和Vintp的电流分别为：
(Vcom-(GND))/R12
(Vcom-(GND))/R14
由于如上述公式(2)和(3)所示，流入的电流和流出的电流相等(下文中将该电流量表示为Ifb)，因此Vintn和Vintp表现出三角波形式，其向上和向下的斜度相同，如图2所示。在施密特触发器电路5N和5P中通过上述两个阈值，这些三角波成为如图2所示的方波。如果来自输入引脚Sin的输入为无信号，则建立了Vintp＝Vintn且Voutp＝Voutn，并且N侧电荷均衡型D类放大器3N和P侧电荷均衡型D类放大器3P的输出波形是如图2所示的波形。
现在来讲述将信号输入到Vsin的情况。在Vsin＞Vcom的情况下，如果从差分信号输出单元2流入Vintp的电荷为Iin，则当输出OUTP为高时，流入电容器C2的电流为Ifb+Iin，其中Iin＜0，因此Vintp的电压上升的斜度小于无信号的情况(图3中的Vintp)，结果导致高电平的时间段变长(图3中的Voutp)。另一方面，当输出OUTP为低时，流入电容器C2的电流为Ifb+Iin，Vintp的电压降的斜度增加，结果导致低的时间段减少。
对于Vintn的情况，则正好相反，换句话说，当输出OUTN为高时，Vintn为高的时间段变短，并且当输出OUTN为低时，低的时间段变长，如图3中的Vintn和Voutn所示。
对于Vsin＜Vcom的情况，当输出OUTP为高时，流入电容器C2的电流为Ifb+Iin，其中Iin＞0，因此Vintp的电压上升的斜度大于无信号的情况(图4中的Vintp)，结果导致高电平的时间段变短(图4中的Voutp)。另一方面，当输出OUTP为低时，流入电容器C2的电流为-Ifb+Iin，Vintp的电压降的斜度减小，结果导致低的时间段变长。
如上所述，对于Vintn的情况，则正好相反，换句话说，当输出OUTN为高时，Vintn为高的时间段变长，并且当输出OUTN为低时，低的时间变短，如图4中的Vintn和Voutn所示。
在本实施例中，施密特触发器电路5N和5P的输出在电平移动电路6N和6P中被转换为输出级(输出缓存B1和B2)的电源电平，并且被从OUTN和OUTP所输出，但是在电源侧和GND侧的反馈电荷量分别发生了改变，并且可以通过从OUTN和OUTP在反馈路径中分别插入反向器8N和8P，通过反向器8N和8P的输出来在电源侧和GND侧交替接通和断开开关SW1～SW4，选择电阻器R11或R12或者是电阻器R13或R14，并且根据所选择的电阻来将电流反馈到集成放大器4N和4P，来均衡地改变无信号的输出的平均电平。
本发明明显不限于上述实施例，其可以进行修正和更改，而不偏离本发明的范围和精神。例如，在上述实施例中，描述了假设反馈电路7N和7P由具有预定电阻值的两个反馈电阻器组成，但是反馈电路7N和7P中的反馈电阻器可以由可变电阻器组成。在这种情况下，具有不同电阻值的多个电阻器并联连接，并且这些电阻器是利用例如外部控制信号来开关而连接的，从而通过外部控制信号来切换其电阻值，从而实现期望电阻值。
在这种情况下，如下述公式(4)所示，反馈电路7N和7P的平均电阻值与电阻5或电阻6的比例为该系统的增益G。换句话说，通过构造反馈电路7N和7P使得电阻值设为可变，则该系统的增益也是可变的。
增益G＝2xR6/(R11+R12)    ......(4)

Claims (7)

1.一种D类放大器，包括：
脉宽调制电路，用于根据输入信号输出脉宽调制信号；
电平移动电路，用于移动脉宽调制电路的输出的电平；以及
反馈电路，连接到电平移动电路的输出侧，用于将反馈信号反馈给脉宽调制电路，其中
反馈电路将基于来自电平移动电路的输出电平的反馈量转换成基于脉宽调制电路的反馈量，并且将转换后的反馈量作为反馈信号输出。
2.如权利要求1所述的D类放大器，其中反馈电路包括电阻器，调整其电阻值使得电平移动之后的电源电平被移动到脉宽调制电路的电源电平，并且对反馈信号进行反馈，以便在电平移动之后抵消由于电源的噪声。
3.如权利要求2所述的D类放大器，其中反馈电路包括当来自电平移动电路的输出电平分别为高电平或低电平时接通的第一开关和第二开关，以及分别由第一开关和第二开关来选择的第一反馈电阻器和第二反馈电阻器。
4.如权利要求1所述的D类放大器，其中反馈电路包括可变电阻器，它能够通过外部控制信号来切换电阻值。
5.如权利要求1所述的D类放大器，进一步包括输出缓存，用于放大电平移动电路的输出，其中反馈电路将输出缓存的输出反馈给脉宽调制电路。
6.如权利要求1所述的D类放大器，其中脉宽调制电路包括用于集成输入信号和反馈信号的集成电路，以及用于对集成电路的输出和参考电势进行比较并且输出脉宽调制信号的施密特触发器电路，其中反馈电路将反馈信号输入到集成电路。
7.一种D类放大器，包括：
全差分放大器，用于将输入信号转换成差分信号并且输出它们；
第一脉宽调制电路，用于根据来自全差分放大器的一侧的差分信号来输出脉宽调制信号；
第一电平移动电路，用于移动第一脉宽调制电路的输出的电平；
第一反馈电路，连接到第一电平移动电路的输出侧，用于将第一反馈信号反馈给第一脉宽调制电路；
第二脉宽调制电路，用于根据来自全差分放大器另一侧的差分信号来输出脉宽调制信号；
第二电平移动电路，用于移动第二脉宽调制电路的输出的电平；以及
第二反馈电路，连接到第二电平移动电路的输出侧，用于将第二反馈信号反馈给第二脉宽调制电路，其中
第一和第二反馈电路将基于来自第一和第二电平移动电路的输出电平的反馈量分别转换成基于第一和第二脉宽调制电路的反馈量，并且将转换后的反馈量分别作为第一和第二反馈信号输出。
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