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CN115769493A - 音频电路、使用其的电子设备及车载音频系统 - Google Patents

音频电路、使用其的电子设备及车载音频系统 Download PDF

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CN115769493A
CN115769493A CN202180047771.4A CN202180047771A CN115769493A CN 115769493 A CN115769493 A CN 115769493A CN 202180047771 A CN202180047771 A CN 202180047771A CN 115769493 A CN115769493 A CN 115769493A
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circuit
amplifier
audio
signal
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酒井光辉
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Rohm Co Ltd
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Abstract

D级放大器电路(200)接收以第一基准电压(VFIL)为中间电平的模拟音频信号(VIN)，输出具有与模拟音频信号(VIN)对应的占空因数的输出脉冲信号(SOUT)。偏置电路(310)生成第二基准电压(VFILP)，其具有将第一基准电压(VFIL)和电源电压(VCC)分压的电压电平。D级放大器电路(200)的周期电压产生电路(260)生成具有与第二基准电压(VFILP)对应的振幅的三角波或锯齿波的周期电压(VOSC)。

Description

音频电路、使用其的电子设备及车载音频系统
技术领域
本公开涉及驱动扬声器或耳机的音频放大器电路。
背景技术
作为驱动扬声器或耳机等的电气音响转换元件的功率放大器，使用高效的D级放大器。图1是使用D级放大器的音频系统100R的框图。音频系统100R主要具备扬声器102、低通滤波器104以及音频电路900R。
音频电路900R具备D级放大器电路200R。D级放大器电路200R产生具有与模拟音频信号VIN对应的占空因数的输出脉冲信号SOUT。低通滤波器104除去D级放大器电路200R的输出脉冲信号SOUT的高频成分，供给至扬声器102。
D级放大器电路200R是带反馈的D级放大器，包括积分器210、周期电压产生电路220、PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)比较器230、电桥电路240。
积分器210包括电阻R11、R12、电容器C11、误差放大器212。误差放大器212的反相输入端子(－)中，被经由第一电阻R11输入模拟音频信号VIN，并被经由第二电阻R12，输入与输出脉冲信号SOUT对应的反馈信号VFB。电容器C11被设置在误差放大器212的输出与反相输入端子之间，误差放大器212的非反相输入端子被输入基准电压VCOM。该D级放大器电路200R的增益gD以R12/R11的方式给出。
周期电压产生电路220生成三角波或锯齿波的周期电压VOSC。周期电压VOSC是脉宽调制的载波。周期电压VOSC的频率为PWM频率，高于可听频带(20Hz～20kHz)，以几百kHz～几MHz的范围确定。PWM比较器230将积分器210的输出信号VINT和周期电压VOSC进行比较，生成根据比较结果而取高或低电平的PWM信号SPWM。
驱动器250根据PWM信号SPWM，互补地开关电桥电路240的高侧晶体管MH和低侧晶体管ML。驱动器250以高侧晶体管MH和低侧晶体管ML不会同时导通的方式，插入死区时间。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特许第5618776号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
在图1的音频电路900R中，周期电压产生电路220产生的周期电压VOSC的振幅不依赖电源电压VCC而是固定的。
积分器210的输出电压VINT的电压范围需要包含在周期电压VOSC的波峰与波谷之间。因此，模拟音频信号VIN的最大振幅ΔVMAX因周期电压VOSC的振幅ΔVOSC而受到限制。具体而言，周期电压VOSC的振幅ΔVOSC例如被固定在2Vpp左右，模拟音频信号VIN的中间电平VBIAS以2.5V、其最大振幅ΔVMAX为5Vpp的方式决定。
即使在将图1的音频电路900R使用在电源电压VCC较大，换言之输出脉冲信号SOUT的振幅较大的系统中的情况下，输入电压VIN的振幅(信号电平)也因周期电压VOSC而受到制约，并不能增大。
此外，在音频系统100R中，为了得到满程输出，D级放大器电路200R的增益g需要设计为(VCC/ΔVMAX)倍。VCC＝15V，ΔVMAX＝5V时，积分器210的增益g需要设为3倍。大的增益g是噪声特性变差的原因。
本公开是鉴于相关技术问题而得到的，其一方案的例示性的目的之一在于，提供一种能够根据电源电压，灵活设计信号电平的音频电路。
用于解决技术问题的方法
本公开的音频电路包括：D级放大器电路，接收将第一基准电压作为中间电平的模拟音频信号，输出具有与模拟音频信号对应的占空因数的输出脉冲信号；以及偏置电路，生成具有将第一基准电压和电源电压进行分压的电压电平的第二基准电压。D级放大器电路包括：积分器，接收模拟音频信号和与输出脉冲信号对应的反馈信号；周期电压产生电路，生成三角波或锯齿波的周期电压；PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)比较器，比较积分器的输出和周期电压；电桥电路，供给电源电压；以及驱动器，根据PWM比较器的输出，驱动电桥电路。积分器包括：第一放大器，在非反相输入端子接收第二基准电压；第一电阻，在一端输入模拟音频信号，另一端与第一放大器的反相输入端子相连接；以及第二电阻，在一端输入反馈信号，另一端与第一放大器的反相输入端子相连接。周期电压产生电路生成具有与第二基准电压对应的振幅的周期电压。
此外，上述构成要素的任意组合、将本发明的表现在方法、装置等之间转换的方案作为本发明的方案也是有效的。并且，该项目(用于解决技术问题的方法)的记载并不说明本发明的不可或缺的所有特征，因此，所述的这些特征的子组合也可以作为本发明。
发明效果
根据本公开的一方案，能够根据电源电压，灵活设计信号电平。
附图说明
图1是使用D级放大器的音频系统的框图。
图2是具备实施方式的音频电路的音频系统的框图。
图3的(a)～(e)是说明图2的音频电路的动作的图。
图4是示出偏置电路的结构例的电路图。
图5是示出周期电压产生电路的构成例的电路图。
图6是示出音频电路的构成例的图。
图7是示出音频电路的其他构成例的图。
图8是利用实施方式的音频电路的车载音频系统的框图。
图9的(a)、(b)是示出利用实施方式的音频电路的电子设备的图。
具体实施方式
(实施方式的概要)
说明本公开的几个例示性的实施方式的概要。该概要作为后续的详细说明的前言，以实施方式的基本性理解为目的，简要说明一个或多个实施方式的几个概念，并不在于限定发明或公开的范围。此外，该概要并不是应考虑的所有的实施方式的统括性的概要，并不在于限定实施方式的不可或缺的构成要素。为了方便起见，“一实施方式”有时用作指示本说明书公开的一个实施方式(实施例或变形例)或多个实施方式(实施例或变形例)。
一实施方式的音频电路包括：D级放大器电路，接收将第一基准电压作为中间电平的模拟音频信号，输出具有与模拟音频信号对应的占空因数的输出脉冲信号；以及偏置电路，生成具有将第一基准电压和电源电压分压后的电压电平的第二基准电压。D级放大器电路包括：积分器，接收模拟音频信号和与输出脉冲信号对应的反馈信号；周期电压产生电路，生成三角波或锯齿波的周期电压；PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)，比较积分器的输出与周期电压；电桥电路，被供给电源电压；以及驱动器，根据PWM比较器的输出，驱动电桥电路。积分器包括：第一放大器，在非反相输入端子接收第二基准电压；第一电阻，在一端被输入模拟音频信号，另一端与第一放大器的反相输入端子相连接；以及第二电阻，在一端被输入反馈信号，另一端与第一放大器的反相输入端子相连接。周期电压产生电路生成具有与第二基准电压对应的振幅的周期电压。
根据该结构，被供给至积分器的第二基准电压追随电源电压而变化，成为脉冲宽度调制的载波的周期电压的振幅也根据第二基准电压而变化。其结果，模拟音频信号的信号电平的设计的自由度升高。
在一实施方式中，还能够以与电源电压成比例的方式，设定模拟音频信号的信号电平(中间电平及最大振幅)。此时，也能够不依赖于电源电压地，将D级放大器电路的增益设为一定。
此外，在一实施方式中，在电源电压较高的情况下，通过增大模拟音频信号的信号电平(中间电平及最大振幅)，能够较低地设定D级放大器电路的增益，由此可以抑制噪声特性的变差。
在一实施方式中，周期电压产生电路可以包括：时钟产生电路，生成以第二基准电压的二倍的电压电平为振幅的第一时钟信号；以及三角波产生电路，根据第一时钟信号，生成周期电压。由此，可以生成以第二基准电压为中间电平的三角波。
在一实施方式中，时钟产生电路可以包括：电平移位电路，接收具有周期电压的二倍的频率的第二时钟信号，将第二时钟信号的高电平电压电平移位至第二基准电压的二倍的电压电平；以及分频器，对电平移位电路电平移位后的第三时钟信号进行1/2分频，生成第一时钟信号。由此，可以将第一时钟信号的占空因数保持在50％，并可以提高三角波的波形的品质。
在一实施方式中，分频器可以包含触发器。
在一实施方式中，也可以是，三角波产生电路包括：第二放大器；第三电阻，在一端接收第一时钟信号，另一端与第二放大器的反相输入端子相连接；第一电容器，被设置于第二放大器的输出端子与第二放大器的反相输入端子之间；第三放大器，在非反相输入端子接收第二基准电压，其输出端子与第二放大器的非反相输入端子相连接；第四电阻，一端与第二放大器的输出端子相连接，另一端与第三放大器的反相输入端子相连接；以及第二电容器，被设置于第三放大器的输出端子与第三放大器的反相输入端子之间，第二放大器的输出电压是周期电压。根据该结构，以周期电压的中间电平接近第二基准电压的方式，调节被供给至第二放大器的非反相输入端子的电压。其结果，可以抑制时钟产生电路的输出阻抗的偏差，抑制电源电压变动引起的特性变差。
在一实施方式中，偏置电路可以包括：第一分压电路，生成电源电压的1/2倍的中点电压；以及第二分压电路，将第一基准电压和中点电压进行分压。
在一实施方式中，第二分压电路的分压比可以与D级放大器电路的增益相等。由此，可以使D级放大器电路在与电源电压相应的最适当的动作点动作。
在一实施方式中，音频电路可以被一体集成在一个基板上。所谓“一体集成”，包含电路的所有构成要素都形成在基板上的情况、或电路的主要构成要素被一体集成的情况，也可以为了进行电路常数的调节而一部分电阻或电容器等设置于基板的外部。通过将电路集成在一个芯片上，可以削减电路面积，同时能够均匀地保持电路元件的特性。
(实施方式)
下面，针对优选的实施方式参照附图进行说明。对于各附图所示的相同或同等的构成要素、部件、处理，标注相同的附图标记，适当省略重复的说明。另外，实施方式并不用于限定公开或发明而是例示，并非实施方式记述的所有特征或其组合都是公开及发明的本质部分。
在本说明书中，所谓“部件A与部件B连接的状态”，包括部件A和部件B物理地直接地连接的情况，还包括部件A和部件B经由对电连接状态不产生实质影响的、或不损害功能的其他部件间接地连接的情况。
同样地，所谓“部件C被设置在部件A和部件B之间的状态”是指，除直接连接部件A和部件C，或直接连接部件B和部件C的情况外，还包含对电连接状态不产生实质影响地、或经由不损害功能的其他部件间接地连接的情况。
图2是具备实施方式的音频电路300的音频系统100的框图。音频系统100包括扬声器102、低通滤波器104及音频电路300。
音频电路300具备D级放大器电路200及偏置电路310，作为集成在一个半导体芯片上的功能IC(Integrated Circuit：集成电路)而构成。从外部向音频电路300的电源引脚VCC供给电源电压VCC。
向D级放大器电路200输入以第一基准电压VFIL为中间电平的模拟音频信号VIN。D级放大器电路200产生具有与模拟音频信号VIN相应的占空因数的输出脉冲信号SOUT。低通滤波器104除去D级放大器电路200的输出脉冲信号SOUT的高频成分，并供给至扬声器102。
向偏置电路310供给第一基准电压VFIL(或与其成比例的电压)、电源电压VCC(或与其成比例的电压)。偏置电路310生成将第一基准电压VFIL和电源电压VCC分压所得到的第二基准电压VFILP。
D级放大器电路200是带反馈的D级放大器，包括积分器210、周期电压产生电路260、PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)比较器230、电桥电路240。
积分器210包括电阻R11、R12、电容器C11、误差放大器212。误差放大器212的反相输入端子(－)中，经由第一电阻R11被输入模拟音频信号VIN，并经由第二电阻R12，被输入与输出脉冲信号SOUT对应的反馈信号VFB。电容器C11被设置于误差放大器212的输出与反相输入端子之间，误差放大器212的非反相输入端子被输入第二基准电压VFILP。该D级放大器电路200的增益gD以R12/R11的方式给出。
D级放大器电路200可以构成为其增益可变，音频系统100的设计者能够自由地变更。
优选地，以满足以下的式子的方式生成第二基准电压VFILP。
VFILP＝(VCC/2×R12+VFIL×R11)/(R11+R12)
周期电压产生电路260生成三角波或锯齿波的周期电压VOSC。周期电压VOSC是脉宽调制的载波。周期电压VOSC的频率是PWM频率，高于可听频带(20Hz～20kHz)，确定在几百kHz～几MHz的范围。
PWM比较器230将积分器210的输出信号VINT与周期电压VOSC进行比较，生成根据比较结果而取高或低的PWM信号SPWM。
电桥电路240是推挽型的逆变器，被供给电源电压VCC。电桥电路240包括高侧晶体管MH和低侧晶体管ML。高侧晶体管MH可以是PMOS晶体管，也可以是NMOS晶体管。
驱动器250根据PWM信号SPWM，互补地开关电桥电路240的高侧晶体管MH和低侧晶体管ML。驱动器250为使得高侧晶体管MH和低侧晶体管ML不同时导通而插入死区时间。
向周期电压产生电路260供给第二基准电压VFILP。周期电压产生电路260生成具有与第二基准电压VFILP对应的峰到峰(peak-to-peak)的振幅ΔVOSC的周期电压VOSC。例如振幅ΔVOSC可以设定为VCC/N(N为常数)，例如可以设定N＝4。
以上为音频电路300的结构。接着说明其动作。图3的(a)～(e)是说明图2的音频电路300的动作的图。图3的(a)～(e)中，示出电源电压VCC、D级放大器电路200的增益、模拟音频信号VIN的信号电平的不同组合。
为了容易理解，在图3的(a)、(c)中设定VCC＝10V，在图3的(b)、(d)、(e)中，设定VCC＝15V。此外，在图3的(a)、(b)中，设定VFIL＝2.5V，在图3的(c)、(d)中，设为VFIL＝5V，在图3的(e)中设定VFIL＝7.5V。图3的(a)～(e)中的增益分别设定为2倍、3倍、1倍、1.5倍、1倍。
在图3的(a)～(e)各者中，周期电压VOSC的中间电平即第二基准电压VFILP分别为4.17V、6.25V、5V、6.5V、7.5V。此外，图3的(a)～(e)各者中的周期电压VOSC的峰到峰的振幅ΔVOSC是电源电压VDD的1/4倍，为2.5V、3.75V、2.5V、3.75V、3.5V。在任意的情况下，可以将模拟音频信号VIN放大到满程，驱动扬声器102。
这样根据本实施方式的音频电路300，能够根据电源电压VCC，灵活设计信号电平。
例如，如图3的(c)和(e)所示，能够以与电源电压VCC成比例的方式，设定模拟音频信号VIN的信号电平(中间电平及最大振幅)。此时，能够不依赖于电源电压VCC地，将D级放大器电路200的增益设为一定。
此外，如图3的(c)、(e)或(d)所示，在电源电压VCC较高的情况下，通过增大模拟音频信号VIN的信号电平(中间电平及最大振幅)，从而能够较低地设定D级放大器电路200的增益。由此，相比于D级放大器电路200的增益较高的情况(例如3倍)，可以改善噪声特性。
或者，模拟音频信号VIN的信号电平可以根据音量的设定值来决定。由此，在各种音量下，能够进行满程的输出。
本公开可以作为图2的电路图来把握，或者涉及从上述的说明中导出的各种装置、电路，并不限定于特定的结构。下面，并不在于缩小本发明的范围，而是为了容易、明确发明的本质或电路工作的理解，说明更具体的结构例。
图4是示出偏置电路310的结构例的电路图。偏置电路310包括电阻R23～26以及缓冲器313、314。
第五电阻R25、第六电阻R26以及缓冲器313构成将电源电压VCC分压的第一分压电路316。R25＝R26时，在分压电路316中，生成电源电压VCC的中点电压VCC/2，经由缓冲器313而输出。
第三电阻R23及第四电阻R24被设置在分压电路316的输出与产生第一基准电压VFIL的节点(行)FIL之间，构成第二分压电路317。
第三电阻R23及第四电阻R24的电阻值之比根据D级放大器电路200的增益gD、即图2的第一电阻R11、第二电阻R12的电阻值确定即可。
R24：R23＝R11：R12
在第三电阻R23、第四电阻R24及连接节点Nx，产生将电压VCC/2和电压VFIL内分的电压Vx。
Vx＝(VFIL×R23+VCC/2×R24)/(R23+R24)
缓冲器314具有高输入阻抗、低输出阻抗，输出与电压Vx相同电压电平的第二基准电压VFILP。
图5是示出周期电压产生电路260的结构例的电路图。周期电压产生电路260包括时钟产生电路262、三角波产生电路264。
时钟产生电路262生成以第二基准电压VFILP的二倍的电压电平2×VFILP为振幅的第一时钟信号CLK1。三角波产生电路264根据第一时钟信号CLK1，生成周期电压VOSC。
电源266生成第二基准电压VFILP的二倍的电压电平2×VFILP。向电平移位电路268输入具有周期电压VOSC的二倍频率的第二时钟信号CLK2。电平移位电路268将第二时钟信号CLK2的高电平电压(例如电源电压VDD)电平移位至第二基准电压VFILP的二倍的电压电平2×VFILP。
分频器270将电平移位电路268进行电平移位后的第三时钟信号CLK3进行1/2分频，生成第一时钟信号CLK1。例如分频器270可以由触发器构成。因从电平移位电路268通过，或者因电源电压的变动，电平移位电路268输出的时钟的占空因数有时会脱离50％。根据图5的时钟产生电路262，将具有最终的频率的二倍频率的第二时钟信号CLK2输入电平移位电路268中，通过在电平移位后进行1/2分频，可以将第一时钟信号CLK1的占空因数保持在50％。由此，可以提高三角波的波形的品质，可以提高调制精度。
接着，说明三角波产生电路264的结构例。三角波产生电路264包括放大器OA31、OA32，电阻R31、R32，电容器C31、C32。电阻R31在其一端接收第一时钟信号CLK1，另一端与放大器OA31的反相输入端子(－)相连接。电容器C31被设置于放大器OA31的输出端子与放大器OA31的反相输入端子(－)之间。
放大器OA32的非反相输入端子被输入第二基准电压VFILP。放大器OA32的输出端子与放大器OA31的非反相输入端子(+)相连接。电阻R32的一端与放大器OA31的输出端子相连接，另一端与放大器OA32的反相输入端子相连接。电容器C32被设置在放大器OA32的输出端子和放大器OA32的反相输入端子之间。放大器OA31的输出电压成为周期电压VOSC。
根据该结构，以周期电压VOSC的中间电平接近第二基准电压VFILP的方式，调节被供给至放大器OA31的非反相输入端子的电压。其结果，可以抑制时钟产生电路262的输出阻抗的偏差，抑制电源电压变动导致的特性变差。
接着，针对音频电路300的输入接口进行说明。
图6是示出音频电路300的结构例(300A)的图。音频电路300A除偏置电路310、D级放大器电路200之外，还包括数字音频接口电路330及D/A转换器320。
数字音频接口电路330从外部声源接收数字音频信号SDIG。数字音频信号SDIG的格式并不特别限定，例示出I2S(I2S(Inter IC Sound：芯片间传递音讯))等。
D/A转换器320将数字音频接口电路330接收的数字音频信号SDIG转换为模拟音频信号VIN。
在该结构中，模拟音频信号VIN的中间电平VFIL根据D/A转换器320的基准电压VREF而规定。因此，向偏置电路310供给具有基于基准电压VREF的电压电平的第一基准电压VFIL即可。
图7是示出音频电路300的其他结构例(300B)的图。音频电路300B除偏置电路310、D级放大器电路200之外，还包括模拟输入接口电路340。模拟输入接口电路340例如包括在模拟输入引脚IN与第一基准电压VFIL的产生节点之间所设置的电阻R41。向模拟输入引脚IN中，经由耦合电容，输入模拟音频信号SANLG。此时，向偏置电路310供给第一基准电压VFIL即可。
(用途)
说明音频电路300的用途。图8是利用实施方式的音频电路的车载音频系统的框图。
车载音频系统500具备4个扬声器502FL、502FR、502RL、502RR，4个滤波器504FL、504FR、504RL、504RR，声源506及音频电路300。
声源106输出左右(LR)2信道或者多信道的数字音频信号。音频电路300包括4信道的D级放大器电路200、与声源106的接口电路301。接口电路301可以对应于图3的数字音频接口电路330及D/A转换器320。
滤波器504、声源506及音频电路300被内置于音频头单元或汽车导航装置。或者，音频电路300也可以是与声源106相独立的产品。
图9的(a)、(b)是示出利用实施方式的音频电路的电子设备的图。图9的(a)的电子设备是电视等的显示装置600。显示装置600包括扬声器602L、602R、滤波器604L，604R、声源606及音频电路300、显示面板610。
图9的(b)的电子设备是音频组件装置800。音频组件装置800包括相当于声源的音频信号处理电路806、音频电路300、未图示的滤波器。音频电路300驱动经由扬声器电缆连接的802L、802R。
上述的实施方式为例示，本领域技术人员应当理解，对这些各构成要素或各处理流程的组合能够形成各种变形例。下面，针对这样的变形例进行说明。
在实施方式中，说明了半桥型的D级放大器，但本发明还可以应用于全桥型(BTL：Bridge-Tied Load)的D级放大器，此时，不再需要低通滤波器104的DC块状电容器。并且，在全桥型的D级放大器中，也可以采用省略低通滤波器104的无滤波器调制方式。
工业上的可利用性本公开可以利用在音频装置中。
附图标记说明
100音频系统
102扬声器
104低通滤波器
106声源
300音频电路
VCC 电源引脚
200 D级放大器电路
210积分器
212误差放大器
230 PWM比较器
240电桥电路
250驱动器
260周期电压产生电路
262时钟产生电路
264三角波产生电路
266电压源
268 电平移位电路
270分频器
310偏置电路
320D/A转换器
330数字音频接口电路。

Claims (10)

1.一种音频电路，包括：
D级放大器电路，接收以第一基准电压为中间电平的模拟音频信号，输出具有与所述模拟音频信号对应的占空因数的输出脉冲信号，以及
偏置电路，生成具有将所述第一基准电压和电源电压分压后的电压电平的第二基准电压；
所述D级放大器电路具备：
积分器，接收所述模拟音频信号和与所述输出脉冲信号对应的反馈信号，
周期电压产生电路，生成三角波或锯齿波的周期电压，
PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)比较器，比较所述积分器的输出与所述周期电压，
电桥电路，供给所述电源电压，以及
驱动器，根据所述PWM比较器的输出，驱动所述电桥电路；
所述积分器包括：
第一放大器，在非反相输入端子接收所述第二基准电压，
第一电阻，一端被输入所述模拟音频信号，另一端与所述第一放大器的反相输入端子相连接，以及
第二电阻，一端被输入所述反馈信号，另一端与所述第一放大器的反相输入端子相连接；
所述周期电压产生电路生成具有与所述第二基准电压相应的振幅的周期电压。
2.根据权利要求1所述的音频电路，
所述周期电压产生电路包括：
时钟产生电路，生成以所述第二基准电压的二倍的电压电平为振幅的第一时钟信号；以及
三角波产生电路，根据所述第一时钟信号，生成所述周期电压。
3.根据权利要求2所述的音频电路，
所述时钟产生电路包括：
电平移位电路，接收具有所述周期电压的二倍频率的第二时钟信号，将所述第二时钟信号的高电平电压电平移位至所述第二基准电压的二倍的电压电平；以及
分频器，将所述电平移位电路进行电平移位后的第三时钟信号进行1/2分频，生成所述第一时钟信号。
4.根据权利要求3所述的音频电路，
所述分频器包括触发器。
5.根据权利要求2至4的任一项所述的音频电路，
所述三角波产生电路包括：
第二放大器，
第三电阻，在一端接收所述第一时钟信号，另一端与所述第二放大器的反相输入端子相连接，
第一电容器，被设置于所述第二放大器的输出端子与所述第二放大器的所述反相输入端子之间，
第三放大器，在非反相输入端子接收所述第二基准电压，其输出端子与所述第二放大器的非反相输入端子相连接，
第四电阻，一端与所述第二放大器的所述输出端子相连接，另一端与所述第三放大器的反相输入端子相连接，以及
第二电容器，被设置于所述第三放大器的输出端子和所述第三放大器的所述反相输入端子之间；
所述第二放大器的输出电压为所述周期电压。
6.根据权利要求1至5的任一项所述的音频电路，
所述偏置电路包括：
第一分压电路，生成所述电源电压的1/2倍的中点电压；以及
第二分压电路，将所述第一基准电压和所述中点电压进行分压。
7.根据权利要求6所述的音频电路，
所述第二分压电路的分压比与所述D级放大器电路的增益相等。
8.根据权利要求1至7的任一项所述的音频电路，
其被一体集成在一个基板上。
9.一种车载音频系统，包括：
扬声器；以及
驱动所述扬声器的权利要求1至8的任一项所述的音频电路。
10.一种电子设备，
具备权利要求1至8的任一项所述的音频电路。
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