JPH0728181B2 - パルス幅変調増幅回路 - Google Patents
パルス幅変調増幅回路Info
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- JPH0728181B2 JPH0728181B2 JP63328811A JP32881188A JPH0728181B2 JP H0728181 B2 JPH0728181 B2 JP H0728181B2 JP 63328811 A JP63328811 A JP 63328811A JP 32881188 A JP32881188 A JP 32881188A JP H0728181 B2 JPH0728181 B2 JP H0728181B2
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- signal
- width modulation
- amplifier
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2173—Class D power amplifiers; Switching amplifiers of the bridge type
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- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はパルス幅変調増幅回路に関するものであり、特
に２つのパルス幅変調増幅器に加えるアナログ信号を逆
相とし、パルス幅変調増幅器の出力端間に負荷の両端を
接続するようにしたBTL（バランスド・トランスフォー
マ・レス）回路に関する。
に２つのパルス幅変調増幅器に加えるアナログ信号を逆
相とし、パルス幅変調増幅器の出力端間に負荷の両端を
接続するようにしたBTL（バランスド・トランスフォー
マ・レス）回路に関する。
パルス幅変調増幅器（PWMアンプ）として、例えば音声
信号等のアナログ信号で高周波の三角波キャリア信号を
変調してパルス幅信号に変換し、これを電力増幅してス
ピーカ等の負荷に与える直前でキャリア信号をフィルタ
で除去して復調するようにしたものがあり、電力増幅時
の効率が非常に良く、このため最近車載用のオーディオ
機器等に用いられている。
信号等のアナログ信号で高周波の三角波キャリア信号を
変調してパルス幅信号に変換し、これを電力増幅してス
ピーカ等の負荷に与える直前でキャリア信号をフィルタ
で除去して復調するようにしたものがあり、電力増幅時
の効率が非常に良く、このため最近車載用のオーディオ
機器等に用いられている。
第５図はPWMアンプの一例を示したものであり、１はア
ナログ信号の入力端であり、このアナログ信号はコンパ
レータ２の反転入力端に印加される。一方このコンパレ
ータ２の非反転入力端には高周波（例えば200KHz程度）
の三角波キャリア発振器３から出力が印加されており、
従ってキャリア信号はアナログ信号により変調されパル
ス幅信号に変換される。前記コンパレータ２により得ら
れたパルス幅信号はドライブアンプ４を経てＮチャンネ
ルMOS型パワーFETより成るパルス増幅（電力増幅）器５
により増幅され、チョークコイル６およびコンデンサ７
より成るフィルタ回路によりキャリアが除去され、出力
端８に接続された例えばスピーカ９を駆動する。
ナログ信号の入力端であり、このアナログ信号はコンパ
レータ２の反転入力端に印加される。一方このコンパレ
ータ２の非反転入力端には高周波（例えば200KHz程度）
の三角波キャリア発振器３から出力が印加されており、
従ってキャリア信号はアナログ信号により変調されパル
ス幅信号に変換される。前記コンパレータ２により得ら
れたパルス幅信号はドライブアンプ４を経てＮチャンネ
ルMOS型パワーFETより成るパルス増幅（電力増幅）器５
により増幅され、チョークコイル６およびコンデンサ７
より成るフィルタ回路によりキャリアが除去され、出力
端８に接続された例えばスピーカ９を駆動する。
そしてこの様なPWMアンプを２つ使用し、BTL回路とした
ものを第６図に示す。
ものを第６図に示す。
すなわちこのBTL回路においては、入力端１に加わるア
ナログ信号を先ず差動回路10等によって互に180度位相
の異なる第１と第２のアナログ信号に変換させる。そし
て第１のアナログ信号は第１のコンパレータ２によりパ
ルス幅信号に変換され、ドライブアンプ４、パルス増幅
器５を経てチョークコイル６およびコンデンサ７により
キャリアが除去され出力端８にもたらされる。
ナログ信号を先ず差動回路10等によって互に180度位相
の異なる第１と第２のアナログ信号に変換させる。そし
て第１のアナログ信号は第１のコンパレータ２によりパ
ルス幅信号に変換され、ドライブアンプ４、パルス増幅
器５を経てチョークコイル６およびコンデンサ７により
キャリアが除去され出力端８にもたらされる。
一方第２のアナログ信号は同様に第２のコンパレータ
２′によりパルス幅信号に変換され、ドライブアンプ
４′、パルス増幅器５′を経てチョークコイル６′およ
びコンデンサ７′によりキャリアが除去され出力端８′
にもたらされる。
２′によりパルス幅信号に変換され、ドライブアンプ
４′、パルス増幅器５′を経てチョークコイル６′およ
びコンデンサ７′によりキャリアが除去され出力端８′
にもたらされる。
前記出力端８および８′間には、例えばスピーカ等の負
荷９の両端が接続されており、従って負荷９には各々の
PWMアンプからの復調アナログ出力が逆相関係で印加さ
れることになり、その両端間電圧は１つのPWMアンプに
よって得られる出力電圧の２倍となり、理論上４倍の電
力を負荷９に対して出力させることができる。
荷９の両端が接続されており、従って負荷９には各々の
PWMアンプからの復調アナログ出力が逆相関係で印加さ
れることになり、その両端間電圧は１つのPWMアンプに
よって得られる出力電圧の２倍となり、理論上４倍の電
力を負荷９に対して出力させることができる。
上記したBTL−PWMアンプにおいては、１つの発振器３か
らの三角波キャリア信号ｄを２つのPWMアンプの各コン
パレータ2,2′に与えてそのコンパレータ２と２′でア
ナログ信号のパルス幅変調が行なわれるようにしてい
る。
らの三角波キャリア信号ｄを２つのPWMアンプの各コン
パレータ2,2′に与えてそのコンパレータ２と２′でア
ナログ信号のパルス幅変調が行なわれるようにしてい
る。
このように、２つのPWMアンプへの三角波キャリア信号
ｄを共通の発振器３からの出力によって与えるのは、ビ
ートの発明やコストの面からの考慮に依るものであっ
た。
ｄを共通の発振器３からの出力によって与えるのは、ビ
ートの発明やコストの面からの考慮に依るものであっ
た。
従って、２つのPWMアンプへの入力アナログ信号a,a′が
零の場合には、パルス増幅器5,5′の方形波パルスの出
力b,b′が第３図イとロに示すように同相となり、立上
り及び立下りが同一時刻となる。一方、アナログ信号a,
a′が所定のレベルになると、パルス増幅器５と５′の
パルス出力が変調を受けて第３図ハに示すようにアナロ
グ信号によってそのデューティが変化する。ところで、
コンパレータ2,2′に入力される三角波キャリア信号は
そのリニアリティーが保たれていなければならない。リ
ニアリティーすなわち三角の辺の直線性が損なわれる
と、電圧レベルからパルス幅への変換に誤差が生じ、歪
の原因になることは明らかである。一般に発振器３はこ
の点を考慮して十分な性能を有するものが使用されてい
る。
零の場合には、パルス増幅器5,5′の方形波パルスの出
力b,b′が第３図イとロに示すように同相となり、立上
り及び立下りが同一時刻となる。一方、アナログ信号a,
a′が所定のレベルになると、パルス増幅器５と５′の
パルス出力が変調を受けて第３図ハに示すようにアナロ
グ信号によってそのデューティが変化する。ところで、
コンパレータ2,2′に入力される三角波キャリア信号は
そのリニアリティーが保たれていなければならない。リ
ニアリティーすなわち三角の辺の直線性が損なわれる
と、電圧レベルからパルス幅への変換に誤差が生じ、歪
の原因になることは明らかである。一般に発振器３はこ
の点を考慮して十分な性能を有するものが使用されてい
る。
しかし、パルス増幅器5,5′が入力パルスに応じて大電
力をスイッチングした場合、電源電流に急激な変化が生
じ、電源電圧にも影響を与える。この電源電圧が受ける
影響により発振器３の出力波形にスパイクノイズが重畳
する場合がある。このとき、発振器３が発生する三角波
キャリア信号のリニアリティが損われ、歪は悪化する。
力をスイッチングした場合、電源電流に急激な変化が生
じ、電源電圧にも影響を与える。この電源電圧が受ける
影響により発振器３の出力波形にスパイクノイズが重畳
する場合がある。このとき、発振器３が発生する三角波
キャリア信号のリニアリティが損われ、歪は悪化する。
第６図に示したBTL−PWMアンプにおいては第１と第２の
コンパレータ2,2′に加わるアナログ信号a,a′の位相は
180度であり、従ってコンパレータ2,2′より出力する第
１と第２のパルスの幅の周期も逆相で変化する。
コンパレータ2,2′に加わるアナログ信号a,a′の位相は
180度であり、従ってコンパレータ2,2′より出力する第
１と第２のパルスの幅の周期も逆相で変化する。
このため、一方のアナログ信号ａ又はａ′がコンパレー
タで比較され、パルス増幅器でスイッチングが行われて
スパイクノイズが発生する時刻に、他方のアナログ信号
ａ′又はａがコンパレータで比較が行われ、そのときコ
ンパレータに入力される三角波キャリア信号のリニアリ
ティが上記スパイクノイズで損われることになる。従っ
て、コンパレータにおける電圧−パルス幅変換に誤差が
生じ、歪が悪化してしまう。
タで比較され、パルス増幅器でスイッチングが行われて
スパイクノイズが発生する時刻に、他方のアナログ信号
ａ′又はａがコンパレータで比較が行われ、そのときコ
ンパレータに入力される三角波キャリア信号のリニアリ
ティが上記スパイクノイズで損われることになる。従っ
て、コンパレータにおける電圧−パルス幅変換に誤差が
生じ、歪が悪化してしまう。
本発明は以上のようなBTL−PWMアンプの特有の問題点に
鑑みて成されたものであり、一方のPWMアンプのスイッ
チング時のスパイクノイズが、他方のPWMアンプの三角
波のリニアリティーを損なうことによって生ずる歪の発
生を防止させようとするものである。
鑑みて成されたものであり、一方のPWMアンプのスイッ
チング時のスパイクノイズが、他方のPWMアンプの三角
波のリニアリティーを損なうことによって生ずる歪の発
生を防止させようとするものである。
上記の目的を達成するために、本発明においては、第１
と第２のコンパレータに供給する三角波キャリア信号に
略90度の位相差を与えることで50％変調までの小入力レ
ベルにおいてはスイッチングのタイミングが近づかない
ように構成し、互いの干渉による歪の発生が生じないよ
うにした点に特徴を有する。
と第２のコンパレータに供給する三角波キャリア信号に
略90度の位相差を与えることで50％変調までの小入力レ
ベルにおいてはスイッチングのタイミングが近づかない
ように構成し、互いの干渉による歪の発生が生じないよ
うにした点に特徴を有する。
以下、本発明によるパルス幅変調増幅回路を第１〜２図
に基づいて説明する。
に基づいて説明する。
第１図はその全体構成を示したものであり、第６図に示
した従来のBTL−PWMアンプとの相異点はキャリア発振器
３と２つのコンパレータ2,2′との間に三角波キャリア
の位相が略90度になるよう制御する移相回路11を備えた
点にある。
した従来のBTL−PWMアンプとの相異点はキャリア発振器
３と２つのコンパレータ2,2′との間に三角波キャリア
の位相が略90度になるよう制御する移相回路11を備えた
点にある。
第２図はその移相回路11の具体例を示したものである。
すなわち発振器３からもたらされる三角波信号ｄが非反
転端子に加わるコンパレータ12は、正相出力Ｃ又は逆相
出力Ｃ′を択一的に出力し、電源＋Vccと−Vccの間に接
続された同一の定電流ｉを流す定電流源13と14の共通接
続点と接地間に接続されたコンデンサC1に前記定電流ｉ
を充電させ、また放電させる。そして、そのコンデンサ
C1の信号ｄ′は抵抗ＲとコンデンサC2による積分回路に
よって、コンパレータ12の反転端子に負帰還されてい
る。
転端子に加わるコンパレータ12は、正相出力Ｃ又は逆相
出力Ｃ′を択一的に出力し、電源＋Vccと−Vccの間に接
続された同一の定電流ｉを流す定電流源13と14の共通接
続点と接地間に接続されたコンデンサC1に前記定電流ｉ
を充電させ、また放電させる。そして、そのコンデンサ
C1の信号ｄ′は抵抗ＲとコンデンサC2による積分回路に
よって、コンパレータ12の反転端子に負帰還されてい
る。
コンデンサC1に充放電されることによって生ずる信号
ｄ′は、抵抗ＲとコンデンサC2の積分回路で90度の遅れ
を生じ、前記コンパレータ12の反転入力端に印加され
る。そしてコンパレータ12は信号ｄと信号ｄ′の90度遅
相信号との同期をとるよう動作して信号ｄとｄ′とは第
４図イ，ニに示すように前記積分回路によって決定され
る90度関係に保持される。なお、キャリア信号ｄ′のピ
ークレベルは、定電流源13と14の定電流ｉ、コンデンサ
C1の値を適宜設定することにより、発振器３からのキャ
リア信号ｄに一致させることができる。
ｄ′は、抵抗ＲとコンデンサC2の積分回路で90度の遅れ
を生じ、前記コンパレータ12の反転入力端に印加され
る。そしてコンパレータ12は信号ｄと信号ｄ′の90度遅
相信号との同期をとるよう動作して信号ｄとｄ′とは第
４図イ，ニに示すように前記積分回路によって決定され
る90度関係に保持される。なお、キャリア信号ｄ′のピ
ークレベルは、定電流源13と14の定電流ｉ、コンデンサ
C1の値を適宜設定することにより、発振器３からのキャ
リア信号ｄに一致させることができる。
そこで、以上のようにして得られたπ/2の位相差のキャ
リア信号d,d′を第１図における第１と第２のコンパレ
ータ2,2′の非反転端子に各々加えれば、コンパレータ
2,2′におけるパルス幅変調によりパルス増幅器5,5′に
得られる方形波パルス信号は、第３図ハとニに示す関係
をもつようになり、そのデューティが変化しても50％変
調までは立上りと立下りは一致しなくなり、従って歪の
発生原因とはならない。又50％変調以上の入力で干渉に
よる影響が生じても、この時点では信号レベルが干渉の
影響による歪成分に比べ、十分に大きくなっているた
め、問題とはならない。
リア信号d,d′を第１図における第１と第２のコンパレ
ータ2,2′の非反転端子に各々加えれば、コンパレータ
2,2′におけるパルス幅変調によりパルス増幅器5,5′に
得られる方形波パルス信号は、第３図ハとニに示す関係
をもつようになり、そのデューティが変化しても50％変
調までは立上りと立下りは一致しなくなり、従って歪の
発生原因とはならない。又50％変調以上の入力で干渉に
よる影響が生じても、この時点では信号レベルが干渉の
影響による歪成分に比べ、十分に大きくなっているた
め、問題とはならない。
なお、以上の実施例においては、キャリア信号ｄとｄ′
の移相差をπ/2としたが、正確にπ/2である必要はな
く、その前後であっても良い。要は変調によるデューテ
ィ変化時に第１と第２のコンパレータ2,2′から得られ
る方形波パルスの立上りや立下りが好ましい範囲で一致
しないようにすれば良い。
の移相差をπ/2としたが、正確にπ/2である必要はな
く、その前後であっても良い。要は変調によるデューテ
ィ変化時に第１と第２のコンパレータ2,2′から得られ
る方形波パルスの立上りや立下りが好ましい範囲で一致
しないようにすれば良い。
第３図のハ，ニは中乃至小レベル領域におけるデューテ
ィの変化の様子を示したものであり、デューティ変化範
囲は完全に独立している。
ィの変化の様子を示したものであり、デューティ変化範
囲は完全に独立している。
従ってこの様な状態において生ずるスイッチングノイズ
は互いに悪影響は与えず、歪は悪化しない。
は互いに悪影響は与えず、歪は悪化しない。
以上の説明から明らかなように、本発明のパルス幅変調
増幅回路によると、BTLを構成する第１と第２のPWMアン
プにおける変調方形波パルス信号の立上りや立下りが一
致しなくなり、歪の発生を防止することができるように
なるので、総合的な歪特性を改善することができる。
増幅回路によると、BTLを構成する第１と第２のPWMアン
プにおける変調方形波パルス信号の立上りや立下りが一
致しなくなり、歪の発生を防止することができるように
なるので、総合的な歪特性を改善することができる。
第１図は本発明の実施例を示したブロック図、 第２図は本発明に用いられる移相回路の一例を示したブ
ロック図、 第３図はパルス幅変調作用を説明するための信号波形
図、 第４図は第２図における各部の信号波形図、 第５図はパルス幅変調増幅器の基本構成を説明するブロ
ック図、 第６図は従来のBTL構成のパルス幅変調増幅回路を示し
たブロック図である。 １……アナログ信号入力端、2,2′……コンパレータ、
３……三角波キャリア発振器、4,4′……ドライブアン
プ、5,5′……パルス増幅器、6,6′……チョークコイ
ル、7,7′……コンデンサ、8,8′……出力端、９……負
荷、10……差動回路、11……移相回路。
ロック図、 第３図はパルス幅変調作用を説明するための信号波形
図、 第４図は第２図における各部の信号波形図、 第５図はパルス幅変調増幅器の基本構成を説明するブロ
ック図、 第６図は従来のBTL構成のパルス幅変調増幅回路を示し
たブロック図である。 １……アナログ信号入力端、2,2′……コンパレータ、
３……三角波キャリア発振器、4,4′……ドライブアン
プ、5,5′……パルス増幅器、6,6′……チョークコイ
ル、7,7′……コンデンサ、8,8′……出力端、９……負
荷、10……差動回路、11……移相回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 長谷川 達三 埼玉県川越市大字山田字西町25番地１ パ イオニア株式会社川越工場内 (56)参考文献 特開 昭57−208712（ＪＰ，Ａ) 実開 昭58−138410（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭57−23618（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】アナログ信号を入力とし、位相が互に180
度異なる第１と第２のアナログ信号を生成する手段と、
前記第１と第２のアナログ信号をそれぞれ入力とする第
１と第２のパルス幅変調増幅手段とを有し、 前記第１と第２のパルス幅変調増幅手段の出力端間に負
荷の両端をそれぞれ接続させるようにしたものにおい
て、 前記第１のパルス幅変調増幅手段には、前記第１のアナ
ログ信号の振幅情報をパルス幅情報に変換するための第
１の高周波信号と、前記第２のアナログ信号の振幅情報
をパルス幅情報に変換するための第２の高周波信号とは
互に略90度の位相関係に成されていることを特徴とする
パルス幅変調増幅回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63328811A JPH0728181B2 (ja) | 1988-12-28 | 1988-12-28 | パルス幅変調増幅回路 |
| US07/433,234 US4949048A (en) | 1988-12-28 | 1989-11-08 | Pulse width modulation amplifier circuit |
| DE3939616A DE3939616A1 (de) | 1988-12-28 | 1989-11-30 | Verstaerkerschaltung fuer pulsbreiten-modulation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63328811A JPH0728181B2 (ja) | 1988-12-28 | 1988-12-28 | パルス幅変調増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02177607A JPH02177607A (ja) | 1990-07-10 |
| JPH0728181B2 true JPH0728181B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=18214363
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63328811A Expired - Fee Related JPH0728181B2 (ja) | 1988-12-28 | 1988-12-28 | パルス幅変調増幅回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4949048A (ja) |
| JP (1) | JPH0728181B2 (ja) |
| DE (1) | DE3939616A1 (ja) |
Families Citing this family (47)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US5438694A (en) * | 1993-08-09 | 1995-08-01 | Motorola, Inc. | Distortion compensation for a pulsewidth-modulated circuit |
| JP2784396B2 (ja) * | 1994-06-08 | 1998-08-06 | セイコープレシジョン株式会社 | 静電容量形センサ |
| US5767740A (en) * | 1996-09-27 | 1998-06-16 | Harris Corporation | Switching amplifier closed loop dual comparator modulation technique |
| US5838193A (en) * | 1996-11-26 | 1998-11-17 | Motorola, Inc. | Time-delay compensating wideband class-s modulator and method therefor |
| US6072361A (en) * | 1996-11-27 | 2000-06-06 | Motorola, Inc. | Wideband class-S modulator and method therefor |
| US6097249A (en) | 1998-09-02 | 2000-08-01 | Rockford Corporation | Method and device for improved class BD amplification having single-terminal alternating-rail dual-sampling topology |
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| US6259317B1 (en) * | 1999-09-22 | 2001-07-10 | Audio Logic, Inc. | Output stage utilizing a floating power supply |
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