CN1643864A - 发送方法和发送器 - Google Patents

Abstract

为了通过消除放大器具有的振幅延迟特性或内在偏差的不完善性的影响而执行理想的非线性失真补偿。线性失真补偿因数计算单元(18)根据正交已解调信号(I’ch、Q’ch)估算由主要为正交调制器(13)或高输出放大器(14)这样的模拟电路的不完善性所引起的线性失真特性，并计算和输出用于补偿线性失真的线性补偿因数。通过将线性失真补偿因数加到基带信号(Ich、Qch)上，线性失真补偿处理单元(12)执行预失真，即线性失真特性的反向特性的相加。

Description

发送方法和发送器

技术领域

本发明主要涉及一种在无线电数字通信中使用的发送方法和发送器，具体地说，本发明涉及一种用于补偿由放大无线电频率(以下简称RF)信号所引起的非线性失真的发送方法和发送器。

背景技术

在无线电数字通信系统使用的解调器中，通常对由于放大RF信号所引起的非线性失真进行补偿。

图9是示出一种用于补偿非线性失真的常规系统的结构方框图。如图9所示，该系统包括非线性失真补偿处理单元11、正交调制器13、高输出放大器14，正交解调器15和非线性失真补偿因数计算单元17。图9所示的设备是为正交调幅(QAM)而设计的，并且其应用了一个基带准同步系统，该基带准同步系统是一个普通数字解调系统。此外，在对图9所示设备的操作的说明中，典型标记Ich和Qch分别表示同相和正交分量(信道)。

下面将详细描述图9所示设备的各个元件。非线性失真补偿处理单元11具有这样的功能，即分别对输入到终端1和2的基带信号Ich和Qch执行非线性失真补偿，并输出基带信号。正交调制器13具有这样的功能，即对已执行了非线性失真补偿的基带信号Ich和Qch进行正交调制，并输出正交调制信号。高输出放大器14具有这样的功能，即放大正交调制信号，并将其作为调制信号输出。通过终端3，该等调制信号被输出到外部。

正交解调器15具有这样的功能，即输出通过对高输出放大器14输出的正交调制信号进行正交解调而产生的正交已解调信号I’ch和Q’ch。其中被输入了基带信号Ich和Qch以及正交已解调信号I’ch和Q’ch的非线性失真补偿因数计算单元17具有这样的功能，即根据相应于基带信号的振幅的相反特性计算并输出非线性失真补偿因数。非线性失真补偿处理单元11具有这样的功能，即将基带信号Ich和Qch和非线性失真补偿因数数据相乘，并执行预失真(非线性失真特性的相反特性的相加)。

在此，将对在具有无线电频率(RF)带的高输出放大器14中导致的非线性失真给出简要的说明，以及对发送信号之上的线性失真的影响作简要说明。请注意，高输出放大器14的特性以分贝(dB)示出。定义高输出放大器的输入电平为Pi，输出电平定义为Po，放大增益定义为G，饱和功率电平定义为Psat。假定高输出放大器14具有理想特性，只有输出电平Po等于或大于饱和功率电平Psat时，输出通过相加输入电平Pi和放大增益G所获得的值。因此，高输出放大器14的输入/输出特性可以表示为以下等式(1)：

$P_o=\left\{\begin{array}{c}{P}_i+G(P_0<P_{\mathrm{sat}})\\ P_{\mathrm{sat}}(P_0\&GreaterEqual;P_{\mathrm{sat}})\end{array}\right\}---\left(1\right)$

但是，如果高输出放大器14配置有实际电路，那么输出电平Po逐渐被压缩为接近饱和功率电平Psat的输出电平Po，藉此增大了实际放大器和理想放大器之间的特性差异。根据Thomas r.Turlington，Artech House所著的文献一非线性RF和微波设备的行为模型，在考虑了压缩效果时，放大器的输入/输出特性可近似为以下等式(2)。

$\mathrm{Po}=\mathrm{Pi}+G-K\&CenterDot;{\log }_{10}[1+{10}^{\left\{\frac{\mathrm{Pi}+G-\mathrm{Psat}}{K}\right\}}]---\left(2\right)$

在这里，K是一个表示放大器的特性的振幅压缩因数的正数。当K增大时，放大器的特性降低。相反，当K接近零时，放大器的特性就变得接近于一个理想放大器。

此外，就等式(2)而言，如果将饱和功率电平Psat、放大器的工作点和输出电平分别定义为参考点(OdB)、Pi+G和Pop，那么高输出放大器14的工作点和输出电平之间的关系如下列等式(3)所示：

$\mathrm{Po}=\mathrm{Pop}-K\&CenterDot;{\log }_{10}[1+{10}^{\left(\frac{\mathrm{Pop}}{K}\right)}]---\left(3\right)$

在垂直轴表示输出电平，K-＞0，和K＝3、5、7的情况下，图10示出相对于放大器的工作点的输出的特性。在这里，横轴表示放大器的工作点，而纵轴表示输出电平。如图10所示，在理想放大器(K-＞0)的情况下，工作点线性地工作直到其接近于饱和功率，并且一旦其接近于饱和功率，就立即将该功率夹持在饱和点。此外，该图示出了当振幅压缩因数K增大时，理想放大器的特性差异也变大，这使得在工作点电平超过饱和点(OdB)之前较少地执行线性操作。

如图9所示，将通过解调设备解调的调制信号为正交已调幅(QAM)信号，在该正交已调幅信号中信号点具有多个振幅。因此，当发生如前所述的非线性工作时，相应于信号振幅，在各个信号点上会出现不同压缩性的非线性失真的影响。

图11示出将要通过图9所示的解调器解调的正交已调幅信号的信号点布置的实例。图11(a)示出其为十六个正交已调幅信号的QAM信号的常规信号点布置，而图11(b)示出其中只抽取图11(a)所示的信号布置中的第一象限的信号点布置。请注意，在图11(a)和11(b)中，黑圈表示信号点，而+符号表示信号点的正常位置。图11(a)和11(b)示出了信号点的黑圈和+符号彼此重叠的状态。

如图11(a)所示，十六个正交已调幅信号的常规信号点布置位于由横轴Ich和纵轴Qch分别以相同方式定义的第一到第四象限上，四个点具有相同的振幅。在下文中，由于信号点布置在第二到第四象限内的振幅相同并且它们的工作也类似，因此只相对于第一象限来说明信号点布置。此外，为了方便起见，在第一象限的信号点布置中的四个点被分别命名为A点、B点、C和D点。

图12示出当十六个正交已调幅信号受非线性失真影响时，在第一象限上的信号点布置。在这里、黑圈也表示信号点，而+符号还表示信号点的正常位置。图12示出由于非线性失真，表示信号点的黑圈从+符号移动的状态。

如图12所示，与具有较小振幅的内部信号(C点)相比，具有较大振幅的外部信号(A、B和D点)更受非线性失真的影响，由此从+符号标记的常规信号点位置移动的外部信号的位移量大。特别是，在最外侧上的具有最大振幅的信号点，如B点被较大地移动。

当解调这种信号时，已解调信号点和判断区域之间的界限小，由此外侧信号更受噪音的影响，而且出错率将变得更糟。请注意，由图12中的虚线所示的边界是信号判断区域的分界线。

当通过分配变量x为工作点功率以及广义函数F(x)作为输出功率时，建立以下等式(4)：

$\mathrm{Po}=F\left(\mathrm{Pop}\right),F\left(X\right)=X-K\&CenterDot;{\log }_{10}[1+{10}^{\left(\frac{x}{k}\right)}]---\left(4\right)$

当使用F(x)的反函数时，可以建立下列等时(5)，其中输入是输出功率，输出是工作点功率。

                 Pop＝F^-1(Po)....(5)

将等式(5)中使用的反函数表示为一个公式是很困难的。但是，由于等式(4)中的Pop和Po具有一对一的关系，因此使用通过分配参数K所进行的数值计算，可以在图13中表示等式(5)中的关系。在图13中，在RF放大器中所引起的非线性失真可以表示为以输出电平(dB)为基准的工作点电平(dB)。由横轴表示的输出电平相应于进入非线性失真补偿处理单元11之内的输入功率，而由纵轴表示的工作点电平相应于执行预失真之后的输出电平。

此外，当将输出功率和工作点功率的振幅比定义为振幅补偿率Re，以及将输出功率的振幅定义为正交解调器15的输入振幅时，正交解调器15和输入振幅的补偿率特性可以表示为图14所示的那样。

在图14中，横轴表示dB形式的饱和功率的振幅比率。由此，如果可以估计高输出放大器的输出信号的工作点，那么通过将非线性失真补偿处理单元11的输入振幅转换为dB，可以计算振幅补偿率。在下文中，平均信号功率的工作点被称为平均工作点。通过跟踪相应于自适应工作的平均工作点，并根据所检测到的平均信号功率的工作点和非线性失真补偿处理单元11的输入振幅来计算振幅补偿率，并且将输入信号乘以振幅补偿率，可以补偿振幅失真的影响。

图15是表示非线性失真补偿因数计算单元17的结构的方框图。如图15所示，非线性失真补偿因数计算单元17包括：和的平方根计算电路23、振幅补偿率计算表处理电路24、平均工作点判断电路25、补偿极性检测电路26、判断电路27，终端56-59和终端60。基带信号Ich和Qch分别被输入到终端56和57。和的平方根计算电路23对相应基带信号Ich和Qch的振幅进行和的平方根计算，并将作为计算结果的信号作为输入振幅输出到振幅补偿率计算表处理电路24。

正交已解调信号Ich’和Qch’分别被输入到终端58和59。判断电路27根据正交已解调信号Ich’和Qch’对发送符号进行判断，并生成及输出数据信号和误差信号。相应于根据由在其处输入误差信号的矢量垂直于数据信号的矢量的边界定义的补偿极性区域所进行的振幅失真补偿的适当性判断的结果，补偿极性检测电路26生成调整振幅失真补偿中的补偿量的控制信号，并将其输出到平均工作点判断电路25。

图16是表示用于从信号点布置中检测失真影响的补偿极性检测区的一个实例的略图。补偿极性检测电路26根据判断电路27输出的数据信号估计存在数据的区域，并根据判断参考数据和误差信号检测失真的影响，该判断参考数据与信号存在区相应地变化。更准确地说，在补偿极性检测电路26中，信号点布置的原点0和常规信号点位置由一条直线连接，而垂直于该直线的直线被设置为边界，并且通过将边界的内部(原点0侧，无阴影部分)判为倾向于正非线性失真，以及通过将边界的外部(阴影部分)判为倾向于负非线性失真，执行自适应工作，以便等概率地产生两个判定区。

相应于补偿极性检测电路26输出的控制信号，平均工作点估算电路25通过自适应地改变来产生并输出平均工作点估算值。振幅补偿率计算表处理电路24具有振幅补偿率计算表，使用该表可以通过指定平均工作点估算电路25输出的平均工作点估计值以及和的平方根计算电路23输出的输入振幅来输出振幅补偿率。振幅补偿率计算表处理电路24输出从该表输出的振幅补偿率数据，并通过终端60将其输出到外部。

图17是表示非线性失真补偿处理单元11的结构的方框图。如图17所示，非线性失真补偿处理单元11包括终端51-55，以及两个乘法器21。来自终端1和2的基带信号Ich和Qch分别被输入到终端51和52。振幅补偿率信号被输入到终端55。相应的乘法器21分别将输入基带信号Ich、Qch和振幅补偿率信号相乘，并输出结果信号。乘法器输出的结果信号被分别通过终端53和54输出。

然而，如上所述的非线性失真补偿工作使用根据高输出放大器14的期望特性的数值计算所获得的结果。因此，存在这样的问题，即当正交调制器13或高输出放大器14所具有的振幅延迟特性或内在偏差的不完善性影响工作时，不能显示出期望的非线性失真补偿特性。

换句话说，由于常规解调器在发送器侧只进行非线性补偿，因此并不会减少模拟电路的振幅延迟特性或内在偏差的不完善性所引起的线性失真。因此，就存在这样的问题，即由于线性失真的影响，不能充分地显示出非线性失真补偿特性的效果。

因此，本发明的目的是提供一种发送器，其能够进行理想的非线性失真补偿，其中消除了放大器所具有的振幅延迟特性或内在偏差的不完善性的影响。

发明内容

为了解决上述问题，根据本发明的发送方法用于补偿由于放大通过调制基带信号以便具有射频频带获得的已调制信号所引起的非线性失真，其除了补偿非线性失真的步骤之外还包括：通过相加已放大的已调制信号具有的线性失真特性的相反特性来补偿线性失真的步骤。请注意，可以在补偿非线性失真之前补偿线性失真，或者可以在补偿线性失真之前补偿非线性失真。

如上所述，在本发明的发送方法中，除了补偿由放大已调制信号所引起的非线性失真之外，还通过相加已放大的已调制信号具有的线性失真特性的相反特性补偿线性失真。

因此，根据本发明，通过补偿线性失真可以消除模拟电路具有的振幅延迟特性或内在偏差的不完善性的影响，藉此能够提高用于补偿高输出放大器中的非线性失真的预失真的准确度，并能够进行理想的非线性失真补偿。

此外，用于执行本发明的发送方法的发送器是一个在其中进行补偿非线性失真的发送器，该非线性失真是由于放大通过调制基带信号以具有射频频带获得的已调制信号所引起的非线性失真。该发送器包括：正交解调器，输出通过解调已调制信号获得的正交已解调信号；线性失真补偿因数计算单元，计算并输出用于补偿包含在正交已解调信号中的线性失真的线性失真补偿因数；和线性失真补偿处理单元，将基带信号和线性失真补偿因数数据进行相乘并输出结果信号。

因此，根据本发明，通过补偿线性失真可以消除模拟电路具有的振幅延迟特性或内在偏差的不完善性的影响，藉此能够提高用于补偿高输出放大器中的非线性失真的预失真的准确度，并能够进行理想的非线性失真补偿。

附图简述

图1是示出根据本发明第一具体实施例的发送器的结构方框图。

图2是相位不确定去除电路的典型结构方框图。

图3是示出线性失真补偿因数计算单元的典型结构的方框图。

图4是示出线性失真补偿因数计算电路的典型结构的方框图。

图5是线性失真补偿处理单元的典型结构的方框图。

图6是横向滤波器的典型结构的方框图。

图7是去除了相位不确定去除电路情况下的典型结构的方框图。

图8是示出发送器的结构的变形实例的方框图。

图9是示出一种用于补偿非线性失真的常规系统的结构方框图。

图10是示出相对于放大器工作点的输出的特性的曲线图。

图11是示出将要通过当前具体实施例的解调器解调的QAM信号的信号点布置的示图。

图12是示出受十六个QAM信号的非线性失真影响的在第一象限上的信号点布置的示图。

图13是示出以输出电平为基准的工作点电平的特性的曲线图。

图14是示出正交解调器和输入振幅的振幅补偿率的曲线图。

图15是示出非线性失真补偿因数计算单元的结构的方框图。

图16是表示用于从信号点布置中检测失真影响的补偿极性检测区的一个实例的略图。

图17是表示非线性失真补偿处理单元的结构的方框图。

执行本发明的最佳方式

下面将参考附图来详细地描述根据本发明的发送器。图1是示出根据本发明第一具体实施例的发送器的结构方框图。如图1所示，本发明的发送方法用于补偿由于放大通过调制基带信号以具有射频频带所获得的已调制信号所引起的非线性失真。在该方法中，除了补偿非线性失真之外，还通过增加已放大的已调制信号具有的线性失真特性的相反特性补偿线性失真。除了图9所示的结构之外，一种用于执行这种发送方法的发送器还包括线性失真补偿处理单元12、相位不确定去除电路16和线性失真补偿因数计算单元18。请注意，可以在补偿非线性失真之前补偿线性失真，或者可以在补偿线性失真之前补偿非线性失真。

本发明的发送器在非线性失真补偿处理单元11中补偿在具有RF带的高输出放大器14中产生的非线性失真，并还具有补偿正交调制器13或高输出放大器14具有的振幅延迟特性或内在偏差的不完善性的功能，以便可以充分地显示出非线性失真补偿的效果。

接下来，将更具体地描述当前具体实施例的发送器。线性失真补偿因数计算单元18具有根据相位不确定去除电路16输出的正交已解调信号I’ch和Q’ch来估算主要为正交调制器13或高输出放大器14这样的模拟电路的不完善性所引起的线性失真特性的功能，并具有计算和输出用于补偿线性失真的线性失真补偿因数的功能。线性失真补偿处理单元12具有通过将线性失真补偿因数计算单元18输出的线性失真补偿因数数据加到非线性补偿处理单元11输出的基带信号Ich和Qch上来执行预失真(线性失真特性的相反特性的相加)的功能。

图1所示的非线性失真补偿因数计算单元17具有根据相位不确定去除电路16输出的正交已解调信号I’ch和Q’ch来估算主要为正交调制器13或高输出放大器14这样的模拟电路的不完善性所引起的非线性失真特性的功能，并具有计算和输出用于补偿非线性失真的非线性失真补偿因数的功能。非线性失真补偿处理单元11具有通过将非线性失真补偿因数计算单元17输出的非线性失真补偿因数数据加到终端1和2输出的基带信号Ich和Qch上来执行预失真(线性失真特性的相反特性的相加)的功能。

因此，当相位不确定去除电路16输出的正交已解调信号I’ch和Q’ch被输入线性失真补偿因数计算单元18中时，线性失真补偿因数计算单元1 8根据正交已解调信号I’ch和Q’ch来估算主要为正交调制器13或高输出放大器14这样的模拟电路的不完善性所引起的线性失真特性，并计算用于补偿线性失真的线性失真补偿因数，并将该数据输出给线性失真补偿处理单元12。然后，当线性失真补偿因数计算单元18输出的线性失真补偿因数数据被输入线性失真补偿处理单元12中时，线性失真补偿处理单元12通过将线性失真补偿因数数据加到非线性失真补偿处理单元11输出的基带信号Ich和Qch来执行预失真(线性失真特性的相反特性的相加)。

当相位不确定去除电路16输出的正交已解调信号I’ch和Q’ch被输入非线性失真补偿因数计算单元17中时，非线性失真补偿因数计算单元17根据正交已解调信号I’ch和Q’ch来估算主要为正交调制器13或高输出放大器14这样的模拟电路的不完善性所引起的非线性失真特性，并计算用于补偿非线性失真的非线性失真补偿因数，并将该数据输出给非线性失真补偿处理单元11。然后，当非线性失真补偿因数计算单元17输出的非线性失真补偿因数数据被输入非线性失真补偿处理单元11中时，非线性失真补偿处理单元11通过将非线性失真补偿因数数据加到终端1和2输出的基带信号Ich和Qch来执行预失真(线性失真特性的相反特性的相加)。

如上所述，除了补偿由于放大通过调制基带信号以具有无线电频率(RF)带获得的已调制信号所引起的非线性失真之外，还通过相加已放大的已调制信号具有的线性失真特性的相反特性(也就是说，预失真)来执行线性失真补偿。因此，在当前具体实施例的发送器中，从终端1和2输入的相应发送符号首先在非线性失真补偿处理单元11和线性失真补偿处理单元12中被分别执行预失真，然后被正交调制器13调制为RF信号，并经高输出放大器14放大，最后从终端3输出。

请注意，在当前具体实施例的发送器中，为了反馈，基带信号(正交已解调信号)I’ch和Q’ch被独立地(也就是说，以二维状态的方式)输入，以便操作非线性失真补偿计算单元17和线性失真补偿因数计算单元18，藉此在相位不确定去除电路16中去除正交已调制反馈信号的相位不确定。

图2是示出图1所示的相位不确定去除电路16的典型结构方框图。如图2所示，相位不确定去除电路16具有去除正交解调器15输出的正交已解调信号I’ch和Q’ch的相位不确定的功能。相位不确定去除电路16包括：延迟调整电路40，用于调整从与终端1和2相连接的终端77和78输入的发送符号以及从正交解调器15输入的正交信号I’ch和Q’ch的计时；比较器41，用于比较从终端77和78输入的发送符号和从正交解调器15输入的正交已解调信号I’ch和Q’ch，并确定它们的相位差；以及选择电路39，相应于由比较器41确定的结果，从相位旋转加法电路42到45中选择一个输出，并输出其中去除了相位不确定的正交已解调信号I’ch和Q’ch。来自正交解调器15的正交已解调信号I’ch和Q’ch被输入到相位不确定去除电路16的终端75和76，而来自终端1和2的符号被输入到终端77和78。此外，设置正交解调器15，以便输出通过对高输出放大器14放大的已调制信号进行解调而产生的正交已解调信号I’ch和Q’ch。

当发送符号被通过终端77和78输入相位不确定去除电路16的延迟调整电路40中时，延迟调整电路40进行发送符号和正交已解调信号的计时的延迟调整，并输出信号给比较器41。当来自终端75和76的延迟调整信号和正交已解调信号I’ch和Q’ch被输入比较器41时，比较器41比较在延迟调整电路40中调整的信号延迟信号和正交已解调信号I’ch及Q’ch，如此使正交已解调信号I’ch和Q’ch和已发送符号的计时彼此一致，然后确定两个信号之间的相位差是否为0、π/2、π或3π/2。当作为比较器41的比较结果的信号被输入选择电路39时，选择电路39相应于在比较器41中确定的结果从相位旋转加法电路42、43、44或45中选择一个输出(0、π/2、π、3π/2)，藉此去除正交已解调信号I’ch和Q’ch中的相位不确定，并输出其中已去除相位不确定的正交已解调信号I’ch和Q’ch。通过终端79和80，选择电路39的输出被输出给非线性失真因数计算单元17和线性失真补偿因数计算单元18。

图3是示出图1所示的线性失真补偿因数计算单元18的典型结构的方框图。如图3所示，线性失真补偿因数计算单元18具有这样的功能，即计算并输出用于补偿包括在来自相位不确定去除电路1 6中的正交已解调信号I’ch和Q’ch中的线性失真的线性失真补偿因数，其包括：终端66-68、两个判断电路34以及四个系统的线性失真补偿因数计算电路35，即Ich同相、Ich正交、Qch同相和Qch正交。

来自相位不确定去除电路16(图2中的终端79和80)的正交已解调信号I’ch和’ch被分别输入到终端66和67。两个判断电路34具有这样的功能，即根据从终端66和67输入的正交已解调信号判断已发送符号，以及再生并输出相应信道的数据信号(发送信号的再生)ID和QD，以及误差信号IE和QE。

在这里，来自判断电路34的数据信号ID被分别输入Ich同相和Qch正交的线性失真补偿因数电路35中，而误差信号IE被分别输入Ich同相和Ich正交的线性失真补偿因数计算电路35中。此外，来自判断电路34的数据信号QD被分别输入Qch同相和Ich正交的线性失真补偿因数电路35中，而误差信号QE被分别输入Qch同相和Qch正交的线性失真补偿因数计算电路35中。

因此，当来自相位不确定去除电路16的正交已解调信号I’ch和Q’ch被通过终端66和67输入判断电路34时，两个判断电路34分别为正交已解调信号I’ch和Q’ch再生数据信号(发送信号的再生)ID和QD以及误差信号IE和QE，并将这些信号输出给四个系统的线性失真补偿因数计算电路35，也就是Ich同相、Ich正交、Qch同相和Qch正交。然后，通过使用作为输入的用于补偿包括在正交已解调信号I’ch和Q’ch中的线性失真的线性失真补偿因数，即相应信道的数据信号ID和QD以及误差信号IE和QE，相应的线性失真补偿因数电路35根据数据信号ID和QD以及误差信号IE和QE分别计算用于相应信道的同相以及正交的线性失真补偿因数，并且线性失真补偿因数计算电路35从终端68输出作为计算结果的线性失真补偿因数(CII、CQI、CIQ、CQQ)。在图3中，连接到相应的线性失真补偿因数计算电路35的终端68的直线表示为″数字3和斜线/″，其表示各个线性失真补偿因数电路35从三个引出端(图4中的终端74)输出作为线性失真补偿因数的抽头因数(C+1、C0、C-1)。

图4是示出图3所示的每个线性失真补偿因数计算电路35的典型结构的方框图。如图4所示，线性失真补偿因数计算电路35包括：从判断电路34输入数据信号(ID、QD)和误差信号(IE、QE)的终端72和73、三个延迟元件36、三个相关器37、三个积分器38和输出来自积分器的抽头因数数据(C+1、C0、C-1)的终端74。图4所示的线性失真补偿因数计算电路35是三抽头的横向滤波器的抽头因数计算电路，在线性失真补偿因数计算电路35中执行的抽头因数(C+1、C0、C-1)的计算与公知的线性均衡器的操作相同，因此省略了细节说明。

图5是图1所示的线性失真补偿处理单元12的典型结构的方框图。如图5所示，线性失真补偿处理单元12具有这样的功能，即将来自非线性失真补偿处理单元11的基带信号(Ich、Qch)和来自线性失真补偿因数计算单元18的线性失真补偿因数数据相乘，并输出结果信号，其包括：从非线性失真补偿处理单元11接收基带信号的终端61和62、四个横向滤波器29和两个加法器30。

四个横向滤波器29分别为四系统横向滤波器，即Ich同相、Ich正交，Qch同相和Qch正交。输入终端61的基带信号Ich被分别输入Ich同相横向滤波器29和Qch正交横向滤波器29中，而基带信号Qch被分别输入Qch同相横向滤波器29和Ich正交横向滤波器29中。

此外，四系统(Ich同相、Ich正交、Qch同相和Qch正交)横向滤波器29根据通过终端65从线性失真补偿因数计算单元1 8输入的因数(CII、CQI、CIQ、CQQ)执行线性失真补偿。线性失真补偿因数(CII、CQI、CIQ、CQQ)的每个数据段都分别包括三个抽头因数(C+1、C、C-1)数据。

此外，一个加法器30对来自Ich同相横向滤波器29的同相分量和来自Ich正交横向滤波器29的正交分量进行相加，并输出总和，而另一个30加法器对来自Qch同相横向滤波器29的同相分量和来自Qch正交横向滤波器29的正交分量进行相加，并输出总和。此外，来自相应加法器30的输出信号被通过终端63和64输出到正交调制器13。

因此，如上所述，当来自非线性失真补偿处理单元11的基带信号Ich和Qch被输入终端61和62时，这些基带信号Ich和Qch被输入四个横向滤波器29中。然后，四系统(Ich同相、Ich正交、Qch同相和Qch正交)横向滤波器29根据通过终端65从线性失真补偿因数计算单元18输入的线性失真补偿因数(CII、CQI、CIQ、CQQ)数据执行线性失真补偿。一个加法器30对Ich横向滤波器29的同相分量和正交分量进行相加并输出总和，而另一个加法器30对Qch横向滤波器29的同相分量和正交分量进行相加并输入总和。相应加法器30的输出被通过终端63和64输入到外部。

图6是图5所示的横向滤波器29的典型结构的方框图。如图6所示，横向滤波器29是一种可在时钟频率下工作的横向滤波器，并且被设置为三抽头线性均衡器，其包括：两个延迟元件31、三个乘法器32和一个加法器33。

线性失真补偿因数计算电路35输出的抽头因数C+1、C0、和C-1通过终端71输入到来自终端69的信号直接输入的第一乘法器32中，经过一个延迟元件31的信号被输入第二乘法器32，而经过两个延迟元件31的信号被输入第三乘法器32中，然后，来自三个乘法器32的信号被输入加法器33中，而来自加法器33的信号被通过终端70输出到图5所示的加法器30中。

由于横向滤波器29的抽头数不被限制，因此可以使用可在倍增时钟频率下工作的分数型横向滤波器来代替图6所示的可在时钟频率下工作的横向滤波器。通过线性失真补偿计算单元18计算和提供横向滤波器的每个抽头因数。应注意横向滤波器29的操作与公知的线性均衡器相同，因此省略了细节说明。

如上所述，本发明的发送器不但补偿由放大已调制信号所引起的非线性失真，而且还补偿线性失真。因此，通过执行线性失真补偿，去除了模拟电路具有的振幅延迟特性或内在偏差的不完善性的影响，因此可以执行理想的非线性失真补偿。

在本发明的发送器中，由相位不确定去除电路16执行相位确定，以便提供预失真的准确度。然而，在不通过相位不确定去除电路16执行相位确定的情况下，可以执行线性失真补偿和非线性失真补偿。图7示出其中去除相位不确定的发送器的结构。

此外，在本发明的发送器中，非线性失真补偿处理单元11提供在线性失真补偿处理单元12的前级，先执行线性失真补偿，后执行非线性失真补偿。然而，在本发明的发送器中，线性失真补偿处理单元12可以提供在非线性失真补偿处理单元11的前级，藉此可以先执行线性失真补偿，后执行非线性失真补偿。图8示出在这种情况下的发送器的结构。

工业实用性

如上所述，除了补偿由模拟电路的不完善性所引起的非线性失真之外，本发明还执行用于补偿线性失真的预失真，藉此能够提高用于补偿高输出放大器的线性失真的预失真的准确度，以及能够执行理想的非线性失真补偿。

Claims (9)

1.一种用于补偿由于放大通过调制基带信号以具有射频频带获得的已调制信号所引起的非线性失真的发送方法，包括步骤：

除了补偿非线性失真之外，还通过相加已放大的已调制信号具有的线性失真特性的相反特性来补偿线性失真。

2.根据权利要求1所述的发送方法，其中线性失真的补偿是在非线性失真的补偿之前。

3.根据权利要求1所述的发送方法，其中非线性失真的补偿是在线性失真的补偿之前。

4.一种在其中补偿非线性失真的发送器，该非线性失真是由于放大通过调制基带信号以具有射频频带获得的已调制信号所引起的，所述发送器包括：

正交解调器，输出通过解调已调制信号所获得的正交已解调信号；

线性失真补偿因数计算单元，用于计算并输出用于补偿包含在正交已解调信号中的线性失真的线性失真补偿因数；以及

线性失真补偿处理单元，用于将基带信号和线性失真补偿因数数据相乘，并输出结果信号。

5.根据权利要求4所述的发送器，其中线性失真补偿因数计算单元包括：判断电路，用于根据正交已解调信号来对已发送符号进行判断，并再生及输出用于每个信道的数据信号和误差信号；以及线性失真因数计算单元，通过使用作为输入的用于每个信道的数据信号和误差信号，分别计算并输出用于每个信道的同相线性失真因数和正交线性失真因数。

6.根据权利要求4所述的发送器，其中线性失真补偿处理单元包括可在时钟频率下工作的横向滤波器。

7.根据权利要求6所述的发送器，其中使用可在倍增时钟频率下工作的分数型横向滤波器来代替横向滤波器。

8.根据权利要求4-7中任一权利要求所述的发送器，还包括：用于去除正交已解调信号的相位不确定的相位不确定去除电路。

9.根据权利要求8所述的发送器，其中相位不确定去除电路包括：调整电路，用于调整已发送符号和正交已解调信号的计时；比较器，用于比较已发送符号和正交已解调信号，并确定相位差；以及选择电路，用于相应于比较器所确定的结果输出已调整的正交已解调信号。

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