JP2003283586A

JP2003283586A - 送信装置

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Publication number: JP2003283586A
Application number: JP2002080790A
Authority: JP
Inventors: Yuuzou Kurogami; 雄三黒上
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2002-03-22
Filing date: 2002-03-22
Publication date: 2003-10-03
Anticipated expiration: 2022-03-22
Also published as: US20050210354A1; CN100576831C; JP3707549B2; EP1489803A4; EP1489803A1; WO2003081867A1; CN1643864A; US7024608B2; AU2003207097A1

Abstract

(57)【要約】【課題】増幅器が有する振幅遅延特性の不完全性や固
有偏差の影響を排除して、理想的な非線形歪み補償を実
行する。【解決手段】非線形歪み補償係数演算部１８は、直交
復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈに基づいて、主に直交変調
器１３や高出力増幅器１４などのアナログ回路の不完全
性に起因して発生する線形歪み特性を推定し、線形歪み
を補償するための線形歪み補償係数を計算して出力す
る。線形歪み補償処理部１２は、その線形歪み補償係数
をベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈに加算することによ
ってプリディストーション（線形歪み特性の逆特性を付
加）を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、主としてディジタ
ル無線通信システムにおいて用いられる送信装置に関
し、さらに詳細には、無線周波数（ＲａｄｉｏＦｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ：以下「ＲＦ」と称す）帯の信号を増幅す
る際に生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償機能
を備える送信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル無線通信システムにおける復
調器においては、従来からＲＦ帯の信号を増幅する際に
生じる非線形歪みの補償が行われている。図９は、従来
の非線形歪みを補償するためのシステムの構成を示すブ
ロック図である。図９に示すように、このシステムは、
非線形歪み補償処理部１１と、直交変調器１３と、高出
力増幅器１４と、直交復調器１５と、非線形歪み補償係
数演算部１７とを備えている。なお、この装置は、多値
直交変調（ＱＡＭ）を対象としており、ディジタル復調
方式として一般的なベースバンド準同期方式が適用され
るものとし、同相と直交の各成分（チャネル）に対し
て、一般的な表記Ｉｃｈ、Ｑｃｈが用いられるものとす
る。

【０００３】非線形歪み補償処理部１１は、端子１、２
にそれぞれ入力されたＩｃｈ用、Ｑｃｈ用のベースバン
ド信号に対して非線形歪み補償を実行して出力する。直
交変調器１３は、非線形歪み補償が行われたＩｃｈ用、
Ｑｃｈ用のベースバンド信号を直交変調して直交変調信
号を出力する。高出力増幅器１４は、直交変調信号を増
幅し変調信号として出力する。その変調信号は、端子３
から外部に出力される。

【０００４】直交復調器１５は、高出力増幅器１４から
出力された直交変調信号を直交復調することによって生
成した直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈを出力する。非
線形歪み補償係数演算部１７は、ベースバンド信号Ｉｃ
ｈ、Ｑｃｈと直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈとを入力
し、ベースバンド信号の振幅に応じた非線形特性の逆特
性に基づいて非線形歪み補償係数を演算して出力する。
非線形歪み補償処理部１１は、ベースバンド信号Ｉｃ
ｈ、Ｑｃｈに非線形歪み補償係数を乗算して、プリディ
ストーション（非線形歪み特性の逆特性を付加）を行
う。

【０００５】ここで、ＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ）帯の高出力増幅器１４で生じる非線形歪みと、
その非線形歪みが送信信号に与える影響について簡単に
説明する。なお、高出力増幅器１４に関する特性は、デ
シベル（ｄＢ）で表すものとする。高出力増幅器１４の
入力レベルをＰｉ、出力レベルをＰｏ、増幅利得をＧ、
飽和出力レベルをＰｓａｔと定義する。高出力増幅器１
４が理想的な特性を有しているとすると、出力レベルＰ
ｏが飽和出力レベルＰｓａｔ以上とならない限り、入力
レベルＰｉに増幅利得Ｇを足した値が出力される。その
ため、高出力増幅器１４の入出力特性は以下の式（１）
で表される。

【０００６】

【数１】

【０００７】ところが、実際の電気回路で高出力増幅器
１４を構成した場合には、出力レベルＰｏが飽和出力レ
ベルＰｓａｔに近づくにしたがって、出力レベルＰｏが
徐々に圧縮され、実際の増幅器と理想の増幅器との特性
差が大きくなる。なお、文献［Ｂｅｈａｖｉｏｒａｌ
ＭｏｄｅｌｉｎｇＯｆＮｏｎｌｉｎｅａｒＲＦａｎ
ｄＭｉｃｒｏｗａｖｅＤｅｖｉｃｅｓ（Ｔｈｏｍａ
ｓｒ. Ｔｕｒｌｉｎｇｔｏｎ）,ＡｒｔｅｃｈＨｏｕ
ｓｅ］によれば、この圧縮効果をふまえた増幅器の入出
力特性は、以下の式（２）で近似することができる。

【０００８】

【数２】

【０００９】ここで、Ｋは正の数であり、増幅器の特性
を示す振幅圧縮係数である。Ｋが大きいほど増幅器の特
性は悪化し、逆に、Ｋが０に近づくほど、その増幅器の
特性は、先の理想増幅器の特性に近づく。

【００１０】さらに、式（２）に対して、飽和出力レベ
ルＰｓａｔを基準点（０ｄＢ）とし、Ｐi＋Ｇを増幅器
の動作点をＰｏｐと定義すると、高出力増幅器１４の動
作点と出力レベルの関係は以下の式（３）で表される。

【００１１】

【数３】

【００１２】さらに、縦軸を出力レベルとし、Ｋ→０、
Ｋ＝３、５、７とした場合の増幅器の動作点の対出力特
性を図１０に示す。ここで、横軸は増幅器の動作点を示
し、縦軸は出力レベルを示す。図１０に示すように、理
想的な増幅器（Ｋ→０）の場合には、動作点が飽和出力
になるまでは線形に動作し、飽和出力に達すると直ちに
出力が飽和点にクリップされることがわかる。また、振
幅圧縮係数Ｋが大きくなるにつれて、理想的な増幅器と
の特性差は大きくなり、動作点レベルが飽和点（０ｄ
Ｂ）を越える以前に、線形動作を行わなくなる度合いが
大きくなることがわかる。

【００１３】図９の復調装置が対象とする変調信号は、
多値直交（ＱＡＭ）変調信号であり、信号点が複数の振
幅を有しているため、上述の非線形動作が発生した場合
には、各信号点において、信号振幅に応じて異なる圧縮
率の非線形歪みの影響が表れる。

【００１４】図１１は、図９の復調装置が対象とする多
値直交変調信号における信号点配置を例示したものであ
る。図１１（ａ）には、１６値の多値直交変調信号であ
るＱＡＭ信号の正規の信号点配置が示され、図１１
（ｂ）には、第１象限のみを取り出した信号点配置が示
されている。ただし、図１１では、黒丸が信号点を示
し、＋印が信号点の正規位置を示すものとする。

【００１５】図１１（ａ）に示すように、１６値直交変
調信号の正規信号点配置は、横軸Ｉｃｈ、縦軸Ｑｃｈで
規定される第１〜第４象限上において、同様に４点ずつ
同じ振幅で存在しているのがわかる。以降、信号点配置
に関しては、第１象限のみで説明する。これは、第２〜
第４象限も振幅は同じであり、同様な動作であるためで
ある。また、第１象限の信号点配置における４点を、図
１１（ｂ）に示すように、便宜上それぞれＡ点、Ｂ点、
Ｃ点、Ｄ点と名付ける。

【００１６】図１２は、１６値直交変調信号の非線形歪
みの影響を受けた場合の第１象限上における信号点配置
を示したものである。ただし、ここでも黒丸が信号点を
示し、＋印が信号点の正規位置を示すものとする。

【００１７】図１２に示すように、振幅が小さい内側の
信号（Ｃ点）と比較して、振幅の大きい外側の信号
（Ａ、Ｂ、Ｄ点）は、非線形歪みの影響を強く受け、＋
印の正規信号点位置からのずれ量が大きいことがわか
る。特に、Ｂ点のように、振幅の大きい最も外側の信号
点ではそのずれが顕著となる。

【００１８】このような信号を復調した場合には、復調
信号点と判定領域とのマージンが小さくなるため、外側
の信号ほど、雑音の影響が大きくなって誤り率が劣化す
る。なお、図１２の破線で示した境線が信号判定領域の
区切りである。

【００１９】式（３）について、動作点電力を変数ｘ、
出力電力を一般関数Ｆ（ｘ）で表現すると、以下の式
（４）となる。

【００２０】

【数４】

【００２１】Ｆ（ｘ）の逆関数を用いれば、逆に入力が
出力電力で、出力が動作点電力となる式（５）が求めら
れる。

【００２２】

【数５】

【００２３】式（５）で用いた逆関数を数式表現するこ
とは困難であるが、式（４）のＰｏｐとＰｏとの関係は
１対１であるので、パラメータＫを代入すれば数値計算
によって式（５）の関係を図１３に表現することができ
る。図１３では、ＲＦ帯の増幅器で生じる非線形歪み
が、出力レベル［ｄＢ］に対する動作点レベル［ｄＢ］
の特性で示されている。横軸の出力レベルは非線形歪み
補償処理部５１への入力電力に対応し、縦軸である動作
点レベルはプリディスト−ション実行後の出力電力に対
応する。

【００２４】さらに、出力電力と動作点電力との振幅比
を振幅補償率Ｒｅとして定義し、出力電力の振幅を直交
復調器１５の入力振幅とした場合、直交復調器１１の入
力振幅に対する振幅補償率特性を図１４のように表すこ
とができる。

【００２５】図１４の横軸では、飽和電力の振幅との比
がデジベル表示されているので、高出力増幅器の出力信
号の動作点を推定することができれば、非線形歪み補償
処理部１１の入力振幅をデシベル表現に変換することに
よって振幅補償率が求まる。以降、平均信号電力の動作
点を平均動作点と定義するが、適応動作によって平均動
作点を追随させ、検出した平均信号電力の動作点と非線
形歪み補償処理部の入力振幅より振幅補償率を導出し、
入力信号に振幅補償率を乗じることによって振幅歪みの
影響を補償することができる。

【００２６】図１５は、非線形歪み補償係数演算部１７
の構成を示すブロック図である。図１５に示すように、
非線形歪み補償係数演算部１７は、２乗和根計算回路２
３と、振幅補償率演算表処理回路２４と、平均動作点推
定回路２５と、補償極性検出回路２６と、判定回路２７
と、端子５６〜５９と、端子６０とを備えている。端子
５６、５７には、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈがそ
れぞれ入力される。２乗和根計算回路２３は、ベースバ
ンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈのそれぞれの振幅における２乗
和根を計算した結果を入力振幅として出力する。

【００２７】端子５８、５９には、直交復調信号Ｉｃ
ｈ’、Ｑｃｈ’がそれぞれ入力される。判定回路２７
は、直交復調信号Ｉｃｈ’、Ｑｃｈ’に基づいて送信シ
ンボルを判定し、データ信号と誤差信号とを生成して出
力する。補償極性検出回路２８は、入力された誤差信号
のベクトルがデータ信号のベクトルと直角となる境界線
で規定される補償極性領域に基づいて振幅歪み補償の適
正度を判定した結果に応じて振幅歪み補償における補償
量を調整するための制御信号を生成して出力する。

【００２８】図１６は、信号点配置より歪みの影響を検
出するための補償極性検出領域の一例を示す図である。
補償極性検出回路２８では、判定回路２７の出力のデー
タ信号からデータが存在する領域を推定し、信号が存在
する領域に合わせて変化する判定基準と、誤差信号とか
ら歪みの影響を検出する。補償極性検出回路２８では、
信号点配置の原点Ｏと正規の信号点位置とを直線で結
び、その直線と直角に交わる直線を境界線とし、境界線
の内側（原点Ｏ側、塗りつぶし無）を正の非線形歪みの
影響を受けた領域と判定し、境界線の外側（灰色塗りつ
ぶし）を負の非線形歪みの影響を受けた領域と判定し、
両判定領域が等確率で発生するような適応動作が行われ
る。

【００２９】平均動作点推定回路２５は、補償極性検出
回路２８から出力された制御信号に応じて平均動作点推
定値を適応変化した上で生成して出力する。振幅補償率
演算表処理回路２４は、平均動作点推定値と入力振幅と
を代入することによって振幅補償率を導出可能な振幅補
償率演算表テーブルを有しており、そのテーブルより導
出された振幅補償率を出力する。端子６０からその振幅
補償率が外部に出力される。

【００３０】図１７は、非線形歪み補償処理部１１の構
成を示すブロック図である。図１７に示すように、非線
形歪み補償処理部１１は、端子５１〜５５と、２つの乗
算器２１とから構成される。端子５１、５２には、ベー
スバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈがそれぞれ入力される。端
子５５には、振幅補償率信号が入力される。各乗算器２
１は、ベースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈと振幅補償率信
号とをそれぞれ乗算して出力する。各乗算器２１から出
力された信号はそれぞれ端子５３、５４から出力され
る。

【００３１】ところで、以上述べた非線形歪み補償動作
は、高出力増幅器１４の期待特性に基づいて数値計算で
求めた結果を利用しているため、直交変調器１３や高出
力増幅器１４が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏
差の影響を受けた場合、期待した非線形歪み補償特性を
発揮することができないという問題があった。

【００３２】つまり、従来の復調器では、送信装置側で
非線形補償のみを実施しているため、アナログ回路の振
幅遅延特性の不完全性や固有偏差に起因した線形歪みが
軽減されず、その線形歪みの影響によって、非線形歪み
補償特性の効果を十分に発揮することができないという
問題があった。

【００３３】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、従
来の送信装置では、非線形補償のみを実施しているた
め、アナログ回路の振幅遅延特性の不完全性や固有偏差
に起因した線形歪みの影響により、非線形歪み補償特性
の効果を十分に発揮することができないという問題があ
った。

【００３４】本発明は、増幅器が有する振幅遅延特性の
不完全性や固有偏差の影響を排除して、理想的な非線形
歪み補償を実行することができる送信装置を提供するこ
とを目的とする。

【００３５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の送信装置は、ベースバンド信号を無線周波
数帯に変調して得られる変調信号を増幅する際に生じる
非線形歪みを補償する非線形歪み補償機能を備える送信
装置において、前記非線形歪み補償を行うとともに、増
幅された変調信号が有する線形歪み特性の逆特性を付加
することによって線形歪み補償も行うことを特徴とす
る。

【００３６】本発明の送信装置は、変調信号を増幅する
際に生じる非線形歪みを補償するとともに、線形歪み補
償も行う。このようにすれば、線形歪み補償によってア
ナログ回路が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差
の影響が排除されるため、高出力増幅器の非線形歪み補
償のためのプリディストーションの精度を高め、理想的
な非線形歪み補償を実現することができる。

【００３７】

【発明の実施の形態】本発明の一実施形態の送信装置に
ついて図面を参照して詳細に説明する。図１は、本実施
形態の送信装置の構成を示すブロック図である。図１に
示すように、本実施形態の送信装置は、図９の送信装置
の構成に加え、線形歪み補償処理部１２と、位相不確定
除去回路１６と、線形歪み補償係数演算部１８とを備え
ている。

【００３８】本実施形態の送信装置では、従来と同様
に、ＲＦ帯の高出力増幅器１４で発生する非線形歪みを
非線形歪み補償処理部１１で補償している。また、本実
施形態の送信装置では、上述の非線形歪み補償の効果を
十分に発揮させるため、直交変調器１３や高出力増幅器
１４が有する振幅遅延特性の不完全性や固有偏差を補償
する。

【００３９】非線形歪み補償係数演算部１８は、直交復
調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈに基づいて、主に、直交変調
器１３や高出力増幅器１４などのアナログ回路の不完全
性に起因し発生する線形歪み特性を推定し、線形歪みを
補償するための線形歪み補償係数を計算して出力する。
線形歪み補償処理部１２は、その線形歪み補償係数をベ
ースバンド信号Ｉｃｈ、Ｑｃｈに加算することによって
プリディストーション（線形歪み特性の逆特性を付加）
を行う。

【００４０】以上の線形歪み補償動作を行うことによっ
て、本実施形態の送信装置では、端子１、２から入力さ
れた送信シンボルは、非線形歪み補償処理部１１や線形
歪み補償処理部１２においてそれぞれプリディストーシ
ョン処理され、直交変調器１３によってＲＦ帯の信号に
変調され、高出力増幅器１４において増幅され、端子３
より出力される。

【００４１】なお、本実施形態の送信装置では、線形歪
み補償処理部１８を、ベースバンド信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’
ｃｈを独立に、すなわち２次元のままフィードバック入
力して動作させるため、位相不確定除去回路１６におい
て、直交復調した帰還信号の位相不確定を除去してい
る。

【００４２】図２は、位相不確定除去回路１６の構成の
一例を示すブロック図である。図２に示すように、位相
不確定除去回路１４は、端子７５〜８０と、選択回路３
９と、遅延調整回路４０と、比較回路４１と、位相回転
付加回路４２〜４５とから構成されている。端子７５、
７６には、直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈが入力さ
れ、端子７７、７８には、送信シンボルが入力される。
直交復調信号Ｉ’ｃｈ、Ｑ’ｃｈと送信シンボルとのタ
イミングが一致するように遅延調整回路４０によって
調整された後、データを比較回路４１でそれらを比較す
ることによって、両信号の位相差が０、π／２、π、３
π／２のいずれであるかが判定される。選択回路３９
は、その判定結果に応じた位相回転付加回路４２、４
３、４４、４５の出力（０、π／２、π、３π／２）の
いずれかを選択して出力する。選択回路３９の出力は、
端子７９、８０から外部へ出力される。

【００４３】＜線形歪み補償係数演算部１８＞図３は、
線形歪み補償係数演算部１８の構成の一例を示すブロッ
ク図である。図３に示すように、線形歪み補償係数演算
部１８は、端子６６〜６８と、２つの判定回路３４と、
４つの線形歪み補償係数演算回路３５とから構成され
る。

【００４４】端子６６、６７には、直交復調信号Ｉ’ｃ
ｈ、Ｑ’ｃｈがそれぞれ入力される。各判定回路３４
は、端子６６、６７から入力される信号から送信シンボ
ルを判定し、各チャネルのデータ信号（送信信号の再
生）Ｉ_Dと誤差信号Ｉ_Eとをそれぞれ再生し出力する。

【００４５】各チャネルのデータ信号と誤差信号は、I
ｃｈ同相、Ｉｃｈ直交、Ｑｃｈ同相、Ｑｃｈ直交の４系
統の線形歪み補償係数演算回路３５に入力され、その演
算結果である線形歪み補償係数（Ｃ_II、Ｃ_QI、Ｃ_IQ、Ｃ
_QQ ）は、端子６８から出力される。

【００４６】図４は、線形歪み補償係数演算回路３５の
構成の一例を示すブロック図である。図４に示すよう
に、線形歪み補償係数演算回路３５は、端子７２〜７４
と、３つの遅延素子３６と、３つの相関器３７と、３つ
の積分回路３８から構成されており、これは、３タップ
のトランスバーサルフィルタのタップ係数演算回路であ
る。この線形歪み補償係数演算回路３５では、タップ係
数（Ｃ₊₁、Ｃ₀、Ｃ_-1）の演算については、一般によく
知られている線形等化器の動作と同じであるため、詳細
な説明を省略する。

【００４７】＜線形歪み補償処理部１２＞図５は、線形
歪み補償処理部１２の構成の一例を示すブロック図であ
る。図５に示すように、線形歪み補償処理部１２は、端
子６１〜６４と、４つのトランスバーサルフィルタ２９
と、２つの加算器３０とから構成される。

【００４８】端子６１、６２には、ベースバンド信号Ｉ
ｃｈ、Ｑｃｈがそれぞれ入力される。４つのトランスバ
ーサルフィルタ２９は、それぞれＩｃｈ同相、Ｉｃｈ直
交、Ｑｃｈ同相、Ｑｃｈ直交の４系統のトランスバーサ
ルフィルタである。各トランスバーサルフィルタ２９
は、線形歪補償係数演算部１７より端子６５を介して入
力する線形歪み補償係数（Ｃ_II、Ｃ_QI、Ｃ_IQ、Ｃ_QQ）に
基づいて線形歪み補償を行う。一方の加算器３０は、Ｉ
ｃｈの同相、直交成分を加算して出力し、もう一方の加
算器３０は、Ｑｃｈの同相、直交成分を加算して出力す
る。各加算器３０の出力は、端子６３、６４より外部に
それぞれ出力される。

【００４９】図６は、トランスバーサルフィルタ２９の
構成の一例を示すブロック図である。図６に示すよう
に、トランスバーサルフィルタ２９は、遅延素子３１、
乗算器３２、加算器３３から構成される３タップの線形
等化器である。

【００５０】トランスバーサルフィルタ２９のタップ数
に制限はなく、図６に示すクロック速度で動作するトラ
ンスバーサルフィルタでなく、クロックのてい倍の速度
で動作するフラクショナル形のトランスバーサルフィル
タを適用することもできる。トランスバーサルフィルタ
の各タップ係数は、線形歪み補償係数演算部１７におい
て演算され、供給される。なお、トランスバーサルフィ
ルタ２９の動作については、一般に知られている線形等
化器の動作と同じであるため、詳細な説明を省略する。

【００５１】以上述べたように、本実施形態の送信装置
は、変調信号を増幅する際に生じる非線形歪みを補償す
るとともに、線形歪み補償も行う。このようにすれば、
線形歪み補償によってアナログ回路が有する振幅遅延特
性の不完全性や固有偏差の影響が排除されるため、理想
的な非線形歪み補償を実行することができる。

【００５２】なお、本実施形態の送信装置では、プリデ
ィストーションの精度を高めるために位相不確定除去回
路において位相確定を実行しているが、位相確定を実行
することなく、線形歪み補償および非線形歪み補償を実
行することもできる。図７に、位相不確定除去回路を除
いた場合の送信装置の構成を示す。

【００５３】また、本実施形態の送信装置では、非線形
歪み補償処理部を線形歪み補償処理部よりも、前段に設
け、非線形歪み補償を実行した後に、線形歪み補償を実
行したが、先に線形歪み補償を実行するようにしてもよ
い。その場合の送信装置の構成を図８に示す。

【００５４】

【発明の効果】以上述べたように、本発明の送信装置で
は、アナログ回路の不完全さに起因する線形歪みを補償
するためのプリディストーションを行うことによって、
高出力増幅器の非線形歪み補償のためのプリディストー
ションの精度を高め、理想的な非線形歪み補償を行うこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態の送信装置の構成を示
すブロック図である。

【図２】位相不確定除去回路の構成の一例を示すブロッ
ク図である。

【図３】線形歪み補償係数演算部の構成の一例を示すブ
ロック図である。

【図４】線形歪み補償係数演算回路の構成の一例を示す
ブロック図である。

【図５】線形歪み補償処理部の構成の一例を示すブロッ
ク図である。

【図６】トランスバーサルフィルタの構成の一例を示す
ブロック図である。

【図７】位相不確定除去回路を除いた場合の送信装置の
構成を示す図である。

【図８】送信装置の構成の変形例を示すブロック図であ
る。

【図９】従来の非線形歪みを補償するためのシステムの
構成を示すブロック図である。

【図１０】増幅器の動作点の対出力特性を示すグラフで
ある。

【図１１】本実施形態の復調装置が対象とする多値直交
変調信号における信号点配置図である。

【図１２】１６値直交変調信号の非線形歪みの影響を受
けた場合の第１象限上における信号点配置を示す図であ
る。

【図１３】出力レベルに対する動作点レベルの特性を示
す図である。

【図１４】直交復調器の入力振幅に対する振幅補償率特
性を示す図である。

【図１５】非線形歪み補償係数演算部の構成を示すブロ
ック図である。

【図１６】信号点配置より歪みの影響を検出するための
補償極性検出領域の一例を示す図である。

【図１７】非線形歪み補償処理部の構成を示すブロック
図である。

【符号の説明】

１〜３端子１１非線形歪み補償処理部１２線形歪み補償処理部１３直交変調器１４高出力増幅器１５直交復調器１６位相不確定除去回路１７非線形歪み補償係数演算部１８線形歪み補償係数演算部２１乗算器２３２乗和根計算回路２４振幅補償率演算表処理回路２５平均動作点推定回路２６補償極性検出回路２７判定回路２９トランスバーサルフィルタ３０加算器３１遅延素子３２乗算器３３加算器３４判定回路３５線形歪み補償係数演算回路３６遅延素子３７相関器３８積分回路３９選択回路４０遅延調整回路４１比較回路４２〜４５位相回転付加回路５１〜８０端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ベースバンド信号を無線周波数帯に変調
して得られる変調信号を増幅する際に生じる非線形歪み
を補償する非線形歪み補償機能を備える送信装置におい
て、前記非線形歪み補償を行うとともに、増幅された変調信
号が有する線形歪み特性の逆特性を付加することによっ
て線形歪み補償も行うことを特徴とする送信装置。
【請求項２】前記変調信号を復調することによって得
られる直交復調信号を出力する直交復調器と、前記直交復調信号に含まれる線形歪みを補償するための
線形歪み補償係数を演算して出力する線形歪み補償係数
演算部と、前記線形歪み補償係数を前記ベースバンド信号に乗算し
て出力する線形歪み補償処理部とを備える請求項１記載
の送信装置。
【請求項３】前記線形歪み補償係数演算部は、前記直交復調信号から送信シンボルを判定し、各チャネ
ルのデータ信号と誤差信号とを再生し出力する判定回路
と、前記各チャネルのデータ信号と誤差信号を入力し、各チ
ャネル毎の同相、直交の線形歪み補償係数をそれぞれ演
算して出力するトランスバーサルフィルタとを備える請
求項１または２記載の送信装置。
【請求項４】前記トランスバーサルフィルタは、クロ
ックのてい倍の速度で動作するフラクショナル形のトラ
ンスバーサルフィルタである請求項３記載の送信装置。
【請求項５】前記直交復調信号の位相不確定性を除去
する位相不確定除去回路をさらに備える請求項１から４
のいずれか１項記載の送信装置。
【請求項６】前記位相不確定除去回路は、前記送信シンボルと前記直交復調信号とのタイミングを
調整する調整回路と、前記送信シンボルと前記直交復調信号とを比較し、それ
らの位相差を判定する比較回路と、該比較回路の判定結果に応じて調整された前記直交復調
信号を出力する選択回路とを備える請求項５記載の送信
装置。
【請求項７】非線形歪み補償を実行する前に線形歪み
補償が実行される請求項１から６のいずれか１項記載の
送信装置。
【請求項８】線形歪み補償機能を実行する前に非線形
歪み補償機能が実行される請求項１から６のいずれか１
項記載の送信装置。