JP5034319B2 - 歪補償装置及び歪補償方法 - Google Patents

Description

本発明は、歪補償装置及び歪補償方法に関し、例えば、増幅器への入力信号についての歪補償係数を当該増幅器の入出力信号の差分に基づいて適応的に更新して、増幅器の非線形性を補償する、プリディストーション型増幅器に用いて好適な技術に関する。

図１１は従来のディジタルプリディストーション（ＤＰＤ）型増幅器の要部構成を示すブロック図で、この図１１に示すＤＰＤ型増幅器は、例えば、ルックアップテーブル（ＬＵＴ：歪補償テーブル）１１０，アドレス生成部１１１，ＬＭＳ演算部（歪補償演算部）１１２，乗算器１１３，イコライザフィルタ（複素フィルタ）１１４，ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１１５，直交変調部（ＱＭＯＤ）１１６，ローカル発振器１１７，増幅器（アンプ）１１８，方向性結合器（Directional Coupler）１１９，ミキサ（乗算器）１２０，ローカル発振器１２１，アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１２２，１／Ｍクロック（ＣＬＫ）単位遅延回路１２３，クロック（ＣＬＫ）単位遅延回路１２４，減算器１２５，ＦＦＴ演算部１２６，積分器１２７，バス１２８及びＣＰＵ１２９をそなえて構成されている。

かかる構成を有するＤＰＤ型増幅器では、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号から成る複素信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）が入力信号（ディジタル信号）として入力され、乗算器１１３にて歪補償テーブル１１０から与えられる歪補償係数と乗算されることにより、歪補償が行なわれた後、イコライザフィルタ１１４に入力される。なお、上記複素信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）は、参照信号として、歪補償テーブル１１０の索引アドレスを生成するアドレス生成部１１１、及び、クロック単位遅延回路１２４にも入力される。

イコライザフィルタ１１４では、ＬＭＳ演算部１１２に入力される参照信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）と増幅器１１８の出力についてのフィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）の位相に周波数成分をもたせないようにするために、内部のパラメータ（フィルタ係数）を制御して、例えば図１２に模式的に示すように、入力信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）がもつ周波数特性とは逆特性のフィルタリングを行なうことにより、アナログ回路がもつ一次傾斜の周波数特性を補償する。なお、図１２では、入力信号ＸがＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の４キャリアを信号成分として含むマルチキャリア信号である場合の例を示しており、上記フィルタリングにより、キャリアＣ１〜Ｃ４毎の電力値の周波数偏差を補償可能な様子が示されている。

これにより、参照信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）とフィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）の周波数軸上での各キャリア信号成分（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４）の位相関係が一定となり、ＤＰＤ動作性能が向上する。なお、図１１においては図示を省略しているが、イコライザフィルタ１１４は、バス１２８を介してＣＰＵ１２９に接続されており、当該ＣＰＵ１２９からの制御により上記フィルタ係数が制御されるようになっている。

さて、上述のごとくイコライザフィルタ１１４にて周波数特性を補償された信号は、Ｄ／Ａ変換器１１５により、アナログ信号に変換され、直交変調部１１６により、ローカル発振器１１７の出力に基づき変調（直交変調）されて無線周波数（ＲＦ）帯の信号として増幅器１１８に入力され、増幅器１１８にて所要の電力値（送信電力値）にまで増幅されて出力される。

その出力信号の一部は、方向性結合器１１９にて分岐され、ミキサ１２０にフィードバックされ、当該ミキサ１２０にて、ローカル発振器１２１の出力と乗算されることにより、復調（直交検波）されてＩＦ帯の信号として出力され、Ａ／Ｄ変換器１２２にて、ディジタル信号（複素信号）Ｙ（Ｉ，Ｑ）に変換された上で、１／Ｍクロック単位遅延回路１２３，ＦＦＴ演算部１２６及び積分器１２７にそれぞれ入力される。

１／Ｍクロック単位遅延回路（ディジタルフィルタ）１２３は、上記フィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）と参照信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）の減算器１２５への入力タイミングが一致するよう、例えば図１３に模式的に示すように、フィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）を、内部パラメータ〔０〜（Ｍ−１）：Ｍは任意の数）までの遅延フィルタタップのフィルタ（タップ）係数〕が制御されることで、１／Ｍクロックの精度で遅延させることができるもので、当該フィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）を１／Ｍクロック単位で所要時間Δｔだけ遅延させて減算器１２５に入力する。参照信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）については、クロック単位遅延回路１２４により、クロック単位で遅延させて減算器１２５に入力する。

つまり、これらの遅延回路１２３，１２４は、減算器１２５にて同一時間の信号を比較対象とすべく、互いに時間関係のずれた参照信号Ｘ（Ｉ（ｔ−ｎ），Ｑ（ｔ−ｎ））及びフィードバック信号Ｙ（Ｉ（ｔ−Δｔ），Ｑ（ｔ−Δｔ））を個々に遅延させて、両信号を時間軸上で精度良く一致させる役割を担っている。その際、クロック周波数よりも小さい遅延分Δｔ（微調整）については、ディジタルフィルタ１２３により遅延させるようにしている。なお、当該ディジタルフィルタ１２３についても、バス１２８を介してＣＰＵ１２９に接続されており、当該ＣＰＵ１２９からの制御により内部パラメータ（フィルタ係数）が制御されて遅延量が制御されるようになっている。

そして、減算器１２５では、上記遅延調整により入力タイミングの一致した同一時間の各信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）及びＹ（Ｉ，Ｑ）について減算処理を施すことにより誤差信号を検出し、当該誤差信号に基づき、歪補償演算部１１２により、例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いて、歪補償テーブル１１０における歪補償係数が更新される。
以上のようにして、ＤＰＤ型増幅器では、参照信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）とフィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）との差分（誤差）に基づいて、入力信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）の歪補償（乗算器１１３）で用いる歪補償係数を適応的に更新して、増幅器１１８の非線形歪を補償することで、増幅効率の向上を図っている。

ところで、イコライザフィルタ１１４やディジタルフィルタ１２３における内部パラメータ（フィルタ係数）は、ＣＰＵ１２９により適応的に補正される。即ち、ＦＦＴ演算部１２６が、フィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）についてＦＦＴ処理を施すことにより周波数解析を行ない、ＣＰＵ１２９は、その結果（ＦＦＴ結果データ）から、３ＧＰＰ規格でのＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）５ＭＨｚ離れ相当のデータを取得する。

例えば、ＦＦＴ結果データとして図１５に示すようなデータ（周波数対電力値データ）が得られた場合、ＣＰＵ１２９は、枠２００で示す電力値取得ポイントの中心周波数からそれぞれ中心方向へ５ＭＨｚ離れた周波数を中心周波数とする、枠１００で示す測定ポイント（監視範囲）のデータを取得する。なお、図１５において、電力値取得ポイント２００は、それぞれ、積分器１２７での積分により得られる電力値の取得範囲を表しており、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４はそれぞれ既述のキャリア信号成分を示している。

そして、ＣＰＵ１２９は、例えば図１４に模式的に示すように、上記測定ポイント１００で取得したデータのうち周波数の高い方と低い方の両方のデータを比較して、悪い方のデータ（監視範囲内で歪劣化量の多い方のデータ）を歪データとし、前記パラメータを変化させながら当該歪データを取得して、歪データが改善される方向に前記パラメータを補正していく。ただし、図１１に示す構成では、パラメータを変更しただけでは歪量は変化せず、歪補償テーブル１１０内の歪補償係数を更新することにより歪量の差分が明らかになる。

なお、積分器１２７は、前記フィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）を積分してその電力値（図１５に示す電力値取得ポイント２００で取得される電力値）をバス１２８経由でＣＰＵ１２９へ通知しており、これにより、ＣＰＵ１２９は、送信電力異常を検知してアラーム出力したりすることができるようになっている。
以上のようなＤＰＤ技術の従来例としては、他に、後記特許文献１により提案されている技術がある。

この特許文献１の技術は、電力増幅器とフィードバックループで生じる遅延時間を、信号ノイズ比ＳＮＲあるいは隣接チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲあるいはノイズレベルＰｎ等から求め、該遅延時間に基づいて歪補償装置各部におけるタイミングを制御する機能を備えた歪補償装置に関し、前記遅延時間の設定誤差を小さくすべく、自動的に遅延時間を高精度に決定して設定できるようにことを目的としている。

そのため、特許文献１の技術では、フィードバック信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、そのＦＦＴ演算結果を用いて信号ノイズ比ＳＮＲあるいは隣接チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲあるいはノイズレベルＰｎのいずれかの値を計算し、現時刻におけるその計算値と１つ前の時刻における前記計算値の差が零あるいは閾値以下となるように歪デバイスとフィードバックループで生じる遅延時間を調整することを繰り返すことによって、正確な遅延時間を決定し、その遅延時間に基づいて歪補償装置各部のタイミング合わせを行なうようになっている。
国際公開第ＷＯ ２００２／０８７０９７号パンフレット

直接変調方式を採用したＤＰＤ型増幅器では、前記直交変調部１１６における不完全性の影響により送信出力にイメージ周波数成分（雑音成分）が発生し、そのイメージ周波数成分（以下、単に「イメージ」あるいは「イメージ成分」という）の影響によりフィードバック信号Ｙ（増幅器１１８の出力信号）の歪成分を正確に検出できない状況が発生する。例えば、図１６（Ａ）に示すようにＩＱの振幅バランスが崩れたり、図１６（Ｂ）に示すようにＩＱの直交度が崩れたりして、ＩＱ平面における主信号のベクトルが描く軌跡が楕円形となり、図１６（Ｃ）に示すごとく、ローカル発振器１１７の出力周波数を中心（センター周波数）として、主信号に対するイメージ（雑音成分）が送信出力の特定の周波数に現れる。

フィードバック信号Ｙで、このイメージ発生ポイントと前記測定ポイント（歪成分検出ポイント）とが図１７に示すように重なった場合、ＣＰＵ１２９は、ＦＦＴ結果データにおける両者の切り分けが行なえないため、誤ってイメージの方を歪データとして選択してしまい、正確な歪量検出を行なうことができない。その結果、パラメータ更新のたびに最適なパラメータ値から離れていくおそれがあり、パラメータの最適化が行なえないという現象が発生する。

本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、前記直交変調に伴うフィードバック信号（増幅器の出力信号）における前記イメージの発生を抑制して、歪補償における前記パラメータの最適化を行なえるようにすることを目的とする。

（１）第１の案として、例えば、入力信号を直交変調して増幅器へ入力し、前記入力信号についての歪補償係数を、前記入力信号と該増幅器の出力信号との差分に基づいて適応的に更新して、該増幅器の非線形性を補償する装置であって、該増幅器の出力信号の歪量を検出する歪量検出手段と、設定されるパラメータに応じて前記差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段と、該歪量検出手段で検出された前記歪量が改善される方向に該被パラメータ設定手段の前記パラメータを補正するパラメータ補正手段と、前記直交変調に起因して前記出力信号に生じ得る雑音成分を検出する雑音成分検出手段と、該雑音成分検出手段により検出された前記雑音成分を除去するための処理を行なう雑音成分除去手段と、該増幅器の出力信号について周波数解析を行なうＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算手段とをそなえ、該雑音成分検出手段は、該ＦＦＴ演算手段による周波数解析の結果を保存し、該歪量検出手段での歪量を検出するための監視ポイントと前記直交変調に起因する雑音成分が発生するポイントとが重なっているかを判断し、前記監視ポイントと前記雑音成分が発生するポイントとが重なっていると判断した場合、該雑音成分除去手段により雑音成分を除去した後、該ＦＦＴ演算手段により周波数解析結果を再演算し、前記再演算した周波数解析結果と前記保存した周波数解析結果とを比較し、該パラメータ補正手段は、前記再演算した周波数解析結果と前記保存した周波数解析結果とが一致しており、且つ、前記再演算した周波数解析結果が所定値以下である場合に前記パラメータを補正する、歪補償装置を用いることができる。

（２）ここで、該雑音成分除去手段は、前記入力信号のＩチャネル信号成分とＱチャネル信号成分との振幅バランスを補正する振幅バランス補正部と、該雑音成分検出手段により検出された前記雑音成分が最小となるように該振幅バランス補正部での前記振幅バランスの補正を制御する振幅バランス制御部とをそなえて構成されていてもよい。
（３）また、該雑音成分除去手段は、前記入力信号のＩチャネル信号成分とＱチャネル信号成分の直交度を補正する直交度補正部と、該雑音成分検出手段により検出された前記雑音成分が最小となるように該直交度補正部での前記直交度の補正を制御する直交度制御部とをそなえて構成されていてもよい。

（４）さらに、該振幅バランス制御部は、前記入力信号及び該増幅器の前記出力信号のＩチャネル信号成分の差分を検出するＩチャネル差分検出回路と、前記入力信号及び該増幅器の前記出力信号のＱチャネル信号成分の差分を検出するＱチャネル差分検出回路と、前記の各差分検出回路で検出された差分を最小にする前記振幅バランスの補正値を求める振幅バランス補正値計算部とをそなえるとともに、該振幅バランス補正部は、前記入力信号のＩチャネル信号成分及びＱチャネル信号成分の振幅を該補正値計算部で求められた補正値により個々に補正する振幅補正回路をそなえて構成されていてもよい。

（５）また、第２の案として、例えば、入力信号を直交変調して増幅器へ入力し、前記入力信号についての歪補償係数を、前記入力信号と該増幅器の出力信号との差分に基づいて適応的に更新して、該増幅器の非線形性を補償する方法であって、該増幅器の出力信号の歪量を検出する歪量検出過程と、設定されるパラメータに応じて前記差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段の前記パラメータを前記歪量検出過程で検出された前記歪量が改善される方向に補正するパラメータ補正過程と、前記直交変調に起因して前記出力信号に生じ得る雑音成分を検出する雑音成分検出過程と、該雑音成分検出過程で検出された前記雑音成分を除去するための処理を行なう雑音成分除去過程と、該増幅器の出力信号について周波数解析を行なうＦＦＴ演算過程とを有し、該雑音成分検出過程では、該ＦＦＴ演算過程での周波数解析の結果を保存し、該歪量検出過程で歪量を検出するための監視ポイントと前記直交変調に起因する雑音成分が発生するポイントとが重なっているかを判断し、前記監視ポイントと前記雑音成分が発生するポイントとが重なっていると判断した場合、該雑音成分除去過程において雑音成分を除去した後、該ＦＦＴ演算過程において周波数解析結果を再演算し、前記再演算した周波数解析結果と前記保存した周波数解析結果とを比較し、該パラメータ補正過程では、前記再演算した周波数解析結果と前記保存した周波数解析結果とが一致しており、且つ、前記再演算した周波数解析結果が所定値以下である場合に前記パラメータを補正する、歪補償方法を用いることができる。

上記本発明によれば、直交変調の不完全性の影響（雑音成分の発生）を抑制した上で、パラメータ補正を実施することができるので、雑音成分（イメージ成分）の影響により歪成分を正確に検出できない状況を回避して、被パラメータ設定手段のパラメータ更新のたびに最適なパラメータ値から離れていくという現象を防止でき、パラメータの最適化を図ることが可能となる。

〔Ａ〕一実施形態の説明
図１は本発明の一実施形態に係るディジタルプリディストーション（ＤＰＤ）型増幅器（歪補償装置）の要部構成を示すブロック図で、この図１に示すＤＰＤ型増幅器も、例えば、ルックアップテーブル（ＬＵＴ：歪補償テーブル）１０，アドレス生成部１１，ＬＭＳ演算部（歪補償演算部）１２，乗算器１３，イコライザフィルタ（ＥＱ：複素フィルタ）１４，ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１５，直交変調部（ＱＭＯＤ）１６，ローカル発振器１７，増幅器（アンプ）１８，方向性結合器（Directional Coupler）１９，ミキサ（乗算器）２０，ローカル発振器２１，アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２２，１／Ｍクロック（ＣＬＫ）単位遅延回路２３，クロック（ＣＬＫ）単位遅延回路２４，減算器２５，ＦＦＴ演算部２６，積分器２７，バス２８及びＣＰＵ２９をそなえるほか、イコライザフィルタ１４とＤ／Ａ変換器１５との間に、ＩＱ振幅バランス／直交度補正部３０をそなえて構成されている。なお、当該ＤＰＤ型増幅器は、例えば、基地局装置の送信系に適用することができる。また、入力信号（つまり、送信信号）としては、マルチキャリア信号が入力されると仮定する。

ここで、歪補償テーブル１０は、ディジタル信号である入力信号（複素信号）Ｘ（Ｉ，Ｑ）（以下、単にＸと略記することもある）が増幅器１８で増幅される際に生じうる歪を予め補償するための歪補償係数を例えば当該入力信号Ｘの電力値別に格納しておくもので、入力信号Ｘの電力値を基にアドレス生成部１１にて生成、指定されるアドレスの歪補償係数が乗算器１３へ供給されるようになっている。また、ここでの歪補償係数は、歪補償演算部１２による演算結果によって適応的に更新される。

アドレス生成部１１は、Ｉチャネル信号成分（以下、単に「Ｉチャネル信号」ともいう）及びＱチャネル信号成分（以下、単に「Ｑチャネル信号」ともいう）を有する入力信号Ｘを参照信号として受けて、その電力値に応じて歪補償テーブル１０のための索引アドレスを生成するものであり、歪補償演算部１２は、減算器２５により得られる参照信号Ｘと後述するフィードバック信号（複素信号）Ｙ（Ｉ，Ｑ）（以下、単にＹと略記することもある）との差分（誤差信号）に基づいて歪補償テーブル１０における歪補償係数を適応的に更新するものである。

乗算器（歪補償部）１３は、入力信号Ｘに歪補償テーブル１０からの歪補償係数を乗じることにより、入力信号Ｘが増幅器１８で増幅される際に生じうる歪を予め補償するものであり、イコライザフィルタ（複素フィルタ）１４は、設定されるパラメータ〔フィルタ（タップ）係数〕に応じて減算器２５で検出される差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段であり、例えば、ディジタルフィルタにより構成され、前記内部パラメータが制御されることにより、図８により前述したごとく、入力信号Ｘがもつ周波数特性とは逆特性のフィルタリングを行なうことにより、アナログ回路がもつ一次傾斜の周波数特性（各キャリア信号成分の周波数偏差）を補償して、各キャリア信号成分の位相関係を一定にするためのものである。

なお、当該イコライザフィルタ１４は、例えば数十程度のタップ係数を有し、増幅対象の信号帯域（例えば、数十ＭＨｚ幅）において数ｄＢ程度生じる一次傾斜特性を補償可能な能力を有している。また、図１においても図示を省略しているが、当該イコライザフィルタ１４は、バス２８を介してＣＰＵ２９に接続されており、当該ＣＰＵ２９からの制御により上記パラメータが制御されるようになっている。

ＩＱ振幅バランス／直交度補正部３０は、図１６（Ａ）〜図１６（Ｃ）により前述したような、後段の直交変調部１６での直交変調に伴うイメージの発生を抑制すべく、イコライザフィルタ１４の出力信号について、ＩＱ振幅（バランス）及びＩＱ直交度の補正を行なうもので、本例では、バス２８によりＣＰＵ２９と接続されて、当該ＣＰＵ２９から前記補正が制御されるようになっている。なお、その詳細については、図４〜図１０により後述する。

Ｄ／Ａ変換器１５は、上記ＩＱ振幅バランス／直交度補正部（以下、単に「補正部」ともいう）３０によるＩＱ振幅及びＩＱ直交度補正後の信号をアナログ信号に変換するものであり、直交変調部１６は、ローカル発振器１７からの周波数信号を用いて当該アナログ信号を変調（直交変調）するものであり、増幅器１８は、当該変調により得られた変調信号を所要の送信電力値にまで増幅するものである。

方向性結合器１９は、上記増幅器１８の出力を一部分岐してミキサ２０にフィードバックするものであり、ミキサ２０は、この方向性結合器１９からのフィードバック信号にローカル発振器２１からの周波数信号を乗じることにより、当該フィードバック信号を復調（直交検波）してＩＦ帯の復調信号を生成するものであり、Ａ／Ｄ変換器２２は、当該復調信号をディジタル信号に変換するもので、これにより複素ディジタル信号であるフィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）が得られるようになっている。

１／Ｍクロック単位遅延回路２３は、上記フィードバック信号Ｙと参照信号Ｘの減算器２５への入力タイミングが一致するよう、フィードバック信号Ｙを１／Ｍクロックの精度で遅延させることができるディジタルフィルタ回路（Ｍは任意の数であり、０〜（Ｍ−１）までの遅延フィルタタップを準備する）であって、１／Ｍクロック単位の精度で所要時間Δｔだけ遅延させて減算器２５に入力するものであり、クロック単位遅延回路２４は、例えば、フリップフロップ（ＦＦ）回路を用いて構成され、参照信号Ｘをクロック単位で遅延させて減算器２５に入力するものである。

つまり、これらの遅延回路２３，２４は、減算器２５にて同一時間の信号を比較対象とすべく、図９により前述したごとく、互いに時間関係のずれた参照信号Ｘ（Ｉ（ｔ−ｎ），Ｑ（ｔ−ｎ））及びフィードバック信号Ｙ（Ｉ（ｔ−Δｔ），Ｑ（ｔ−Δｔ））を個々に遅延させて、両信号を時間軸上で精度良く一致させる遅延調整部（減算器２５での比較タイミングを調整するタイミング調整部）としての役割を担っている。その際、クロック周波数よりも小さい遅延分Δｔ（微調整）については、１／Ｍクロック単位遅延回路２３の内部パラメータ〔フィルタ（タップ）係数〕を制御することで遅延させるようにしている。

即ち、ディジタルフィルタ２３も、設定されるパラメータに応じて減算器２５で検出される差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段である。なお、当該ディジタルフィルタ２３についても、バス２８を介してＣＰＵ２９に接続されており、当該ＣＰＵ２９からの制御により内部パラメータ（フィルタ係数）が制御されて遅延量が制御されるようになっている。

減算器（差分検出部）２５は、上記遅延調整により入力タイミングの一致した同一時間の参照信号Ｘ及びフィードバック信号Ｙについて減算処理を施すことにより、その差分（誤差信号）を検出するもので、当該差分に基づき、歪補償演算部１２により、例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いて、歪補償テーブル１０における歪補償係数が更新されることになる。

ＦＦＴ演算部２６は、ＣＰＵ２９からのＦＦＴ実行命令をバス２８経由で受けることにより、上記フィードバック信号ＹをＦＦＴ処理して周波数解析するもので、その解析結果（ＦＦＴ結果データ：例えば図１５参照）はバス２８経由でＣＰＵ２９により取得可能になっている。積分器（電力監視手段）２７は、フィードバック信号Ｙを一定期間積分することにより、その電力値（例えば、図１５に示した電力値取得ポイント２００での電力値）を検出（監視）するもので、その検出結果についてもバス２８経由でＣＰＵ２９により取得可能となっている。

そして、ＣＰＵ２９は、ＦＦＴ演算部２６により得られたＦＦＴ結果データから、３ＧＰＰ規格でのＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）５ＭＨｚ離れ相当のデータを取得するもので、歪劣化量の多いデータを歪データとし、前記パラメータを変化させながら当該歪データを取得して、歪データが改善される方向に前記パラメータを補正していくようになっている。

つまり、本例のＣＰＵ２９は、増幅器１８の出力信号の歪量を検出する歪量検出手段２９１としての機能と、当該機能により検出された歪量が改善される方向に被パラメータ設定手段であるイコライザフィルタ１４、１／Ｍクロック単位遅延回路２３のパラメータを補正するパラメータ補正手段２９２としての機能とを実現している。
即ち、図１５の例でいえば、ＣＰＵ２９は、枠２００で示す電力値取得ポイントの中心周波数からそれぞれ中心方向へ５ＭＨｚ離れた周波数を中心周波数とする、枠１００で示す測定ポイント（監視範囲）のデータを取得し、周波数の高い方と低い方の両方のデータを比較して、図１４により前述したごとく、悪い方のデータ（監視範囲内で歪劣化量の多い方のデータ）を歪データとし、前記パラメータを変化させながら当該歪データを取得して、歪データが改善される方向に前記パラメータを補正していくのである。ただし、本例においても、パラメータを変更しただけでは歪量は変化せず、歪補償テーブル１０内の歪補償係数を更新することにより歪量の差分が明らかになる。

なお、図１において、符号７４は位相調整回路、符号２９３はイメージ（雑音成分）検出手段、符号２９４は雑音成分除去手段、符号２９５は振幅バランス補正値計算部をそれぞれ表し、それぞれの詳細については後述する。
以下、上述のごとく構成された本実施形態の歪補償装置の動作について詳述する。
（Ａ１）全体基本動作
まず、入力信号Ｘは、乗算器１３にて、歪補償テーブル１１から与えられる歪補償係数と乗算されることにより、歪補償が行なわれた後、イコライザフィルタ１４に入力される。イコライザフィルタ１４では、前述したごとく内部のパラメータ（フィルタ係数）がＣＰＵ２９により制御されて、入力信号Ｘがもつ周波数特性とは逆特性のフィルタリングを行なうことにより、アナログ回路がもつ一次傾斜の周波数特性を補償する。

当該補償後の信号は、ＩＱ振幅バランス／直交度補正部３０にて、直交変調部１６による直交変調に伴うイメージの発生を抑制（キャンセル）するために、ＩＱ振幅（バランス）及びＩＱ直交度が補正された後、Ｄ／Ａ変換器１５により、アナログ信号に変換され、直交変調部１６により、ローカル発振器１７の出力に基づき変調（直交変調）されて無線周波数（ＲＦ）帯の信号として増幅器１８に入力され、増幅器１８にて所要の電力値（送信電力値）にまで増幅されて出力される。

その出力信号の一部は、方向性結合器１９にて分岐され、ミキサ２０にフィードバックされ、当該ミキサ２０にて、ローカル発振器２１の出力と乗算されることにより、復調（直交検波）されてＩＦ帯の信号として出力され、Ａ／Ｄ変換器２２にて、ディジタル信号（複素信号）Ｙに変換された上で、１／Ｍクロック単位遅延回路２３，ＦＦＴ演算部２６及び積分器２７にそれぞれ入力される。

１／Ｍクロック単位遅延回路（ディジタルフィルタ）２３は、上記フィードバック信号Ｙと参照信号Ｘの減算器２５への入力タイミングが一致するよう、フィードバック信号Ｙを１／Ｍクロック単位で所要時間Δｔだけ遅延させて減算器２５に入力する。参照信号Ｘについては、クロック単位遅延回路２４により、クロック単位で遅延させて減算器２５に入力される。

減算器２５では、上記遅延調整により入力タイミングの一致した同一時間の各信号Ｘ及びＹについて減算処理を施すことにより誤差信号を検出し、当該誤差信号に基づき、歪補償演算部１２により、例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いて、歪補償テーブル１０における歪補償係数が更新される。
以上のようにして、本実施形態のＤＰＤ型増幅器においても、参照信号Ｘとフィードバック信号Ｙとの差分（誤差）に基づいて、入力信号Ｘの歪補償（乗算器１３）で用いる歪補償係数を適応的に更新して、増幅器１８の非線形歪を補償することで、増幅効率の向上が図られる。

そして、本例では、ＩＱ振幅バランス／直交度補正部３０により、ＩＱ振幅（バランス）及びＩＱ直交度が補正された上で、直交変調部１６による直交変調が施されるため、ＩＱ振幅バランスが崩れたり、ＩＱ直交度が崩れることに起因して生じるイメージの発生が抑制されるので、歪データの誤検出を防止して、イコライザフィルタ１４及び１／Ｍクロック単位遅延回路２３の内部パラメータの最適化を実現することが可能となる。

（Ａ２）ＣＰＵ２９の動作
上記の手法を実現するために、本例のＣＰＵ２９は、図２に示すフローチャート（ＩＱパラメータ補正処理）及び図３に示すフローチャート（ＡＣＬＲ型歪補正処理）に従って動作する。
まず、ＣＰＵ２９は、ＡＣＬＲ型歪補正処理を開始する前に、歪補正監視ポイント（例えば図１５に示す測定ポイント１００）とイメージ発生ポイントの両方のポイントが重なっていないかチェックする。両者が重なっていた場合は、図２に示すように、ＣＰＵ２９は、開始前のＦＦＴ演算部２６により得られたＦＦＴ結果データを保存してから（ステップＳ１１）、補正部３０によるＩＱ振幅バランス及びＩＱ直交度の補正を行なう〔ステップＳ１２，Ｓ１３；雑音成分除去過程（振幅バランス補正過程、直交度補正過程）〕。なお、その詳細については、図４〜図１０を用いて後述する。

上記補正終了時に、ＣＰＵ２９は、再度、ＦＦＴ演算部２６により得られるＦＦＴ結果データと前記保存していたＦＦＴ結果データとを比較して（ステップＳ１４，Ｓ１５；雑音成分検出過程）、両者が一致又はほぼ一致して両者に変化がなく、予め設定したＦＦＴ結果閾値以下である場合に、図３に示すＡＣＬＲ型パラメータ補正処理を実施する（ステップＳ１５のｙｅｓルート）。

即ち、ＣＰＵ２９は、ＦＦＴ演算部２６に、フィードバック信号ＹについてのＦＦＴ処理を実行させ、その結果（ＦＦＴ結果データ）を取得し、当該ＦＦＴ結果データから前述したごとく歪データを取得する（ステップＳ３１，Ｓ３２；歪量検出過程）。
次に、ＣＰＵ２９は、前記パラメータを所定の更新ステップ幅等で更新（変更）することにより歪補償テーブル１０の歪補償係数を更新させ（ステップＳ３３，Ｓ３４；パラメータ補正過程）、歪補償係数更新後の状態で、上記と同様に、歪データ（歪更新データ）を取得する（ステップＳ３５）。

そして、ＣＰＵ２９は、上記歪更新データが歪補償係数（パラメータ）更新前に取得した更新前の歪データ以下か否かを判定し（ステップＳ３６）、更新前の歪データを超えていれば、上記更新により歪量がかえって大きくなった（劣化）したことになるので、前記パラメータを更新前の値に戻す（ステップＳ３６のｎｏルートからステップＳ３７）。これに対し、上記歪更新データが更新前の歪データ以下であれば、歪量が改善又は維持されたことになるので、ＣＰＵ２９は、前記更新後のパラメータ値設定を維持したまま、処理を終了する（ステップＳ３６のｙｅｓルート）。

一方、図２に示す前記ステップＳ１５において、補正部３０によるＩＱ振幅及びＩＱ直交度の補正後のＦＦＴ結果データと当該補正前に保存しておいたＦＦＴ結果データとが前記条件を満たさない場合、ＣＰＵ２９は、当該条件を満たすまで（ステップＳ１５でｙｅｓと判定されるまで）、補正部３０によるＩＱ振幅及びＩＱ直交度の補正を繰り返し実施する（ステップＳ１５のｎｏルート）。

これにより、直交変調部１６での直交変調に起因して発生するイメージ成分を除去した上で、イコライザフィルタ１４や１／Ｍクロック単位遅延回路２３の内部パラメータが更新されるため、当該パラメータが最適値から遠ざかる現象を防ぐことができる。なお、所定回数だけ当該補正を実行しても前記条件を満たさない場合は、ＡＣＬＲ型歪補正処理は実施しない。

つまり、本実施形態では、ＩＱ振幅バランス及びＩＱ直交度の補正を行ないながら、上記ＦＦＴ結果データの比較結果に変化がなく所定の閾値以下であることをもって、イメージの検出と当該イメージを最小にするイメージ除去制御とを実施していることになる。
したがって、本実施形態のＣＰＵ２９は、上記のステップＳ１１〜Ｓ１５を実行することにより、直交変調部１６での直交変調に起因して増幅器１８の出力信号に生じ得るイメージ（雑音成分）を検出するイメージ（雑音成分）検出手段２９３（図１参照）としての機能を果たすとともに、補正部３０とともに、このイメージ検出手段２９３により検出されたイメージを除去するための処理（ＩＱ振幅バランス及びＩＱ直交度の補正）を行なう雑音成分除去手段２９４（図１参照）としての機能を果たしていることになる。

次に、補正部３０によるＩＱ振幅（バランス）補正及びＩＱ直交度補正の具体例について、図４〜図１０を用いて詳述する。
（Ａ３）ＩＱ振幅バランス補正
Ｉチャネル（Ｉｃｈ）信号およびＱチャネル（Ｑｃｈ）信号の振幅バランスが崩れるときは、直交変調がうまくいかない。例えば図４に示すように、直交変調部１６において、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号のそれぞれについて角周波数ωoで周波数シフトを行ない（その結果の振幅値をそれぞれＢ＝Icosωot−Qsinωot、Ａ＝Qcosωot＋Isinωotとする）、角周波数ωで直交変調を行なった場合、その出力は次式（１）で表される。
Icos(ωt+ωot)−Qsin(ωt+ωot) …（１）
ここで、直交変調部１６に入力されるデータの振幅バランスが崩れると（例えば、Ａ＝Ａ′、Ｂ＝Ｂ′でＡ′≠Ｂ′）、次式（２）となり、（−ωot）の成分が残ってしまう。この（−ωot）の成分が前述したイメージとなる。
Icos(ωt+ωot)−Qsin(ωt+ωot)+α{Icos(ωt−ωot)+Qsin(ωt−ωot)} …（２）
したがって、Ａ′にＡ／Ａ′を乗算し、Ｂ′にＡ／Ｂ′を乗算すれば、振幅バランスをとることが可能となる。

そこで、本例の補正部３０は、例えば図５に示すように、直交変調部１６の前段においてＩチャネル信号に補正（ゲイン）値（例えば、前記Ａ／Ａ′）を乗算する乗算器（ゲイン調整回路）３１１と、同じく直交変調部１６の前段においてＱチャネル信号に補正（ゲイン）値（例えば、前記Ａ／Ｂ′）を乗算する乗算器（ゲイン調整回路）３１２と、Ｉチャネル信号のための前記補正値を保持するレジスタ３１３と、Ｑチャネル信号のための前記補正値を保持するレジスタ３１４とを有するＩＱ振幅バランス補正部３１をそなえて構成される。つまり、このＩＱ振幅バランス補正部３１は、入力信号ＸのＩチャネル信号成分及びＱチャネル信号成分の振幅をＣＰＵ２９（後述する振幅バランス補正値計算部２９５）で求められたＩＱ振幅バランスの補正値により個々に補正する振幅補正回路として機能する。

なお、図４及び図５において、符号１６１〜１６４が直交変調部１６の構成要素を示しており、１６１はＩチャネル信号にローカル発振器１７の出力（例えば、ｃｏｓωt）を乗算する乗算器、１６４は当該ローカル発振器１７の出力の位相をπ／２だけずらして直交信号（ｓｉｎωt）を生成するπ／２位相器、１６２はこのπ／２位相器の出力（ｓｉｎωt）をＱチャネル信号に乗算する乗算器、１６３は前記の各乗算器１６１，１６２の出力を加算する加算器をそれぞれ表している。

ここで、スペクトラムアナライザ（図示省略）等を用いて補正後の信号をモニタしながら、レジスタ３１３，３１４の補正値を更新（変更）してゆくことで、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号のゲインを個々に調整して振幅アンバランスを補正することにより、当該振幅アンバランスに起因する前記イメージの発生を抑制することができる。
より詳細には、例えば図６に模式的に示すように参照信号ＸのベクトルはＩＱバランスがとれているので、参照信号Ｘ及びフィードバックＹをそれぞれＩチャネル信号及びＱチャネル信号に分け、それぞれの差分を求め、各差分結果をＩチャネル信号及びＱチャネル信号に設定されていたゲイン値に反映すれば、フィードバック信号Ｙのベクトルは参照信号Ｘと同じになり、誤差がなくなる。

そこで、例えば図７に示すように、ＩＱバランス補正値（ゲイン値）算出回路３３として、参照信号ＸのＩチャネル信号Ｘ（Ｉ）とフィードバック信号ＹのＩチャネル信号Ｙ（Ｉ）との大きさ（振幅）の差分（誤差）を検出する減算器（Ｉチャネル差分検出部）３３１と、その差分の積分値を求めるとともにバス２８を介してＣＰＵ２９と接続された積分器３３２と、参照信号ＸのＱチャネル信号Ｘ（Ｑ）とフィードバック信号ＹのＱチャネル信号Ｙ（Ｑ）との大きさ（振幅）の差分（誤差）を検出する減算器（Ｑチャネル差分検出部）３３３と、その差分の積分値を求めるとともにバス２８を介してＣＰＵ２９と接続された積分器３３４とをそなえる。

これにより、減算器３３１及び３３３にて、それぞれ、参照信号Ｘ及びフィードバック信号ＹのＩチャネル信号及びＱチャネル信号についてのそれぞれの誤差が求められ、各誤差がそれぞれ積分器３３２及び３３４にて積分されて積分値が求められる。ただし、フィードバック信号Ｙの位相と参照信号Ｘの位相が回転した（ずれた）状態だと、減算器３３１，３３３での減算処理が正しく行なえないので、当該減算処理の前に、予め参照信号Ｘとフィードバック信号Ｙとの位相関係を調整しておくのが好ましい。

具体的には、例えば図１中に点線で示すように、減算器２５と１／Ｍクロック単位遅延回路２３との間に、位相調整回路（位相回転部）７４を設けることにより、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号のそれぞれについて個々に位相回転処理を施して両信号の位相関係を一致させるようにする。
さて次に、ＣＰＵ２９は、バス２８を介して、上記の積分器３３２及び３３４により求められた積分値を取得し、それぞれを平均化して誤差の平均値を求め、得られた誤差の平均値を参照信号Ｘの各チャネル信号の大きさ（振幅）で正規化し、その結果から図６により前述したごとくＩＱバランスの補正値（補正ベクトル）を算出し、得られた各チャネル信号の補正値をバス２８経由でＩＱ振幅バランス補正部３１の前記レジスタ３１３，３１４に個々に設定する。

つまり、ＣＰＵ２９は、減算器３３１，３３３で検出された差分を最小にするＩＱ振幅バランスの補正値を求める振幅バランス補正値計算部２９５（図１参照）としての機能を有し、ＩＱバランス補正値（ゲイン値）算出回路３３とともに、前記のイメージ検出手段２９３により検出されたイメージが最小となる（つまり、図２により前述したステップＳ１５でｙｅｓと判定される）ように、ＩＱ振幅バランス補正部３１でのＩＱ振幅バランスの補正を制御する振幅バランス制御部としての機能を果たしていることになる。

ただし、振動しないよう補正を少しずつ行なうために、補正ベクトルに１よりも小さい値（μ：ステップサイズパラメータ）を乗算してから、前記補正値を設定するのが好ましい。また、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の双方についての補正値を並行して設定してもよいが、振幅バランスがとれればよいので、補正値を正規化して各チャネルのいずれか一方（例えば、Ｑチャネル）の補正値は固定にして、Ｉチャネル信号についてのみ設定を行なうようにしてもよい。なお、前記ゲイン調整は、振幅アンバランスの補正のみならず、主信号の出力レベル調整にも使用可能である。

（Ａ４）直交度補正
Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の直交度（ＩＱ直交度）が崩れるときは、直交変調部１６のローカル周波数が直交していないときである。
ωで正しく直交変調ができているときの信号は、次式（３）で表される。
Ｉcos(ωt)−Ｑsin(ωt) …（３）
ここで、例えば図８に示すように、Ｑチャネル信号がθの位相成分をもったとき、変調後の信号は、次式（４）で表される。
Ｉ′cos(ωt)−Ｑ′sin(ωt+θ) …（４）
この式（４）を変換すると、次式（５）となる。
(Ｉ′+Ｑ′sinθ)cos(ωt)−Ｑ′cosθsin(ωt) …（５）
この式（５）を式（３）と同じにするためには、Ｉチャネル信号については次式（６）、Ｑチャネル信号については次式（７）とすればよい。

Ｉ＝Ｉ′−Ｑ′ｓｉｎθ …（６）
Ｑ＝Ｑ′ｃｏｓθ …（７）
よって、これらの式（６），式（７）式から、次式（８），（９）が得られる。
Ｉ′＝Ｉ＋Ｑｔａｎθ …（８）
Ｑ′＝Ｑ／ｃｏｓθ …（９）
従って、直交度偏差θが求まったとき、Ｉチャネル信号について式（８）の演算、Ｑチャネル信号について式（９）の演算をそれぞれ行なえば、ＩＱ直交度を補正することが可能となる。

そこで、本例の補正部３０は、例えば図９に示すように、直交変調部１６の前段においてＩチャネル信号について前記の式（８）による演算を行なうための加算器３２１及び乗算器３２２と、同じく直交変調部１６の前段においてＱチャネル信号について前記の式（９）による演算を行なうための乗算器３２３と、ｔａｎθの値を格納したレジスタ３２４と、１／ｃｏｓθの値を格納したレジスタ３２５とを有し、入力信号ＸのＩチャネル信号成分とＱチャネル信号成分の直交度を補正するＩＱ直交度補正部３２をそなえて構成される。

即ち、乗算器３２２は、Ｑチャネル信号にレジスタ３２４の値（ｔａｎθ）を乗算することにより、前記式（８）の第２項（Ｑｔａｎθ）を演算し、加算器３２１は、Ｉチャネル信号に当該乗算器３２２の出力（Ｑｔａｎθ）を加算することにより、前記式（８）の演算を実現しており、乗算器３２３は、Ｑチャネル信号にレジスタ３２５の値（１／ｃｏｓθ）を乗算することにより、前記の式（９）の演算を実現しており、これらの加算器３２１及び乗算器３２２，３２３によって、入力信号ＸのＩチャネル信号成分及びＱチャネル信号成分の位相関係を後述する直交度補正値計算部として機能するＣＰＵ２９及び変換テーブル３５（図１０参照）により求められた補正値により補正する位相補正回路としての機能が実現されている。

なお、本ＩＱ直交度補正部３２は、前記ＩＱ振幅バランス補正部３１の前段及び後段のいずれに配置してもよい。
また、直交度偏差θは、次のようにして算出することができる。
即ち、参照信号Ｘ＝Tx_i＋j Tx_qとすると、参照信号Ｘの電力Ref_Powは次式（１０）で表すことができる。
Ref_Pow＝Tx_i^２＋Tx_q^２ …（１０）
ここで、参照信号Ｘを角周波数ωで直交変調したとすると、送信信号は、θの直交度偏差差があるので、
Tx_i cosωt−Tx_q sin(ωt＋θ)
と表すことができる。この信号を復調すると、次式（１１）となる。
{Tx_i cosωt−Tx_q sin(ωt＋θ)}・(cosωt＋jsinωt)
＝{Tx_i cos2ωt−Tx_q sin(ωt+θ)cosωt}
＋j{Tx_i cosωt sinωt＋Tx_q sin(ωt＋θ) sinωt}
＝1/2・Tx_i(cos2ωt＋1)−1/2・Tx_q {sin(2ωt＋θ)＋sinθ}
＋j[1/2・Tx_i sin2ωt−1/2・Tx_q{cos(2ωt＋θ)−cosθ}] …（１１）
ここで、２倍波をフィルタ（図示省略）でカットし、さらにゲインを合わせたとすると、フィードバック信号Ｙは、
(Tx_I−Tx_q sinθ)＋j Tx_q cosθ
で表せる。

従って、フィードバック信号Ｙの電力FB_Powは、次式（１２）となる。
FB_Pow＝(Tx_i−Tx_q sinθ)^２＋(Tx_q cosθ)^２
＝Tx_i^２＋Tx_q^２−2Tx_iTx_q sinθ
＝Ref_Pow−2Tx_iTx_q sinθ …（１２）
よって、直交度偏差θは、次式（１４）により求めることができる。
sinθ＝(Ref_Pow−FB_Pow)／2Tx_iTx_q …（１３）
∴θ＝sin^−１{(Ref_Pow−FB_Pow)／2Tx_iTx_q } …（１４）
この式（１３）又は（１４）で表される演算を実現するために、上記ＩＱ直交度補正部３２に付随して、本例のＤＰＤ型増幅器は、例えば図１０に示すように、乗算器３４１，３４２，３４４，３４５，３４８と、加算器３４３，３４６と、減算器３４７と、除算器（ＤＩＶ）３４９と、積分器３５０とを有する直交度偏差算出回路（直交度偏差計算回路）３４と、変換テーブル３５とをさらにそなえて構成される。

ここで、乗算器３４１は、参照信号ＸのＩチャネル信号Ｘ（Ｉ）の二乗を求めるものであり、乗算器３４２は、参照信号ＸのＱチャネル信号Ｘ（Ｑ）の二乗を求めるものであり、加算器３４３は、これらの乗算器３４１，３４２の乗算結果を加算するものである。つまり、これらの乗算器３４１，３４２及び加算器３４３は、参照信号ＸのＩチャネル成分及びＱチャネル成分の複素二乗和を求めることにより前記の式（１０）で表される参照信号Ｘの電力Ref_Powを求めていることになる。

同様に、乗算器３４４は、フィードバック信号ＹのＩチャネル信号の二乗を求めるものであり、乗算器３４５は、フィードバック信号ＹのＱチャネル信号Ｙ（Ｑ）の二乗を求めるものであり、加算器３４６は、これらの乗算器３４４，３４５の乗算結果を加算するもので、これらの乗算器３４４，３４５及び加算器３４６によって、フィードバック信号ＹのＩチャネル成分及びＱチャネル成分の複素二乗和、即ち、前記の式（１２）で表されるフィードバック信号Ｙの電力が求められるようになっている。

減算器３４７は、上記の各加算器３４３，３４６の加算結果を減算することにより、前記の式（１３）における分子、つまり、「参照信号Ｘの電力（Ref_Pow）−フィードバック信号Ｙの電力（FB_Pow）」を求めるものである。ただし、この場合も、減算対象の各信号の位相関係がずれた状態であると、正しい減算結果が得られないため、当該減算処理の前に、予め両信号の位相関係の調整を行なっておくのが好ましい。

乗算器３４８は、参照信号のＩチャネル信号Ｘ（Ｉ）とＱチャネル信号Ｘ（Ｑ）とを乗算することにより、前記の式（１３）における分母相当を求めるものであり、除算器３４９は、前記減算器３４７の減算結果を前記乗算器３４８の乗算結果で除算することにより、前記式（１３）の演算を実現するものである。
積分器３５０は、この除算器３４９の除算結果（sinθ）を積分して平均値を求めるもので、当該平均値は、バス２８経由でＣＰＵ２９により取得され、変換テーブル３５にてＩＱ直交度の補正値（ｔａｎθの値と１／ｃｏｓθの値）が得られるようになっている。

そして、ＣＰＵ２９は、前記平均値を積分器３５０から取得して、ｓｉｎ^−１の演算を実行することにより直交度偏差θを求め、これに対応するｔａｎθの値と１／ｃｏｓθの値とを変換テーブル３５においてテーブル索引して取得して、ＩＱ直交度補正部３２の前記レジスタ３２４，３２５にバス２８経由で設定するのである。
つまり、上記の直交度偏差算出回路３４は、入力信号Ｘの電力値と増幅器１８の出力信号の電力値とに基づいて直交度偏差θを求める回路として機能し、ＣＰＵ２９と変換テーブル３５とで、直交度偏差算出回路３４により求められた直交度偏差θを最小にするＩＱ直交度の補正値を求める直交度補正値計算部としての機能が果たされており、さらに、これらのＣＰＵ２９と直交度偏差算出回路３４と変換テーブル３５とで、前記のイメージ検出手段２９３により検出されたイメージが最小となるようにＩＱ直交度補正部３２でのＩＱ直交度の補正を制御する直交度制御部としての機能が果たされていることになる。

ただし、上述したＩＱ直交度補正に関しても、振動しないよう補正を少しずつ行なうために、積分器３５０により得られた平均値（補正ベクトル）に１よりも小さい値（μ：ステップサイズパラメータ）を除算して、補正値を設定する。
なお、ＩＱ直交度の補正可能範囲は、例えば、直交度偏差θの値として−５．１２°〜＋５．１０°までの０．０２°ステップの設定範囲とすることができる。そして、この場合も、スペクトラムアナライザ等を用いて補正後の信号をモニタしながら、レジスタ３２４，３２５の補正値を更新（変更）してゆくことで、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の直交度を調整して、ＩＱ直交度崩れに起因する前記イメージの発生を抑制することができる。

以上のように、本実施形態によれば、図３に示す通常のＡＣＬＲ型歪補正処理を開始する前に、図２により前述した処理（ステップＳ１１〜Ｓ１５）を実行して、歪補正監視ポイントとイメージ発生ポイントとが重なっていないかをチェックして、両ポイントが重なっていると判定される場合に、ＩＱ振幅バランスの補正とＩＱ直交度の補正とを実施するので、直交変調部１６による直交変調の不完全性の影響（イメージ成分の発生）を抑制した上で、ＡＣＬＲ型歪補正処理を実施することができる。したがって、イコライザフィルタ１４や１／Ｍクロック単位遅延回路２３のパラメータ更新のたびに最適なパラメータ値から離れていくという現象を防止して、パラメータの最適化を図ることが可能となる。

なお、本発明は、上述した実施形態に限定されず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できることはいうまでもない。
例えば、上述した実施形態では、補正部３０として、ＩＱ振幅バランス補正部３１及びＩＱ直交度補正部３２の双方を具備しているが、いずれか一方のみを具備する構成としても、前記イメージ成分の低減効果を期待できる。

〔Ｂ〕付記
（付記１）
入力信号を直交変調して増幅器へ入力し、前記入力信号についての歪補償係数を、前記入力信号と該増幅器の出力信号との差分に基づいて適応的に更新して、該増幅器の非線形性を補償する歪補償装置であって、
該増幅器の出力信号の歪量を検出する歪量検出手段と、
設定されるパラメータに応じて前記差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段と、
該歪量検出手段で検出された前記歪量が改善される方向に該被パラメータ設定手段の前記パラメータを補正するパラメータ補正手段と、
前記直交変調に起因して前記出力信号に生じ得る雑音成分を検出する雑音成分検出手段と、
該雑音成分検出手段により検出された前記雑音成分を除去するための処理を行なう雑音成分除去手段とをそなえて構成されたことを特徴とする、歪補償装置。

（付記２）
該雑音成分除去手段が、
前記入力信号のＩチャネル信号成分とＱチャネル信号成分との振幅バランスを補正する振幅バランス補正部と、
該雑音成分検出手段により検出された前記雑音成分が最小となるように該振幅バランス補正部での前記振幅バランスの補正を制御する振幅バランス制御部とをそなえて構成されたことを特徴とする、付記１記載の歪補償装置。

（付記３）
該雑音成分除去手段が、
前記入力信号のＩチャネル信号成分とＱチャネル信号成分の直交度を補正する直交度補正部と、
該雑音成分検出手段により検出された前記雑音成分が最小となるように該直交度補正部での前記直交度の補正を制御する直交度制御部とをそなえて構成されたことを特徴とする、付記１又は２に記載の歪補償装置。

（付記４）
該振幅バランス制御部が、
前記入力信号及び該増幅器の前記出力信号のＩチャネル信号成分の差分を検出するＩチャネル差分検出回路と、
前記入力信号及び該増幅器の前記出力信号のＱチャネル信号成分の差分を検出するＱチャネル差分検出回路と、
前記の各差分検出回路で検出された差分を最小にする前記振幅バランスの補正値を求める振幅バランス補正値計算部とをそなえるとともに、
該振幅バランス補正部が、
前記入力信号のＩチャネル信号成分及びＱチャネル信号成分の振幅を該振幅バランス補正値計算部で求められた補正値により個々に補正する振幅補正回路をそなえて構成されたことを特徴とする、付記２記載の歪補償装置。

（付記５）
該直交度制御部が、
前記入力信号の電力値と該増幅器の出力信号の電力値とに基づいて前記直交度の偏差を求める直交度偏差計算回路と、
該直交度偏差計算回路により求められた前記偏差を最小にする前記直交度の補正値を求める直交度補正値計算部とをそなえるとともに、
該直交度補正部が、
前記入力信号のＩチャネル信号成分及びＱチャネル信号成分の位相関係を該直交度補正値計算部により求められた補正値により補正する位相補正回路をそなえて構成されたことを特徴とする、付記３記載の歪補償装置。

（付記６）
入力信号を直交変調して増幅器へ入力し、前記入力信号についての歪補償係数を、前記入力信号と該増幅器の出力信号との差分に基づいて適応的に更新して、該増幅器の非線形性を補償する歪補償方法であって、
該増幅器の出力信号の歪量を検出する歪量検出過程と、
設定されるパラメータに応じて前記差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段の前記パラメータを前記歪量検出過程で検出された前記歪量が改善される方向に補正するパラメータ補正過程と、
前記直交変調に起因して前記出力信号に生じ得る雑音成分を検出する雑音成分検出過程と、
該雑音成分検出過程で検出された前記雑音成分を除去するための処理を行なう雑音成分除去過程とを有することを特徴とする、歪補償方法。

（付記７）
該雑音成分除去過程が、
該雑音成分検出過程で検出された前記雑音成分が最小となるように、前記入力信号のＩチャネル信号成分とＱチャネル信号成分との振幅バランスを補正する振幅バランス補正過程を含むことを特徴とする、付記６記載の歪補償方法。

（付記８）
該雑音成分除去過程が、
該雑音成分検出過程で検出された前記雑音成分が最小となるように、前記入力信号のＩチャネル信号成分とＱチャネル信号成分の直交度を補正する直交度補正過程を含むことを特徴とする、付記６又は７に記載の歪補償方法。

以上詳述したように、本発明によれば、直交変調の不完全性の影響（雑音成分の発生）を抑制した上で、パラメータ補正（更新）を実施することができるので、雑音成分（イメージ）の影響により歪成分を正確に検出できない状況を回避して、パラメータ更新のたびに最適なパラメータ値から離れていくという現象を防止でき、パラメータの最適化を図ることが可能である。したがって、増幅器を用いる通信技術分野、例えば、移動通信技術分野に極めて有効であると考えられる。

本発明の一実施形態に係るディジタルプリディストーション（ＤＰＤ）型増幅器（歪補償装置）の要部構成を示すブロック図である。 図１に示すＤＰＤ型増幅器の動作（ＩＱパラメータ補正）を説明するためのフローチャートである。 図１に示すＣＰＵの動作（ＡＣＬＲ型歪補正）を説明するためのフローチャートである。 ＩＱ振幅バランスが崩れる現象を説明するための図である。 図１に示すＩＱ振幅バランス／直交度補正部（ＩＱ振幅バランス補正部）及び直交変調部の構成を示すブロック図である。 図５に示すＩＱ振幅バランス補正部によるＩＱ振幅バランス補正方法を説明するための模式図である。 図６に示すＩＱ振幅バランス補正方法を実現すべくそなえられるＩＱバランス補正値（ゲイン値）算出回路の構成例を示すブロック図である。 ＩＱ直交度が崩れる現象を説明するための図である。 図１に示すＩＱ振幅バランス／直交度補正部（ＩＱ直交度補正部）及び直交変調部の構成を示すブロック図である。 図９に示すＩＱ直交度補正部による補正のためにそなえられる直交度偏差算出回路の構成例を示すブロック図である。 従来のディジタルプリディストーション（ＤＰＤ）型増幅器の要部構成を示すブロック図である。 図１１に示すイコライザフィルタの機能を説明するための模式図である。 図１１に示す遅延回路の機能を説明するための図である。 図１１に示すＣＰＵによる歪データの取得を説明するための模式図である。 図１１に示すＦＦＴ演算部の演算結果（ＦＦＴ結果データ）の一例を示す図である。 （Ａ）〜（Ｃ）はいずれも図１１に示す直交変調部での直交変調の不完全性に起因して生じるイメージ周波数成分を説明するための模式図である。 イメージ周波数成分の発生に伴う従来のＤＰＤ型増幅器の課題を説明するための模式図である。

符号の説明

１０ 歪補償テーブル（ルックアップテーブル：ＬＵＴ）
１１ アドレス生成部
１２ ＬＭＳ演算部（歪補償演算部）
１３ 乗算器（歪補償部）
１４ イコライザフィルタ（複素フィルタ；被パラメータ設定手段）
１５ ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器
１６ 直交変調部（ＱＭＯＤ）
１６１，１６２ 乗算器
１６３ 加算器
１６４ π／２位相器
１７ ローカル発振器
１８ 増幅器（アンプ）
１９ 方向性結合器（Directional Coupler）
２０ ミキサ（乗算器）
２１ ローカル発振器
２２ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
２３ １／Ｍクロック（ＣＬＫ）単位遅延回路（ディジタルフィルタ）
２４ クロック（ＣＬＫ）単位遅延回路
２５ 減算器（差分検出部）
２６ ＦＦＴ演算部
２７ 積分器（電力監視部）
２８ バス
２９ ＣＰＵ
２９１ 歪量検出手段
２９２ パラメータ補正手段
２９３ イメージ（雑音成分）検出手段
２９４ 雑音成分除去手段
２９５ 振幅バランス補正値計算部
３０ ＩＱ振幅バランス／直交度補正回路
３１ ＩＱ振幅バランス補正部（振幅補正回路）
３１１，３１２ 乗算器（ゲイン調整回路）
３１３，３１４ レジスタ
３２ ＩＱ直交度補正部
３２１ 加算器
３２２，３２３ 乗算器
３２４，３２５ レジスタ
３３ ＩＱバランス補正値（ゲイン値）算出回路
３３１，３３３ 加算器
３３２，３３４ 積分器
３４ 直交度偏差算出回路（直交度偏差計算回路）
３４１，３４２，３４４，３４５，３４８ 乗算器
３４７ 減算器
３４９ 除算器（ＤＩＶ）
３５０ 積分器
３５ 変換テーブル
７４ 位相調整回路

Claims (5)

1. 入力信号を直交変調して増幅器へ入力し、前記入力信号についての歪補償係数を、前記入力信号と該増幅器の出力信号との差分に基づいて適応的に更新して、該増幅器の非線形性を補償する歪補償装置であって、
   該増幅器の出力信号の歪量を検出する歪量検出手段と、
   設定されるパラメータに応じて前記差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段と、
   該歪量検出手段で検出された前記歪量が改善される方向に該被パラメータ設定手段の前記パラメータを補正するパラメータ補正手段と、
   前記直交変調に起因して前記出力信号に生じ得る雑音成分を検出する雑音成分検出手段と、
   該雑音成分検出手段により検出された前記雑音成分を除去するための処理を行なう雑音成分除去手段と、
   該増幅器の出力信号について周波数解析を行なうＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算手段とをそなえ、
   該雑音成分検出手段は、該ＦＦＴ演算手段による周波数解析の結果を保存し、該歪量検出手段での歪量を検出するための監視ポイントと前記直交変調に起因する雑音成分が発生するポイントとが重なっているかを判断し、前記監視ポイントと前記雑音成分が発生するポイントとが重なっていると判断した場合、該雑音成分除去手段により雑音成分を除去した後、該ＦＦＴ演算手段により周波数解析結果を再演算し、前記再演算した周波数解析結果と前記保存した周波数解析結果とを比較し、
   該パラメータ補正手段は、前記再演算した周波数解析結果と前記保存した周波数解析結果とが一致しており、且つ、前記再演算した周波数解析結果が所定値以下である場合に前記パラメータを補正する、
   ことを特徴とする、歪補償装置。
2. 該雑音成分除去手段が、
   前記入力信号のＩチャネル信号成分とＱチャネル信号成分との振幅バランスを補正する振幅バランス補正部と、
   該雑音成分検出手段により検出された前記雑音成分が最小となるように該振幅バランス補正部での前記振幅バランスの補正を制御する振幅バランス制御部とをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項１記載の歪補償装置。
3. 該雑音成分除去手段が、
   前記入力信号のＩチャネル信号成分とＱチャネル信号成分の直交度を補正する直交度補正部と、
   該雑音成分検出手段により検出された前記雑音成分が最小となるように該直交度補正部での前記直交度の補正を制御する直交度制御部とをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項１又は２に記載の歪補償装置。
4. 該振幅バランス制御部が、
   前記入力信号及び該増幅器の前記出力信号のＩチャネル信号成分の差分を検出するＩチャネル差分検出回路と、
   前記入力信号及び該増幅器の前記出力信号のＱチャネル信号成分の差分を検出するＱチャネル差分検出回路と、
   前記の各差分検出回路で検出された差分を最小にする前記振幅バランスの補正値を求める振幅バランス補正値計算部とをそなえるとともに、
   該振幅バランス補正部が、
   前記入力信号のＩチャネル信号成分及びＱチャネル信号成分の振幅を該振幅バランス補正値計算部で求められた補正値により個々に補正する振幅補正回路をそなえて構成されたことを特徴とする、請求項２記載の歪補償装置。
5. 入力信号を直交変調して増幅器へ入力し、前記入力信号についての歪補償係数を、前記入力信号と該増幅器の出力信号との差分に基づいて適応的に更新して、該増幅器の非線形性を補償する歪補償方法であって、
   該増幅器の出力信号の歪量を検出する歪量検出過程と、
   設定されるパラメータに応じて前記差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段の前記パラメータを前記歪量検出過程で検出された前記歪量が改善される方向に補正するパラメータ補正過程と、
   前記直交変調に起因して前記出力信号に生じ得る雑音成分を検出する雑音成分検出過程と、
   該雑音成分検出過程で検出された前記雑音成分を除去するための処理を行なう雑音成分除去過程と、
   該増幅器の出力信号について周波数解析を行なうＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算過程とを有し、
   該雑音成分検出過程では、該ＦＦＴ演算過程での周波数解析の結果を保存し、該歪量検出過程で歪量を検出するための監視ポイントと前記直交変調に起因する雑音成分が発生するポイントとが重なっているかを判断し、前記監視ポイントと前記雑音成分が発生するポイントとが重なっていると判断した場合、該雑音成分除去過程において雑音成分を除去した後、該ＦＦＴ演算過程において周波数解析結果を再演算し、前記再演算した周波数解析結果と前記保存した周波数解析結果とを比較し、
   該パラメータ補正過程では、前記再演算した周波数解析結果と前記保存した周波数解析結果とが一致しており、且つ、前記再演算した周波数解析結果が所定値以下である場合に前記パラメータを補正する、
   ことを特徴とする、歪補償方法。

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