JP2001016283A - ディジタル無線装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 アナログ直交変調器２８の直交誤差によっ
て、ＰＡ（電力増幅器）３６の歪を補償するための特性
が劣化するのを防止すること。 【解決手段】 歪補償部２２でベースバンド変調信号Ｉ
１、Ｑ１に歪補償係数を掛けて歪補償された信号Ｉ２、
Ｑ２を作成し、アナログ直交変調器２８で変調し、ＰＡ
３６で増幅して送信し、送信信号の一部をフィードバッ
クし、復調信号からＰＡ３６で生じた歪成分を検出して
歪補償係数を求め、隣接チャネル漏洩電力を抑圧するよ
うにしたディジタル無線装置において、テスト時と送信
時を切り替える第１、第２切替手段６４ｉ、６４ｑ、７
８ａ、７８ｂを設け、円データ発生部６６の円データが
アナログ直交変調器２８の直交誤差で楕円データになっ
たときの楕円偏平度を算出して直交誤差量を検出し、こ
の直交誤差量に基づき信号Ｉ２、Ｑ２に対して直交誤差
を打ち消すための補償を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、送信デ−タにディ
ジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をしてベ
ースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変調信
号をＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部（サンプリ
ング周波数Ｆtxsp）でアナログ信号に変換し電力増幅器
で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフ
ィードバックして復調し、復調信号から電力増幅器で生
じた歪成分を検出し、この検出信号から歪成分を打ち消
すための歪補償係数を算出し、この歪補償係数をベース
バンド変調信号に乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩
電力を抑圧するディジタル無線装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディジタル移動無線通信分野で
は、隣接チャネルの周波数間隔を小さくしてチャネル容
量を増加させるために、送信信号の狭帯域化が進められ
ている。このような周波数利用効率の向上を実現するた
めに、変調スペクトラム帯域幅の小さな変調方式が望ま
れ、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式、ＱＡＭ（Quad
r-ature Amplitude Modulation）方式等の線形変調方式
が採用されるようになってきた。この線形変調方式を無
線通信に適用する場合、送信部の電力増幅器の振幅特性
及び位相特性の直線性が求められ、隣接チャネル漏洩電
力を抑圧することが重要である。一方、電力増幅器を使
用する際に重要な点は、電力効率の点でできるだけ高い
動作点（飽和点に近い領域）で動作させることであり、
非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力の増加が考えら
れる。また、線形性に劣る電力増幅器を用いて電力効率
の向上を図る場合（例えば、小型の無線装置で電力効率
の向上を図る場合）には、非線形歪みによる隣接チャネ
ル漏洩電力がますます増加してしまう。従って、電力増
幅器の非線形特性によって発生する歪みを補正する技術
が必須になってくる。すなわち、電力増幅器の入力電力
振幅対出力電力振幅特性、入力電力振幅対位相回転量
（又は群遅延量）特性の歪みにより発生する送信信号の
歪みを補正する技術が必須になってくる。この歪補償技
術として、アナログ方式ではカルテシアン、フィードフ
ォワード等、多数の歪補償方式が提案されているが、こ
れらのアナログ方式は回路規模が大きくなって小型化、
省電力化を図ることができないという問題点があり、帰
還ゲインを非常に大きくしなければならないため回路の
安定を図るための位相調整が難しいという問題があっ
た。

【０００３】最近では、ディジタル信号処理プロセッサ
（以下、単にＤＳＰという。）の進歩によりディジタル
信号処理技術で歪み補正する方式が可能となり、ディジ
タル信号処理による様々な非線形歪み補正方式が提案さ
れている。なかでも、送信信号の一部をフィードバック
してこれを復調してＤＳＰに取り込み、この復調信号か
ら電力増幅器の歪み量を検出し、ディジタル適応フィル
タ技術であるＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズ
ムを用いた歪補償を行う研究、開発が盛んである。この
ようなＬＭＳアルゴリズムを用いた歪補償方式による従
来の回路は図７に示すように構成されていた。

【０００４】図７に示した従来回路はＤＳＰ１０と送信
側ＲＦ（Radio Frequency）部１２を具備し、ＤＳＰ１
０内にπ／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift
Keying）マッピング部（以下、単にπ／４-ＱＰＳＫ
マッピング部という）１４、ルートナイキストフィルタ
１６、電力計算部１８、歪補償係数算出部２０及び歪補
償部２２を設け、送信側ＲＦ部１２内にＤ／Ａ変換部２
４、２６、アナログ直交変調部２８、周波数変換部３
０、３２、局部発振器３４、電力増幅器（以下、ＰＡと
いう）３６、方向性結合器３８、アナログ直交復調部４
０、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）４２、４４及びＡ／Ｄ
（アナログ／ディジタル）変換部４６、４８を設けてい
る。そして、送信デ−タがＤＳＰ１０に取り込まれる
と、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１４及びルートナイ
キストフィルタ１６によってベースバンド変調信号Ｉ
１、Ｑ１が発生し、歪補償部２２による複素積和演算処
理で歪み補正されて送信側ＲＦ部１２に出力する。送信
側ＲＦ部１２では、歪補償部２２で歪補償されたベース
バンド変調信号Ｉ２、Ｑ２が、Ｄ／Ａ変換部２４、２６
でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部２８で
直交変調され、周波数変換部３０で無線周波数にアップ
コンバージョンされ、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて
送信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアン
テナ５０から出力する。ＰＡ３６から出力した送信信号
の一部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換
部３２、アナログ直交復調部４０、ＬＰＦ４２、４４及
びＡ／Ｄ変換部４６、４８によって復調され、ＤＳＰ１
０にフィードバックされる。ＤＳＰ１０では、歪補償係
数算出部２０により、電力計算部１８で求めた電力値Ｐ
に応じて、まずベースバンド変調信号Ｉ１、Ｑ１をリフ
ァレンス信号として送信側ＲＦ部１２からフィードバッ
クされた復調信号Ｉ３、Ｑ３に対する誤差成分（すなわ
ち歪成分）が検出され、ついで、この誤差成分を打ち消
すための補正係数が算出される。この補正係数は電力値
Ｐに応じて歪補償部２２でベースバンド変調信号Ｉ１、
Ｑ１に乗算され、送信信号の隣接チャネル漏洩電力が抑
圧される。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図７に
示した従来回路は、フィードバック系を構成するアナロ
グ直交復調部４０、ＬＰＦ４２、４４、Ａ／Ｄ変換部４
６、４８によって歪補償特性が著しく劣化するという問
題点があった。すなわち、アナログ直交復調部４０が９
０°移相器、乗算器等の線形性に乏しい部品で構成され
ているので、Ｉ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が生
じ、歪補償特性を劣化させるという問題点があった。例
えば、基準信号発振器から出力する基準信号の位相を９
０°移相する９０°移相器には通常±２°程度の誤差が
あり、Ｉ／Ｑ直交誤差が生じ、復調Ｉ／Ｑ信号に振幅誤
差が生じていた。また、復調Ｉ／Ｑ信号のバラツキやＬ
ＰＦ４２、４４の通過特性の相違などにより、ＬＰＦ４
２、４４から出力するＩ／Ｑ信号に振幅誤差が生じてい
た。また、直交復調後のＩ／Ｑ信号をＡ／Ｄ変換部４
６、４８の入力レンジに合わせるためにＤＣバイアス回
路が必要になるが、ここで生じるバイアス電圧誤差によ
ってＤＣオフセットが発生していた。

【０００６】上述の問題点に鑑み、本出願人は、既に図
８に示すようなＤＳＰ１０ａと送信側ＲＦ部１２ａから
なるディジタル無線装置（特願平１１−００７２８８）
を提案し、直交復調処理の直交誤差やゲイン誤差を皆無
として歪補償特性の向上を図るとともに、小型化及び省
電力化を図ることができるようにした。すなわち、送信
側ＲＦ部１２ａに、フィードバックした送信信号を周波
数ＦifのＩＦ信号に変換する周波数変換部５２と、ＩＦ
信号を周波数Ｆsp（ＦspはＦtxspの２倍以上でＦif×４
／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは３以上の
奇数を表す。）で標本化してディジタル信号の第２ＩＦ
信号に変換するＡ／Ｄ変換部５４とを設けると共に、Ｄ
ＳＰ１０ａに、Ａ／Ｄ変換部５４の出力信号にディジタ
ル直交復調処理をして互いに直交する復調信号Ｉ４、Ｑ
４を出力するディジタル直交復調処理部５６と、このデ
ィジタル直交復調処理部５６の出力する復調信号Ｉ４、
Ｑ４からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の
復調信号Ｉ５、Ｑ５とするＬＰＦ５８、６０とを設け
る。そして、Ａ／Ｄ変換部５４のサンプリング周波数Ｆ
spを、送信信号を作成するＤ／Ａ変換部２４、２６のサ
ンプリング周波数Ｆtxspの２倍以上で、かつＩＦ信号の
周波数Ｆifの４／ｍ（ｍは３以上の奇数を表す。）倍に
設定して（すなわちアンダーサンプリングとして）、Ｉ
Ｆ信号の情報デ−タ成分を保持したまま、サンプリング
周波数Ｆspの１／４の周波数にダウンコンバートされた
信号をＡ／Ｄ変換部５４で発生して出力することができ
る。このため、ディジタル直交復調処理部５６、ＬＰＦ
５８、６０の処理速度を低く抑えることができ、ＤＳＰ
１０ａのディジタル信号処理で扱うことができる。６２
は局部発振器である。以下の説明の便宜上、前記π／４
-ＱＰＳＫマッピング部１４とルートナイキストフィル
タ１６を、ベースバンド変調部１５と略記する。

【０００７】しかしながら、図８に示した装置では、ア
ナログ直交変調器２８の直交誤差が歪み補償特性を劣化
させるという問題点があった。このアナログ直交変調器
２８による直交処理をディジタル信号処理で置換するこ
とができれば、前述の直交誤差を皆無とすることができ
るが、処理時間の点で現実的でないという問題点があっ
た。すなわち、一般にディジタル移動通信では送信デー
タが１フレーム単位（数百シンボル／フレーム）毎に生
成され、これに変調処理が施され、フレーム長（数十ｍ
ｓ／フレーム）に合わせて１フレーム分の変調信号を出
力する。この変調信号に歪補償処理を加えた場合、ＤＳ
Ｐ１０ａにおいて、送信系では送信データの取得、変調
処理、ルートナイキストフィルタリング処理及び歪補償
処理を行い、帰還ループ系では直交復調処理、ＬＭＳア
ルゴリズムを用いた歪補償係数の算出等の処理を行う
が、これらの処理の全てを１フレーム長時間内に完了し
なければならない。そのうえ直交変調器をディジタル信
号処理で実現しようとすると、π／４ＱＰＳＫ方式の場
合、送信データの１シンボル（送信データの最小単位）
が２ビットデータでありオーバーサンプリング処理とな
るので、１シンボル数に対し１０００倍近い数のサンプ
ル数を直交変調処理する必要がある。このため、現在の
ＤＳＰ１０ａの処理速度では１フレーム送信データを１
フレーム長時間内で処理することは不可能である。した
がって、現在のディジタル無線装置では直交変調処理を
アナログ専用ＩＣ（集積回路）に頼らなければならず、
アナログ直交変調器の直交誤差が歪補償特性の劣化を招
いていた。例えば、アナログ直交変調器の直交精度は９
０°±２°程度であり、実験結果によれば、直交誤差が
０．５°あると隣接チャンネル漏洩電力が約５ｄＢ劣化
した。

【０００８】本発明は、上述の問題点に鑑みてなされた
もので、アナログ直交変調器に存在する直交誤差を検出
し、この直交誤差を補償することによって歪補償特性が
劣化するのを防止することのできるディジタル無線装置
を提供することを目的とするものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、送信デ−タに
ディジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をし
てベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変
調信号をＤ／Ａ変換部（サンプリング周波数Ｆtxsp）で
アナログ信号に変換してアナログ直交変調器で変調し、
電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号
の一部をフィードバックして復調し、復調信号から前記
電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消す
ための歪補償係数を算出し、この歪補償係数を前記ベー
スバンド変調信号に乗算して前記送信信号の隣接チャネ
ル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置に
おいて、アナログ直交変調器の直交誤差を検出する直交
誤差検出手段と、この直交誤差検出手段で検出した直交
誤差に基づきベースバンド変調信号に対して直交誤差を
打ち消すための補償を行う直交誤差補償手段とを具備し
てなることを特徴とする。

【００１０】直交誤差検出手段によってアナログ直交変
調器の直交誤差が検出され、この直交誤差に基づき直交
誤差補償手段によってベースバンド変調信号に対して直
交誤差を打ち消すための補償が行われる。このため、ア
ナログ直交変調器で直交誤差が生じても、この直交誤差
が検出され補償されるので、アナログ直交変調器の直交
誤差によって歪補償特性が劣化するのを防止できる。

【００１１】構成の一部を兼用して装置全体の構成を簡
単にするために、電力増幅器側からフィードバックした
送信信号を周波数ＦifのＩＦ信号（中間周波数信号）に
変換する周波数変換部と、ＩＦ信号を周波数Ｆsp（Ｆsp
はＦtxspの２倍以上でＦif×４／ｍに等しい条件を満た
す周波数を表す。ｍは３以上の奇数を表す。）で標本化
してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ
／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして
互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調
処理部と、このディジタル直交復調処理部の出力する復
調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用
の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、直交誤
差検出手段を、テストデータを発生するテストデータ発
生手段と、送信時とテスト時でベースバンド変調信号と
テストデータを切り替えてＤ／Ａ変換部へ出力する第１
切替手段と、アナログ直交変調器の出力信号を送信時と
テスト時で切り替えて電力増幅器とＡ／Ｄ変換部へ出力
する第２切替手段と、テスト時にローパスフィルタの復
調信号から直交誤差を算出する直交誤差算出手段とで構
成する。

【００１２】テストデータ発生手段及び直交誤差算出手
段の構成を簡単にするために、テストデータ発生手段
を、ベースバンド変調信号を直交軸とした円データを発
生する円データ発生手段とし、直交誤差算出手段を、ロ
ーパスフィルタで復調された楕円データを記憶する楕円
データ記憶部と、この楕円データ記憶部の楕円データに
基づいて楕円の偏平度を算出する偏平度算出部と、この
偏平度算出部で求められた偏平度に基づき参照テーブル
を参照して直交誤差量を求める直交誤差量算出部とで構
成する。

【００１３】直交誤差補償手段の構成を簡単にするとと
もにその処理時間を短縮するために、直交誤差算出手段
に、直交誤差量算出部で求めた直交誤差量に基づいて直
交誤差を打ち消すための直交誤差補償係数を算出する補
償係数算出部を設け、直交誤差補償手段では、この直交
誤差補償係数をベースバンド変調信号に乗算して直交誤
差補償を行う。

【００１４】電源投入時に自動的に直交誤差を検出して
直交誤差を打ち消すための補償を行うために、テスト時
を装置への電源投入時とする。

【００１５】受信待ち時に自動的に直交誤差を検出して
直交誤差を打ち消すための補償を行うために、テスト時
を受信待ち状態が設定時間継続した時とする。

【００１６】装置への電源投入時と受信待ち時とに、自
動的に直交誤差を検出して直交誤差を打ち消すための補
償を行うために、テスト時を装置への電源投入時と受信
待ち状態が設定時間継続した時とする。

【００１７】テスト時にテスト信号が送信用のアンテナ
から妨害電波として放射するのを防止するために、送信
時かテスト時かを検出して電力増幅器に電源を供給する
か否かを制御するオン・オフ制御手段を設ける。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態例を図
面により説明する。図１は本発明によるディジタル無線
装置の一実施形態例を示すもので、図８と同一部分は同
一符号とし説明を省略又は簡略する。図１において、１
０ｂはＤＳＰ、１２ｂは送信側ＲＦ部、６４ｉ及び６４
ｑは第１切替手段である。前記ＤＳＰ１０ｂには、図８
のＤＳＰ１０ａと同様にベースバンド変調部１５、電力
計算部１８、歪補償係数算出部２０、歪補償部２２、デ
ィジタル直交復調処理部５６及びＬＰＦ５８、６０が設
けられるとともに、円データ発生部６６、楕円データメ
モリ６８、偏平度算出部７０、直交誤差量算出部７２、
参照テーブル７４及び直交誤差補償部７６が設けられて
いる。前記送信側ＲＦ部１２ｂには、図８の送信側ＲＦ
部１２ａと同様にＤ／Ａ変換部２４、２６、アナログ直
交変調部２８、周波数変換部３０、５２、局部発振器３
４、６２、ＰＡ３６、方向性結合器３８及びＡ／Ｄ変換
部５４が設けられるとともに、第２切替手段７８ａ及び
７８ｂが設けられている。前記楕円データメモリ６８、
偏平度算出部７０、直交誤差量算出部７２及び参照テー
ブル７４は直交誤差算出手段を構成し、この直交誤差算
出手段、第１切替手段６４ｉ及び６４ｑ、円データ発生
部６６及び第２切替手段７８ａ及び７８ｂは直交誤差検
出手段を構成している。

【００１９】前記第１切替手段６４ｉ及び６４ｑと第２
切替手段７８ａ及び７８ｂは、図示を省略したＣＰＵ
（中央処理装置）による以下の制御機能のうちの制
御機能によって切り替えられる。この図示を省略した
ＣＰＵは、次のに示す制御機能を有している。 テスト時か送信時かを検出して第１、第２切替手段６
４ｉ及び６４ｑ、７８ａ及び７８ｂの切り替えを制御す
る切替制御機能。 送信時かテスト時かを検出してＰＡ３６に電源を供給
するか否かを制御するオン・オフ制御機能。

【００２０】前記ディジタル直交復調処理部５６は、前
記Ａ／Ｄ変換部５４から出力する第２ＩＦ信号に、９０
°の位相差をもったＩ側とＱ側のディジタルローカル信
号（以下、単にＬｏ信号という。）を順次乗算して互い
に直交する復調信号Ｉ、Ｑを出力する。前記ＬＰＦ５
８、６０は、前記ディジタル直交復調処理部５６の直交
復調処理で得られた復調信号Ｉ、ＱからＦｓｐ／２及び
Ｆｓｐ／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を
取り出すとともに、ＤＣオフセットの影響を軽減する。
すなわち、「０」振幅成分が２／Ｆｓｐの周期で交互に
混入している復調信号Ｉ、ＱからＦｓｐ／２の周波数成
分を除去することによってエンベロープ成分（情報デ−
タ信号成分）のみを取り出し、ＤＣオフセット成分の直
交復調処理で発生するＦｓｐ／４の周波数成分を除去す
ることによってＤＣオフセットの影響を軽減する。

【００２１】前記歪補償係数算出部２０は、前記ＰＡ３
６で生じた歪み量を検出する誤差検出部と、歪補償を行
う際に用いる電力毎の補正係数ＨＰの初期値及び更新値
を記憶する係数テーブルと、歪補償を行う際に用いる電
力毎の補正係数ＨＰを演算して出力するとともに、係数
テーブルの補正係数ＨＰを更新する係数演算部とで構成
され、誤差検出部がベースバンド変調部１５内のルート
ナイキストフィルタ１６から出力したベースバンド変調
信号Ｉ１、Ｑ１をリファレンス信号として、前記ＬＰＦ
５８、６０で取り出したエンベロープ成分を２倍したベ
ースバンド復調信号Ｉ、Ｑと比較し、Ｉ、Ｑそれぞれの
差分を誤差成分（歪成分）εとして出力し、係数演算部
が、誤差成分εと、電力計算部１８で求めた電力値Ｐに
応じて係数テーブルから読み出された歪補償係数ＨＰ
（旧）とに基づいて新たな歪補償係数ＨＰ（新）を求
め、この歪補償係数ＨＰ（新）を歪補償部２２へ出力す
るとともに、更新値として係数テーブルへ出力する。

【００２２】前記歪補償部２２は、次式（１）、（２）
に示すように、前記ルートナイキストフィルタ１６から
出力したベースバンド変調信号Ｉ１、Ｑ１に、前記電力
計算部１８で求めた電力値Ｐに応じて前記歪補償係数算
出部２０内の係数演算部から出力する歪補償係数ＨＰを
乗算して、歪補償されたベースバンド変調信号Ｉ２、Ｑ
２を出力する。 Ｉ２（ｔ）＝Ｉ１（ｔ）×ＨＰ（実部）−Ｑ１（ｔ）×ＨＰ（虚部）…（１） Ｑ２（ｔ）＝Ｑ１（ｔ）×ＨＰ（実部）−Ｉ１（ｔ）×ＨＰ（虚部）…（２）

【００２３】前記円データ発生部６６は図２（ａ）に示
すようなベースバンド変調信号Ｉ、Ｑを直交軸とする円
データを発生して出力する。この円データは、中心角度
θ＝０．３６°で円周上を等分割した１０００点（Ｐ１
〜Ｐ１０００）のデータ（例えば１６ビットのデータ）
からなり、このうちの半円周上の５０１点（Ｐ１〜Ｐ５
０１）のデータが図２（ｂ）に示すような内蔵のデーブ
ルに予め格納されている。例えば、点Ｐ１のＩ、Ｑデー
タをＩ（１）＝１．０００００、Ｑ（１）＝０．０００
００とすると、点Ｐ２のＩ、ＱデータはＩ（２）≒０．
９９９９８、Ｑ（２）≒０．００６２９となる。前記円
データ発生部６６は、１０００点（Ｐ１〜Ｐ１０００）
のデータを所定のタイミングで順次循環して出力する。
このとき、テーブルから５０１点（Ｐ１〜Ｐ５０１）の
データが所定のタイミングで順次読み出されるととも
に、Ｐ５０２〜Ｐ１０００のデータについてはＰ２〜Ｐ
５０１のデータの符号を反転したデータが使用される。

【００２４】前記楕円データメモリ６８は、前記ＬＰＦ
５８、６０から出力したＩ、Ｑデータを所定のタイミン
グで記憶する。前記偏平度算出部７０は、前記楕円デー
タメモリ６８のＩ、Ｑデータを所定のタイミングで読み
出してＭＡＸ値、ＭＩＮ値を算出すると共に、偏平度
（ＭＡＸ値−ＭＩＮ値）を算出する。ＭＡＸ値とＭＩＮ
値は、図３（ａ）（ｂ）に示す楕円の長軸と端軸の長さ
の半分に相当し、この楕円は前記楕円データメモリ６８
から読み出したＩ、ＱデータをＩ、Ｑ直交座標上にプロ
ットした楕円を表す。前記偏平度算出部７０は、（ＭＡ
Ｘ値−ＭＩＮ値）の代わりにＭＡＸ値／ＭＩＮ値を偏平
度として求めるようにしてもよい。

【００２５】前記参照テーブル７４には、図４に示すよ
うに、０．００°から１０．８°までを０．３６°間隔
で分割して設定された角度φの絶対値｜φ｜と、対応し
た偏平度（ＭＡＸ値−ＭＩＮ値）とが、実験データなど
に基づいて予め記憶されている。前記角度φは、図３
（ａ）（ｂ）に示した楕円の長軸がＱ軸となす角度に相
当し、前記アナログ直交変調器２８の直交誤差（例えば
±２°）の最大値（例えば４°）を含む範囲内であれば
よく、余裕を持たせて１０．８°に設定されている。

【００２６】前記直交誤差量算出部７２は、前記偏平度
算出部７０で求められた偏平度（ＭＡＸ値−ＭＩＮ値）
に基づいて、前記参照テーブル７４から最も近い｜φ｜
を求めると共に、その極性（±）を求める。この極性
（±）は、前記偏平度算出部７０で求めたＭＡＸ値、Ｍ
ＩＮ値がＩ、Ｑ座標の象限Ｓ１、Ｓ２にあるときに＋と
なり（図３（ａ）の場合）、象限Ｓ２、Ｓ１にあるとき
に−となる（図３（ｂ）の場合）。

【００２７】つぎに図１の作用を、Ａ：テスト時とＢ：
送信時に分け、図２〜図６を併用して説明する。ここで
テスト時とは、装置への電源投入時と、受信待ちの状態
が設定時間継続した時とを表す。テスト時と送信時の切
り替えはＣＰＵの制御機能によって行われる。

【００２８】Ａ：テスト時 （１）ＤＳＰ１０ｂ及び送信側ＲＦ部１２ｂを含む装置
への電源投入時には、図５及び図６に示すような直交誤
差自動検出処理及び直交誤差検出処理が行われる。すな
わち、装置への電源が投入されると、図５に示す直交誤
差自動検出処理がスタートし、直交誤差検出処理が行わ
れる。この直交誤差検出処理では、図６に示す第１、第
２切替手段６４ｉ及び６４ｑ、７８ａ及び７８ｂへの切
替要求に基づくＣＰＵの切替制御機能によって、第
１、第２切替手段６４ｉ及び６４ｑ、７８ａ及び７８ｂ
の機能が図１に実線で示すような状態に制御されると共
に、ＣＰＵのオン・オフ制御機能によってＰＡ３６へ
の電源供給が遮断される。

【００２９】（２）第１、第２切替手段６４ｉ及び６４
ｑ、７８ａ及び７８ｂの切り替えが完了すると、「切替
完了か？」が「ＹＥＳ」となり、円データ発生部６６で
円データが発生し、この円データ（Ｉ、Ｑ信号）は第１
切替手段６４ｉ及び６４ｑを介して送信側ＲＦ部１２ｂ
内のＤ／Ａ変換器２４、２６に入力する。そして、この
Ｄ／Ａ変換器２４、２６でアナログ信号に変換された信
号は、アナログ直交変調器２８でＱＰＳＫ変調処理され
る。円データ発生部６６で発生した円データをＩ、Ｑ信
号としその振幅をＩ(t)、Ｑ(t)とすると、アナログ直交
変調器２８でＱＰＳＫ変調された出力信号Ｓ(t)は、直
交誤差がなければ次式（３）で表される。 Ｓ(t)＝Ｉ(t)cosωt−Ｑ(t)sinωt…（３） 式（３）でωはキャリア角周波数を表す。しかし、実際
にはアナログ直交変調器２８に直交誤差が存在するの
で、直交誤差パラメータφを考慮すると、アナログ直交
変調器２８の出力信号Ｓ(t)は次式（４）で表される。 Ｓ(t)＝Ｉ(t)cosωt−Ｑ(t)sin(ωt＋φ) ＝Ｉ(t)cosωt−Ｑ(t){sinωt・cosφ＋cosωt・sinφ)} ＝｛Ｉ(t)−Ｑ(t)・sinφ｝cosωt−｛Ｑ(t)・cosφ｝sinωt ＝Ｉt(t)cosωt−Ｑt(t)sinωt…（４） 式（４）のＩt(t)、Ｑt(t)は次式（５）（６）を表す。 Ｉt(t)＝Ｉ(t)−Ｑ(t)・sinφ…（５） Ｑt(t)＝Ｑ(t)・cosφ…（６） 式（５）（６）のＩt(t)、Ｑt(t)は、Ｉ(t)、Ｑ(t)を直
交軸とするＩ、Ｑ座標では楕円を表し、φは図３（ａ）
（ｂ）に示す楕円の長軸がＱ軸に対してなす傾き角度を
表す。

【００３０】（３）アナログ直交変調器２８の出力信号
は、周波数変換部３０で所定の周波数に変換され、第２
切替手段７８ａ及び７８ｂを介して周波数変換部５２に
入力して周波数ＦifのＩＦ信号に変換され、Ａ／Ｄ変換
器５４で周波数Ｆspのクロックによって標本化されてデ
ィジタルの第２ＩＦ信号に変換され、ＤＳＰ１０ｂ内に
取り込まれる。アナログ直交変調器２８から出力し、周
波数変換部３０で周波数変換された信号は第２切替手段
７８ａ及び７８ｂで遮断されるが、信号の一部が第２切
替手段７８ａ及び７８ｂを介してＰＡ３６へ漏洩して
も、ＣＰＵのオン・オフ制御機能によってＰＡ３６へ
の電源供給が遮断されているので、テスト信号としての
円データがアンテナ５０から妨害電波として出力するこ
とがない。

【００３１】（４）ＤＳＰ１０ｂ内のディジタル直交復
調処理部５６では、取り込まれた第２ＩＦ信号に対し
て、９０°の位相差をもったＩ側Ｌｏ信号とＱ側Ｌｏ信
号を順次乗算して互いに直交する復調信号Ｉ、Ｑを出力
する。このＩ側Ｌｏ信号は、期間１／Ｆｓｐ（位相差９
０°に相当）毎に「＋１」、「０」、「−１」、「０」
の状態の信号となり、４状態で１周期（４／Ｆｓｐ）を
構成する。Ｑ側Ｌｏ信号は、Ｉ側Ｌｏ信号に対して９０
°位相が遅れた（又は進んだ）「０」、「＋１」、
「０」、「−１」の４状態で１周期を構成する。このた
め、ディジタル直交復調処理部５６では、第２ＩＦ信号
の１サンプル毎に、Ｉ側Ｌｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号）を順
次繰り返して乗算することにより直交復調処理され、第
２ＩＦ信号と同様の周波数Ｆｓｐ／４のＬｏ信号（Ｑ側
Ｌｏ信号はＩ側Ｌｏ信号に対して９０°位相が遅れた
（又は進んだ）信号）との乗算結果としてベースバンド
復調信号Ｉ、Ｑが発生される。このベースバンド復調信
号Ｉ、ＱはＩ側Ｌｏ信号、Ｑ側Ｌｏ信号とも期間２／Ｆ
ｓｐ毎に「０」信号が存在する。

【００３２】（５）ＬＰＦ５８、６０は、ディジタル直
交復調処理部５６で得られた復調信号Ｉ、ＱからＦｓｐ
／２及びＦｓｐ／４の周波数成分を除去してエンベロー
プ成分を取り出す。ＬＰＦ５８、６０から出力する信号
をＩr(t)、Ｑr(t)とすると、cos2ωt、sin2ωtの信号は
ＬＰＦ５８、６０を通過できずＩr(t)＝Ｉt(t)、Ｑr(t)
＝Ｑt(t)となるので、式（５）（６）より Ｉr(t)＝Ｉt(t)＝Ｉ(t)−Ｑ(t)・sinφ…（７） Ｑr(t)＝Ｑt(t)＝Ｑ(t)・cosφ…（８） が得られる。

【００３３】（６）ＬＰＦ５８、６０から出力したＩr
(t)、Ｑr(t)信号は、所定のタイミングで楕円データメ
モリ６８に記憶される。偏平度算出部７０は、楕円デー
タメモリ６８から所定のタイミングでＩ、Ｑデータを読
み出し、楕円の長軸長の半分に相当するＭＡＸ値と、楕
円の短軸長の半分に相当するＭＩＮ値を算出すると共
に、偏平度（ＭＡＸ値−ＭＩＮ値）を算出する。直交誤
差量算出部７２は、偏平度算出部７０で求められた偏平
度（ＭＡＸ値−ＭＩＮ値）に基づいて、参照テーブル７
４から最も近い｜φ｜を求めると共に、その極性（±）
を求め、直交誤差補償部７６へ出力する。

【００３４】（７）直交誤差補償部７６は、直交誤差量
算出部７２で求められた｜φ｜及び極性（±）のデータ
を内蔵のレジスタに置数すると共に、歪補償部２２から
出力したＩ２、Ｑ２信号に対し次式（９）、（１０）の
演算を行い、Ｉh(t)、Ｑh(t)を出力することによって、
直交誤差を打ち消すための補償を行う。 Ｉh(t)＝Ｉ２＋Ｑ２・tanκ…（９） Ｑh(t)＝Ｑ２／cosκ…（１０） 式（９）（１０）のＩh(t)、Ｑh(t)は、式（７）（８）
からＩ(t)、Ｑ(t)を求め、求めたＩ(t)、Ｑ(t)をＩh
(t)、Ｑh(t)とすると共にＩt(t)＝Ｉ２、Ｑt(t)＝Ｑ２
とし、さらに式中のφの極性を反転したものをκ（κ＝
−φ）とすることによって求められる。

【００３５】（８）装置への電源投入後の受信待ち状態
が設定時間継続した時も、前述した装置への電源投入時
の場合と同様に、アナログ直交変調器２８の直交誤差の
検出と、直交誤差補償が行われる。すなわち、装置への
電源投入後の受信待ち状態が設定時間継続すると、図５
に示す「送信命令有か？」が「ＮＯ」、「タイマによる
直交誤差検出命令有か？」が「ＹＥＳ」となるので、前
述した装置への電源投入時の場合と同様にして図６に示
す直交誤差検出処理が行われ、アナログ直交変調器２８
の直交誤差の検出と、直交誤差補償が行われる。

【００３６】Ｂ：送信時 （１）マイクのプレスボタンを押して送信時にすると、
図５に示す「送信命令有か？」が「ＹＥＳ」となって送
信処理が行われる。すなわち、ＣＰＵの切替制御機能
によって第１、第２切替手段６４ｉ及び６４ｑ、７８ａ
及び７８ｂの機能が図１に点線で示すような状態に制御
されると共に、ＣＰＵのオン・オフ制御機能によって
ＰＡ３６へ電源が供給され、送信データの入力を待つ。
そして、送信デ−タがＤＳＰ１０ｂに取り込まれると、
ベースバンド変調部１５内のπ／４-ＱＰＳＫマッピン
グ部１４及びルートナイキストフィルタ１６によってベ
ースバンド変調信号Ｉ１、Ｑ１が発生し、歪補償部２２
の複素積和演算処理で歪み補正されたベースバンド変調
信号Ｉ２、Ｑ２が、直交誤差補償部７６で直交誤差補償
され、第１切替手段６４ｉ、６４ｑを介して送信側ＲＦ
部１２ｂに出力する。送信側ＲＦ部１２ｂでは、入力し
たベースバンド変調信号Ｉ、Ｑが、Ｄ／Ａ変換部２４、
２６でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部２
８で直交変調され、周波数変換部３０で無線周波数にア
ップコンバージョンされ第２切替手段７８ａ、７８ｂの
一方７８ａを介してＰＡ３６に入力し、このＰＡ３６で
所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器３
８を経由した後にアンテナ５０から基地局等へ出力す
る。このため、アナログ直交変調部２８の直交誤差が直
交誤差補償部７６で補償されるので、歪補償特性の劣化
を招くことがない。

【００３７】（２）ＰＡ３６から出力した送信信号の一
部は、方向性結合器３８で取り出され、第２切替手段７
８ａ、７８ｂの他方７８ｂを介して周波数変換部５２に
入力し、この周波数変換部５２で周波数ＦｉｆのＩＦ信
号にダウンコンバージョンされ、Ａ／Ｄ変換部５４に入
力する。Ａ／Ｄ変換部５４は、ＩＦ信号をサンプリング
周波数Ｆｓｐでアンダーサンプリングしてディジタル信
号である第２ＩＦ信号を発生し、ＤＳＰ１０ｂ内のディ
ジタル直交復調処理部５６へ出力する。

【００３８】（３）ディジタル直交復調処理部５６は、
Ａ／Ｄ変換部５４から出力する第２ＩＦ信号に９０°の
位相差をもったＩ側Ｌｏ信号とＱ側Ｌｏ信号を順次乗算
して互いに直交する復調信号Ｉ、Ｑ（図８のＩ４、Ｑ４
に相当する。）を出力する。

【００３９】（４）前記（３）に記述したようにディジ
タル直交復調処理部５６で直交復調処理されたベースバ
ンド復調信号Ｉ、Ｑには、期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信
号が存在するので、送信側ＲＦ部１２ｂから出力する送
信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、前
記（２）におけるＡ／Ｄ変換部５４のアンダーサンプリ
ング周波数Ｆｓｐは送信側のサンプリング周波数Ｆｔｘ
ｓｐの２倍以上に設定されていなければならない。

【００４０】（５）ＬＰＦ５８、６０は、ディジタル直
交復調処理部５６の直交復調処理で得られた復調信号
Ｉ、ＱからＦｓｐ／２及びＦｓｐ／４の周波数成分を除
去してエンベロープ成分を取り出すとともに、ＤＣオフ
セットの影響を軽減する。すなわち、直交復調処理で得
られた復調信号Ｉ、Ｑは期間２／Ｆｓｐ毎に「０」信号
となるので、ＬＰＦ５８、６０によってＦｓｐ／２の周
波数成分を除去（情報デ−タ信号帯域は通過）しエンベ
ロープ成分が抽出される。

【００４１】（６）上記の通り、ＬＰＦ５８、６０でＦ
ｓｐ／２の周波数成分を除去することにより、情報デ−
タ成分を復調できるが、さらにＦｓｐ／４の周波数成分
を除去することによりフィードバック側のＤＣオフセッ
ト成分（Ａ／Ｄ変換部５４の入力信号のバイアス電圧誤
差）による特性劣化を防止することができる。

【００４２】前記実施形態例では、テスト時にテスト信
号が送信用のアンテナから妨害電波として放射するのを
防止するために、送信時かテスト時かを検出して電力増
幅器に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御
手段を設けた場合について説明したが、本発明はこれに
限るものでなく、オン・オフ制御手段を省略した場合に
ついても利用することができる。

【００４３】前記実施形態例では、装置への電源投入時
と受信待ち時とに、自動的に直交誤差を検出して直交誤
差を打ち消すための補償を行うために、テスト時を装置
への電源投入時と受信待ち状態が設定時間継続した時と
した場合について説明したが、本発明はこれに限るもの
でなく、装置への電源投入時と受信待ち状態が設定時間
継続した時のいずれか一方の時をテスト時とした場合、
その他の非送信時とした場合についても利用することが
できる。

【００４４】前記実施形態例では、直交誤差算出手段の
構成を簡単にするために、直交誤差量算出部で求めた直
交誤差量を直接直交誤差補償部へ出力する場合について
説明したが、本発明はこれに限るものでなく、直交誤差
量算出部で求めた直交誤差量に基づいて直交誤差を打ち
消すための直交誤差補償係数を算出する補償係数算出部
を設けた場合についても利用することができる。この場
合、直交誤差補償手段は補償係数算出部で求めた直交誤
差補償係数を入力したＩ、Ｑ信号に乗算するだけの処理
で済むので、直交誤差補償手段の構成を簡単にするとと
もに直交誤差補償処理時間を短縮することができる。

【００４５】前記実施形態例では、テストデータ発生手
段及び直交誤差算出手段の構成を簡単にするために、テ
ストデータ発生手段を、ベースバンド変調信号Ｉ、Ｑを
直交軸とした円データを発生する円データ発生手段と
し、直交誤差算出手段を、ローパスフィルタで復調され
た楕円データを記憶する楕円データ記憶部と、この楕円
データ記憶部の楕円データに基づいて楕円の偏平度を算
出する偏平度算出部と、この偏平度算出部で求められた
偏平度に基づいたベースバンド変調信号Ｉ、Ｑを直交軸
とした円データを発生する円データ発生手段とし、直交
誤差算出手段を、ローパスフィルタで復調された楕円デ
ータを記憶する楕円データ記憶部と、この楕円データ記
憶部の楕円データに基づいて楕円の偏平度を算出する偏
平度算出部と、この偏平度算出部で求められた偏平度に
基づき参照テーブルを参照して直交誤差量を求める直交
誤差量算出部とで構成した場合について説明したが、本
発明はこれに限るものでなく、テストデータ発生手段を
円データ以外のテストデータを発生する手段で構成し、
直交誤差算出手段をローパスフィルタの復調信号から直
交誤差を算出する手段で構成したものについて利用する
ことができる。

【００４６】前記実施形態例では、テスト時と送信時を
切り替える第１、第２切替手段を設けて、直交誤差の検
出と補償を自動的に行い、装置の経年変化や温度変化に
対しても良好な歪み補償特性を維持できるように構成し
たが、本発明はこれに限るものでなく、第１切替手段を
省略した場合や第１及び第２切替手段を省略した場合に
ついても利用することができる。この第１切替手段を省
略し第２切替手段を残した場合には、直交誤差の検出と
補償を自動的に行い、装置の経年変化や温度変化に対し
ても良好な歪み補償特性を維持できる。この場合、円デ
ータ発生部から出力するＩ、Ｑ信号と直交誤差補償部か
ら出力するＩ、Ｑ信号を直接対応するＤ／Ａ変換器に入
力する。

【００４７】

【発明の効果】本発明は、上記のように、送信デ−タに
ディジタル直交変調処理及びルートナイキスト処理をし
てベースバンド変調信号を作成し、このベースバンド変
調信号をＤ／Ａ変換部でアナログ信号に変換してアナロ
グ直交変調器で変調し、電力増幅器で増幅して送信信号
を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復
調し、復調信号から前記電力増幅器で生じた歪成分を検
出して歪成分を打ち消すための歪補償係数を算出し、こ
の歪補償係数をベースバンド変調信号に乗算して送信信
号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジ
タル無線装置において、アナログ直交変調器の直交誤差
を検出する直交誤差検出手段と、この直交誤差検出手段
で検出した直交誤差に基づきベースバンド変調信号に対
して直交誤差を打ち消すための補償を行う直交誤差補償
手段とを具備し、アナログ直交変調器の直交誤差を検出
し、この直交誤差を打ち消すための補償を行うようにし
たので、アナログ直交変調器の直交誤差で歪補償特性が
劣化するのを防止できる。

【００４８】電力増幅器側からフィードバックした送信
信号を周波数ＦifのＩＦ信号に変換する周波数変換部
と、ＩＦ信号を周波数Ｆspで標本化してディジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信
号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調
信号を出力するディジタル直交復調処理部と、このディ
ジタル直交復調処理部の出力する復調信号からエンベロ
ープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするロ
ーパスフィルタとを具備し、直交誤差検出手段を、テス
トデータを発生するテストデータ発生手段と、送信時と
テスト時でベースバンド変調信号とテストデータを切り
替えてＤ／Ａ変換部へ出力する第１切替手段と、アナロ
グ直交変調器の出力信号を送信時とテスト時で切り替え
て電力増幅器とＡ／Ｄ変換部へ出力する第２切替手段
と、テスト時にローパスフィルタの復調信号から直交誤
差を算出する直交誤差算出手段とで構成した場合には、
直交誤差の検出と補償を自動的に行うことができ、装置
の経年変化や温度変化に対しても良好な歪補償特性を維
持でき、さらに構成の一部を兼用して装置全体の構成を
簡単にすることができる。

【００４９】テストデータ発生手段を、ベースバンド変
調信号Ｉ、Ｑを直交軸とした円データを発生する円デー
タ発生手段とし、直交誤差算出手段を、ローパスフィル
タで復調された楕円データを記憶する楕円データ記憶部
と、この楕円データ記憶部の楕円データに基づいて楕円
の偏平度を算出する偏平度算出部と、この偏平度算出部
で求められた偏平度に基づいたベースバンド変調信号
Ｉ、Ｑを直交軸とした円データを発生する円データ発生
手段とし、直交誤差算出手段を、ローパスフィルタで復
調された楕円データを記憶する楕円データ記憶部と、こ
の楕円データ記憶部の楕円データに基づいて楕円の偏平
度を算出する偏平度算出部と、この偏平度算出部で求め
られた偏平度に基づき参照テーブルを参照して直交誤差
量を求める直交誤差量算出部とで構成した場合には、テ
ストデータ発生手段及び直交誤差算出手段の構成を簡単
にすることができる。

【００５０】直交誤差算出手段に、直交誤差量算出部で
求めた直交誤差量に基づいて直交誤差を打ち消すための
直交誤差補償係数を算出する補償係数算出部を設け、こ
の直交誤差補償係数をベースバンド変調信号に乗算して
直交誤差を補償するようにした場合には、直交誤差補償
手段の構成を簡単にするとともに処理時間を短縮するこ
とができる。

【００５１】テスト時を装置への電源投入時とした場合
には、電源投入時に自動的に直交誤差を検出して直交誤
差を打ち消すための補償を行うことができ、装置の経年
変化や温度変化に対しても良好な歪補償特性を維持でき
る。

【００５２】テスト時を受信待ち状態が設定時間継続し
た時とした場合には、受信待ち時に自動的に直交誤差を
検出して直交誤差を打ち消すための補償を行うことがで
き、装置の経年変化や温度変化に対しても良好な歪補償
特性を維持できる。

【００５３】テスト時を、装置への電源投入時と、受信
待ち状態が設定時間継続した時とした場合には、装置へ
の電源投入時と受信待ち時とに、自動的に直交誤差を検
出して直交誤差を打ち消すための補償を行うことがで
き、装置の経年変化や温度変化に対しても良好な歪補償
特性を維持できる。

【００５４】送信時かテスト時かを検出して電力増幅器
に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御手段
を設けた場合には、テスト時にテスト信号が送信用のア
ンテナから妨害電波として放射するのを防止することが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるディジタル無線装置の一実施形態
例を示すブロック図である。

【図２】図１中の円データ発生部で発生して出力する円
データの説明図である。

【図３】図１中のディジタル直交復調処理部で復調され
たＩ、Ｑ信号が、アナログ直交変調器の直交誤差で楕円
データに変化していることを表す説明図である。

【図４】図１中の参照テーブルの説明図である。

【図５】図１の直交誤差自動検出処理を示すフローチャ
ートである。

【図６】図５中の直交誤差検出処理を示すフローチャー
トである。

【図７】従来例を示すブロック図である。

【図８】本出願人が既に出願したディジタル無線装置の
ブロック図である。

【符号の説明】

１０、１０ａ、１０ｂ…ＤＳＰ、 １２、１２ａ、１２
ｂ…送信側ＲＦ部、１４…π／４-ＱＰＳＫマッピング
部（ディジタル直交変調処理部の一例）、１６…ルート
ナイキストフィルタ（ルートナイキスト処理部の一
例）、 １８…電力計算部、 ２０…歪補償係数算出
部、 ２２…歪補償部、 ２４、２６…Ｄ／Ａ変換部、
２８…アナログ直交変調部、 ３０、５２…周波数変
換部、 ３４、６２…局部発振器、 ３６…ＰＡ（電力
増幅器）、 ３８…方向性結合器、５０…アンテナ、
５４…Ａ／Ｄ変換部、 ５６…ディジタル直交復調処理
部、 ５８、６０…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、 ６
４ｉ、６４ｑ…第１切替手段、 ６６…円データ発生部
（テストデータ発生手段の一例）、 ６８…楕円データ
メモリ、 ７０…偏平度算出部、 ７２…直交誤差量算
出部、 ７４…参照テーブル、 ７６…直交誤差補償
部、 ７８ａ、７８ｂ…第２切替手段、 Ｆｓｐ…Ａ／
Ｄ変換部５４のサンプリング周波数（アンダーサンプリ
ング周波数）、Ｆｔｘｓｐ…Ｄ／Ａ変換部２４、２６の
サンプリング周波数。

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】送信デ−タにディジタル直交変調処理及び
   ルートナイキスト処理をしてベースバンド変調信号を作
   成し、このベースバンド変調信号をＤ／Ａ変換部（サン
   プリング周波数Ｆtxsp）でアナログ信号に変換してアナ
   ログ直交変調器で変調し、電力増幅器で増幅して送信信
   号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして
   復調し、復調信号から前記電力増幅器で生じた歪成分を
   検出して歪成分を打ち消すための歪補償係数を算出し、
   この歪補償係数を前記ベースバンド変調信号に乗算して
   前記送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するように
   したディジタル無線装置において、前記アナログ直交変
   調器の直交誤差を検出する直交誤差検出手段と、この直
   交誤差検出手段で検出した直交誤差に基づき前記ベース
   バンド変調信号に対して直交誤差を打ち消すための補償
   を行う直交誤差補償手段とを具備してなることを特徴と
   するディジタル無線装置。
2. 【請求項２】電力増幅器側からフィードバックした送信
   信号を周波数ＦifのＩＦ信号（中間周波数信号）に変換
   する周波数変換部と、前記ＩＦ信号を周波数Ｆsp（Ｆsp
   はＦtxspの２倍以上でＦif×４／ｍに等しい条件を満た
   す周波数を表す。ｍは３以上の奇数を表す。）で標本化
   してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ
   ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして
   互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調
   処理部と、このディジタル直交復調処理部の出力する復
   調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用
   の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、直交誤
   差検出手段は、テストデータを発生するテストデータ発
   生手段と、送信時とテスト時でベースバンド変調信号と
   前記テストデータを切り替えてＤ／Ａ変換部へ出力する
   第１切替手段と、アナログ直交変調器の出力信号を送信
   時とテスト時で切り替えて電力増幅器と前記周波数変換
   部へ出力する第２切替手段と、テスト時に前記ローパス
   フィルタの復調信号から直交誤差を算出する直交誤差算
   出手段とからなる請求項１記載のディジタル無線装置。
3. 【請求項３】テストデータ発生手段は、ベースバンド変
   調信号を直交軸とした円データを発生する円データ発生
   手段としてなり、直交誤差算出手段は、ローパスフィル
   タで復調された楕円データを記憶する楕円データ記憶部
   と、この楕円データ記憶部の楕円データに基づいて楕円
   の偏平度を算出する偏平度算出部と、この偏平度算出部
   で求められた偏平度に基づき参照テーブルを参照して直
   交誤差量を求める直交誤差量算出部とからなる請求項２
   記載のディジタル無線装置。
4. 【請求項４】直交誤差算出手段は、直交誤差量算出部で
   求めた直交誤差量に基づいて直交誤差を打ち消すための
   直交誤差補償係数を算出する補償係数算出部を具備し、
   直交誤差補償手段は前記補償係数算出部で求めた直交誤
   差補償係数をベースバンド変調信号に乗算してなる請求
   項３記載のディジタル無線装置。
5. 【請求項５】テスト時を装置への電源投入時としてなる
   請求項２、３又は４記載のディジタル無線装置。
6. 【請求項６】テスト時を受信待ち状態が設定時間継続し
   た時としてなる請求項２、３又は４記載のディジタル無
   線装置。
7. 【請求項７】テスト時を、装置への電源投入時と、受信
   待ち状態が設定時間継続した時としてなる請求項２、３
   又は４記載のディジタル無線装置。
8. 【請求項８】送信時かテスト時かを検出して電力増幅器
   に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御手段
   を具備してなる請求項２、３又は４記載のディジタル無
   線装置。
9. 【請求項９】送信時かテスト時かを検出して電力増幅器
   に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御手段
   を具備してなる請求項５記載のディジタル無線装置。
10. 【請求項１０】送信時かテスト時かを検出して電力増幅
    器に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御手
    段を具備してなる請求項６記載のディジタル無線装置。
11. 【請求項１１】送信時かテスト時かを検出して電力増幅
    器に電源を供給するか否かを制御するオン・オフ制御手
    段を具備してなる請求項７記載のディジタル無線装置。