JP4214635B2 - ディジタル無線装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信デ−タに４相位相変調処理をしてベースバンド変調信号Ｉ、Ｑを作成し、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部でアナログ信号に変換し、アナログ直交変調部で変調したのち電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、この復調信号から電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための歪補償係数を算出し、ベースバンド変調信号Ｉ、Ｑに乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ディジタル移動無線通信分野では、隣接チャネルの周波数間隔を小さくしてチャネル容量を増加させるために、送信信号の狭帯域化が進められている。このような周波数利用効率の向上を実現するために、変調スペクトラム帯域幅の小さな変調方式が望まれ、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式、ＱＡＭ（Quadr-ature Amplitude Modulation）方式等の線形変調方式が採用されるようになってきた。この線形変調方式を無線通信に適用する場合、送信部の電力増幅器の振幅特性及び位相特性の直線性が求められ、隣接チャネル漏洩電力を抑圧することが重要である。
一方、電力増幅器を使用する際に重要な点は、電力効率の点でできるだけ高い動作点（飽和点に近い領域）で動作させることであり、非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力の増加が考えられる。また、線形性に劣る電力増幅器を用いて電力効率の向上を図る場合（例えば、小型の無線装置で電力効率の向上を図る場合）には、非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力がますます増加してしまう。従って、電力増幅器の非線形特性によって発生する歪みを補正する技術が必須になってくる。すなわち、電力増幅器の入力電力振幅対出力電力振幅特性、入力電力振幅対位相回転量（又は群遅延量）特性の歪みにより発生する送信信号の歪みを補正する技術が必須になってくる。
この歪補正技術として、アナログ方式ではカルテシアン、フィードフォワード等、多数の歪補正方式が提案されているが、これらのアナログ方式は回路規模が大きくなって小型化、省電力化を図ることができないという問題点があり、帰還ゲインを非常に大きくしなければならないため回路の安定を図るための位相調整が難しいという問題点があった。
【０００３】
最近では、ディジタル信号処理プロセッサ（以下、単にＤＳＰという。）の進歩によりディジタル信号処理技術で歪み補正する方式が可能となり、ディジタル信号処理による様々な非線形歪み補正方式が提案されている。なかでも、送信信号の一部をフィードバックしてこれを復調してＤＳＰに取り込み、この復調信号から電力増幅器の歪み量を検出し、ディジタル適応フィルタ技術であるＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを用いた歪補償処理を行う研究、開発が盛んである。
このようなＬＭＳアルゴリズムを用いた歪補正方式による従来の回路は、図２に示すように構成されていた。
【０００４】
図２に示した従来回路はＤＳＰ１０と送信側ＲＦ（Radio Frequency）部１２を具備し、ＤＳＰ１０は送信系１４と復調系１６を具備している。
送信系１４内には、π／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）マッピング部（以下、単にπ／４-ＱＰＳＫマッピング部という）１８、ルートナイキストフィルタ２０、電力計算部２２、歪補償係数算出部２４、歪補償処理部２６及びクロック生成部２８を設けている。
送信側ＲＦ部１２内には、Ｄ／Ａ変換部３０、３２、アナログ直交変調部３４、電力増幅器（以下、ＰＡという）３６、方向性結合器３８、周波数変換部４０、アナログ直交復調部４２、フィードバック用のＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換部４４、４６、ＬＮＡ（ローノイズアンプ）４８、周波数変換部５０、アナログ直交復調部５２、受信用のＡ／Ｄ変換部５４、５６及びＲＦ信号生成部５８を設けている。
復調系１６内には、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）６０、６２及びベースバンド復調部６４を設けている。
【０００５】
クロック生成部２８は、クロック発振源（図示省略）と、このクロック発振器で発生したクロックの基準発振周波数をそれぞれに対応した整数分の１に分周して周波数ｆｓ１、ｆｓ２ａ、ｆｓ３ａの信号を生成し、サンプリングクロックとしてＤ／Ａ変換部３０、３２、フィードバック用のＡ／Ｄ変換部４４、４６、受信用のＡ／Ｄ変換部５４、５６に出力する分周器（図示省略）とで構成されている。
また、ＲＦ信号生成部５８は、基準発振周波数ｆｒｅｆの基準発振信号（ＲＦ信号）を発生する基準発振源（図示省略）と、この基準発振源で発生した基準発振信号に位相同期した信号を生成し、搬送波信号としてアナログ直交変調部３４、４２、５２に出力し、周波数変換用の信号として周波数変換部４０、５０に出力するＰＬＬ（位相同期ループ）回路とで構成されている。
【０００６】
そして、送信デ−タがＤＳＰ１０に取り込まれると、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１８及びルートナイキストフィルタ２０によってベースバンド変調信号Ｉ１、Ｑ１が生成し、歪補償処理部２６による複素積和演算処理で歪補償されて送信側ＲＦ部１２に出力する。
送信側ＲＦ部１２では、歪補償処理部２６で歪補償されたベースバンド変調信号Ｉ２、Ｑ２が、Ｄ／Ａ変換部３０、３２（サンプリングクロック周波数ｆｓ１）でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部３４で直交変調処理され、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアンテナ６６から出力する。
ＰＡ３６から出力した送信信号の一部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換部４０によって所定の周波数ＦＩ１に周波数変換（ダウンコンバート）され、アナログ直交復調部４２及びフィードバック用のＡ／Ｄ変換部４４、４６によって復調信号Ｉ３、Ｑ３が復調され、ＤＳＰ１０にフィードバックされる。ＤＳＰ１０では、歪補償係数算出部２４により、電力計算部２２で求めた電力値Ｐに応じて、まずベースバンド変調信号Ｉ１、Ｑ１をリファレンス信号として送信側ＲＦ部１２からフィードバックされた復調信号Ｉ３、Ｑ３に対する誤差成分（すなわち歪成分）が検出され、ついで、この誤差成分を打ち消すための歪補償係数が算出される。この歪補償係数は電力値Ｐに応じて歪補償処理部２６でベースバンド変調信号Ｉ１、Ｑ１に乗算（複素数積和演算）され、送信信号の隣接チャネル漏洩電力が抑圧される。
【０００７】
また、アンテナ６８で受信された受信信号は、ＬＮＡ（ローノイズアンプ）４８で増幅され、周波数変換部５０で所定の周波数ＦＩ２に周波数変換（ダウンコンバート）され、アナログ直交復調部５２でアナログ信号が復調され、この復調信号は受信用のＡ／Ｄ変換部５４、５６でディジタルの復調信号Ｉ、Ｑに変換されＤＳＰ１０に入力する。
ＤＳＰ１０では、入力した復調信号Ｉ、ＱがＢＰＦ６０、６２で対応した周波数帯域に制限されてベースバンド復調部６４に入力して復調処理され、このベースバンド復調部６４から受信データが出力する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２に示した従来回路は、フィードバック系を構成するアナログ直交復調部４２、Ａ／Ｄ変換部４４、４６によって歪補償特性が著しく劣化するという問題点があった。
すなわち、アナログ直交復調部４２は９０°移相器、乗算器等の線形性に乏しい部品で構成されているので、Ｉ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が生じ、歪補償特性を劣化させる。例えば、ＲＦ信号生成部５８から出力する再生用の搬送波（基準信号）の位相を９０°移相する９０°移相器には通常±２°程度の誤差があり、Ｉ／Ｑ直交誤差が生じ、復調Ｉ／Ｑ信号に振幅誤差が生じていた。
また、直交復調後のＩ／Ｑ信号をＡ／Ｄ変換部４４、４６の入力レンジに合わせるためにＤＣバイアス回路が必要になるが、ここで生じるバイアス電圧誤差によってＤＣオフセットが発生していた。
【０００９】
また、図２に示した従来回路は、フィードバック系ではアナログ直交復調部４２を用いて２種類の復調信号Ｉ３、Ｑ３を復調し、受信系ではアナログ直交復調部５２を用いて２種類の復調信号Ｉ、Ｑを復調していたので、送信側ＲＦ部１２内にフィードバック用として２つのＡ／Ｄ変換部４４、４６が必要になるとともに、受信用として２つのＡ／Ｄ変換部５４、５６が必要となり、回路規模が大きくなり小型化しくいという問題点があった。
また、ＤＳＰ１０にクロック生成部２８を設け、送信側ＲＦ部１２にＲＦ信号生成部５８を設け、クロック生成部２８で生成したサンプリングクロックをＤ／Ａ変換部３０、３２、Ａ／Ｄ変換部４４、４６、５４、５６に出力し、ＲＦ信号生成部５８で生成した搬送波信号をアナログ直交変調部３４、アナログ直交復調部４２、５２に出力するとともに周波数変換用の信号を周波数変換部４０、５０に出力していたので、送信信号とフィードバック信号の同期がとれず、正確な誤差検出ができないという問題点があった。
【００１０】
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、直交復調処理の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補償特性の向上を図ることができるとともに、小型化及び省電力化を図ることができるディジタル無線装置を提供することを目的とするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、送信デ−タに４相位相変調処理をしてベースバンド変調信号Ｉ、Ｑを作成し、Ｄ／Ａ変換部（サンプリングクロック周波数ｆｓ１）でアナログ信号に変換し、アナログ直交変調部で変調したのち電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、この復調信号から電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための歪補償係数を算出し、ベースバンド変調信号Ｉ、Ｑに乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置において、フィードバックした送信信号を周波数ＦＩ１の第１ＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する第１周波数変換部と、第１ＩＦ信号を周波数ｆｓ２（ｆｓ２はｆｓ１の２倍以上でＦＩ１×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは３以上の奇数を表す。）のサンプリングクロックで標本化してディジタル信号に変換する第１Ａ／Ｄ変換部と、この第１Ａ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力する第１ディジタル直交復調部と、この第１ディジタル直交復調部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、Ｄ／Ａ変換部に出力する周波数ｆｓ１のサンプリングクロックと、第１Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ２のサンプリングクロックと、アナログ直交変調部に出力する搬送波信号と、第１周波数変換部に出力する周波数変換用の信号とを共通の基準発振源から生成する信号生成部を設け、周波数ｆｓ１を送信データの送信シンボルレートの２倍以上に設定してなることを特徴とする。
【００１２】
フィードバックした送信信号は、第１周波数変換部で周波数ＦＩ１の第１ＩＦ信号に変換され、第１Ａ／Ｄ変換部でディジタル信号に変換される。この第１Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数ｆｓ２は、送信信号を作成するＤ／Ａ変換部のサンプリング周波数ｆｓ１の２倍以上で、かつ第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１の４／ｍ（ｍは３以上の奇数を表す。）倍に設定されている。すなわち、ｆｓ２＝ＦＩ１×４／ｍの条件とｆｓ２≧ｆｓ１の条件とを満たすサンプリング周波数ｆｓ２で第１ＩＦ信号を標本化（すなわちアンダーサンプリング）することによって、第１ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数ｆｓ２の１／４の周波数にダウンコンバートされた信号を第１Ａ／Ｄ変換部で生成して出力することができる。
このため、ディジタル直交復調部、ローパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、ＤＳＰのディジタル信号処理で扱うことができる。したがって、直交復調部の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補償特性の向上を図ることができるとともに、使用デバイスの軽減等により小型化・省電力化を図ることができる。
しかも、Ｄ／Ａ変換部に出力する周波数ｆｓ１のサンプリングクロックと、第１Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ２のサンプリングクロックと、アナログ直交変調部に出力する搬送波信号と、第１周波数変換部に出力する周波数変換用の信号とを、信号生成部によって共通の基準発振源から生成するようにしたので、送信信号とフィードバック信号を同期させることができ、電力増幅器の非線形特性で生じた誤差の検出を正確に行うことができる。
【００１３】
信号生成部の構成を簡単にするために、信号生成部を、基準発振周波数ｆｒｅｆの基準発振信号を発生する基準発振源と、この基準発振源で発生した基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ１倍（Ｎ１は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ１の信号を生成し、サンプリングクロックとしてＤ／Ａ変換部に出力する第１分周器と、基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ２倍（Ｎ２は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ２の信号を生成し、サンプリングクロックとして第１Ａ／Ｄ変換部に出力する第２分周器と、基準発振信号に位相同期した信号を生成し搬送波信号としてアナログ直交変調部に出力する第１ＰＬＬ回路と、基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用の信号として第１周波数変換部に出力する第２ＰＬＬ回路とで構成する。
【００１４】
ディジタル無線装置の受信部の小型化及び省電力化を図るために、受信信号を周波数ＦＩ２の第２ＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する第２周波数変換部と、第２ＩＦ号を周波数ｆｓ３（ｆｓ３はｆｓ１の２倍以上でＦＩ２×４／ｎに等しい条件を満たす周波数を表す。ｎは３以上の奇数を表す。）のサンプリングクロックで標本化してディジタル信号に変換する第２Ａ／Ｄ変換部と、この第２Ａ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力する第２ディジタル直交復調部と、この第２ディジタル直交復調部の出力する２種類の復調信号について対応した周波数帯域を選択して出力するチャネル選択フィルタと、このチャネル選択フィルタの出力信号に基づいて受信データを復調するベースバンド復調部とを具備し、信号生成部は、第２周波数変換部に出力する周波数変換用の信号と、第２Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ３のサンプリングクロックとを共通の基準発振源から生成する。
【００１５】
ディジタル無線装置の受信部の小型化及び省電力化を図るとともに、信号生成部の構成を簡単にするために、信号生成部を、基準発振周波数ｆｒｅｆの基準発振信号を発生する基準発振源と、この基準発振源で発生した基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ１倍（Ｎ１は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ１の信号を生成し、サンプリングクロックとしてＤ／Ａ変換部に出力する第１分周器と、基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ２倍（Ｎ２は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ２の信号を生成し、サンプリングクロックとして第１Ａ／Ｄ変換部に出力する第２分周器と、基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ３倍（Ｎ３は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ３の信号を生成し、サンプリングクロックとして第２Ａ／Ｄ変換部に出力する第３分周器と、基準発振信号に位相同期した信号を生成し搬送波信号としてアナログ直交変調部に出力する第１ＰＬＬ回路と、基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用の信号として第１周波数変換部に出力する第２ＰＬＬ回路と、基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用の信号として第２周波数変換部に出力する第３ＰＬＬ回路とで構成する。
【００１６】
業務用のディジタル無線装置に利用できるようにするために、基準発振源で発生する基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆをチャネル間隔のｋ倍（ｋは１以上の整数）に設定し、第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１をチャネル間隔のｑ倍（ｑは１以上の整数）に設定するか、又は基準発振源で発生する基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆをチャネル間隔のｋ倍に設定し、第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１をチャネル間隔のｑ倍に設定し、第２ＩＦ信号の周波数ＦＩ２をチャネル間隔のｒ倍（ｒは１以上の整数）に設定する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態例を図面により説明する。
図１は本発明によるディジタル無線装置の一実施形態例を示すもので、図２と同一部分は同一符号とし説明を省略又は簡略する。
図１において、１０ａはＤＳＰ、１２ａは送信側ＲＦ部である。
前記ＤＳＰ１０ａは送信系１４ａと復調系１６ａを具備している。
前記送信系１４ａには、図２のＤＳＰ１０と同様にπ／４-ＱＰＳＫマッピング部１８、ルートナイキストフィルタ２０、電力計算部２２、歪補償係数算出部２４及び歪補償処理部２６が設けられているとともに、ディジタル直交復調部７０及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）７２、７４が設けられている。
前記送信側ＲＦ部１２ａには、図２の送信側ＲＦ部１２と同様にＤ／Ａ変換部３０、３２、アナログ直交変調部３４、ＰＡ３６、方向性結合器３８、ＬＮＡ４８及び第１、第２周波数変換部４０、５０が設けられるとともに、第１、第２Ａ／Ｄ変換部７６、７８及び信号生成部８０が設けられている。
前記復調系１６ａには、ディジタル直交復調部８２、チャネル選択フィルタ８４、８６及びベースバンド復調部８８が設けられている。
【００１８】
前記信号生成部８０は基準発振源９０、第１、第２、第３分周器９１、９２、９３及び第１、第２、第３ＰＬＬ回路９４、９５、９６で構成されている。
前記基準発振源９０は基準発振周波数ｆｒｅｆ（例えばｆｒｅｆ＝１９．２ＭＨｚ）の基準発振信号（ＲＦ信号）を発生する。この基準発振周波数ｆｒｅｆはチャネル間隔（例えば６．２５ｋＨｚ）のｋ倍（ｋは１以上の整数で、例えばｋ＝３０７２）に設定されている。
前記第１、第２、第３分周器９１、９２、９３は、前記基準発振源９０で発生した基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ１、１／Ｎ２、１／Ｎ３倍（Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３は正の整数を表す）に分周して周波数ｆｓ１（例えばＮ１＝４００の場合は４８ｋＨｚ）、ｆｓ２（例えばＮ２＝８０の場合は２４０ｋＨｚ）、ｆｓ３（例えばＮ３＝９６の場合は２００ｋＨｚ）の信号を生成し、サンプリングクロックとして前記Ｄ／Ａ変換部３０、３２、第１Ａ／Ｄ変換部７６、第２Ａ／Ｄ変換部７８に出力する。
ここで、前記Ｄ／Ａ変換部３０、３２へのサンプリングクロック周波数ｆｓ１は、標本化定理を満たすためオーバーサンプリングしなければならないので、送信シンボルレートのｐ倍（ｐは２以上の整数）に設定されている。
前記第１ＰＬＬ回路９４は基準発振周波数ｆｒｅｆの基準発振信号に位相同期した信号を生成し搬送波信号として前記アナログ直交変調部３４に出力し、前記第２、第３ＰＬＬ９５、９６は基準発振周波数ｆｒｅｆの基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用（ビートダウン用）の信号として前記第１、第２周波数変換部４０、５０に出力する。
【００１９】
前記第１周波数変換部４０は、前記方向性結合器３８でフィードバックされた送信信号の周波数を周波数変換（ダウンコンバート）して周波数ＦＩ１（例えば３００ｋＨｚ）の第１ＩＦ信号を出力する。この第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１はチャネル間隔（例えば６．２５ｋＨｚ）のｑ倍（ｑは１以上の整数で、例えばｑ＝４８の場合は３００ｋＨｚ）となるように、前記第２ＰＬＬ９５から前記第１周波数変換部４０へ出力する周波数変換用の信号の周波数（局部発振周波数）が設定されている。
前記第１Ａ／Ｄ変換部７６は、前記第１周波数変換部４０から出力した第１ＩＦ信号をサンプリング周波数ｆｓ２でサンプリングして、フィードバック用のＩＦ信号（以下、単にＦＢＩＦ信号という）を出力する。このサンプリング周波数ｆｓ２は次ぎの（１）式を満たすとともに、前記Ｄ／Ａ変換部３０、３２のサンプリング周波数ｆｓ１の２倍以上の整数倍に設定されている。
ｆｓ２＝ＦＩ１×４／ｍ…（１）
（１）式においてｍは３以上の奇数（３、５、７、…）を表し、第１ＩＦ信号をナイキスト周波数（ＦＩ１の２倍以上の周波数）以下のサンプリング周波数でサンプリング（以下、単にアンダーサンプリングという。）していることを表している。
また、ｆｓ２をｆｓ１の２倍以上に設定したのは、送信側ＲＦ部１２ａから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、フィードバック側の第１Ａ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数ｆｓ２を、送信側のサンプリング周波数ｆｓ１の２倍以上に設定しておく必要があるからである。
【００２０】
前記ディジタル直交復調部７０は、前記第１Ａ／Ｄ変換部７６から出力するＦＢＩＦ信号に、９０°の位相差をもったＩ側とＱ側のディジタルローカル信号（以下、単にＬｏ信号という。）を順次乗算して互いに直交する復調信号Ｉ４、Ｑ４を出力する。
前記ＬＰＦ７２、７４は、前記ディジタル直交復調部７０の直交復調処理で得られた復調信号Ｉ４、Ｑ４からｆｓ２／２及びｆｓ２／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すとともに、ＤＣオフセットの影響を軽減する。すなわち、「０」振幅成分が２／ｆｓ２の周期で交互に混入している復調信号Ｉ４、Ｑ４からｆｓ２／２の周波数成分を除去することによってエンベロープ成分（情報デ−タ信号成分）のみを取り出し、ＤＣオフセット成分の直交復調処理で発生するｆｓ２／４の周波数成分を除去することによってＤＣオフセットの影響を軽減する。
前記歪補償係数算出部２４は、前記ＰＡ３６で生じた歪み量を検出し、この歪み量を打ち消すための歪補償係数を算出して前記歪補償処理部２６へ出力する。
【００２１】
前記第２周波数変換部５０は、前記アンテナ６８で受信され前記ＬＮＡ４８で増幅された受信信号の周波数を周波数変換（ダウンコンバート）して周波数ＦＩ２の第２ＩＦ信号を出力する。この第２ＩＦ信号の周波数ＦＩ２はチャネル間隔（例えば６．２５ｋＨｚ）のｒ倍（ｒは１以上の整数で、例えばｒ＝７２の場合は４５０ｋＨｚ）となるように、前記前記第３ＰＬＬ９６から前記第２周波数変換部５０へ出力する周波数変換用の信号の周波数（局部発振周波数）が設定されている。
前記第２Ａ／Ｄ変換部７８は、前記第２周波数変換部５０から出力した第２ＩＦ信号をサンプリング周波数ｆｓ３でサンプリングして、受信用のＩＦ信号（以下、単にＲＩＦ信号という）を出力する。このサンプリング周波数ｆｓ３は次ぎの（２）式を満たすように設定されている。
ｆｓ３＝ＦＩ２×４／ｎ…（２）
（２）式においてｎは３以上の奇数（３、５、７、…）を表し、第２ＩＦ信号をナイキスト周波数（ＦＩ２の２倍以上の周波数）以下のサンプリング周波数でサンプリング（以下、単にアンダーサンプリングという。）していることを表している。
【００２２】
前記ディジタル直交復調部８２は、前記ディジタル直交復調部７０と同様に構成され、前記第２Ａ／Ｄ変換部７８から出力するＲＩＦ信号に９０°の位相差をもったＩ側とＱ側のディジタルローカル信号を順次乗算して互いに直交する復調信号Ｉａ、Ｑａを出力する。
前記チャネル選択フィルタ８４、８６は、入力した復調信号Ｉａ、Ｑａのうちの対応した周波数帯域成分を選択して出力する。
前記ベースバンド復調部８８は、前記チャネル選択フィルタ８４、８６から出力した信号に対してベースバンド復調処理を行い受信データを復調する。
【００２３】
つぎに図１の作用を説明する。
説明の便宜上、下記条件（Ａ）の場合であって、基準発振源９０で発生する基準発振信号の周波数ｆｒｅｆが１９．２ＭＨｚ（＝６．２５ｋＨｚ×３０７２（ｋ＝３０７２の場合））、第１、第２、第３分周器９１、９２、９３で設定されるサンプリングクロックの周波数ｆｓ１が４８ｋＨｚ、ｆｓ２が２４０ｋＨｚ、ｆｓ３が２００ｋＨｚ（Ｎ１＝４００、Ｎ２＝８０、Ｎ３＝９６の場合）、第１、第２、第３ＰＬＬ回路９４、９５、９６で設定される第１、第２ＩＦ信号の周波数ＦＩ１が３００ｋＨｚ、ＦＩ２が４５０ｋＨｚ（ｑ＝４８、ｒ＝７２の場合）の場合を例にとって説明する。
条件（Ａ）
（１）送受信シンボルレート：４．８ｋシンボル／ｓｅｃ
（２）送受信ビットレート：９．６ｋビット／ｓｅｃ
（３）変復調方式：π／４シフトＱＰＳＫ
（４）チャネル間隔：６．２５ｋＨｚ
【００２４】
（１）送信デ−タがＤＳＰ１０ａに取り込まれると、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１８及びルートナイキストフィルタ２０によってベースバンド変調信号Ｉ１、Ｑ１が生成し、歪補償処理部２６による複素積和演算処理で歪み補正されたベースバンド変調信号Ｉ２、Ｑ２が送信側ＲＦ部１２ａに出力する。
送信側ＲＦ部１２ａでは、歪補償処理部２６で歪補償されたベースバンド変調信号Ｉ２、Ｑ２が、Ｄ／Ａ変換部３０、３２（サンプリングクロック周波数ｆｓ１＝４８ｋＨｚ）でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部３４で直交変調され、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアンテナ６６から基地局等へ出力する。
【００２５】
（２）ＰＡ３６から出力した送信信号の一部は、方向性結合器３８で取り出され、第１周波数変換部４０で周波数ＦＩ１（＝３００ｋＨｚ）の第１ＩＦ信号にダウンコンバージョンされ、第１Ａ／Ｄ変換部７６に入力する。
第１Ａ／Ｄ変換部７６は、第１ＩＦ信号をサンプリング周波数ｆｓ２（＝２４０ｋＨｚ）でアンダーサンプリングしてＦＢＩＦ信号を生成し、ＤＳＰ１０ａ内のディジタル直交復調部７０へ出力する。
【００２６】
（３）第１Ａ／Ｄ変換部７６から出力するＦＢＩＦ信号は、ディジタル直交復調部７０の直交復調処理によって、９０°の位相差をもったＩ側Ｌｏ信号とＱ側Ｌｏ信号が順次乗算され、互いに直交する復調信号Ｉ４、Ｑ４として出力する。Ｉ側Ｌｏ信号は、期間１／ｆｓ２（位相差９０°に相当）毎に「＋１」、「０」、「−１」、「０」の状態の信号となり、４状態で１周期（４／ｆｓ２）を構成する。Ｑ側Ｌｏ信号は、Ｉ側Ｌｏ信号に対して９０°位相が遅れた（又は進んだ）「０」、「＋１」、「０」、「−１」の４状態で１周期を構成する。
このため、ディジタル直交復調部７０では、ＦＢＩＦ信号の１サンプル毎に、Ｉ側Ｌｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号）を順次繰り返して乗算することによって直交復調処理が行われ、ＦＢＩＦ信号と同様の周波数ｆｓ２／４のＬｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号はＩ側Ｌｏ信号に対して９０°位相が遅れた（又は進んだ）信号）との乗算結果としてベースバンド復調信号Ｉ４、Ｑ４が生成される。このベースバンド復調信号Ｉ４、Ｑ４は、Ｉ側Ｌｏ信号、Ｑ側Ｌｏ信号とも期間２／ｆｓ２毎に「０」信号が存在する。
このように、ディジタル直交復調部７０で直交復調処理されたベースバンド復調信号Ｉ４、Ｑ４には、期間２／ｆｓ２毎に「０」信号が存在するので、送信側ＲＦ部１２ａから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、前記（２）における第１Ａ／Ｄ変換部７６のアンダーサンプリング周波数ｆｓ２は送信側のサンプリング周波数ｆｓ１の２倍以上に設定されていなければならず、ｆｓ１＝４８ｋＨｚ、ｆｓ２＝２４０ｋＨｚはこれを満たしている。
【００２７】
（４）ディジタル直交復調部７０から出力した復調信号Ｉ４、Ｑ４は、ＬＰＦ７２、７４によってｆｓ２／２及びｆｓ２／４の周波数成分が除去され、エンベロープ成分が取り出されるとともに、ＤＣオフセットの影響が軽減される。
すなわち、直交復調処理で得られた復調信号Ｉ４、Ｑ４は期間２／ｆｓ２毎に「０」信号となるので、例えばディジタルＦＩＲフィルタで形成されたＬＰＦ７２、７４によって、ｆｓ２／２の周波数成分を除去（情報デ−タ信号帯域は通過）し、エンベロープ成分が抽出される。ディジタルフィルタ処理は畳み込み演算となるため、交互に「０」信号が存在する波形をフィルタリングすると、信号振幅が１／２となるため、ＬＰＦ７２、７４でフィルタ処理された信号を図示を省略した増幅器などを用いて振幅を２倍して歪補償係数算出部２４へ出力しなければならない。
【００２８】
（５）上記の通り、ＬＰＦ７２、７４でｆｓ２／２の周波数成分を除去することにより、情報デ−タ成分を復調できるが、さらにｆｓ２／４の周波数成分を除去することによりフィードバック側のＤＣオフセット成分（第１Ａ／Ｄ変換部７６の入力信号のバイアス電圧誤差）による特性劣化を防止することができる。
【００２９】
（６）基地局から送信された信号がアンテナ６８で受信されると、この受信信号はＬＮＡ４８で増幅され、第２周波数変換部５０によるダウンコンバージョンで周波数ＦＩ２（＝４５０ｋＨｚ）の第２ＩＦ信号に変換され、第２Ａ／Ｄ変換部７８に入力する。
第２Ａ／Ｄ変換部７８では、第２ＩＦ信号を周波数ｆｓ３（＝２００ｋＨｚ）のサンプリングクロックで標本化してＲＩＦ信号を生成し、ＤＳＰ１０ａ内のディジタル直交復調部８２へ出力する。
【００３０】
（７）第２Ａ／Ｄ変換部７８から出力するＲＩＦ信号がディジタル直交復調部８２に入力すると、ディジタル直交復調部７０と同様の直交復調処理によって互いに直交した復調信号Ｉａ、Ｑａが得られ，チャネル選択フィルタ８４、８６に入力する。
このチャネル選択フィルタ８４、８６では、復調信号Ｉａ、Ｑａのうちの対応した周波数帯域成分が選択され、ベースバンド復調部８８に入力し、このベースバンド復調部８８でのベースバンド復調処理で受信データが復調される。
【００３１】
前記実施形態例では、下記の条件（Ａ）の場合であって、基準発振周波数信号の周波数ｆｒｅｆが１９．２ＭＨｚの場合で、且つ下記の条件（Ｂ）で、Ｎ１＝４００、ｐ＝１０、Ｎ２＝８０、ｍ＝５、Ｎ３＝９６、ｎ＝９、ｑ＝４８、ｑ＝７２とおいた場合（すなわち、ｆｓ１＝４８ｋＨｚ、ｆｓ２＝２４０ｋＨｚ、ｆｓ３＝２００ｋＨｚ、ＦＩ１＝３００ｋＨｚ、ＦＩ２＝４５０ｋＨｚの場合）について説明したが、本発明はこれに限るものでないこと勿論である。
条件（Ａ）
（１）送受信シンボルレート：４．８ｋシンボル／ｓｅｃ
（２）送受信ビットレート：９．６ｋビット／ｓｅｃ
（３）変復調方式：π／４シフトＱＰＳＫ
（４）チャネル間隔：６．２５ｋＨｚ
の場合において、
【００３２】
すなわち、条件（Ａ）において、送受信シンボルレートが４．８ｋシンボル／ｓｅｃ以外の値で、送受信ビットレートが送受信シンボルレートの２倍で、変復調方式が４相位相変復調方式で、チャネル間隔が６．２５ｋＨｚ以外の値の場合において、条件（Ｂ）でＮ１を４００以外で１以上の整数、ｐを１０以外で２以上の整数、Ｎ２を８０以外の整数、ｍを５以外で３以上の奇数、Ｎ３を９６以外で１以上の整数、ｎを９以外の３以上の奇数、ｑを４８以外の１以上の整数、ｑを７２以外の１以上の整数とおいた場合についても本発明を利用することができる。
【００３３】
前記実施形態例では、信号生成部を送信側ＲＦ部内に形成した場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、信号生成部をＤＳＰ内に形成した場合についても利用することができる。
例えば、図１の送信側ＲＦ部１２ａ内に信号生成部８０を形成する代わりに、ＤＳＰ１０ａ内に信号生成部８０ａ（図示省略）を形成し、この信号生成部８０ａがクロック発振源を共通の基準発振源として、Ｄ／Ａ変換部に出力する周波数ｆｓ１のサンプリングクロックと、第１、第２Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ２、ｆｓ３のサンプリングクロックと、アナログ直交変調部に出力する搬送波信号と、第１、第２周波数変換部に出力する周波数変換用の信号とを生成するように構成した場合についても利用することができる。
【００３４】
前記実施形態例では、信号生成部の構成を簡単にするために、信号生成部を基準発振源、第１、第２、第３分周器及び第１、第２、第３ＰＬＬ回路で構成し、第１、第２、第３分周器で基準発振源で発生した基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ１、１／Ｎ２、１／Ｎ３倍（すなわち整数分の１）に分周して周波数ｆｓ１、ｆｓ２、ｆｓ３の信号を生成し、サンプリングクロックとしてＤ／Ａ変換部、第１Ａ／Ｄ変換部、第２Ａ／Ｄ変換部に出力し、第１ＰＬＬ回路で基準発振信号に位相同期した信号を生成し搬送波信号としてアナログ直交変調部に出力し、第２、第３ＰＬＬ回路で基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用信号として第１、第２周波数変換部に出力する場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、信号生成部が、Ｄ／Ａ変換部に出力する周波数ｆｓ１のサンプリングクロックと、第１、第２Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ２、ｆｓ３のサンプリングクロックと、アナログ直交変調部に出力する搬送波信号と、第１、第２周波数変換部に出力する周波数変換用の信号とを共通の基準発振源から生成するものについて本発明を利用することができる。
【００３５】
前記実施形態例では、ディジタル無線装置の送信部及び受信部に本発明を利用した場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、ディジタル無線装置の送信部にだけ本発明を利用したものについても成立する。
このとき、信号生成部を、基準発振源、第１、第２分周器及び第１、第２ＰＬＬ回路で構成した場合には、信号生成部の構成を簡単にすることができる。
【００３６】
【発明の効果】
本発明は、フィードバックした送信信号を周波数ＦＩ１の第１ＩＦ信号に変換する第１周波数変換部と、第１ＩＦ信号を周波数ｆｓ２で標本化してディジタル信号に変換する第１Ａ／Ｄ変換部と、この第１Ａ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調部と、このディジタル直交復調部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、第１Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数ｆｓ２を、送信信号を作成するＤ／Ａ変換部のサンプリング周波数ｆｓ１の２倍以上で、かつ第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１の４／ｍ（ｍは３以上の奇数）倍に設定した。このため、第１ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数ｆｓ２の１／４の周波数にダウンコンバートされた信号を第１Ａ／Ｄ変換部で生成して出力することができ、ディジタル直交復調部、ローパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、ディジタル直交復調処理びローパスフィルタをＤＳＰで実現することができる。したがって、直交復調部の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補償特性の向上を図ることができるとともに、使用デバイスの軽減等により小型化・省電力化を図ることができる。
しかも、Ｄ／Ａ変換部に出力する周波数ｆｓ１のサンプリングクロック、第１Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ２のサンプリングクロック、アナログ直交変調部に出力する搬送波信号、第１周波数変換部に出力する周波数変換用の信号の全てを、信号生成部によって共通の基準発振源から生成するようにしたので、送信信号とフィードバック信号を同期させることができ、電力増幅器の非線形特性で生じた誤差の検出を正確に行うことができる。
【００３７】
信号生成部を基準発振源、第１、第２分周器及び第１、第２ＰＬＬ回路で構成し、基準発振源で周波数ｆｒｅｆの基準発振信号を発生させ、第１、第２分周器で基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ１、１／Ｎ２倍（すなわち整数分の１）に分周して周波数ｆｓ１、ｆｓ２の信号を生成し、サンプリングクロックとしてＤ／Ａ変換部、第１Ａ／Ｄ変換部に出力し、第１ＰＬＬ回路で基準発振信号に位相同期した信号を生成し搬送波信号としてアナログ直交変調部に出力し、第２ＰＬＬ回路で基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用の信号として第１周波数変換部に出力するようにした場合には、送信部及びフィードバック部に本発明を利用したディジタル無線装置の信号生成部の構成を簡単にすることができる。
【００３８】
受信信号を周波数ＦＩ２の第２ＩＦ信号に変換する第２周波数変換部と、第２ＩＦ号を周波数ｆｓ３のサンプリングクロックで標本化してディジタル信号に変換する第２Ａ／Ｄ変換部と、この第２Ａ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力する第２ディジタル直交復調部と、この第２ディジタル直交復調部の出力する２種類の復調信号について対応した周波数帯域を選択して出力するチャネル選択フィルタと、このチャネル選択フィルタの出力信号に基づいて受信データを復調するベースバンド復調部とを具備し、第２周波数変換部に出力する周波数変換用の信号と、第２Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ３のサンプリングクロックとを、信号生成部によって共通の基準発振源から生成するように構成した場合には、送信部、フィードバック部及び受信部に本発明を利用したディジタル無線装置の信号生成部の構成を簡単にすることができる。
【００３９】
基準発振源で発生する基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆをチャネル間隔のｋ倍（ｋは１以上の整数）に設定し、第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１をチャネル間隔のｑ倍（ｑは１以上の整数）に設定するか、又は基準発振源で発生する基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆをチャネル間隔のｋ倍に設定し、第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１をチャネル間隔のｑ倍に設定し、第２ＩＦ信号の周波数ＦＩ２をチャネル間隔のｒ倍（ｒは１以上の整数）に設定した場合には、本発明を業務用のディジタル無線装置に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル無線装置の一実施形態例を示すブロック図である。
【図２】従来例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０、１０ａ…ＤＳＰ、 １２、１２ａ…送信側ＲＦ部、 １４、１４ａ…送信系、 １６、１６ａ…復調系、 １８…π／４-ＱＰＳＫマッピング部（ディジタル直交変調処理部の一例）、 ２０…ルートナイキストフィルタ（ルートナイキスト処理部の一例）、 ２２…電力計算部、 ２４…歪補償係数算出部、 ２６…歪補償処理部、 ３０、３２…Ｄ／Ａ変換部、 ３４…アナログ直交変調部、 ３６…ＰＡ（電力増幅器）、 ３８…方向性結合器、 ４０…第１周波数変換部、 ４８…ＬＮＡ（ローノイズアンプ）、 ５０…第２周波数変換部、 ６６、６８…アンテナ、 ７０、８２…ディジタル直交復調部、 ７２、７４…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、 ７６…第１Ａ／Ｄ変換部、 ７８…第２Ａ／Ｄ変換部、 ８０…信号生成部、 ８４、８６…チャネル選択フィルタ、 ８８…ベースバンド復調部、 ９０…基準発振源、 ９１…第１分周器、 ９２…第２分周器、 ９３…第３分周器、 ９４…第１ＰＬＬ回路、 ９５…第２ＰＬＬ回路、 ９６…第３ＰＬＬ回路、 ＦＢＩＦ…フィードバック用のＩＦ信号（中間周波数信号）、 ＦＩ１…第１ＩＦ信号の周波数、 ＦＩ２…第２ＩＦ信号の周波数、 ｆｒｅｆ…基準発振周波数、 ｆｓ１…Ｄ／Ａ変換部３０、３２のサンプリングクロック周波数、 ｆｓ２…第１Ａ／Ｄ変換部７６のサンプリングクロック周波数（アンダーサンプリングクロック周波数）、 ｆｓ３…第２Ａ／Ｄ変換部７８のサンプリングクロック周波数（アンダーサンプリングクロック周波数）、 第１ＩＦ、第２ＩＦ…中間周波数信号、 ＲＩＦ…受信用のＩＦ信号（中間周波数信号）。
【発明の属する技術分野】
本発明は、送信デ−タに４相位相変調処理をしてベースバンド変調信号Ｉ、Ｑを作成し、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換部でアナログ信号に変換し、アナログ直交変調部で変調したのち電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、この復調信号から電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための歪補償係数を算出し、ベースバンド変調信号Ｉ、Ｑに乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ディジタル移動無線通信分野では、隣接チャネルの周波数間隔を小さくしてチャネル容量を増加させるために、送信信号の狭帯域化が進められている。このような周波数利用効率の向上を実現するために、変調スペクトラム帯域幅の小さな変調方式が望まれ、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）方式、ＱＡＭ（Quadr-ature Amplitude Modulation）方式等の線形変調方式が採用されるようになってきた。この線形変調方式を無線通信に適用する場合、送信部の電力増幅器の振幅特性及び位相特性の直線性が求められ、隣接チャネル漏洩電力を抑圧することが重要である。
一方、電力増幅器を使用する際に重要な点は、電力効率の点でできるだけ高い動作点（飽和点に近い領域）で動作させることであり、非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力の増加が考えられる。また、線形性に劣る電力増幅器を用いて電力効率の向上を図る場合（例えば、小型の無線装置で電力効率の向上を図る場合）には、非線形歪みによる隣接チャネル漏洩電力がますます増加してしまう。従って、電力増幅器の非線形特性によって発生する歪みを補正する技術が必須になってくる。すなわち、電力増幅器の入力電力振幅対出力電力振幅特性、入力電力振幅対位相回転量（又は群遅延量）特性の歪みにより発生する送信信号の歪みを補正する技術が必須になってくる。
この歪補正技術として、アナログ方式ではカルテシアン、フィードフォワード等、多数の歪補正方式が提案されているが、これらのアナログ方式は回路規模が大きくなって小型化、省電力化を図ることができないという問題点があり、帰還ゲインを非常に大きくしなければならないため回路の安定を図るための位相調整が難しいという問題点があった。
【０００３】
最近では、ディジタル信号処理プロセッサ（以下、単にＤＳＰという。）の進歩によりディジタル信号処理技術で歪み補正する方式が可能となり、ディジタル信号処理による様々な非線形歪み補正方式が提案されている。なかでも、送信信号の一部をフィードバックしてこれを復調してＤＳＰに取り込み、この復調信号から電力増幅器の歪み量を検出し、ディジタル適応フィルタ技術であるＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを用いた歪補償処理を行う研究、開発が盛んである。
このようなＬＭＳアルゴリズムを用いた歪補正方式による従来の回路は、図２に示すように構成されていた。
【０００４】
図２に示した従来回路はＤＳＰ１０と送信側ＲＦ（Radio Frequency）部１２を具備し、ＤＳＰ１０は送信系１４と復調系１６を具備している。
送信系１４内には、π／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）マッピング部（以下、単にπ／４-ＱＰＳＫマッピング部という）１８、ルートナイキストフィルタ２０、電力計算部２２、歪補償係数算出部２４、歪補償処理部２６及びクロック生成部２８を設けている。
送信側ＲＦ部１２内には、Ｄ／Ａ変換部３０、３２、アナログ直交変調部３４、電力増幅器（以下、ＰＡという）３６、方向性結合器３８、周波数変換部４０、アナログ直交復調部４２、フィードバック用のＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換部４４、４６、ＬＮＡ（ローノイズアンプ）４８、周波数変換部５０、アナログ直交復調部５２、受信用のＡ／Ｄ変換部５４、５６及びＲＦ信号生成部５８を設けている。
復調系１６内には、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）６０、６２及びベースバンド復調部６４を設けている。
【０００５】
クロック生成部２８は、クロック発振源（図示省略）と、このクロック発振器で発生したクロックの基準発振周波数をそれぞれに対応した整数分の１に分周して周波数ｆｓ１、ｆｓ２ａ、ｆｓ３ａの信号を生成し、サンプリングクロックとしてＤ／Ａ変換部３０、３２、フィードバック用のＡ／Ｄ変換部４４、４６、受信用のＡ／Ｄ変換部５４、５６に出力する分周器（図示省略）とで構成されている。
また、ＲＦ信号生成部５８は、基準発振周波数ｆｒｅｆの基準発振信号（ＲＦ信号）を発生する基準発振源（図示省略）と、この基準発振源で発生した基準発振信号に位相同期した信号を生成し、搬送波信号としてアナログ直交変調部３４、４２、５２に出力し、周波数変換用の信号として周波数変換部４０、５０に出力するＰＬＬ（位相同期ループ）回路とで構成されている。
【０００６】
そして、送信デ−タがＤＳＰ１０に取り込まれると、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１８及びルートナイキストフィルタ２０によってベースバンド変調信号Ｉ１、Ｑ１が生成し、歪補償処理部２６による複素積和演算処理で歪補償されて送信側ＲＦ部１２に出力する。
送信側ＲＦ部１２では、歪補償処理部２６で歪補償されたベースバンド変調信号Ｉ２、Ｑ２が、Ｄ／Ａ変換部３０、３２（サンプリングクロック周波数ｆｓ１）でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部３４で直交変調処理され、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアンテナ６６から出力する。
ＰＡ３６から出力した送信信号の一部は、方向性結合器３８で取り出され、周波数変換部４０によって所定の周波数ＦＩ１に周波数変換（ダウンコンバート）され、アナログ直交復調部４２及びフィードバック用のＡ／Ｄ変換部４４、４６によって復調信号Ｉ３、Ｑ３が復調され、ＤＳＰ１０にフィードバックされる。ＤＳＰ１０では、歪補償係数算出部２４により、電力計算部２２で求めた電力値Ｐに応じて、まずベースバンド変調信号Ｉ１、Ｑ１をリファレンス信号として送信側ＲＦ部１２からフィードバックされた復調信号Ｉ３、Ｑ３に対する誤差成分（すなわち歪成分）が検出され、ついで、この誤差成分を打ち消すための歪補償係数が算出される。この歪補償係数は電力値Ｐに応じて歪補償処理部２６でベースバンド変調信号Ｉ１、Ｑ１に乗算（複素数積和演算）され、送信信号の隣接チャネル漏洩電力が抑圧される。
【０００７】
また、アンテナ６８で受信された受信信号は、ＬＮＡ（ローノイズアンプ）４８で増幅され、周波数変換部５０で所定の周波数ＦＩ２に周波数変換（ダウンコンバート）され、アナログ直交復調部５２でアナログ信号が復調され、この復調信号は受信用のＡ／Ｄ変換部５４、５６でディジタルの復調信号Ｉ、Ｑに変換されＤＳＰ１０に入力する。
ＤＳＰ１０では、入力した復調信号Ｉ、ＱがＢＰＦ６０、６２で対応した周波数帯域に制限されてベースバンド復調部６４に入力して復調処理され、このベースバンド復調部６４から受信データが出力する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２に示した従来回路は、フィードバック系を構成するアナログ直交復調部４２、Ａ／Ｄ変換部４４、４６によって歪補償特性が著しく劣化するという問題点があった。
すなわち、アナログ直交復調部４２は９０°移相器、乗算器等の線形性に乏しい部品で構成されているので、Ｉ／Ｑ直交誤差やＩ／Ｑゲイン誤差が生じ、歪補償特性を劣化させる。例えば、ＲＦ信号生成部５８から出力する再生用の搬送波（基準信号）の位相を９０°移相する９０°移相器には通常±２°程度の誤差があり、Ｉ／Ｑ直交誤差が生じ、復調Ｉ／Ｑ信号に振幅誤差が生じていた。
また、直交復調後のＩ／Ｑ信号をＡ／Ｄ変換部４４、４６の入力レンジに合わせるためにＤＣバイアス回路が必要になるが、ここで生じるバイアス電圧誤差によってＤＣオフセットが発生していた。
【０００９】
また、図２に示した従来回路は、フィードバック系ではアナログ直交復調部４２を用いて２種類の復調信号Ｉ３、Ｑ３を復調し、受信系ではアナログ直交復調部５２を用いて２種類の復調信号Ｉ、Ｑを復調していたので、送信側ＲＦ部１２内にフィードバック用として２つのＡ／Ｄ変換部４４、４６が必要になるとともに、受信用として２つのＡ／Ｄ変換部５４、５６が必要となり、回路規模が大きくなり小型化しくいという問題点があった。
また、ＤＳＰ１０にクロック生成部２８を設け、送信側ＲＦ部１２にＲＦ信号生成部５８を設け、クロック生成部２８で生成したサンプリングクロックをＤ／Ａ変換部３０、３２、Ａ／Ｄ変換部４４、４６、５４、５６に出力し、ＲＦ信号生成部５８で生成した搬送波信号をアナログ直交変調部３４、アナログ直交復調部４２、５２に出力するとともに周波数変換用の信号を周波数変換部４０、５０に出力していたので、送信信号とフィードバック信号の同期がとれず、正確な誤差検出ができないという問題点があった。
【００１０】
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、直交復調処理の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補償特性の向上を図ることができるとともに、小型化及び省電力化を図ることができるディジタル無線装置を提供することを目的とするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、送信デ−タに４相位相変調処理をしてベースバンド変調信号Ｉ、Ｑを作成し、Ｄ／Ａ変換部（サンプリングクロック周波数ｆｓ１）でアナログ信号に変換し、アナログ直交変調部で変調したのち電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、この復調信号から電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための歪補償係数を算出し、ベースバンド変調信号Ｉ、Ｑに乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置において、フィードバックした送信信号を周波数ＦＩ１の第１ＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する第１周波数変換部と、第１ＩＦ信号を周波数ｆｓ２（ｆｓ２はｆｓ１の２倍以上でＦＩ１×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは３以上の奇数を表す。）のサンプリングクロックで標本化してディジタル信号に変換する第１Ａ／Ｄ変換部と、この第１Ａ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力する第１ディジタル直交復調部と、この第１ディジタル直交復調部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、Ｄ／Ａ変換部に出力する周波数ｆｓ１のサンプリングクロックと、第１Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ２のサンプリングクロックと、アナログ直交変調部に出力する搬送波信号と、第１周波数変換部に出力する周波数変換用の信号とを共通の基準発振源から生成する信号生成部を設け、周波数ｆｓ１を送信データの送信シンボルレートの２倍以上に設定してなることを特徴とする。
【００１２】
フィードバックした送信信号は、第１周波数変換部で周波数ＦＩ１の第１ＩＦ信号に変換され、第１Ａ／Ｄ変換部でディジタル信号に変換される。この第１Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数ｆｓ２は、送信信号を作成するＤ／Ａ変換部のサンプリング周波数ｆｓ１の２倍以上で、かつ第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１の４／ｍ（ｍは３以上の奇数を表す。）倍に設定されている。すなわち、ｆｓ２＝ＦＩ１×４／ｍの条件とｆｓ２≧ｆｓ１の条件とを満たすサンプリング周波数ｆｓ２で第１ＩＦ信号を標本化（すなわちアンダーサンプリング）することによって、第１ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数ｆｓ２の１／４の周波数にダウンコンバートされた信号を第１Ａ／Ｄ変換部で生成して出力することができる。
このため、ディジタル直交復調部、ローパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、ＤＳＰのディジタル信号処理で扱うことができる。したがって、直交復調部の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補償特性の向上を図ることができるとともに、使用デバイスの軽減等により小型化・省電力化を図ることができる。
しかも、Ｄ／Ａ変換部に出力する周波数ｆｓ１のサンプリングクロックと、第１Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ２のサンプリングクロックと、アナログ直交変調部に出力する搬送波信号と、第１周波数変換部に出力する周波数変換用の信号とを、信号生成部によって共通の基準発振源から生成するようにしたので、送信信号とフィードバック信号を同期させることができ、電力増幅器の非線形特性で生じた誤差の検出を正確に行うことができる。
【００１３】
信号生成部の構成を簡単にするために、信号生成部を、基準発振周波数ｆｒｅｆの基準発振信号を発生する基準発振源と、この基準発振源で発生した基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ１倍（Ｎ１は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ１の信号を生成し、サンプリングクロックとしてＤ／Ａ変換部に出力する第１分周器と、基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ２倍（Ｎ２は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ２の信号を生成し、サンプリングクロックとして第１Ａ／Ｄ変換部に出力する第２分周器と、基準発振信号に位相同期した信号を生成し搬送波信号としてアナログ直交変調部に出力する第１ＰＬＬ回路と、基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用の信号として第１周波数変換部に出力する第２ＰＬＬ回路とで構成する。
【００１４】
ディジタル無線装置の受信部の小型化及び省電力化を図るために、受信信号を周波数ＦＩ２の第２ＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する第２周波数変換部と、第２ＩＦ号を周波数ｆｓ３（ｆｓ３はｆｓ１の２倍以上でＦＩ２×４／ｎに等しい条件を満たす周波数を表す。ｎは３以上の奇数を表す。）のサンプリングクロックで標本化してディジタル信号に変換する第２Ａ／Ｄ変換部と、この第２Ａ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力する第２ディジタル直交復調部と、この第２ディジタル直交復調部の出力する２種類の復調信号について対応した周波数帯域を選択して出力するチャネル選択フィルタと、このチャネル選択フィルタの出力信号に基づいて受信データを復調するベースバンド復調部とを具備し、信号生成部は、第２周波数変換部に出力する周波数変換用の信号と、第２Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ３のサンプリングクロックとを共通の基準発振源から生成する。
【００１５】
ディジタル無線装置の受信部の小型化及び省電力化を図るとともに、信号生成部の構成を簡単にするために、信号生成部を、基準発振周波数ｆｒｅｆの基準発振信号を発生する基準発振源と、この基準発振源で発生した基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ１倍（Ｎ１は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ１の信号を生成し、サンプリングクロックとしてＤ／Ａ変換部に出力する第１分周器と、基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ２倍（Ｎ２は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ２の信号を生成し、サンプリングクロックとして第１Ａ／Ｄ変換部に出力する第２分周器と、基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ３倍（Ｎ３は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ３の信号を生成し、サンプリングクロックとして第２Ａ／Ｄ変換部に出力する第３分周器と、基準発振信号に位相同期した信号を生成し搬送波信号としてアナログ直交変調部に出力する第１ＰＬＬ回路と、基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用の信号として第１周波数変換部に出力する第２ＰＬＬ回路と、基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用の信号として第２周波数変換部に出力する第３ＰＬＬ回路とで構成する。
【００１６】
業務用のディジタル無線装置に利用できるようにするために、基準発振源で発生する基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆをチャネル間隔のｋ倍（ｋは１以上の整数）に設定し、第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１をチャネル間隔のｑ倍（ｑは１以上の整数）に設定するか、又は基準発振源で発生する基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆをチャネル間隔のｋ倍に設定し、第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１をチャネル間隔のｑ倍に設定し、第２ＩＦ信号の周波数ＦＩ２をチャネル間隔のｒ倍（ｒは１以上の整数）に設定する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態例を図面により説明する。
図１は本発明によるディジタル無線装置の一実施形態例を示すもので、図２と同一部分は同一符号とし説明を省略又は簡略する。
図１において、１０ａはＤＳＰ、１２ａは送信側ＲＦ部である。
前記ＤＳＰ１０ａは送信系１４ａと復調系１６ａを具備している。
前記送信系１４ａには、図２のＤＳＰ１０と同様にπ／４-ＱＰＳＫマッピング部１８、ルートナイキストフィルタ２０、電力計算部２２、歪補償係数算出部２４及び歪補償処理部２６が設けられているとともに、ディジタル直交復調部７０及びＬＰＦ（ローパスフィルタ）７２、７４が設けられている。
前記送信側ＲＦ部１２ａには、図２の送信側ＲＦ部１２と同様にＤ／Ａ変換部３０、３２、アナログ直交変調部３４、ＰＡ３６、方向性結合器３８、ＬＮＡ４８及び第１、第２周波数変換部４０、５０が設けられるとともに、第１、第２Ａ／Ｄ変換部７６、７８及び信号生成部８０が設けられている。
前記復調系１６ａには、ディジタル直交復調部８２、チャネル選択フィルタ８４、８６及びベースバンド復調部８８が設けられている。
【００１８】
前記信号生成部８０は基準発振源９０、第１、第２、第３分周器９１、９２、９３及び第１、第２、第３ＰＬＬ回路９４、９５、９６で構成されている。
前記基準発振源９０は基準発振周波数ｆｒｅｆ（例えばｆｒｅｆ＝１９．２ＭＨｚ）の基準発振信号（ＲＦ信号）を発生する。この基準発振周波数ｆｒｅｆはチャネル間隔（例えば６．２５ｋＨｚ）のｋ倍（ｋは１以上の整数で、例えばｋ＝３０７２）に設定されている。
前記第１、第２、第３分周器９１、９２、９３は、前記基準発振源９０で発生した基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ１、１／Ｎ２、１／Ｎ３倍（Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３は正の整数を表す）に分周して周波数ｆｓ１（例えばＮ１＝４００の場合は４８ｋＨｚ）、ｆｓ２（例えばＮ２＝８０の場合は２４０ｋＨｚ）、ｆｓ３（例えばＮ３＝９６の場合は２００ｋＨｚ）の信号を生成し、サンプリングクロックとして前記Ｄ／Ａ変換部３０、３２、第１Ａ／Ｄ変換部７６、第２Ａ／Ｄ変換部７８に出力する。
ここで、前記Ｄ／Ａ変換部３０、３２へのサンプリングクロック周波数ｆｓ１は、標本化定理を満たすためオーバーサンプリングしなければならないので、送信シンボルレートのｐ倍（ｐは２以上の整数）に設定されている。
前記第１ＰＬＬ回路９４は基準発振周波数ｆｒｅｆの基準発振信号に位相同期した信号を生成し搬送波信号として前記アナログ直交変調部３４に出力し、前記第２、第３ＰＬＬ９５、９６は基準発振周波数ｆｒｅｆの基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用（ビートダウン用）の信号として前記第１、第２周波数変換部４０、５０に出力する。
【００１９】
前記第１周波数変換部４０は、前記方向性結合器３８でフィードバックされた送信信号の周波数を周波数変換（ダウンコンバート）して周波数ＦＩ１（例えば３００ｋＨｚ）の第１ＩＦ信号を出力する。この第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１はチャネル間隔（例えば６．２５ｋＨｚ）のｑ倍（ｑは１以上の整数で、例えばｑ＝４８の場合は３００ｋＨｚ）となるように、前記第２ＰＬＬ９５から前記第１周波数変換部４０へ出力する周波数変換用の信号の周波数（局部発振周波数）が設定されている。
前記第１Ａ／Ｄ変換部７６は、前記第１周波数変換部４０から出力した第１ＩＦ信号をサンプリング周波数ｆｓ２でサンプリングして、フィードバック用のＩＦ信号（以下、単にＦＢＩＦ信号という）を出力する。このサンプリング周波数ｆｓ２は次ぎの（１）式を満たすとともに、前記Ｄ／Ａ変換部３０、３２のサンプリング周波数ｆｓ１の２倍以上の整数倍に設定されている。
ｆｓ２＝ＦＩ１×４／ｍ…（１）
（１）式においてｍは３以上の奇数（３、５、７、…）を表し、第１ＩＦ信号をナイキスト周波数（ＦＩ１の２倍以上の周波数）以下のサンプリング周波数でサンプリング（以下、単にアンダーサンプリングという。）していることを表している。
また、ｆｓ２をｆｓ１の２倍以上に設定したのは、送信側ＲＦ部１２ａから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、フィードバック側の第１Ａ／Ｄ変換部７６のサンプリング周波数ｆｓ２を、送信側のサンプリング周波数ｆｓ１の２倍以上に設定しておく必要があるからである。
【００２０】
前記ディジタル直交復調部７０は、前記第１Ａ／Ｄ変換部７６から出力するＦＢＩＦ信号に、９０°の位相差をもったＩ側とＱ側のディジタルローカル信号（以下、単にＬｏ信号という。）を順次乗算して互いに直交する復調信号Ｉ４、Ｑ４を出力する。
前記ＬＰＦ７２、７４は、前記ディジタル直交復調部７０の直交復調処理で得られた復調信号Ｉ４、Ｑ４からｆｓ２／２及びｆｓ２／４の周波数成分を除去してエンベロープ成分を取り出すとともに、ＤＣオフセットの影響を軽減する。すなわち、「０」振幅成分が２／ｆｓ２の周期で交互に混入している復調信号Ｉ４、Ｑ４からｆｓ２／２の周波数成分を除去することによってエンベロープ成分（情報デ−タ信号成分）のみを取り出し、ＤＣオフセット成分の直交復調処理で発生するｆｓ２／４の周波数成分を除去することによってＤＣオフセットの影響を軽減する。
前記歪補償係数算出部２４は、前記ＰＡ３６で生じた歪み量を検出し、この歪み量を打ち消すための歪補償係数を算出して前記歪補償処理部２６へ出力する。
【００２１】
前記第２周波数変換部５０は、前記アンテナ６８で受信され前記ＬＮＡ４８で増幅された受信信号の周波数を周波数変換（ダウンコンバート）して周波数ＦＩ２の第２ＩＦ信号を出力する。この第２ＩＦ信号の周波数ＦＩ２はチャネル間隔（例えば６．２５ｋＨｚ）のｒ倍（ｒは１以上の整数で、例えばｒ＝７２の場合は４５０ｋＨｚ）となるように、前記前記第３ＰＬＬ９６から前記第２周波数変換部５０へ出力する周波数変換用の信号の周波数（局部発振周波数）が設定されている。
前記第２Ａ／Ｄ変換部７８は、前記第２周波数変換部５０から出力した第２ＩＦ信号をサンプリング周波数ｆｓ３でサンプリングして、受信用のＩＦ信号（以下、単にＲＩＦ信号という）を出力する。このサンプリング周波数ｆｓ３は次ぎの（２）式を満たすように設定されている。
ｆｓ３＝ＦＩ２×４／ｎ…（２）
（２）式においてｎは３以上の奇数（３、５、７、…）を表し、第２ＩＦ信号をナイキスト周波数（ＦＩ２の２倍以上の周波数）以下のサンプリング周波数でサンプリング（以下、単にアンダーサンプリングという。）していることを表している。
【００２２】
前記ディジタル直交復調部８２は、前記ディジタル直交復調部７０と同様に構成され、前記第２Ａ／Ｄ変換部７８から出力するＲＩＦ信号に９０°の位相差をもったＩ側とＱ側のディジタルローカル信号を順次乗算して互いに直交する復調信号Ｉａ、Ｑａを出力する。
前記チャネル選択フィルタ８４、８６は、入力した復調信号Ｉａ、Ｑａのうちの対応した周波数帯域成分を選択して出力する。
前記ベースバンド復調部８８は、前記チャネル選択フィルタ８４、８６から出力した信号に対してベースバンド復調処理を行い受信データを復調する。
【００２３】
つぎに図１の作用を説明する。
説明の便宜上、下記条件（Ａ）の場合であって、基準発振源９０で発生する基準発振信号の周波数ｆｒｅｆが１９．２ＭＨｚ（＝６．２５ｋＨｚ×３０７２（ｋ＝３０７２の場合））、第１、第２、第３分周器９１、９２、９３で設定されるサンプリングクロックの周波数ｆｓ１が４８ｋＨｚ、ｆｓ２が２４０ｋＨｚ、ｆｓ３が２００ｋＨｚ（Ｎ１＝４００、Ｎ２＝８０、Ｎ３＝９６の場合）、第１、第２、第３ＰＬＬ回路９４、９５、９６で設定される第１、第２ＩＦ信号の周波数ＦＩ１が３００ｋＨｚ、ＦＩ２が４５０ｋＨｚ（ｑ＝４８、ｒ＝７２の場合）の場合を例にとって説明する。
条件（Ａ）
（１）送受信シンボルレート：４．８ｋシンボル／ｓｅｃ
（２）送受信ビットレート：９．６ｋビット／ｓｅｃ
（３）変復調方式：π／４シフトＱＰＳＫ
（４）チャネル間隔：６．２５ｋＨｚ
【００２４】
（１）送信デ−タがＤＳＰ１０ａに取り込まれると、π／４-ＱＰＳＫマッピング部１８及びルートナイキストフィルタ２０によってベースバンド変調信号Ｉ１、Ｑ１が生成し、歪補償処理部２６による複素積和演算処理で歪み補正されたベースバンド変調信号Ｉ２、Ｑ２が送信側ＲＦ部１２ａに出力する。
送信側ＲＦ部１２ａでは、歪補償処理部２６で歪補償されたベースバンド変調信号Ｉ２、Ｑ２が、Ｄ／Ａ変換部３０、３２（サンプリングクロック周波数ｆｓ１＝４８ｋＨｚ）でアナログ信号に変換され、アナログ直交変調部３４で直交変調され、ＰＡ３６で所定電力に増幅されて送信信号となり、方向性結合器３８を経由した後にアンテナ６６から基地局等へ出力する。
【００２５】
（２）ＰＡ３６から出力した送信信号の一部は、方向性結合器３８で取り出され、第１周波数変換部４０で周波数ＦＩ１（＝３００ｋＨｚ）の第１ＩＦ信号にダウンコンバージョンされ、第１Ａ／Ｄ変換部７６に入力する。
第１Ａ／Ｄ変換部７６は、第１ＩＦ信号をサンプリング周波数ｆｓ２（＝２４０ｋＨｚ）でアンダーサンプリングしてＦＢＩＦ信号を生成し、ＤＳＰ１０ａ内のディジタル直交復調部７０へ出力する。
【００２６】
（３）第１Ａ／Ｄ変換部７６から出力するＦＢＩＦ信号は、ディジタル直交復調部７０の直交復調処理によって、９０°の位相差をもったＩ側Ｌｏ信号とＱ側Ｌｏ信号が順次乗算され、互いに直交する復調信号Ｉ４、Ｑ４として出力する。Ｉ側Ｌｏ信号は、期間１／ｆｓ２（位相差９０°に相当）毎に「＋１」、「０」、「−１」、「０」の状態の信号となり、４状態で１周期（４／ｆｓ２）を構成する。Ｑ側Ｌｏ信号は、Ｉ側Ｌｏ信号に対して９０°位相が遅れた（又は進んだ）「０」、「＋１」、「０」、「−１」の４状態で１周期を構成する。
このため、ディジタル直交復調部７０では、ＦＢＩＦ信号の１サンプル毎に、Ｉ側Ｌｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号）を順次繰り返して乗算することによって直交復調処理が行われ、ＦＢＩＦ信号と同様の周波数ｆｓ２／４のＬｏ信号（Ｑ側Ｌｏ信号はＩ側Ｌｏ信号に対して９０°位相が遅れた（又は進んだ）信号）との乗算結果としてベースバンド復調信号Ｉ４、Ｑ４が生成される。このベースバンド復調信号Ｉ４、Ｑ４は、Ｉ側Ｌｏ信号、Ｑ側Ｌｏ信号とも期間２／ｆｓ２毎に「０」信号が存在する。
このように、ディジタル直交復調部７０で直交復調処理されたベースバンド復調信号Ｉ４、Ｑ４には、期間２／ｆｓ２毎に「０」信号が存在するので、送信側ＲＦ部１２ａから出力する送信信号（歪成分を含む）を忠実に検出するためには、前記（２）における第１Ａ／Ｄ変換部７６のアンダーサンプリング周波数ｆｓ２は送信側のサンプリング周波数ｆｓ１の２倍以上に設定されていなければならず、ｆｓ１＝４８ｋＨｚ、ｆｓ２＝２４０ｋＨｚはこれを満たしている。
【００２７】
（４）ディジタル直交復調部７０から出力した復調信号Ｉ４、Ｑ４は、ＬＰＦ７２、７４によってｆｓ２／２及びｆｓ２／４の周波数成分が除去され、エンベロープ成分が取り出されるとともに、ＤＣオフセットの影響が軽減される。
すなわち、直交復調処理で得られた復調信号Ｉ４、Ｑ４は期間２／ｆｓ２毎に「０」信号となるので、例えばディジタルＦＩＲフィルタで形成されたＬＰＦ７２、７４によって、ｆｓ２／２の周波数成分を除去（情報デ−タ信号帯域は通過）し、エンベロープ成分が抽出される。ディジタルフィルタ処理は畳み込み演算となるため、交互に「０」信号が存在する波形をフィルタリングすると、信号振幅が１／２となるため、ＬＰＦ７２、７４でフィルタ処理された信号を図示を省略した増幅器などを用いて振幅を２倍して歪補償係数算出部２４へ出力しなければならない。
【００２８】
（５）上記の通り、ＬＰＦ７２、７４でｆｓ２／２の周波数成分を除去することにより、情報デ−タ成分を復調できるが、さらにｆｓ２／４の周波数成分を除去することによりフィードバック側のＤＣオフセット成分（第１Ａ／Ｄ変換部７６の入力信号のバイアス電圧誤差）による特性劣化を防止することができる。
【００２９】
（６）基地局から送信された信号がアンテナ６８で受信されると、この受信信号はＬＮＡ４８で増幅され、第２周波数変換部５０によるダウンコンバージョンで周波数ＦＩ２（＝４５０ｋＨｚ）の第２ＩＦ信号に変換され、第２Ａ／Ｄ変換部７８に入力する。
第２Ａ／Ｄ変換部７８では、第２ＩＦ信号を周波数ｆｓ３（＝２００ｋＨｚ）のサンプリングクロックで標本化してＲＩＦ信号を生成し、ＤＳＰ１０ａ内のディジタル直交復調部８２へ出力する。
【００３０】
（７）第２Ａ／Ｄ変換部７８から出力するＲＩＦ信号がディジタル直交復調部８２に入力すると、ディジタル直交復調部７０と同様の直交復調処理によって互いに直交した復調信号Ｉａ、Ｑａが得られ，チャネル選択フィルタ８４、８６に入力する。
このチャネル選択フィルタ８４、８６では、復調信号Ｉａ、Ｑａのうちの対応した周波数帯域成分が選択され、ベースバンド復調部８８に入力し、このベースバンド復調部８８でのベースバンド復調処理で受信データが復調される。
【００３１】
前記実施形態例では、下記の条件（Ａ）の場合であって、基準発振周波数信号の周波数ｆｒｅｆが１９．２ＭＨｚの場合で、且つ下記の条件（Ｂ）で、Ｎ１＝４００、ｐ＝１０、Ｎ２＝８０、ｍ＝５、Ｎ３＝９６、ｎ＝９、ｑ＝４８、ｑ＝７２とおいた場合（すなわち、ｆｓ１＝４８ｋＨｚ、ｆｓ２＝２４０ｋＨｚ、ｆｓ３＝２００ｋＨｚ、ＦＩ１＝３００ｋＨｚ、ＦＩ２＝４５０ｋＨｚの場合）について説明したが、本発明はこれに限るものでないこと勿論である。
条件（Ａ）
（１）送受信シンボルレート：４．８ｋシンボル／ｓｅｃ
（２）送受信ビットレート：９．６ｋビット／ｓｅｃ
（３）変復調方式：π／４シフトＱＰＳＫ
（４）チャネル間隔：６．２５ｋＨｚ
の場合において、
すなわち、条件（Ａ）において、送受信シンボルレートが４．８ｋシンボル／ｓｅｃ以外の値で、送受信ビットレートが送受信シンボルレートの２倍で、変復調方式が４相位相変復調方式で、チャネル間隔が６．２５ｋＨｚ以外の値の場合において、条件（Ｂ）でＮ１を４００以外で１以上の整数、ｐを１０以外で２以上の整数、Ｎ２を８０以外の整数、ｍを５以外で３以上の奇数、Ｎ３を９６以外で１以上の整数、ｎを９以外の３以上の奇数、ｑを４８以外の１以上の整数、ｑを７２以外の１以上の整数とおいた場合についても本発明を利用することができる。
【００３３】
前記実施形態例では、信号生成部を送信側ＲＦ部内に形成した場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、信号生成部をＤＳＰ内に形成した場合についても利用することができる。
例えば、図１の送信側ＲＦ部１２ａ内に信号生成部８０を形成する代わりに、ＤＳＰ１０ａ内に信号生成部８０ａ（図示省略）を形成し、この信号生成部８０ａがクロック発振源を共通の基準発振源として、Ｄ／Ａ変換部に出力する周波数ｆｓ１のサンプリングクロックと、第１、第２Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ２、ｆｓ３のサンプリングクロックと、アナログ直交変調部に出力する搬送波信号と、第１、第２周波数変換部に出力する周波数変換用の信号とを生成するように構成した場合についても利用することができる。
【００３４】
前記実施形態例では、信号生成部の構成を簡単にするために、信号生成部を基準発振源、第１、第２、第３分周器及び第１、第２、第３ＰＬＬ回路で構成し、第１、第２、第３分周器で基準発振源で発生した基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ１、１／Ｎ２、１／Ｎ３倍（すなわち整数分の１）に分周して周波数ｆｓ１、ｆｓ２、ｆｓ３の信号を生成し、サンプリングクロックとしてＤ／Ａ変換部、第１Ａ／Ｄ変換部、第２Ａ／Ｄ変換部に出力し、第１ＰＬＬ回路で基準発振信号に位相同期した信号を生成し搬送波信号としてアナログ直交変調部に出力し、第２、第３ＰＬＬ回路で基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用信号として第１、第２周波数変換部に出力する場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、信号生成部が、Ｄ／Ａ変換部に出力する周波数ｆｓ１のサンプリングクロックと、第１、第２Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ２、ｆｓ３のサンプリングクロックと、アナログ直交変調部に出力する搬送波信号と、第１、第２周波数変換部に出力する周波数変換用の信号とを共通の基準発振源から生成するものについて本発明を利用することができる。
【００３５】
前記実施形態例では、ディジタル無線装置の送信部及び受信部に本発明を利用した場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、ディジタル無線装置の送信部にだけ本発明を利用したものについても成立する。
このとき、信号生成部を、基準発振源、第１、第２分周器及び第１、第２ＰＬＬ回路で構成した場合には、信号生成部の構成を簡単にすることができる。
【００３６】
【発明の効果】
本発明は、フィードバックした送信信号を周波数ＦＩ１の第１ＩＦ信号に変換する第１周波数変換部と、第１ＩＦ信号を周波数ｆｓ２で標本化してディジタル信号に変換する第１Ａ／Ｄ変換部と、この第１Ａ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力するディジタル直交復調部と、このディジタル直交復調部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、第１Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数ｆｓ２を、送信信号を作成するＤ／Ａ変換部のサンプリング周波数ｆｓ１の２倍以上で、かつ第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１の４／ｍ（ｍは３以上の奇数）倍に設定した。このため、第１ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数ｆｓ２の１／４の周波数にダウンコンバートされた信号を第１Ａ／Ｄ変換部で生成して出力することができ、ディジタル直交復調部、ローパスフィルタの処理速度を低く抑えることができ、ディジタル直交復調処理びローパスフィルタをＤＳＰで実現することができる。したがって、直交復調部の直交誤差やゲイン誤差を皆無として歪補償特性の向上を図ることができるとともに、使用デバイスの軽減等により小型化・省電力化を図ることができる。
しかも、Ｄ／Ａ変換部に出力する周波数ｆｓ１のサンプリングクロック、第１Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ２のサンプリングクロック、アナログ直交変調部に出力する搬送波信号、第１周波数変換部に出力する周波数変換用の信号の全てを、信号生成部によって共通の基準発振源から生成するようにしたので、送信信号とフィードバック信号を同期させることができ、電力増幅器の非線形特性で生じた誤差の検出を正確に行うことができる。
【００３７】
信号生成部を基準発振源、第１、第２分周器及び第１、第２ＰＬＬ回路で構成し、基準発振源で周波数ｆｒｅｆの基準発振信号を発生させ、第１、第２分周器で基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ１、１／Ｎ２倍（すなわち整数分の１）に分周して周波数ｆｓ１、ｆｓ２の信号を生成し、サンプリングクロックとしてＤ／Ａ変換部、第１Ａ／Ｄ変換部に出力し、第１ＰＬＬ回路で基準発振信号に位相同期した信号を生成し搬送波信号としてアナログ直交変調部に出力し、第２ＰＬＬ回路で基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用の信号として第１周波数変換部に出力するようにした場合には、送信部及びフィードバック部に本発明を利用したディジタル無線装置の信号生成部の構成を簡単にすることができる。
【００３８】
受信信号を周波数ＦＩ２の第２ＩＦ信号に変換する第２周波数変換部と、第２ＩＦ号を周波数ｆｓ３のサンプリングクロックで標本化してディジタル信号に変換する第２Ａ／Ｄ変換部と、この第２Ａ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力する第２ディジタル直交復調部と、この第２ディジタル直交復調部の出力する２種類の復調信号について対応した周波数帯域を選択して出力するチャネル選択フィルタと、このチャネル選択フィルタの出力信号に基づいて受信データを復調するベースバンド復調部とを具備し、第２周波数変換部に出力する周波数変換用の信号と、第２Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ３のサンプリングクロックとを、信号生成部によって共通の基準発振源から生成するように構成した場合には、送信部、フィードバック部及び受信部に本発明を利用したディジタル無線装置の信号生成部の構成を簡単にすることができる。
【００３９】
基準発振源で発生する基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆをチャネル間隔のｋ倍（ｋは１以上の整数）に設定し、第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１をチャネル間隔のｑ倍（ｑは１以上の整数）に設定するか、又は基準発振源で発生する基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆをチャネル間隔のｋ倍に設定し、第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１をチャネル間隔のｑ倍に設定し、第２ＩＦ信号の周波数ＦＩ２をチャネル間隔のｒ倍（ｒは１以上の整数）に設定した場合には、本発明を業務用のディジタル無線装置に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル無線装置の一実施形態例を示すブロック図である。
【図２】従来例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０、１０ａ…ＤＳＰ、 １２、１２ａ…送信側ＲＦ部、 １４、１４ａ…送信系、 １６、１６ａ…復調系、 １８…π／４-ＱＰＳＫマッピング部（ディジタル直交変調処理部の一例）、 ２０…ルートナイキストフィルタ（ルートナイキスト処理部の一例）、 ２２…電力計算部、 ２４…歪補償係数算出部、 ２６…歪補償処理部、 ３０、３２…Ｄ／Ａ変換部、 ３４…アナログ直交変調部、 ３６…ＰＡ（電力増幅器）、 ３８…方向性結合器、 ４０…第１周波数変換部、 ４８…ＬＮＡ（ローノイズアンプ）、 ５０…第２周波数変換部、 ６６、６８…アンテナ、 ７０、８２…ディジタル直交復調部、 ７２、７４…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、 ７６…第１Ａ／Ｄ変換部、 ７８…第２Ａ／Ｄ変換部、 ８０…信号生成部、 ８４、８６…チャネル選択フィルタ、 ８８…ベースバンド復調部、 ９０…基準発振源、 ９１…第１分周器、 ９２…第２分周器、 ９３…第３分周器、 ９４…第１ＰＬＬ回路、 ９５…第２ＰＬＬ回路、 ９６…第３ＰＬＬ回路、 ＦＢＩＦ…フィードバック用のＩＦ信号（中間周波数信号）、 ＦＩ１…第１ＩＦ信号の周波数、 ＦＩ２…第２ＩＦ信号の周波数、 ｆｒｅｆ…基準発振周波数、 ｆｓ１…Ｄ／Ａ変換部３０、３２のサンプリングクロック周波数、 ｆｓ２…第１Ａ／Ｄ変換部７６のサンプリングクロック周波数（アンダーサンプリングクロック周波数）、 ｆｓ３…第２Ａ／Ｄ変換部７８のサンプリングクロック周波数（アンダーサンプリングクロック周波数）、 第１ＩＦ、第２ＩＦ…中間周波数信号、 ＲＩＦ…受信用のＩＦ信号（中間周波数信号）。
Claims (6)
- 送信デ−タに４相位相変調処理をしてベースバンド変調信号Ｉ、Ｑを作成し、Ｄ／Ａ変換部（サンプリングクロック周波数ｆｓ１）でアナログ信号に変換し、アナログ直交変調部で変調したのち電力増幅器で増幅して送信信号を作成し、この送信信号の一部をフィードバックして復調し、この復調信号から電力増幅器で生じた歪成分を検出して歪成分を打ち消すための歪補償係数を算出し、ベースバンド変調信号Ｉ、Ｑに乗算して送信信号の隣接チャネル漏洩電力を抑圧するようにしたディジタル無線装置において、前記フィードバックした送信信号を周波数ＦＩ１の第１ＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する第１周波数変換部と、前記第１ＩＦ信号を周波数ｆｓ２（ｆｓ２はｆｓ１の２倍以上でＦＩ１×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは３以上の奇数を表す。）のサンプリングクロックで標本化してディジタル信号に変換する第１Ａ／Ｄ変換部と、この第１Ａ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力する第１ディジタル直交復調部と、この第１ディジタル直交復調部の出力する復調信号からエンベロープ成分を取り出して歪成分検出用の復調信号とするローパスフィルタとを具備し、前記Ｄ／Ａ変換部に出力する周波数ｆｓ１のサンプリングクロックと、前記第１Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ２のサンプリングクロックと、前記アナログ直交変調部に出力する搬送波信号と、前記第１周波数変換部に出力する周波数変換用の信号とを共通の基準発振源から生成する信号生成部を設け、前記周波数ｆｓ１を前記送信データの送信シンボルレートの２倍以上に設定してなることを特徴とするディジタル無線装置。
- 信号生成部は、基準発振周波数ｆｒｅｆの基準発振信号を発生する基準発振源と、この基準発振源で発生した基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ１倍（Ｎ１は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ１の信号を生成し、サンプリングクロックとしてＤ／Ａ変換部に出力する第１分周器と、前記基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ２倍（Ｎ２は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ２の信号を生成し、サンプリングクロックとして第１Ａ／Ｄ変換部に出力する第２分周器と、前記基準発振信号に位相同期した信号を生成し搬送波信号としてアナログ直交変調部に出力する第１ＰＬＬ回路と、前記基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用の信号として第１周波数変換部に出力する第２ＰＬＬ回路とからなる請求項１記載のディジタル無線装置。
- 受信信号を周波数ＦＩ２の第２ＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する第２周波数変換部と、前記第２ＩＦ号を周波数ｆｓ３（ｆｓ３はｆｓ１の２倍以上でＦＩ２×４／ｎに等しい条件を満たす周波数を表す。ｎは３以上の奇数を表す。）のサンプリングクロックで標本化してディジタル信号に変換する第２Ａ／Ｄ変換部と、この第２Ａ／Ｄ変換部の出力信号にディジタル直交復調処理をして互いに直交する復調信号を出力する第２ディジタル直交復調部と、この第２ディジタル直交復調部の出力する２種類の復調信号について対応した周波数帯域を選択して出力するチャネル選択フィルタと、このチャネル選択フィルタの出力信号に基づいて受信データを復調するベースバンド復調部とを具備し、信号生成部は、前記第２周波数変換部に出力する周波数変換用の信号と、前記第２Ａ／Ｄ変換部に出力する周波数ｆｓ３のサンプリングクロックとを共通の基準発振源から生成してなる請求項１記載のディジタル無線装置。
- 信号生成部は、基準発振周波数ｆｒｅｆの基準発振信号を発生する基準発振源と、この基準発振源で発生した基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ１倍（Ｎ１は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ１の信号を生成し、サンプリングクロックとしてＤ／Ａ変換部に出力する第１分周器と、前記基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ２倍（Ｎ２は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ２の信号を生成し、サンプリングクロックとして第１Ａ／Ｄ変換部に出力する第２分周器と、前記基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆを１／Ｎ３倍（Ｎ３は１以上の整数）に分周して周波数ｆｓ３の信号を生成し、サンプリングクロックとして第２Ａ／Ｄ変換部に出力する第３分周器と、前記基準発振信号に位相同期した信号を生成し搬送波信号としてアナログ直交変調部に出力する第１ＰＬＬ回路と、前記基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用の信号として第１周波数変換部に出力する第２ＰＬＬ回路と、前記基準発振信号に位相同期した信号を生成し周波数変換用の信号として第２周波数変換部に出力する第３ＰＬＬ回路とからなる請求項３記載のディジタル無線装置。
- 基準発振源で発生する基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆをチャネル間隔のｋ倍（ｋは１以上の整数）に設定し、第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１をチャネル間隔のｑ倍（ｑは１以上の整数）に設定してなる請求項２記載のディジタル無線装置。
- 基準発振源で発生する基準発振信号の基準発振周波数ｆｒｅｆをチャネル間隔のｋ倍（ｋは１以上の整数）に設定し、第１ＩＦ信号の周波数ＦＩ１をチャネル間隔のｑ倍（ｑは１以上の整数）に設定し、第２ＩＦ信号の周波数ＦＩ２をチャネル間隔のｒ倍（ｒは１以上の整数）に設定してなる請求項４記載のディジタル無線装置。
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