JP4587893B2 - 送受信装置 - Google Patents

Description

この発明は、送信データを処理するデジタル送信信号処理回路と、アナログ送信信号を発生するアナログ送信信号処理回路と、アナログ受信信号を処理するアナログ受信信号処理回路と、受信データを生成するデジタル受信信号処理回路とを備えた送受信装置に関するものである。

近年の移動体通信ではデータ容量の増加等に伴い、送受信装置の高性能化が求められている。加えて、送信系においては低消費電力化、低歪化も要求されているためプリディストーション方式等の歪補正を適用した電力増幅器が適用されている。送信系における高性能化に関する電力増幅器の歪補正量改善と、受信系における受信特性改善を実現するために、デジタル直交復調器を適用した送受信装置が提案されている。

特開２００１−１０３１０４号公報に開示された従来の送受信装置は、電力増幅器の歪特性を改善するためにプリディストーション方式を適用した構成となっている。この送受信装置の送信系では、歪補正係数を送信ベースバンド信号に乗算して隣接チャネル漏洩電力を抑圧する。この送信系は、電力増幅器で増幅したアナログ送信信号の一部をフィードバックし、そのフィードバック信号を中間周波数信号に変換し、この中間周波数信号をＡ／Ｄ変換器でアンダーサンプリング処理を行なうことにより、デジタル信号に変換し、このデジタル信号をデジタル直交復調器でＩチャネル、Ｑチャネルデジタルベースバンド信号に変換し、このデジタルベースバンド信号を低域通過フィルタに通し、この低域通過フィルタの出力に基づいて、所望の歪成分を抽出することで歪補正係数を算出している。また、受信系の小型化、高性能化のために、低雑音増幅器でアナログ受信信号を増幅し、その増幅出力を中間周波数信号に周波数変換し、この中間周波数信号をＡ／Ｄ変換器でアンダーサンプリング処理することによりデジタル信号に変換し、このデジタル信号をデジタル直交復調器でＩチャネル、Ｑチャネルデジタルベースバンド信号に変換し、これらをチャネル選択フィルタに通し、このチャネル選択フィルタの出力に基づいて、所望の受信信号を抽出し、ベースバンド復調部で信号処理をすることで受信データを得る構成となっている。

特開平７−７４７９０号公報に開示された従来の送受信装置では、電力増幅器で増幅したアナログ送信信号の一部をフィードバックし、そのフィードバック信号を直交復調したＩチャネル、Ｑチャネルベースバンド信号を、ベースバンド変調器から出力されるＩチャネル、Ｑチャネルベースバンド信号に加算し、得られた信号を直交変調することで歪補償を行なう歪補正機能付き送信系において、受信系から出力される中間周波数信号と電力増幅器から分岐したフィードバック信号を切替スイッチを用いることで信号を選択し、直交復調器へ入力することで送信系の歪補正フィードバック回路と受信系の直交復調器を併用する構成となっている。

特開２００１−１０３１０４号公報 特開平７−７４７９０号公報

しかし、特開２００１−１０３１０４号公報に開示された従来の送受信装置では、アナログ送信信号を増幅する電力増幅器の歪補正用のフィードバック信号処理部と、受信系はそれぞれ独立した構成となっているので、フィードバック信号処理部と、受信系とで異なるＡ／Ｄ変換器を用いてデジタル信号に変換する必要があり、送受信装置としての回路規模、部品点数が多くなる不都合がある。加えて、デジタル信号処理で直交復調する場合には高性能のＡ／Ｄ変換器が必要であるが、この高価なＡ／Ｄ変換器を２つ使用しなければならない不都合もある。

また、特開平７−７４７９０号公報に開示された従来の送受信装置では、送信信号を増幅する電力増幅器の歪補正用のフィードバック信号と受信信号の中間周波数信号とを、切替スイッチで選択することで直交復調器を併用しているためＴＤＤ（時分割方式）システムにしか適用することができないという不都合があった。

この発明は上記のような不都合を改善できる改良された送受信装置を提案するものである。

この発明による送受信装置は、送信データに基づくデジタルベースバンド送信信号に対して歪補正を行ない補正デジタルベースバンド送信信号を発生する歪補正処理回路を有するデジタル送信信号処理回路、前記補正デジタルベースバンド送信信号から生成したアナログ送信信号を増幅する電力増幅器を有するアナログ送信信号処理回路、アナログ受信信号を処理するアナログ受信信号処理回路、前記アナログ受信信号に基づき受信データを生成するデジタル受信信号処理回路、および前記アナログ送信信号から生成されたフィードバック信号に基づき前記歪補正処理回路における歪補正処理を制御するフィードバック回路を備えた送受信装置であって、さらに前記フィードバック回路と前記アナログ受信信号処理回路に共通に接続された共通処理回路とを有し、前記共通処理回路は、前記フィードバック信号から変換されたフィードバック中間周波数信号と前記アナログ受信信号から変換された受信中間周波数信号を、同一のＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換してデジタル合成信号を発生し、前記歪補正処理回路が、前記デジタル合成信号に基づき前記デジタルベースバンド送信信号に歪補正を行ない、また前記デジタル受信処理回路が、前記デジタル合成信号に基づき前記受信データを生成することを特徴とする。

この発明による送受信装置では、フィードバック回路とアナログ受信信号処理回路に共通に接続された共通処理回路が、フィードバック中間周波数信号と、受信中間周波数信号とを同一のＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換してデジタル合成信号を発生し、歪補正処理回路が、前記デジタル合成信号に基づいて歪補正を行ない、またデジタル受信信号処理回路が、前記デジタル合成信号に基づき受信データを生成する構成としたので、フィードバック中間周波数信号と受信中間周波数信号を、１つのＡ／Ｄ変換器で一括処理することができ、デジタル信号処理による安定した無線性能の確保を実現し、さらにＡ／Ｄ変換器の使用数の削減により送受信装置の小型化、低価格化を実現することができる。

実施の形態１．
図1は、この発明による送受信機装置の実施の形態１を示すブロック回路図である。この実施の形態１の送受信装置は、例えば無線通信システムの基地局の送受信装置として使用される。この実施の形態１の送受信装置は、アナログ送信信号ＴＳの周波数と、アナログ受信信号ＲＳの周波数が異なるＦＤＤシステムに主に使用される。

先ず、実施の形態１の送受信装置の全体的構成について説明する。実施の形態１の送受信装置は、デジタル回路ブロック１０と、アナログ回路ブロック２０と、送受共用回路１１０とを備えている。デジタル回路ブロック１０は、例えばデジタルシグナルプロセッサＤＳＰによって構成される。このデジタル回路ブロック１０は、デジタル送信信号処理回路３０と、デジタルフィードバック回路５０と、デジタル受信信号処理回路４０とを有する。

アナログ回路ブロック２０は、アナログ送信信号処理回路６０と、アナログフィードバック回路７０と、アナログ受信信号処理回路８０と、共通処理回路９０と、信号生成部１００とを有する。送受共用回路１１０は、送受信アンテナ１１１と分波器７を有する。

デジタル送信信号処理回路３０は、送信データＴＤを受けて、それを処理する。アナログ送信信号処理回路６０は、デジタル送信信号処理回路３０に接続され、アナログ送信信号ＴＳを発生する。アナログ送信信号処理回路６０は、方向性結合器６を有し、この方向性結合器６および分波器７を介して、アナログ送信信号ＴＳを送受信アンテナ１１１に供給する。これらのデジタル送信信号処理回路３０とアナログ送信信号処理回路６０は、送信回路２００を構成する。

アナログフィードバック回路７０は、方向性結合器６に接続される。方向性結合器６は、アナログ送信信号ＴＳに基づいてフィードバック信号ＦＳを生成する。このフィードバック信号ＦＳはアナログ送信信号ＴＳの一部として出力される。このフィードバック信号ＦＳはアナログ信号であり、アナログフィードバック回路７０に供給される。アナログフィードバック回路７０はこのフィードバック信号ＦＳを処理する。このアナログフィードバック回路７０は、共通処理回路９０を通じて、デジタルフィードバック回路５０と結合され、フィードバック回路３００を構成する。

アナログ受信信号処理回路８０は、分波器７に接続される。分波器７は、送受信アンテナ１１１により受信された信号のうちの所望の受信信号ＲＳを抽出する。このアナログ受信信号ＲＳは、アナログ受信信号処理回路８０に供給される。アナログ受信信号処理回路８０は、アナログ受信信号ＲＳを処理する。デジタル受信信号処理回路４０は、アナログ受信信号ＲＳに基づいて受信データＲＤを出力する。これらのアナログ受信信号処理回路８０とデジタル受信信号処理回路４０は、共通処理回路９０を通じて互いに結合され、受信回路４００を構成する。

共通処理回路９０は、フィードバック回路３００と、受信回路４００に共通に設けられる。この共通処理回路９０は、その入力が、アナログフィードバック回路７０と、アナログ受信信号処理回路８０に共通に接続され、またその出力が、デジタルフィードバック回路５０と、デジタル受信信号処理回路４０に共通に接続される。

信号生成部１００は、アナログ送信信号処理回路６０と、アナログ受信信号処理回路７０と、アナログフィードバック回路８０とに対して共通に配置され、それらに対して必要な信号を供給する。

次に、実施の形態１の送受信装置の具体的構成について説明する。デジタル回路ブロック１０のデジタル送信信号処理回路３０と、デジタルフィードバック回路５０と、デジタル受信信号処理回路４０は、ともにデジタルシグナルプロセッサＤＳＰで構成される。

デジタル送信信号処理回路３０は、信号処理回路１と、歪補正処理回路２と、電力計算回路３４と、歪補正係数算出回路３３を有する。信号処理回路１は、送信データＴＤを受けて、この送信データＴＤにマッピング処理、フィルタ処理などを行ない、デジタルベースバンド送信信号Ｓ₁を発生し、このデジタルベースバンド送信信号Ｓ₁を歪補正処理回路２へ供給する。このデジタルベースバンド送信信号Ｓ₁は、Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号Ｉ₁と、 Ｑチャネルデジタルベースバンド送信信号Ｑ₁を含む。

歪補正処理回路２には、Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号Ｉ₁、Ｑチャネルデジタルベースバンド送信信号Ｑ₁とともに、歪補正係数算出回路３３からの歪補正係数と、電力計算回路３４からの出力電力レベルとが入力される。歪補正処理回路２は、これらの歪補正係数および出力電力レベルに基づいて、Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号Ｉ₁とＱチャネルデジタルベースバンド送信信号Ｑ₁に対する歪補正を行ない、補正デジタルベースバンド送信信号Ｓ₂を発生する。この補正デジタルベースバンド送信信号Ｓ₂は、アナログ送信信号処理回路６０へ供給される。この補正デジタルベースバンド送信信号Ｓ₂は、補正Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号Ｉ₂と、補正Ｑチャネルデジタルベースバンド送信信号Ｑ₂を含む。

電力計算回路３４には、信号処理回路１からデジタルベースバンド送信信号Ｓ₁が入力される。電力計算回路３４は、入力されたデジタルベースバンド送信信号Ｓ₁に基づき、アナログ送信信号処理回路６０から出力されるアナログ送信信号ＴＳの出力電力レベルを算出し、その算出された出力電力レベルを歪補正処理回路２と、歪補正係数算出回路３３に供給する。

歪補正係数算出回路３３には、信号処理回路１からのデジタルベースバンド送信信号Ｓ₁と、電力計算回路３４からの出力電力レベルと、デジタルフィードバック回路５０から出力されるデジタルフィードバックベースバンド信号Ｓ₄とが入力される。歪補正係数算出回路３３は、これらのデジタルベースバンド送信信号Ｓ₁と、電力計算回路３４からの出力電力レベルと、デジタルフィードバックベースバンド信号Ｓ₄とに基づき、歪補正係数を算出し、この歪補正係数を歪補正処理回路２に供給する。

アナログ回路ブロック２０の信号生成部１００は、基準発振器５１と、局部信号発振器５２ａ、５２ｂと、可変信号発振器５３ａ、５３ｂ、５３ｃを有する。基準発振器５１は、基準発振信号Ｆ_refを発生し、この基準発振信号Ｆ_refを局部信号発振器５２ａ、５２ｂと可変信号発振器５３ａ、５３ｂ、５３ｃに供給する。局部信号発振器５２ａはサンプリングクロックＳＣ₁を、局部信号発振器５２ｂはサンプリングクロックＳＣ₂を、可変信号発振器５３ａは搬送波信号ＬＯ_TX1を、可変信号発振器５３ｂは搬送波信号ＬＯ_RXを、また可変信号発振器５３ｃは搬送波信号ＬＯ_FBをそれぞれ発生するが、これらのサンプリングクロックＳＣ₁、ＳＣ₂および搬送波信号ＬＯ_TX1、ＬＯ_RX、ＬＯ_FBは、基準発振器５１からの基準発振信号Ｆ_refに同期して発生する。

アナログ回路ブロック２０のアナログ送信信号処理回路６０は、Ｄ／Ａ変換回路３と、アナログ直交変調器４と、電力増幅器５と、方向性結合器６を有する。Ｄ／Ａ変換回路３は、２つのＤ／Ａ変換器３ａ、３ｂを有し、これらのＤ／Ａ変換器３ａ、３ｂには、デジタル送信信号処理回路２から補正Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号Ｉ₂と、補正Ｑチャネルデジタルベースバンド送信信号Ｑ₂がそれぞれ供給され、またＤ／Ａ変換器３ａ、３ｂには、信号生成部１００からサンプリングクロックＳＣ₁（周波数：ｆ_s1）が供給される。Ｄ／Ａ変換器３ａ、３ｂは、補正Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号Ｉ₂と補正Ｑチャネルデジタルベースバンド送信信号Ｑ₂を、サンプリングクロックＳＣ₁によりアナログ信号に変換し、アナログ直交変調器４に供給する。

アナログ直交変調器４には、信号生成部１００から局部発振信号ＬＯ_TX1が供給される。アナログ直交変調器４は、Ｄ／Ａ変換器３ａ、３ｂからのアナログベースバンド送信信号を搬送波信号ＬＯ_TX1により変調して、アナログ送信信号ＴＳを出力する。電力増幅器５はこのアナログ送信信号ＴＳを増幅し、方向性結合器６を通じて送受共用回路１１０に供給する。方向性結合器６は、フィードバック信号ＦＳをアナログフィードバック回路７０へ供給する。

アナログフィードバック回路７０は、方向性結合器６に接続される。方向性結合器６は、アナログフィードバック回路７０にフィードバック信号ＦＳを供給する。このアナログフィードバック回路７０は、ミキサ１１と、帯域通過フィルタ１２を有する。ミキサ１１には、フィードバック信号ＦＳとともに、信号生成部１００の可変信号発振器５３ｃからの搬送波信号ＬＯ_FBが供給される。ミキサ１１は、フィードバック信号ＦＳに搬送波信号ＬＯ_FBを混合し、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFを出力する。ミキサ１１は、フィードバック信号ＦＳをフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFに変換する変換回路を構成する。このフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFは、帯域通過フィルタ１２により不要な成分が除去され、共通処理回路９０に供給される。フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFの周波数をＩＦ１とする。

アナログ受信信号処理回路８０は、送受共用回路１１０の分波器７に接続される。分波器７はアナログ受信信号処理回路８０にアナログ受信信号ＲＳを供給する。アナログ受信信号処理回路８０は、低雑音増幅器２１と、ミキサ２２と、帯域通過フィルタ２３を有する。低雑音増幅器２１は、アナログ受信信号ＲＳを受けて、それを増幅し、ミキサ２２に供給する。ミキサ２２には、信号生成部１００の可変信号発振器５３ｂから搬送波信号ＬＯ_RXが供給されており、ミキサ２２は増幅されたアナログ受信信号ＲＳに搬送波信号ＬＯ_RXを混合して、受信中間周波数信号ＲＳ_IFを出力する。ミキサ２２は、アナログ受信信号ＲＳを受信中間周波数信号ＲＳ_IFに変換する変換回路を構成する。この受信中間周波数信号ＲＳ_IFは、帯域通過フィルタ２３により不要な成分が除去され、共通処理回路９０に供給される。この受信中間周波数信号ＲＳ_IFの周波数をＩＦ２とする。

共通処理回路９０は、電力合成器２４と、Ａ／Ｄ変換器２５を有する。電力合成器２４には、帯域通過フィルタ１２からのフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFと、帯域通過フィルタ２３からの受信中間周波数信号ＲＳ_IFとが入力される。電力合成器２４は、これらの中間周波数信号ＲＳ_IF、ＦＳ_IFを合成した合成出力をＡ／Ｄ変換器２５に供給する。Ａ／Ｄ変換器２５には、電力合成器２４からの合成出力とともに、信号生成部１００の可変信号発振器５２ｂからのサンプリングクロックＳＣ₂（周波数：ｆ_s2）が供給される。Ａ／Ｄ変換器２５は、サンプリングクロックＳＣ₂により、電力合成器２４からの合成出力をデジタルに変換し、デジタル合成信号を出力する。

このＡ／Ｄ変換器２５から出力されるデジタル合成信号は、デジタルフィードバック信号ＦＳ_Dと、デジタル受信信号ＲＳ_Dを含む。デジタルフィードバック信号ＦＳ_Dは、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFをデジタル信号に変換した信号であり、その周波数をＦＢ−ＩＦとする。デジタル受信信号ＲＳ_Dは、受信中間周波数信号ＲＳ_IFをデジタル信号に変換した信号であり、その周波数をＲＸ−ＩＦとする。

デジタル回路ブロック１０に含まれるデジタルフィードバック回路５０は、デジタル直交復調器３１と、低域通過フィルタ３２ａ、３２ｂを有する。デジタル直交復調器３１は、Ａ／Ｄ変換器２５から出力されたデジタル合成信号に含まれるデジタルフィードバック信号ＦＳ_Dを、その周波数ＦＢ−ＩＦの４倍の周波数となるクロック信号でデジタル直交復調し、Ｉチャンネルデジタルフィードバックベースバンド信号Ｉ_3FBと、Ｑチャネルデジタルフィードバックベースバンド信号Ｑ_3FBとを出力する。

これらのデジタルフィードバックベースバンド信号Ｉ_3FB、Ｑ_3FBは、それぞれ低域通過フィルタ３２ａ、３２ｂに入力される。デジタルフィードバックベースバンド信号Ｉ_3FB、Ｑ_3FBには、デジタル受信信号ＲＳ_Dが含まれるが、低域通過フィルタ３２ａ、３２ｂは、このデジタル受信信号ＲＳ_DをＩ、Ｑチャネル毎に除去したデジタルフィードバックベースバンド信号Ｓ₄を発生する。このデジタルフィードバックベースバンド信号Ｓ₄は、Ｉチャネルデジタルフィードバック信号Ｉ₄と、Ｑチャネルデジタルフィードバック信号Ｑ₄を含み、これらがデジタル送信信号処理回路３０の歪補正係数算出回路３３に供給される。

デジタル回路ブロック１０に含まれるデジタル受信信号処理回路４０は、デジタル直交復調器４１と、チャネル選択フィルタ４と、デジタルＡＧＣ回路４３と、ベースバンド復調回路４４を有する。デジタル直交復調器４１は、Ａ／Ｄ変換器２５から出力されたデジタル合成信号に含まれるデジタル受信信号ＲＳ_Dを、その周波数ＲＸ−ＩＦの４倍の周波数となるクロック信号でデジタル直交復調し、Ｉチャンネルデジタルベースバンド受信信号Ｉ_3RXと、Ｑチャネルデジタルベースバンド受信信号Ｑ_3RXとを出力する。

これらのデジタルベースバンド受信信号Ｉ_3RX、Ｑ_3RXは、それぞれチャネル選択フィルタ４２に入力される。デジタルベースバンド受信信号Ｉ_3RX、Ｑ_3RXには、送信信号成分が含まれるが、チャネル選択フィルタ４２は、この送信信号成分を除去したデジタルベースバンド受信信号Ｓ₅を発生する。このデジタルベースバンド受信信号Ｓ₅は、Ｉチャネルデジタルベースバンド受信信号Ｉ₅と、Ｑチャネルデジタルベースバンド受信信号Ｑ₅を含み、これらがデジタルＡＧＣ回路３２に供給される。デジタルＡＧＣ回路４３は、デジタルベースバンド受信信号Ｓ₅に対して、ベースバンド復調回路４４における復調に適した信号レベルになるように電力制御を行なう。ベースバンド復調回路４４は、デジタルＡＧＣ回路４３の出力を受けて、受信データＲＤを出力する。

さて、電力増幅器５の温度特性を含む経年変化により発生する隣接チャネル漏洩電力を抑圧するためには、歪補正処理回路２で行う補正処理を常に最適に行う必要がある。このため、電力増幅器５で電力増幅されたアナログ送信信号ＴＳの一部を歪補正係数算出のためのフィードバック信号ＦＳとして用いる。このフィードバック信号ＦＳは、ミキサ１１でフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IF（周波数：ＩＦ１）に変換される。ここで、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFの周波数ＩＦ１は、Ａ／Ｄ変換器２５に入力されるサンプリングクロックＳＣ₂(周波数：ｆ_s2)に対して、次の（式１）の関係を持つ。（式１)で定義される周波数帯域は、ナイキストゾーンと呼ばれる。
（Ｎ−１）・ｆ_s2／２＜ＩＦ１＜Ｎ・ｆ_s2／２ （Ｎ：整数） （式１）
このフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFは、帯域通過フィルタ１２を通り、電力合成器２４へ入力される。

一方、アナログ受信信号ＲＳは、ミキサ２２で受信中間周波数信号ＲＳ_IF（周波数：ＩＦ２）に変換される。この受信中間周波数信号ＲＳ_IFの周波数ＩＦ２は、フィードバック中間周波数信号ＩＦ１とは異なり、かつアナログ送信信号ＴＳに干渉を与えない隣接の周波数で、(式１)の周波数ＩＦ１と同様の条件(周波数ＩＦ１と同一のナイキストゾーンに存在する信号)を満たす周波数とされる。この受信中間周波数信号ＲＳ_IFは、帯域通過フィルタ２３を通り、電力合成器２４へ入力される。

電力合成器２４では、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFと、受信中間周波数信号ＲＳ_IFを電力合成する。Ａ／Ｄ変換器２５に入力されたフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IF（周波数：ＩＦ１）と受信中間周波数信号ＲＳ_IF(周波数：ＩＦ２)は、Ａ／Ｄ変換器２５でアンダーサンプリング処理を行なうことにより、ｆ_s2／２以下の周波数成分のデジタル合成信号に変換され、デジタルフィードバック信号ＦＳ_D(周波数：ＦＢ−ＩＦ)と、デジタル受信信号ＲＳ_D(周波数：ＲＸ−ＩＦ)が混在した状態で出力される。Ａ／Ｄ変換器２５から出力されたデジタル合成信号は、デジタルフィードバック回路５０と、デジタル受信信号処理回路４０に入力される。

図２は、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFと受信中間周波数信号ＲＳ_IFの具体的な周波数関係を示す。ここでは、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFの周波数ＩＦ１をＩＦ１＝１５３．６（ＭＨｚ）、受信中間周波数信号ＲＳ_IFの周波数ＩＦ２をＩＦ２＝１３８．２４（ＭＨｚ）とした場合について説明する。フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFと受信中間周波数信号ＲＳ_IFは、それぞれ帯域通過フィルタ１２、２３を通過し、電力合成器２４で信号合成されたあと、Ａ／Ｄ変換器２５でサンプリングクロックｆ_s2＝１２２．８８（ＭＨｚ）によってアンダーサンプリング処理される。この場合、ナイキストゾーンＺの帯域幅は、ｆ_s2／２＝１２２．８８（ＭＨｚ）／２＝６１．４４（ＭＨｚ）である。このナイキストゾーンＺは、ｆ_s2／２毎に複数存在する。

（式1）において、Ｎ＝３とすると、１２２．８８（ＭＨｚ）＜ＩＦ１（ＩＦ２）＜１８４．３２（ＭＨｚ）であることから、周波数ＩＦ１、ＩＦ２は、同一のナイキストゾーンＺでアンダーサンプリングされる。図２では、左から３番目のナイキストゾーンＺに周波数ＩＦ１、ＩＦ２が示される。

この場合、Ａ／Ｄ変換器２５の出力では、周波数ＩＦ１、ＩＦ２とサンプリングクロックＳＣ２の周波数ｆ_s2との差分の周波数に、デジタルフィードバック信号ＦＳ_Dとデジタル受信信号ＲＳ_Dが変換される。この場合、デジタルフィードバック信号ＦＳ_Dのベースバンド周波数ＦＢ−ＩＦと、デジタル受信信号ＲＳ_Dのベースバンド周波数ＲＸ−ＩＦは、次のようになる。
ＦＢ−ＩＦ＝１５３．６（ＭＨｚ）−１２２．８８（ＭＨｚ）＝３０．７２（ＭＨｚ）
ＲＸ−ＩＦ＝１３８．２４（ＭＨｚ）−１２２．８８（ＭＨｚ）＝１５．３６（ＭＨｚ）
このデジタルフィードバック信号ＦＳ_Dとデジタル受信信号ＲＳ_Dを、デジタルフィードバック回路５０とデジタル受信信号処理回路４０のデジタル直交復調器３１、４１で処理することにより、電力増幅器５の歪補正係数の算出、及び受信データの復元を実現する。

この実施の形態１の送受信装置では、フィードバック回路３００とアナログ受信信号処理回路８０に共通接続された共通処理回路９０が、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFと、受信中間周波数信号ＲＳ_IFを、同一のＡ／Ｄ変換器２５によりデジタル信号に変換してデジタル合成信号を発生するようにしたので、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFと受信中間周波数信号ＲＳ_IFを、Ａ／Ｄ変換器２５で一括処理することができ、デジタル信号処理による安定した無線性能の確保を実現し、さらにＡ／Ｄ変換器２５の使用数の削減により送受信装置の小型化、低価格化を実現することができる。

また、実施の形態1では、フィードバック回路３００とアナログ受信信号処理回路８０にそれぞれミキサ１１、２２から構成される変換回路を用いることにより、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFの周波数ＩＦ１と、受信中間周波数信号ＲＳ_IFの周波数ＩＦ２が、同一のナイキストゾーンＺ(帯域幅ｆ_s2／２)内に存在するように、中間信号周波数信号ＦＳ_IF、ＲＳ_IFに変換するので、１つのＡ／Ｄ変換器２５で，２つの中間周波数信号ＦＳ_IF、ＲＳ_IFをアンダーサンプリング処理することができ、これにより、従来と同等の性能を確保しながら、共通処理回路９０の回路規模を削減することが可能となる。

実施の形態２．
図３は、この発明による送受信装置の実施の形態２を示すブロック回路である。この実施の形態２は、アナログ回路ブロック２０に配置される信号生成部１００の可変信号発振器５３ｂから、同じ搬送波信号ＬＯ_RXを、アナログフィードバック回路７０のミキサ１１と、アナログ受信信号処理回路８０のミキサ２２に供給する。この実施の形態２では、信号生成部１００の可変信号発振器５３ｃは削除される。その他は実施の形態１と同じに構成される。この実施の形態２の送受信装置も、アナログ送信信号ＴＳの周波数と、アナログ受信信号ＲＳの周波数が異なるＦＤＤシステムに主に使用される。

この実施の形態２でも、フィードバック信号ＦＳは、アナログフィードバック回路７０のミキサ１１に入力される。また、アナログ受信信号ＲＳも、アナログ受信信号処理回路８０の低雑音増幅器２１で低雑音増幅され、ミキサ２２に入力される。これらのミキサ１１、ミキサ２２では、可変信号発振器５３ｂから出力された搬送波信号ＬＯ_RXにより、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IF(周波数：ＩＦ１)と、受信中間周波数信号ＲＳ_IF（周波数：ＩＦ２）がそれぞれ出力される。これらのフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFおよび受信中間周波数信号ＲＳ_IFは、それぞれ帯域通過フィルタ１２、２３を通過することにより、所望の信号以外の不要波成分が除去され、電力合成器２４で信号合成され、Ａ／Ｄ変換器２５に入力される。

この実施の形態２において、アナログ送信信号ＴＳの周波数と、アナログ受信信号ＲＳの周波数が異なる場合、これらのアナログ送信信号ＴＳとアナログ受信信号ＲＳの周波数関係は、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFの周波数ＩＦ１と、受信中間周波数信号ＲＳ_IFの周波数ＩＦ２との間にも保たれる。したがって、これらのフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFの周波数ＩＦ１と、受信中間周波数信号ＲＳ_IFの周波数ＩＦ２とを同一のナイキストゾーンＺで処理する場合、Ａ／Ｄ変換器２５に入力されるサンプリングクロックＳＣ₂の周波数ｆ_s2は，次の（式２）の条件を満たさなければならない。
（送信信号ＴＳの帯域幅）＋（受信信号ＲＳの帯域幅）＋（送信信号ＴＳと受信信号ＲＳの周波数間隔）＜ｆ_s2／２・・・（式２）
この（式２）に示す関係から、送信信号ＴＳと受信信号ＲＳの帯域幅、および送信信号ＴＳと受信信号ＲＳの周波数間隔が狭ければ、比較的低い周波数ｆ_s2のサンプリングクロックＳＣ₂で処理することが可能と考えられるが、送信信号ＴＳと受信信号ＲＳの周波数間隔が広い場合、サンプリングクロックＳＣ₂の周波数ｆ_s2を高くする必要があり、加えてこの高い周波数ｆ_s2のサンプリングクロックＳＣ₂で動作するＡ／Ｄ変換器２５は高価であることから現実的な構成ではない。

ここで、Ａ／Ｄ変換器２５に入力されるフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFの周波数ＩＦ１と、受信中間周波数信号ＲＳ_IFの周波数ＩＦ２が、次の（式３）（式４）（式５）の周波数関係を持つように、可変信号発振器５３ｂから出力される搬送波信号ＬＯ_RXの周波数を設定すると、比較的低い周波数ｆ_s2のサンプリングクロックＳＣ₂で処理することが可能になる。
|ＩＦ１−ｎ・ｆ_s2|＜ｆ_s2／２・・・(式３)
|ＩＦ２−ｍ・ｆ_s2|＜ｆ_s2／２・・・(式４)
|ＩＦ１−ｎ・ｆ_s2|≠|ＩＦ２−ｍ・ｆ_s2|・・・(式５) (ｎ≠ｍ：整数)

このような関係から、例えば受信中間周波数信号ＲＳ_IFを周波数ｆ_s2でアンダーサンプリングし、またフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFをその３倍の高調波成分である周波数３ｆ_s2でアンダーサンプリングしたとすれば、（式３）、(式４)、(式５)は、それぞれ次の（式６）（式７）（式８）ように表わされる。
|ＩＦ１−ｆ_s2｜＜ｆ_s2／２・・・（式６）
|ＩＦ２−３ｆ_s2|＜ｆ_s2／２・・・（式７）
|ＩＦ１−ｆ_s2|≠|ＩＦ２−３ｆ_s2|・・・（式８）

これは、異なるナイキストゾーンＺを用いてアンダーサンプリング処理をしていることを意味しており、Ａ／Ｄ変換器２５からは、ｆ_s2／２以下の周波数に変換されたデジタルフィードバック信号ＦＳ_Dとデジタル受信信号ＲＳ_Dが出力され、デジタル直交復調器３１、４１に入力される。この構成によれば、Ａ／Ｄ変換器２５の異なるナイキストゾーンＺで２つの中間中間周波数信号ＦＳ_IF、ＲＳ_IFをそれぞれ処理することができるので、中間周波数に変換するための可変信号発振器の共通化を図りながら、従来と同等の性能を確保することができる。

この実施の形態２の具体例を以下に示す。アナログ送信信号ＴＳの周波数を２１４０（ＭＨｚ）、アナログ受信信号ＲＳの周波数を１９５０（ＭＨｚ）、可変信号発振器５３ｂの搬送波信号ＬＯ_RXの周波数を１８１５（ＭＨｚ）、サンプリングクロックＳＣ₂の周波数ｆ_s2を１２２．８８（ＭＨｚ）とする。

ミキサ１１は、アナログ送信信号ＴＳの周波数と搬送波信号ＬＯ_RXの周波数との差の周波数ＩＦ１のフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFを出力し、ミキサ１２は、受信信号ＲＳの周波数と搬送波信号ＬＯ_RXの周波数との差の周波数ＩＦ２の受信中間周波数信号ＲＳ_IFを出力する。この場合、周波数ＩＦ１、ＩＦ２は、次の通りとなる。
ＩＦ１＝２１４０（ＭＨｚ）−１８１５（ＭＨｚ）＝３２５（ＭＨｚ）
ＩＦ２＝１９５０（ＭＨｚ）−１８１５（ＭＨｚ）＝１３５（ＭＨｚ）
これらの中間周波数信号ＦＳ_IF、ＲＳ_IFとサンプリングクロックＳＣ₂、およびＡ／Ｄ変換器２５の出力におけるベースバンド信号の周波数関係を図4に示す。

図４に示した通り、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFの周波数ＩＦ１は、左から７番目のナイキストゾーンＺに、また受信中間周波数信号ＲＳ_IFの周波数ＩＦ２は、左から３番目のナイキストゾーンＺにそれぞれ存在しており、これらは互いに異なるナイキストゾーンＺに存在する。この具体例では、(式1)式において、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFの周波数ＩＦ１はＮ＝６、受信中間周波数信号ＲＳ_IFの周波数ＩＦ２は、Ｎ＝３の条件にあてはまる。すなわち、
３０７．２（ＭＨｚ）＜ＩＦ１（３２５ＭＨｚ）＜３６８．６８（ＭＨｚ）（Ｎ＝６）
１２２．８８（ＭＨｚ）＜ＩＦ２（１３５ＭＨｚ）＜１８４．３２（ＭＨｚ）（Ｎ＝３）

Ａ／Ｄ変換器２５において、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFの周波数ＩＦ１を、サンプリングクロックＳＣ₂の周波数ｆ_s2の３倍の周波数となる高調波(３ｆ_s2)とし、また受信中間周波数信号ＲＳ_IFの周波数ＩＦ２をサンプリングクロックＳＣ₂の周波数ｆ_s2としてアンダーサンプリング処理すると、この具体例において、デジタルフィードバック信号ＦＳ_Dおよびデジタル受信信号ＲＳ_Dのベースバンド信号周波数ＦＢ−ＩＦ、ＲＸ−ＩＦは、(式３)、(式４)から、次の通りになる。
ＦＢ−ＩＦ＝|３２５（ＭＨｚ）−３６８．６８（ＭＨｚ）|
＝４３．６８（ＭＨｚ）＜６１．４４（ＭＨｚ）（ｆ_s2／２）
ＲＸ−ＩＦ＝|１３５（ＭＨｚ）−１２２．８８（ＭＨｚ）|
＝１２．１２（ＭＨｚ）＜６１．４４（ＭＨｚ）（ｆ_s2／２）

これは、(式５)の条件についても満足している。したがってこの具体例においても、1つのＡ／Ｄ変換器２５を用いて、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFと受信中間周波数信号ＲＳ_IFの信号処理が可能となり、デジタルフィードバック回路５０およびデジタル受信信号回路４０におけるデータの復元が可能となる。

実施の形態３．
図５は、この発明による送受信装置の実施の形態３を示すブロック回路図である。この実施の形態３では、変形された共通処理回路９０Ａが使用される。この実施の形態３の共通処理回路９０Ａは、サーキュレータ１３と、ミキサ２６と、帯域通過フィルタ２７と、Ａ／Ｄ変換器２５と、デジタル直交復調器２８を有する。この共通処理回路９０Ａを実施の形態１、２の共通処理回路９０と比較すると、共通処理回路９０Ａでは、共通処理回路９０における電力合成器２４が削除され、新たにサーキュレータ１３と、ミキサ２６と、帯域通過フィルタ２７と、デジタル直交復調器２８が追加されている。ミキサ２６には、信号生成部１００の可変信号発振器５３ｂから搬送波信号ＬＯ_RXが供給される。デジタル直交復調器２８は、デジタル回路ブロック１０内に配置され、デジタルシグナルプロセッサＤＳＰで構成される。

共通処理回路９０Ａに使用に伴ない、実施の形態３では、変形されたアナログフィードバック回路７０Ａ、アナログ受信信号処理回路８０Ａ、デジタルフィードバック回路５０Ａ、およびデジタル受信信号処理回路４０Ａが使用される。実施の形態３で使用されるアナログフィードバック回路７０Ａは、方向性結合器６からサーキュレータ１３への接続線６ａのみで構成され、実施の形態２のアナログフィードバック回路７０におけるミキサ１１、帯域通過フィルタ１２は削除される。実施の形態３のアナログ受信信号処理回路８０Ａは、低雑音増幅器２１のみを有し、実施の形態２のアナログ受信信号処理回路８０におけるミキサ２２、帯域通過フィルタ２３は削除されている。

加えて、実施の形態３で使用されるデジタルフィードバック回路５０Ａは、低域通過フィルタ３２ａ、３２ｂのみを有し、実施の形態２のデジタルフィードバック回路５０のデジタル直交復調器３１は削除される。実施の形態３で使用されるデジタル受信信号処理回路４０Ａは、チャネル選択フィルタ４２と、デジタルＡＧＣ回路４３と、ベースバンド復調回路４４を有し、実施の形態２のデジタル受信信号処理回路４０のデジタル直交復調器４１は削除される。加えて、実施の形態３では、送受信タイミング信号ＳＴが、歪補正係数算出回路３３とベースバンド復調回路４４に供給される。その他は実施の形態２と同じに構成される。

実施の形態１、及び実施の形態２は、主にアナログ送信信号ＴＳの周波数とアナログ受信信号ＲＳの周波数が互いに異なるＦＤＤ(周波数分割方式)システムに対する構成を示した。これに対し、この実施の形態３は、ＴＤＤ(時分割方式)システムにおける構成を示したものである。

図５に示す実施の形態３において、方向性結合器６で抽出されたフィードバック信号ＦＳは、アナログフィードバック回路７０Ａを構成する接続線６ａにより、サーキュレータ１３に入力される。このフィードバック信号ＦＳは、ミキサ２６において、可変信号発振器５３ｂから出力される搬送波信号ＬＯ_RXにより、フィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFに変換される。また、分波器７から抽出されたアナログ受信信号ＲＳは、アナログ受信信号処理回路８０Ａの低雑音増幅器２１で低雑音増幅され、サーキュレータ１３を通過してミキサ２６に入力される。このアナログ受信信号ＲＳは、ミキサ２６において、フィードバック信号ＦＳと同様に搬送波信号ＬＯ_RXにより、受信中間周波数信号ＲＳ_IFに変換される。

ＴＤＤシステムの場合、アナログ送信信号ＴＳとアナログ受信信号ＲＳの周波数は同一であり、ミキサ２６から出力されるフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFの周波数ＩＦ１と、受信中間周波数信号ＲＳ_IFの周波数ＩＦ２は同じであり、これらのフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFと受信中間周波数信号ＲＳ_IFは、時分割され、互いに異なるタイミングで、ミキサ２６から出力される。

これらの時分割されたフィードバック中間周波数信号ＦＳ_IFと受信中間周波数信号ＲＳ_IFは、それぞれ帯域通過フィルタ２７を通過し不要な信号成分が除去されたあと、Ａ／Ｄ変換器２５で、ｆ_s2／２以下の周波数となるようにアンダーサンプリング処理され、デジタルフィードバック信号ＦＳ_Dおよびデジタル受信信号ＲＳ_Dとして、時分割されて出力される。これらの時分割されたデジタルフィードバック信号ＦＳ_Dと、デジタル受信信号ＲＳ_Dは、デジタル直交復調回路２８において、それらの周波数ＩＦ１、ＩＦ２の４倍の周波数の信号でデジタル直交復調され、デジタルベースバンド信号Ｉ₃、Ｑ₃として、デジタルフィードバック回路５０の低域通過フィルタ３２ａ、３２ｂと、デジタル受信信号処理回路４０のチャネル選択フィルタ４２に出力される。

低域通過フィルタ３２ａ、３２ｂを通過したデジタルベースバンド信号Ｉ₄、Ｑ₄は歪補正係数算出回路３３に入力される。また、チャネル選択フィルタ４２を通過したデジタルベースバンド受信信号Ｉ₅、Ｑ₅はデジタルＡＧＣ回路４３でレベル調整され、受信ベースバンド復調回路４４に入力される。歪補正係数算出回路３３、および受信ベースバンド復調回路４４には、アナログ送信信号ＴＳとアナログ受信信号ＲＳに同期したタイミング信号ＳＴが入力され、このタイミング簡素化し、送受信装置の高性能化と小型化を実現できる。

実施の形態４．
図６は、この発明による送受信装置の実施の形態４を示すブロック回路図である。この実施の形態４では、実施の形態１におけるデジタル送信信号処理回路３０を変形したデジタル送信信号処理回路３０Ａが使用され、また実施の形態１におけるアナログ送信信号処理回路６０を変形したアナログ送信信号処理回路６０Ａが使用される。

実施の形態４で使用されるデジタル送信信号処理回路３０Ａは、歪補正処理回路２の出力側にデジタル直交変調器８を追加したものである。アナログ送信信号処理回路６０Ａは、Ｄ／Ａ変換回路３を構成する１つのＤ／Ａ変換器３ｃと、ミキサ９と、電力増幅器５と、方向性結合器６を有する。実施の形態１のアナログ送信信号処理回路６０と比較すると、１つのＤ／Ａ変換器３ｃがＤ／Ａ変換回路３を構成するように変形され、またアナログ直交変調器４に代わってミキサ９が使用される。

アナログ送信信号処理回路６０Ａの使用に伴ない、実施の形態４では、信号生成部１００の可変信号発振器５３ａが、搬送波信号ＬＯ_TX1を、アナログフィードバック回路７０のミキサ１１と、アナログ送信信号処理回路６０Ａのミキサ９に供給する。実施の形態１において、信号生成部１００に使用された可変信号発振器５３ｃは削除されている。その他は実施の形態１と同じに構成される。

図６に示す実施の形態４において、デジタル送信信号処理回路３０Ａの歪補正処理回路２から出力された補正デジタルベースバンド送信信号Ｉ２、Ｑ２は、デジタル直交変調回路８において、送信データＴＤのシンボルレートの4倍の周波数でデジタル直交変調される。このデジタル直交変調回路８から出力されたデジタル中間周波数信号は、Ｄ／Ａ変換器３ｃで局部発振器５２ａから出力されるサンプリングクロックＳＣ₁(周波数：ｆ_s1)により補間処理され、アナログ中間周波数信号(周波数：ＴＸ−ＩＦ)に変換される。このＤ／Ａ変換器３ｃから出力されたアナログ中間周波数信号（周波数：ＴＸ−ＩＦ）と、可変信号発振器５３ａから出力される搬送波信号ＬＯ_TX1をミキサ9に入力することにより、アナログ送信信号ＴＳを生成する。ミキサ９から出力されたアナログ送信信号ＴＳは電力増幅器５に入力され、所望の信号レベルに電力増幅される。

デジタルプリディストータ方式に代表される歪補正処理回路２では、電力増幅器５で発生した振幅誤差、位相誤差を原因として発生した歪信号を抑圧するために、アナログ送信信号ＴＳの一部をフィードバックして振幅誤差、位相誤差を算出し、その補正係数により、ベースバンド送信信号Ｓ₁に対する補正を処理している。したがって、電力増幅器５の振幅誤差、位相誤差を正確に抽出できれば歪補正量の改善を行なうことができる。

実施の形態１から３においては、デジタルフィードバック回路５０にデジタル直交復調器３１、４１を用い、または共通処理回路９０Ａにデジタル直交復調器２８を用いることで、直交度誤差を抑えた歪補償回路を実現しているが、アナログ直交変調器４で発生する直交度誤差が支配的になってくると電力増幅器５の振幅誤差、位相誤差量が判別できず、歪補正量はある一定の値で収束してしまう。これに対し、実施の形態４によれば、アナログ直交変調器４に代わってデジタル直交変調器８を使用することで、直交度誤差がほとんどない状態を構成できるため、さらに歪補正量を確保した送受信装置を構成することができる。

実施の形態５
図７は、この発明による送受信装置の実施の形態５を示すブロック回路図である。この実施の形態５は、信号生成部１００に可変信号発振器５４を設け、この可変信号発振器５４から、共通処理回路９０のＡ／Ｄ変換器２５に対し、サンプリングクロックＳＣ₂を供給するものである。可変信号発振器５４からＡ／Ｄ変換器２５に供給されるサンプリングクロックＳＣ₂の周波数ｆ_s2は、可変信号発振器５４を調整することにより、調整することができる。可変信号発振器５４は、基準発振器５１により駆動される。

図７に示す実施の形態５は、その他は実施の形態４と同じに構成される。この実施の形態５では、実施の形態４と同じに、デジタル直交変調器８を有するデジタル送信信号処理回路３０Ａが使用され、また１つのＤ／Ａ変換器３ｃと、ミキサ９を有するアナログ送信信号処理回路６０Ａが使用される。アナログ送信信号処理回路６０Ａのミキサ９と、アナログフィードバック回路７０のミキサ１１には、信号生成部１００の可変信号発振器５３ａから同じ搬送波信号ＬＯ_TX1が供給される。しかし、実施の形態１、２、３と同じデジタル送信信号処理回路３０と、アナログ送信信号処理回路６０を使用する送受信装置においても、実施の形態５と同様に、可変信号発振器５４からサンプリングクロックＳＣ₂を供給することもできる。

実施の形態１から３では、Ａ／Ｄ変換器２５に入力されるサンプリングクロックＳＣ₂の周波数ｆ_s2は固定であるため、信号処理可能な条件は前述の条件(式１)から(式５)の範囲に限られてしまう。従って、アナログ送信信号ＴＳおよびアナログ受信信号ＲＳのシンボルレートや信号帯域幅等が変化した場合に最適な信号処理ができない場合があり、場合によっては信号の復元ができなくなる。実施の形態５では、アナログ送信信号ＴＳおよびアナログ受信信号ＲＳのシンボルレート、信号帯域幅の変化によって、Ａ／Ｄ変換器２５に入力するサンプリングクロックＳＣ₂の周波数を調整して変化できる構成としたので、複数の条件の送信データＴＤ、受信データＲＤを取り扱うことが可能な送受信装置を提供することができる。

実施の形態６．
図８は、この発明による送受信装置の実施の形態６を示すブロック回路図である。この実施の形態６では、信号生成部１００に局部信号発振器５２ｃを追加し、発振周波数が互いに異なる２つの局部信号発振器５２ｂ、５２ｃの何れかを選択する切換スイッチ５５を通して、共通処理回路９０のＡ／Ｄ変換器２５にサンプリングクロックＳＣ₂を供給する。局部発振器５２ｂ、５２ｃは基準発振器５１により駆動されるが、それらから供給されるサンプリングクロックＳＣ２の周波数ｆ_s2は、互いに異なる周波数に設定される。

図８に示す実施の形態６は、その他は実施の形態４と同じに構成される。この実施の形態６では、実施の形態４と同じに、デジタル直交変調器８を有するデジタル送信信号処理回路３０Ａが使用され、また１つのＤ／Ａ変換器３ｃと、ミキサ９を有するアナログ送信信号処理回路６０Ａが使用される。アナログ送信信号処理回路６０Ａのミキサ９と、アナログフィードバック回路７０のミキサ１１には、信号生成部１００の可変信号発振器５３ａから同じ搬送波信号ＬＯ_TX1が供給される。しかし、実施の形態１、２、３と同じデジタル送信信号処理回路３０と、アナログ送信信号処理回路６０を使用する送受信装置においても、実施の形態６と同様に、局部信号発振器５２ｂ、５２ｃの何れかを切換スイッチ５５により選択し、サンプリングクロックＳＣ₂を供給することもできる。

一般的に、可変信号発振器の周波数可変範囲と広げていくと周波数安定度等に影響がでてくる。サンプリングクロックＳＣ₂の信号精度劣化は、Ａ／Ｄ変換器２５でエリアシングと呼ばれる混変調歪の原因になり、所望のデータが正確に変換できなくなる。この実施の形態６では、Ａ／Ｄ変換器２５に入力されるサンプリングクロックＳＣ₂を複数の局部信号発振器５２ｂ、５２ｃから選択できるので、アナログ送信信号ＴＳおよびアナログ受信信号ＲＳのシンボルレートや信号帯域幅が変化した場合でも柔軟に対応でき、なおかつ安定した性能を確保した送受信装置を提供することができる。

この発明による送受信装置は、例えば無線通信システムの基地局装置等に用いられる送受信装置として利用できる。

この発明による送受信装置の実施の形態１を示すブロック回路図である。 実施の形態１の具体例におけるフィードバック中間周波数信号と受信中間周波数信号の周波数関係を示した図である。 この発明による送受信装置の実施の形態２を示すブロック回路図である。 実施の形態２の具体例におけるフィードバック中間周波数信号と受信中間周波数信号の周波数関係を示した図である。 この発明による送受信装置の実施の形態１を示すブロック回路図である。 この発明による送受信装置の実施の形態１を示すブロック回路図である。 この発明による送受信装置の実施の形態１を示すブロック回路図である。 この発明による送受信装置の実施の形態１を示すブロック回路図である。

符号の説明

３０、３０Ａ：デジタル送信信号処理回路、１：信号処理回路、２：歪補償処理回路、
８：デジタル直交変調器、
６０、６０Ａ：アナログ送信信号処理回路、３：Ｄ／Ａ変換回路、
４：アナログ直交変調器、５：電力増幅器、
３００：フィードバック回路、１１：変換回路、
８０、８０Ａ：アナログ受信信号処理回路、２２：変換回路、
４０、４０Ａ：デジタル受信信号処理回路、
９０、９０Ａ：共通処理回路、２４：合成器、２５：Ａ／Ｄ変換器、２６：変換回路、

Claims (7)

1. 送信データに基づくデジタルベースバンド送信信号に対して歪補正を行ない補正デジタルベースバンド送信信号を発生する歪補正処理回路を有するデジタル送信信号処理回路、
   前記補正デジタルベースバンド送信信号から生成したアナログ送信信号を増幅する電力増幅器を有するアナログ送信信号処理回路、
   アナログ受信信号を処理するアナログ受信信号処理回路、
   前記アナログ受信信号に基づき受信データを生成するデジタル受信信号処理回路、および
   前記アナログ送信信号から生成されたフィードバック信号に基づき前記歪補正処理回路における歪補正処理を制御するフィードバック回路を備えた送受信装置であって、
   さらに前記フィードバック回路と前記アナログ受信信号処理回路に共通に接続された共通処理回路とを有し、
   前記共通処理回路は、前記フィードバック信号から変換されたフィードバック中間周波数信号と前記アナログ受信信号から変換された受信中間周波数信号を、同一のＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換してデジタル合成信号を発生し、
   前記歪補正処理回路が、前記デジタル合成信号に基づき前記デジタルベースバンド送信信号に歪補正を行ない、また前記デジタル受信処理回路が、前記デジタル合成信号に基づき前記受信データを生成することを特徴とする送受信装置。
2. 請求項１記載の送受信装置であって、前記フィードバック回路は、前記フィードバック信号を前記フィードバック中間周波数信号に変換する変換回路を含み、前記アナログ受信信号処理回路は、前記アナログ受信信号を前記受信中間周波数信号に変換する変換回路を含み、前記共通処理回路は、前記フィードバック中間周波数信号と前記受信中間周波数信号とを合成する合成器を有し、この合成器から、前記フィードバック中間周波数信号と前記受信中間周波数信号を、前記Ａ／Ｄ変換器へ供給することを特徴とする送受信装置。
3. 請求項１記載の送受信装置であって、前記共通処理回路は、前記フィードバック信号と前記アナログ受信信号を、同一の変換回路により、前記フィードバック中間周波数信号と前記受信中間周波数信号に変換し、これらのフィードバック中間周波数信号と受信中間周波数信号を、前記Ａ／Ｄ変換器へ供給することを特徴とする送受信装置。
4. 請求項１記載の送受信装置であって、前記デジタル送信信号処理回路は、前記送信データを変調処理し、前記デジタルベースバンド送信信号として、Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号とＱチャネルデジタルベースバンド送信信号を発生する信号処理回路を有し、前記歪補正処理回路は、前記Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号とＱチャネルデジタルベースバンド送信信号に歪補正を行ない、前記補正デジタルベースバンド送信信号として、補正Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号と補正Ｑチャネルデジタルベースバンド送信信号を発生し、また前記アナログ送信信号処理回路は、前記補正Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号と前記補正Ｑチャネルデジタルベースバンド送信信号をIチャネルアナログベースバンド送信信号とＱチャネルアナログベースバンド送信信号に変換するＤ／Ａ変換回路と、前記Ｉチャネルアナログベースバンド送信信号とＱチャネルアナログベースバンド送信信号を変調して前記アナログ送信信号を発生するアナログ直交変調器を有し、前記電力増幅器は前記アナログ直交変調器からのアナログ送信信号を増幅することを特徴とする送受信装置。
5. 請求項１記載の送受信装置であって、前記デジタル送信信号処理回路は、前記送信データを変調処理し、前記デジタルベースバンド送信信号として、Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号とＱチャネルデジタルベースバンド送信信号を発生する信号処理回路を有し、前記歪補正処理回路は、前記Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号とＱチャネルデジタルベースバンド送信信号に歪補正を行ない、前記補正デジタルベースバンド信号として、補正Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号と補正Ｑチャネルデジタルベースバンド送信信号を発生し、またこの歪補正処理回路には、前記補正Ｉチャネルデジタルベースバンド送信信号と補正Ｑチャネルデジタルベースバンド送信信号を変調するデジタル直交変調器が接続され、このデジタル直交変調器からのデジタルベースバンド送信信号が前記アナログ送信信号処理回路に供給されることを特徴とする送受信装置。
6. 請求項１記載の送受信装置であって、発振周波数の異なる複数の局部発振器を有し、これらの複数の局部発振器の中から選択された局部発振器を用いて、前記共通処理回路のＡ／Ｄ変換器へサンプリングクロックが供給されることを特徴とする送受信装置。
7. 請求項１記載の送受信装置であって、発振信号の周波数を可変とした可変信号発振器を有し、この可変信号発振器から、前記共通処理回路のＡ／Ｄ変換器へサンプリングクロックが供給されることを特徴とする送受信装置。

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