JP5121691B2 - 歪補償器、送信機、歪補償方法 - Google Patents

Description

この発明は、たとえば無線通信システムなどに用いられる歪補償器、送信機、歪補償方法に係り、特に電力増幅器の歪補償技術を用いた歪補償器、送信機、歪補償方法に関する。

デジタル歪補償技術は、従来、電力増幅器の歪補償技術の１つとして用いられてきた。デジタル歪補償技術を適用した送信機では、電力増幅器の出力信号が、アナログ・デジタル変換器（以下「ＡＤＣ」と称する。）を介してデジタル信号処理部へフィードバックされ、電力増幅器の入力信号と比較される。この比較結果に基づいて、電力増幅器の歪特性の逆の歪特性が計算され、この逆の歪特性が電力増幅器の入力信号に乗算される。そして、乗算により得られた信号を電力増幅器に入力することで、電力増幅器の出力信号に含まれる歪成分が打ち消される（非特許文献１参照）。

従来のデジタル歪補償技術では、ＡＤＣのサンプリング速度が常に一定であるため、電力増幅器の出力信号の歪成分の有無にかかわらず一定の精度でＡ／Ｄ変換が行われていた。そのため、歪補償処理において常に一定の演算量が要求され、結果として常に一定の消費電力・装置規模・発熱対策などが要求されていた。
Junxiong Deng, Prasad S. Gudem, Lawrence E. Larson, Donald F. Kimball, and Peter M. Asbeck," A SiGe PA With Dual Dynamic Bias Control and Memoryless Digital Predistortion for WCDMA Handset Applications", IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 41, NO. 5, pp. 1210-1221, MAY 2006.

このように、従来のデジタル歪補償技術では、残留歪レベルと無関係に常に一定の精度でＡ／Ｄ変換を行っていたため、常に一定の消費電力を必要とし、装置規模や発熱対策なども一定の水準が要求されていた。本発明はこのような課題を解決するためになされたもので、消費電力や発熱などを効果的に抑制するとともに装置規模を抑えることのできる歪補償器、送信機および歪補償方法を提供することを目的としている。

本発明の態様に係る歪補償器は、増幅器の入力信号および出力信号に基づき出力信号に含まれる歪成分のレベルを低減する歪補償器であって、第１のデジタル信号および増幅器の歪特性値に基づき増幅器を補償する補償値を算出し、第１のデジタル信号と補償値とを乗算する前置補償部と、前置補償部の乗算結果をアナログ信号に変換して増幅器に与えるＤ／Ａ変換部と、増幅器の出力信号を第２のデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、第１のデジタル信号および第２のデジタル信号に基づき増幅器の歪特性値を算出して前置補償部に与える比較部と、第１のデジタル信号および第２のデジタル信号の比または差分を算出し、前記比または差分が所定の閾値以下となった場合に、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング速度を、第１のサンプリング速度から該第１のサンプリング速度よりも低い第２のサンプリング速度に制御するレート制御部とを具備する。

本発明の態様に係る送信機は、送信信号を電力増幅する電力増幅部と、デジタル変調信号および電力増幅部の歪特性値に基づき電力増幅部を補償する補償値を算出し、デジタル変調信号と補償値とを乗算する前置補償部と、前置補償部の乗算結果をアナログ形式の送信信号に変換して電力増幅部に与えるＤ／Ａ変換部と、電力増幅部の出力信号の一部をフィードバック信号として分配する電力分配部と、フィードバック信号をデジタル復調信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、デジタル変調信号およびデジタル復調信号に基づき電力増幅部の歪特性値を算出して前置補償部に与える比較部と、デジタル変調信号およびデジタル復調信号の比または差分を算出し、前記比または差分が所定の閾値以下となった場合に、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング速度を、第１のサンプリング速度から該第１のサンプリング速度よりも低い第２のサンプリング速度に制御するレート制御部とを具備する。

本発明の態様に係る補償方法は、増幅器の入力信号および出力信号に基づき出力信号に含まれる歪信号成分のレベルを低減する歪補償方法であって、第１のデジタル信号および増幅器の歪特性値に基づき前置補償部により増幅器を補償する補償値を算出し、前置補償部により第１のデジタル信号と補償値とを乗算し、乗算した結果をＤ／Ａ変換部によりアナログ信号に変換して増幅器に与え、増幅器の出力信号をＡ／Ｄ変換部により第２のデジタル信号に変換し、第１のデジタル信号および第２のデジタル信号に基づき比較部により増幅器の歪特性値を算出して前置補償部に与え、レート制御部により第１のデジタル信号および第２のデジタル信号の比または差分を算出し、前記比または差分が所定の閾値以下となった場合に、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング速度を、第１のサンプリング速度から該第１のサンプリング速度よりも低い第２のサンプリング速度に制御することを特徴とする。

本発明によれば、消費電力や発熱などを効果的に抑制するとともに、装置規模を抑えることのできる歪補償器、送信機および歪補償方法を提供することができる。

本発明は、デジタル歪補償技術を用いた無線送信機の消費電力の低減を可能とする技術に関する。すなわち、デジタル歪補償処理において使用する回路等の電気的特性を、電力増幅器の出力信号に含まれる残留歪レベルに応じて適応的に変化させることで、送信機の消費電力を低減する。併せて、消費電力の低減により、発熱を抑えるとともに装置規模を小さくすることができるものである。以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態について詳細に説明する。

（実施形態の説明）図１は、本発明の実施形態に係る送信機の構成を示すブロック図である。図１に示すように、この実施形態に係る送信機１は、変調信号生成部１００、ＤＰＤ処理部１１０、デジタル・アナログ変換器１２０（ＤＡＣ１２０）、送信信号処理部１３０、電力増幅器１４０（ＰＡ１４０）、電力分配器１５０（ＣＰＬ１５０）、受信信号処理部１６０、アナログ・デジタル変換器１７０（ＡＤＣ１７０）、比較部１８０、レート制御部１８５およびレート変換部１９０を備えている。

変調信号生成部１００は、この実施形態の送信機が利用する変調信号を生成する。変調信号生成部１００は、たとえば、ＱＰＳＫや６４ＱＡＭのようなデジタル変調が施された複素の変調信号（Ｉｃｈ・Ｑｃｈ）や、ＯＦＤＭなどのように二次変調が施された変調信号などを生成する信号処理回路により実現される。変調信号生成部１００が生成する変調信号は、所定の伝送速度（第１のサンプリング速度）とされている。変調信号生成部１００は、生成した変調信号をＤＰＤ処理部１１０およびレート変換部１９０に供給する。

ＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）処理部１１０は、送信信号をデジタル信号の段階で歪補償処理する。ＤＰＤ処理部１１０は、たとえば信号処理プロセッサなどにより実現され、振幅計算部１１２、乗算値計算部１１４および複素乗算部１１６を有している。ＤＰＤ処理部１１０が変調信号生成部１００から受け取った変調信号は、それぞれ振幅計算部１１２および複素乗算部１１６に与えられる。

振幅計算部１１２は、変調信号生成部１００から受け取った変調信号の振幅値Ａを算出して、算出結果を乗算値計算部１１４に与える。変調信号生成部１００が生成する変調信号は複素の変調信号であるから、振幅値Ａは以下の式にて求められる。

乗算値計算部１１４は、後述する電力増幅器１４０にて発生する歪信号成分を補償するための係数を記憶し、振幅計算部１１２が計算した振幅値Ａに基づいて所定の乗算値を読み出し、または算出して出力する。歪信号成分を含んだ電力増幅器１４０の出力信号の振幅Ａ_０と位相θ_０は、入力信号の振幅Ａ_ｉの以下の多項式で表現できる。

かかる多項式で表わされる特性は、電力増幅器１４０の歪特性となる。乗算値計算部１１４は、かかる多項式を構成する係数（歪特性値）を記憶する領域を有しており、振幅値Ａを用いて歪信号成分を補償する乗算値を得ることができる。乗算値計算部１１４は、得られた乗算値を記憶する領域を有していてもよい。この係数は、後述する比較部１８０から与えられ、適宜更新される。

複素乗算部１１６は、変調信号生成部１００から受け取った変調信号と乗算値計算部１１４が与える乗算値とを乗算して、得られたデジタル複素信号をＤＡＣ１２０に与える。ＤＡＣ１２０は、受け取ったデジタル複素信号を第１のサンプリング速度でアナログ複素ベースバンド信号に変換して送信信号処理部１３０に与える。

送信信号処理部１３０は、ローパスフィルタ１３１（ＬＰＦ１３１）、利得可変アンプ１３３、直交変調器１３５、局部発振器１３７、ドライバアンプ１３９を有しており、アナログ複素ベースバンド信号を無線周波数の送信信号に変換する。ＬＰＦ１３１は、ＤＡＣ１２０から受け取ったアナログ複素ベースバンド信号から折り返し信号を除去する。利得可変アンプ１３３は、ＬＰＦ１３１がフィルタリングしたアナログ複素ベースバンド信号を所定のレベルに増幅して直交変調器１３５に与える。

局部発振器１３７は、ベースバンド信号を所定の無線周波数に変換するためのローカル信号を生成している。直交変調器１３５は、利得可変アンプ１３３から受け取ったアナログ複素ベースバンド信号と局部発振器１３７が生成したローカル信号を乗算して、所定の無線周波数の送信信号を生成する。ドライバアンプ１３９は、直交変調器１３５が生成した送信信号を電力増幅に適したレベルに増幅する。

電力増幅器１４０は、送信信号処理部１３０が生成した送信信号を、所定の電力まで増幅する。電力増幅器１４０は、変調信号の種類などに応じてドハティアンプなどの様々な構成、あるいは動作クラスのアンプで実現することができる。電力増幅器１４０の出力信号には、ある程度の歪成分が含まれている。電力分配器１５０は、電力増幅器１４０が増幅した送信信号の一部を分配する機能をもつカップラである。電力分配器１５０は、たとえばＬＣ回路による結合回路や、キャパシタによる結合回路などにより実現することができる。電力分配器１５０は、送信信号の一部を受信信号処理部１６０に分配し、残りの信号を後段のアンテナなどに送る。

受信信号処理部１６０は、減衰器１６２（ＡＴＴ１６２）および直交復調器１６４を有しており、電力分配器１５０が分配した送信信号の一部をアナログ複素ベースバンド信号に変換する。ＡＴＴ１６２は、電力分配器１５０が分配した送信信号を所定のレベルまで減衰する。ＡＴＴ１６２による減衰量は、電力分配器１５０が分配した送信信号が、後述するＡＤＣ１７０の許容できる信号レベルとなるような値に設定される。直交復調器１６４は、ＡＴＴ１６２が減衰した送信信号と局部発振器１３７が生成したローカル信号を乗算してアナログ複素ベースバンド信号を生成する。直交復調器１６４が生成したアナログ複素ベースバンド信号は、ＡＤＣ１７０に与えられる。

ＡＤＣ１７０は、受信信号処理部１６０の直交復調器１６４から与えられたアナログ複素ベースバンド信号を、前述した第１のサンプリング速度でデジタル複素信号に変換して比較部１８０に与える。ＡＤＣ１７０は、たとえばデルタシグマ型アナログ・デジタル変換器などにより実現することができる。

比較部１８０は、レート変換部１９０を介して与えられるオリジナルのデジタル複素信号と、ＡＤＣ１７０を介して与えられるデジタル複素信号とを比較し、電力増幅器１４０の歪特性を算出する。比較部１８０は、たとえば信号プロセッサなどにより実現できる。比較部１８０は、変調信号生成部１００が生成した源信号と、電力増幅器１４０の出力信号を復調した信号とを比較して、たとえば数式２に示すような電力増幅器１４０の歪特性式の係数を算出し、乗算値計算部１１４にその係数を与える。乗算値計算部１１４は、かかる歪特性（係数）に基づいて、各入力電力レベルもしくは信号振幅レベルにおける補正増幅率Ａ_Ｃと、歪によって与えられる位相の回転量θ_Ｃを計算する。乗算値計算部１１４は、初期状態では振幅値Ａが存在しないため自ら保持する初期値を複素乗算部１１６に与えるが、電力増幅器１４０の出力信号がフィードバックされ、電力増幅器１４０の歪特性が算出されると係数が更新されていく。
なお、この実施形態では、比較部１８０が源信号と復調信号とを比較し、歪特性式の係数を算出して乗算値計算部１１４に与え、乗算値計算部１１４が与えられた係数と入力電力レベルとに基づいて補正増幅率Ａ_Ｃおよびθ_Ｃを計算し、複素乗算部１１６に計算結果を与えているが、これには限定されない。すなわち、比較部１８０が電力増幅器１４０の歪特性式の係数を用いてその歪特性を打ち消すための補正値（たとえば補正増幅率Ａ_Ｃおよびθ_Ｃ）までを全て計算し、乗算値計算部１１４が得られた補正値を記憶するように構成してもよい。すなわち、乗算値計算部１１４はデータ格納手段都市的能させる。この場合、複素乗算部１１６は、振幅計算部１１２が計算した入力電力レベルもしくは信号振幅レベルに対応する補正増幅率Ａ_Ｃおよびθ_Ｃを乗算値計算部１１４から読み出して、変調信号生成部１００から受け取った変調信号と乗算すればよい。

レート制御部１８５は、比較部１８０が受け取ったオリジナルのデジタル複素信号およびＡＤＣ１７０を介して与えられるデジタル複素信号に基づいて、レート変換部１９０の変換レートおよびＡＤＣ１７０の動作レートを制御する。具体的には、源信号と電力増幅器１４０を経た信号との比（あるいは差）が所定の閾値を超える場合、レート制御部１８５は、レート変換部１９０の変換レートおよびＡＤＣ１７０の動作レートをそれぞれ第１のサンプリング速度に設定し、当該比（あるいは差）が当該閾値以下の場合、レート制御部１８５は、それぞれ第１のサンプリング速度よりも低い第２のサンプリング速度と設定する。レート変換部１９０は、レート制御部１８５からの指示信号に基づいて、変調信号生成部１００が生成した変調信号のレート（伝送速度）を変換して比較部１８０に与える。

（電力増幅器の歪特性）ここで、図２ないし図４を参照して、電力増幅器１４０の歪特性について説明する。図２は、電力増幅器に対する入力信号電力と電力利得の関係（ＡＭ−ＡＭ特性）の例を示す図、図３は、同じく入力信号電力に対する入出力信号間の位相変化の関係（ＡＭ−ＰＭ特性）の例を示す図、図４は、電力増幅器の歪特性によって生じるＩＱ平面上での信号点のずれを示す図である。

図２に示すように、電力増幅器に入力される信号電力が大きくなると、ある値（図２では−５［ｄＢｍ］）を境に入力電力と出力電力の比が急速に大きくなり、電力増幅器の直線性が悪化することがわかる。位相についても同様であり、図３に示すように、電力増幅器に入力される信号電力が大きくなると、出力信号に現れる位相ずれが大きくなる。電力増幅器に入力される信号の振幅値Ａと信号電力Ｐとの間には以下の数式３の関係があり、図４に示すように、電力増幅器の歪特性に起因する振幅方向（Ａ１−＞Ａ２）と位相方向（θ_Ｃ）のずれは、ＩＱ平面上における信号点のずれ（ａ−＞ｂ）を生じさせる。デジタル通信における信号点のずれは、伝送誤りの原因となり好ましくない。

比較部１８０は、変調信号生成部１００からレート変換部１９０を介して受け取る第１のサンプリング速度の変調信号と、ＡＤＣ１７０から受け取る第１のサンプリング速度の電力増幅器の出力信号とを比較し、図２に示すような電力増幅器の歪特性を算出する。具体的には、ＡＤＣ１７０から入力される信号を、レート変換部１９０から入力される変調信号で除算することにより算出することができる。乗算値計算部１１４は、比較部１８０が算出した電力増幅器の歪特性に基づいて、各入力電力レベルまたは信号振幅レベルにおいて線形に増幅された場合に得られる信号振幅Ａ１および電力増幅器を経て実際に得られた歪んだ信号の振幅Ａ２の比（補正増幅率Ａ_Ｃ）と、当該歪によって電力増幅器の出力信号に与えられる位相の回転量θ_Ｃとを計算する。なお、前述の通り、比較部１８０が補正増幅率Ａ_Ｃおよび位相の回転量θ_Ｃの計算を行い、乗算値計算部１１４は得られた補正増幅率Ａ_Ｃおよび位相の回転量θ_Ｃを記憶するように構成してもよい。補正増幅率Ａ_Ｃは次の式を用いて求めることができる。

前述の通り、送信機の初期の動作においては、電力増幅器からの出力信号が得られていないため、乗算値計算部１１４は、比較部１８０から歪特性の算出値（あるいは補正増幅率Ａ_Ｃと位相の回転量θ_Ｃの値）を受けることができない。そのため初期動作においては、乗算値計算部１１４は、あらかじめ保持していた初期値を乗算値として出力する。複素乗算部１１６は、乗算値計算部１１４から受け取った振幅Ａ_Ｃおよび位相θ_Ｃの信号と、変調信号生成部１００から受け取ったＩｃｈおよびＱｃｈの信号とを複素乗算し、電力増幅器が有する歪特性の逆の歪特性が掛けられた複素信号（Ｉ‘＋Ｑ’）をＤＡＣ１２０に出力する。ＤＡＣ１２０に与えられる複素信号（Ｉ‘＋Ｑ’）は、以下の式にて求められる。

この実施形態では、比較部１８０は、適宜更新された歪特性（あるいは補正係数値）を乗算値計算部１１４に与えるので、ＤＰＤ処理部１１０が精度の良い電力増幅器の歪補償を実現することができる。

（サンプリング速度の制御動作）次に、図１、および図５ないし図８を参照して、この実施形態の送信機１の動作について説明する。図５は、この実施形態の送信機の動作を示すフローチャート、図６ないし図８は、電力増幅器の出力信号のスペクトル例を示す図である。

変調信号生成部１００は、デジタル複素信号の変調信号を生成してＤＰＤ処理部１１０に与える。振幅計算部１１２は、変調信号生成部１００から受けた変調信号の振幅値Ａを算出して乗算値計算部１１４に渡す。初期状態では、乗算値計算部１１４は、比較部１８０から電力増幅器１４０の歪特性を受け取っていないので、自身が保有する初期値を乗算値として複素乗算部１１６に与える。複素乗算部１１６は、変調信号生成部１００から受けた変調信号と乗算値計算部１１４から受けた乗算値とを乗算してＤＡＣ１２０に渡す。

ＤＡＣ１２０は、乗算処理されたデジタル複素信号の変調信号をアナログ複素ベースバンド信号に変換する。変換されたアナログ複素ベースバンド信号は送信信号処理部１３０に与えられ、ＬＰＦ１３１および利得可変アンプ１３３を経て直交変調器１３５に入力される。直交変調器１３５は、アナログ複素ベースバンド信号の変調信号と局部発振器１３７が生成したローカル信号とを乗算して無線周波数の送信信号を生成し、ドライバアンプ１３９を介して電力増幅器１４０に与える。

ここで、図６は、デジタル信号処理による歪補償前の電力増幅器１４０の出力信号のスペクトルを示している。横軸は周波数、縦軸は信号レベルであり、主信号成分２００、３次歪成分２０２、５次歪成分２０４、７次歪み成分２０６および量子化雑音成分２０８が示されている。図６に示すように、電力増幅器１４０の出力信号が大きく歪んでいる場合、電力増幅器１４０の出力信号には高次の周波数成分が含まれる。そして、電力増幅器１４０の出力信号のスペクトルは、広い周波数帯域に渡って分布することになる。図６に示す例では、出力信号に７次の歪信号成分まで含まれる場合を示している。

ＣＰＬ１５０は、このような高次の歪信号成分を含んだ電力増幅器１４０の出力信号の一部を受信信号処理部１６０に分配する。電力増幅器１４０の出力信号を受けると、ＡＴＴ１６２は、電力レベルを減衰し、直交復調器１６４は、当該減衰された信号と局部発振器１３７が生成したローカル信号とを乗算してアナログ複素ベースバンド信号に変換する。

レート制御部１８５は、初期設定として、ＡＤＣ１７０のサンプリング速度およびレート変換部１９０の変換レートを第１のサンプリング速度に設定する（ステップ３００。以下「Ｓ３００」のように称する。）。図６に示す例では、主信号成分と歪信号成分の信号レベル差の閾値を−５０ｄＢｃとすると、３次歪・５次歪・７次歪のすべてが閾値以上となっている。すなわち、ＡＤＣ１７０は、７次歪までを比較部１８０にフィードバックしなければならないから、７次歪に対応可能なサンプリング速度で動作する必要がある。仮に、主信号成分の帯域幅を無線周波数帯で２０ＭＨｚ、ベースバンド帯域で１０ＭＨｚとした場合、ＡＤＣ１７０が動作すべき第１のサンプリング速度は１４０ＭＨｚ以上となる（１０ＭＨｚ×７次×２）。したがって、レート制御部１８５は、第１のサンプリング速度（＝ｆ_Ｓｍａｘ）として、ＡＤＣ１７０のサンプリング速度およびレート変換部１９０の変換レートを１４０ＭＨｚとする。

ＡＤＣ１７０は、直交復調器１６４が変換したアナログ複素ベースバンド信号を第１のサンプリング速度でデジタル複素信号に変換する。一方、レート変換部１９０は、変調信号生成部１００の変調信号を第１のサンプリング速度の伝送速度の変調信号に変換する（ここでは伝送速度がそのまま維持される）。比較部１８０は、ＡＤＣ１７０が変換したデジタル複素信号と、レート変換部１９０が変換したデジタル複素信号の変調信号とを比較して、電力増幅器１４０の歪特性を算出する。算出された歪特性は乗算値計算部１１４に与えられ、乗算値計算部１１４は、受け取った歪特性と振幅計算部１１２が算出した振幅値Ａとに基づいて乗算値を算出し、複素乗算部１１６に与える。乗算値計算部１１４は、与えられた歪特性を保持して次の信号の処理に備える。複素乗算部１１６は、変調信号生成部１００からの変調信号と乗算値計算部１１４が算出した乗算値とを乗算して歪補償処理を行う（Ｓ３１０）。

ここで、図７は、デジタル信号処理による歪補償後の電力増幅器１４０の出力信号のスペクトルを示している。歪補償後は、電力増幅器１４０の出力信号に含まれる歪信号成分が歪特性の計算誤差まで抑えられ、図７に示すように電力増幅器１４０の出力信号に含まれる７次歪や５次歪などの高次の歪は雑音レベルに近い値に抑えられている。言い換えれば、電力増幅器１４０の出力信号スペクトルの分布する周波数帯域が狭くなる。図７の例では、３次の歪信号成分が雑音フロアよりも高いレベルで残留しているものの、５次、７次歪は雑音フロアに埋もれている場合の出力信号スペクトルが示されている。

レート制御部１８５は、レート変換部１９０からのデジタル複素信号の変調信号Ｓｐ（主信号成分）およびＡＤＣ１７０からのデジタル複素信号Ｓｄ（歪を含む信号成分）を検出して（Ｓ３２０）、閾値ｘと比較する（Ｓ３３０）。

主信号成分Ｓｐと歪を含む信号成分Ｓｄとの比（あるいは差）が閾値以上の場合（Ｓ３３０のＮｏ）、電力増幅器１４０の出力信号には依然として歪信号成分が多く含まれている。かかる場合、レート制御部１８５は、ＡＤＣ１７０のサンプリング速度およびレート変換部１９０の変換レートをともに第１のサンプリング速度に設定する（Ｓ３４０）。すなわち、第１のサンプリング速度が維持される。

主信号成分Ｓｐと歪を含む信号成分Ｓｄとの比（あるいは差）が閾値より小さい場合（Ｓ３３０のＹｅｓ）、電力増幅器１４０の出力信号に含まれる歪信号成分は少なくなっている。かかる場合、レート制御部１８５は、ＡＤＣ１７０のサンプリング速度およびレート変換部１９０の変換レートを、ともに第１のサンプリング速度よりも遅い第２のサンプリング速度に設定する（Ｓ３５０）。このとき、第１のサンプリング速度は、第２のサンプリング速度の２^ｎ倍（ただしｎは整数）の関係を有することが望ましい。

図７に示すように、歪補償後において高次の歪成分が雑音レベルまで十分抑圧され、電力増幅器１４０の出力信号に含まれる歪信号成分が少なくなれば、高次の歪信号成分を精度よく検出することが不可能となる。言い換えれば、比較部１８０は、依然として残留している歪成分である３次歪のレベルが検出できればよい。このことは、高次の歪が存在した周波数帯の信号を電力増幅器１４０から比較部１８０へフィードバックする必要がないことを意味している。そのため、ＡＤＣ１７０のサンプリング速度を第１のサンプリング速度よりも遅い第２のサンプリング速度とすることが可能となる。この例では３次歪の存在する信号帯域幅、すなわち３０ＭＨｚ（１０ＭＨｚ×３次）までの周波数帯域幅の信号をフィードバックすればよいから、ＡＤＣ１７０が動作する第２のサンプリング速度（＝ｆ_Ｓｍｉｎ）は、６０ＭＨｚとなる。

なお、ＡＤＣ１７０のサンプリング速度を遅くした場合、比較部１８０による比較対象であるデジタル複素信号の変調信号のサンプリング速度もそれに合わせなければならない。具体的には、レート変換部１９０は、レート制御部１８５からの指示に基づいて、信号データに対してデシメーションを行う。そして、ＡＤＣ１７０からのデジタル複素信号とレート変換部１９０からのデジタル複素信号の変調信号それぞれのサンプリング速度（伝送速度）を一致させ、比較部１８０が各々を比較処理することになる。

ところで、レート制御部１８５が第１のサンプリング速度から第２のサンプリング速度にサンプリング速度を変更した場合、比較部１８０が算出する歪特性は、第２のサンプリング速度で求めた値であるから、そのままでは複素乗算部１１６での乗算処理に用いることができない。そこで、乗算値計算部１１４は、複素乗算部１１６に入力される変調信号（＝第１のサンプリング速度）に対応するため、アップサンプリング処理をする必要がある。具体的には、乗算値計算部１１４は、データのインターポレーションとフィルタリング処理、または線形補完処理などを行ってレートを変換する。乗算値計算部１１４におけるレート変換は、レート制御部１８５からの指示信号により制御される。

以後、電力増幅器１４０の出力信号に含まれる歪成分の大小により、レート制御部１８５は、第１のサンプリング速度および第２のサンプリング速度を切り替える（Ｓ３１０ないしＳ３５０）。なお、比較部１８０は、レート制御部１８５がＡＤＣ１７０のサンプリング速度およびレート変換部１９０の変換レートを第２のサンプリング速度に制御している間、歪特性値の新たな算出を停止してもよい。図７に示すように、電力増幅器１４０の直線性が補償されている間は歪信号成分が十分抑圧されているので、歪特性値に大幅な変動が生じないと考えられるからである。

図８は、ＡＤＣ１７０が第１のサンプリング速度（ｆ_Ｓｍａｘ）で動作して歪補償処理が行われた後に、ＡＤＣ１７０のサンプリング速度を第２のサンプリング速度（ｆ_Ｓｍｉｎ）に下げた場合のスペクトルを示している。上述のように高次の歪補償が行われた後は、高次の歪成分が十分抑圧されているため、ＡＤＣ１７０のサンプリング速度を下げても歪補償を実行することができる。

（サンプリング速度の低速化と消費電力）ここで、この実施形態の送信機において、レート制御部１８５がサンプリング速度を制御する意義について説明する。

ＡＤＣ１７０のサンプリング速度と消費電力の関係については、以下に示す関係式（Figure of meritの式：Walden, R.H.,”Analog-to-digital converter survey and analysis”, IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Volume 17, No.4, pp.539-550, April 1999.）が知られている。

数式６にて示されるように、同等性能、すなわちFigure of Merit Fが等しくビット数も等しい場合のアナログ・デジタル変換器を比較した場合、サンプリング速度が半分に下がると消費電力も半分に下がることがわかる。すなわち、この実施形態の送信機によれば、電力増幅器１４０の直線性補償処理の程度に応じてＡＤＣ１７０のサンプリング速度をレート制御部１８５が制御するので、送信機の消費電力を低減することができる。

以上、説明したように、この実施形態に係る送信機は、電力増幅器の出力信号の歪成分の量に応じて、電力増幅器の出力信号をフィードバックするためのアナログ・デジタル変換器のサンプリング速度を下げるので、消費電力を低減できる。また、ＡＤＣ１７０およびレート変換器１９０から出力される複素信号のサンプリング速度が下がることにより、比較部での乗算などの演算処理を減らすことができる。このことも、消費電力の低減に寄与する。

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。たとえば、比較部は、電力増幅器の歪特性ではなく、逆歪特性や乗算値の係数を算出するように構成してもよい。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

本発明の実施形態に係る送信機の構成を示すブロック図である。 電力増幅器の入力信号電力と出力信号電力の関係を示す図である。 電力増幅器の入力信号電力と出力信号の位相の関係を示す図である。 電力増幅器の歪特性によって生じるＩＱ平面上での信号点のずれを示す図である。 この実施形態の送信機の動作を示すフローチャートである。 電力増幅器の出力信号のスペクトル例を示す図である。 この実施形態の送信機の電力増幅器の動作例を示すスペクトル図である。 この実施形態の送信機の電力増幅器の動作例を示すスペクトル図である。

符号の説明

１…送信機、１００…変調信号生成部、１１０…ＤＰＤ処理部、１１２…振幅計算部、１１４…乗算値計算部、１１６…複素乗算部、１２０…ＤＡＣ、１３０…送信信号処理部、１４０…電力増幅器、１５０…電力分配器、１６０…受信信号処理部、１７０…ＡＤＣ、１８０…比較部、レート制御部、１９０…レート変換部。

Claims (8)

1. 増幅器の入力信号および出力信号に基づき前記出力信号に含まれる歪成分のレベルを低減する歪補償器であって、
   第１のデジタル信号および前記増幅器の歪特性値に基づき前記増幅器を補償する補償値を算出し、前記第１のデジタル信号と前記補償値とを乗算する前置補償部と、
   前記前置補償部の乗算結果をアナログ信号に変換して前記増幅器に与えるＤ／Ａ変換部と、
   前記増幅器の出力信号を第２のデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、
   前記第１のデジタル信号および前記第２のデジタル信号に基づき前記増幅器の歪特性値を算出して前記前置補償部に与える比較部と、
   前記第１のデジタル信号および前記第２のデジタル信号の比または差分を算出し、前記比または差分が所定の閾値以下となった場合に、前記Ａ／Ｄ変換部のサンプリング速度を、第１のサンプリング速度から該第１のサンプリング速度よりも低い第２のサンプリング速度に制御するレート制御部と
   を具備することを特徴とする歪補償器。
2. 前記前置補償部が、
   前記第１のデジタル信号に対応する信号振幅値を算出する振幅計算部と、
   前記信号振幅値および前記歪特性値に基づいて前記補償値を算出する乗算値計算部と、
   前記第１のデジタル信号と前記補償値とを乗算する乗算部と
   を具備することを特徴とする請求項１記載の歪補償器。
3. 前記Ａ／Ｄ変換部は、デルタシグマ型アナログ・デジタル変換器からなることを特徴とする請求項１または２に記載の歪補償器。
4. 前記レート制御部が前記サンプリング速度を前記第２のサンプリング速度に制御している間、前記比較部が、前記歪特性値を新たに算出しないことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の歪補償器。
5. 前記比較部に与える前記第１のデジタル信号の伝送速度を変換するレート変換部をさらに備え、
   前記レート制御部が、前記比較部に与える前記第１のデジタル信号の伝送速度と前記Ａ／Ｄ変換部のサンプリング速度とが同一になるように前記レート変換部を制御すること
   を特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の歪補償器。
6. 前記第１のサンプリング速度は、前記第２のサンプリング速度の２^ｎ倍（ただしｎは正の整数）であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の歪補償器。
7. 送信信号を電力増幅する電力増幅部と、
   デジタル変調信号および前記電力増幅部の歪特性値に基づき前記電力増幅部を補償する補償値を算出し、前記デジタル変調信号と前記補償値とを乗算する前置補償部と、
   前記前置補償部の乗算結果をアナログ形式の前記送信信号に変換して前記電力増幅部に与えるＤ／Ａ変換部と、
   前記電力増幅部の出力信号の一部をフィードバック信号として分配する電力分配部と、
   前記フィードバック信号をデジタル復調信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、
   前記デジタル変調信号および前記デジタル復調信号に基づき前記電力増幅部の歪特性値を算出して前記前置補償部に与える比較部と、
   前記デジタル変調信号および前記デジタル復調信号の比または差分を算出し、前記比または差分が所定の閾値以下となった場合に、前記Ａ／Ｄ変換部のサンプリング速度を、第１のサンプリング速度から該第１のサンプリング速度よりも低い第２のサンプリング速度に制御するレート制御部と
   を具備することを特徴とする送信機。
8. 増幅器の入力信号および出力信号に基づき前記出力信号に含まれる歪信号成分のレベルを低減する歪補償方法であって、
   第１のデジタル信号および前記増幅器の歪特性値に基づき前置補償部により前記増幅器を補償する補償値を算出し、
   前記前置補償部により前記第１のデジタル信号と前記補償値とを乗算し、
   前記乗算した結果をＤ／Ａ変換部によりアナログ信号に変換して前記増幅器に与え、
   前記増幅器の出力信号をＡ／Ｄ変換部により第２のデジタル信号に変換し、
   前記第１のデジタル信号および前記第２のデジタル信号に基づき比較部により前記増幅器の歪特性値を算出して前記前置補償部に与え、
   レート制御部により前記第１のデジタル信号および前記第２のデジタル信号の比または差分を算出し、前記比または差分が所定の閾値以下となった場合に、前記Ａ／Ｄ変換部のサンプリング速度を、第１のサンプリング速度から該第１のサンプリング速度よりも低い第２のサンプリング速度に制御すること
   を特徴とする歪補償方法。

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