CN1041374C - 通信网回波抵消器 - Google Patents

Abstract

一种抵消反射接收信道信号的回波抵消器和方法。该回波抵消器有产生第一回波估测信号、且更新第一滤波器系数的第一滤波器。按第一回波估测信号产生第一回波残余信号的第一加法器，产生第二回波估测信号且更新第二滤波器系数的第二滤波器，产生第二回波残余信号的第二加法器，判定控制状态并产生两控制信号的控制单元。

Description

通信网回波抵消器

本发明涉及通信系统，尤其涉及一种电话系统中抵消回波的经过改进的新颖方法和装置。

当前各陆地用户电话机都通过支持双向传输的2线线路(称为用户环路)连到电话局。然而，对距离大于约35英里的呼叫，则必须将两个传输方向分别接在实体上分开的两对线上，从而形成4线线路。连接2线部分与4线部分的装置称为混合电路。典型的长途电话电路可说成接市内混合电路为2线，长途通信网至对端混合电路为4线，而该混合电路至对端发话者又为2线。

应用混合电路虽然便利了长途语音的传送，但混合电路上的阻抗失配会产生回波。发话者A的语音被反射离开电话网对端的混合电路(最接近发话者B的混合电路)，返回到发话者A，使发话者A听到自己声音的烦人的回声。于是在陆地电话网中使用通信网回波抵消器以排除由混合电路阻抗失配产生的回波，该通信网回波抵消器通常与混合电路一起设在电话局内。于是靠近发话者A或B设置的回波抵消器用来抵消另一呼叫的混合电路产生的回波。

在陆地电话系统中采用的通信网回波抵消器一般为数字式装置，以便于信号的数字传输。因为模拟语音信号需转换为数字形式，故一般采用置于电话局的编解码器。电话机A(发话者A)对电话局A提供的模拟信号经过混合电路A，并由编解码器A将其变换为数字形式。然后此数字信号传送到电话局B，在那里上述信号被加到编解码器B，以便变换为模拟形式。该模拟信号再通过混合电路B接到电话机B(发话者B)。在混合电路B上，产生发话者A信号的回波。该回波由编解码器B编码，并回送到电话局A。在电话局A，一回波抵消器消除该返回的回波。

在传统的模拟蜂窝区电话系统中，也采用回波抵消器，且通常将它设在基站处。这些回波抵消器以类同于陆地电话系统中的方式工作，以消除讨厌的回波。

在一移动站与一陆地电话用户之间的数字蜂窝区电话系统中，移动站发话者的语音用编解码器使其数字化，然后用声码器将其压缩，该声码器将这种语音模仿为一组参数。将这种声码化语言编码，并以数字式无线电波发射。基站接收机解调此信号，并以4线的方式将信号传送给声码解码器，该声码解码器将发射的语音参数合成为数字语音信号。这种合成语音通过24路话音信道时分复用群的T1接口传给电话网。在通信网的某些点，通常在电话局，上述信号变回到模拟形式，并传给用户环路上的混合电路。在该混合电路上，信号变换为2线传输，沿线对接给陆地用户电话机。

作为参考，在移动站与陆地电话用户之间的蜂窝区移动电话呼叫，移动站中的发话者是远端方，而陆地电话上的发话者是近端方。如在陆地电话系统中那样，远端方的语音反射电话网对端的混合电话，返回到远端方。结果远端方，即移动站，听到自己声音的烦人的回声。

传统的通信网回波抵消器通常采用自适数字滤波技术。然而，所使用的滤波器通常不能精确地复制信通，因而产生某些残留回波。于是，采用中心剪切回波抑制器来排除残留回波。该回波抑制器使信号受到非线性作用。可用合成噪声取代由中心剪切回波抑制器调为零的信号部分，以防止信道“无声无息”。

虽然刚才提到的回波抵消方式能满足模拟信号，但是这种残留回波处理在数字电话中发生了问题。如上文所述，在数字系统中，声码器用来压缩发射的语音。由于声码器对非线性作用特别敏感，所以中心剪切会使话音质量下降。而且，所用噪声置换技术在常规噪声特性方面产生可觉察的不同。

因此，本发明的一个目的在于提供一种改进的新颖回波抵消器，它具有改善话音质量的高动态回波抵消特性。

本发明的另一目的在于提供一种回波抵消器，它特别适合数字通信系统与模拟通信系统的连接时消除回波。

本发明的再一目的在于提供一种在双方同时谈话情况下具有良好回波消除性能的回波抵消器。

本发明是一种用于数字电话的改进的新颖通信网回波抵消器。按照本发明，所采用的回波抵消器中，先识别未知回波信道的脉冲响应，并用自适滤波技术产生此回波的复制信号，再从发往远端谈话者的信号中减去该回波复制信号，从而抵消该远端谈话者的回波。

本发明中，使用了两种自适滤波器，专门调整各滤波器的步长，以按不同用途的分别优化。一个作为回波抵消用的滤波器，完成回波抵消，按回波回损增大量(ERLE)高进行优化。第二滤波器即状态滤波器，用作状态判决，按快速自适优化。

本发明与已有技术的回波抵消器的显著不同点在于它对两端用户同时发话(双发话)的处理方法。已有的回波抵消器需要非线性中心剪切器排除残余回波，在跟踪回波信道的自适滤波器略为不动之前，不能检测双发话。

本发明也包含一可变自适门限。这种新技术准确地在双发话一开始，就立即停止滤波器的自适，因而精确保持所估测的回波信道，同时不需要中心剪切器排除残余回波。作为附加特征，本发明包含一种改进的语音检测方法，该方法即使在环境包含大量背景噪声的条件下，也能精确检测语音。本发明也利用了自动补偿回波信道中的平坦时延的新技术，因而能快速起动自适。

本发明的在回程信道信号中抵消反射接收信道信号的回波抵消器，其中反射接收信道信号由回波信道与输入回程信道信号组合而成，其特征在于，所述回波抵消器包括：

具有接收接收信道信号的第一输入端和接收第一滤波器控制信号的第二输入端的第一滤波器装置，该第一滤波器装置产生第一滤波器系数并用所述第一滤波器系数和所述接收信道信号产生第一回波估测信号的输出，以及响应第一滤波器控制信号更新所述第一滤波器系数；

具有第一输入端和第二输入端的第一减法装置，所述第一输入端耦连于所述第一滤波器装置的输出用于接收所述第一回波估测信号，所述第二输入端用于接收回程信道信号与回波接收信道信号的组合信号，所述第一减法装置从所述组合信号中减去所述第一回波估测信号以产生第一回波残余信号的输出；

具有接收所述接收信道信号的第一输入端和接收第二滤波器控制信号的第二输入端的第二滤波器装置，所述第二滤波器装置产生第二滤波器系数并用所述第二滤波器系数和所述接收信道信号产生第二回波估测信号的输出，以及响应所述第二滤波器控制信号更新所述第二滤波器系数；

具有第一输入端和第二输入端的第二减法装置，所述第一输入端耦连于所述第二滤波器装置的输出用于接收所述第二回波估测信号，所述第二输入端用于接收所述组合信号，所述第二减法装置从所述组合信号中减去所述第二回波估测信号以产生第二回波残余信号，并向回程信道提供所述第二回波残余信号的输出；和

具有第一输入端、第二输入端、第三输入端和第四输入端的控制装置，所述第一输入端接收所述接收信道信号，所述第二输入端接收所述组合信号，所述第三输入端耦连于所述第一减法装置的输出用于接收所述第一回波残余信号，所述第四输入端耦连于所述第二减法装置的输出用于接收所述第二回波残余信号，所述控制装置具有提供第一滤波器控制信号的第一输出端和提供第二滤波器控制信号的第二输出端，所述第一和第二滤波器控制信号根据所述控制装置的控制状态产生；

其中所述控制装置包含：

具有所述控制装置的所述第一、第二、第三和第四输入端及所述第一和第二输出端的状态机装置，所述状态机装置根据所述第一、二、三、四输入端接收到的所述信号确定控制状态；和

与所述状态机装置耦连用于确定门限值的可变自适门限单元，所述门限值加给所述状态机装置，所述状态机装置进一步根据所述门限值确定所述控制状态；

其中，当所述接收信道信号大于第一预定能量值时，所述状态机装置确定第一控制状态，当所述控制状态为第一控制状态时，所述状态机装置产生所述第一滤波器控制信号，当所述第一回波残余信号与所述组合信号的第一能量比及所述第二回波残余信号与所述组合信号的第二能量比的至少一个超过第一预定能量比值时，产生所述第二滤波器控制信号。

本发明的在回程信道信号中抵消回波接收信道信号的方法，其特征在于，包含下列步骤：

根据接收信道信号和第一组滤波器系数产生第一回波估测值；

从组合回程信道和回波接收信道信号中减去第一回波估测信号以产生第一回波残余信号；

根据接收信道信号和第二组滤波器系数产生第二回波估测值；

从组合信号中减去所述第二回波估测信号以产生第二回波残余信号；

将所述第二回波残余信号加给回程信道；

当接收信道信号大于第一预定能量值时更新所述第一组滤波器系数；和

当第一回波残余信号和组合信号的第一能量比及第二回波残余信号和组合信号的第二能量比之一超过第一预定值时，更新第二组滤波器系数。

下面通过结合参考符号标注一致的附图进行详细描述，本发明的特征、目的和优点会更清楚。其中：

图1为表明数字峰窝区电话系统一示例结构及其与陆地电话系统的接口的方框图；

图2为已有技术的回波抵消器的方框图；

图3表明回波信道脉冲响应区域；

图4为横向自适滤波器的方框图；

图5为本发明的回波抵消器的方框图；

图6为表明图5中控制单元的进一步详细情况的方框图；

图7为回波抵消用取样数据处理的流程图；

图8为图7参数调整步骤中所涉及的各步骤的流程图；

图9为图7周期函数计算步骤中所涉及的各步骤的流程图；

图10为表示循环端取样缓冲器和起始滤波器分支位置的图；

图11是表示分支缓冲器和将起始滤波器分支拷贝入状态滤波器和回波抵消滤波器的图；

图12表示分支缓冲器以及状态滤波器和回波抵消器滤波器分支位置对取样的最大移位；

图13表示回波抵消器各种状态的状态机；

图14a-14c表示图7状态机中所涉及步骤的流程图。

在一与陆地电话系统接口的蜂窝区通信系统(如蜂窝区电话系统)中，设在基站上的通信网回波抵消器消除返回移动站的回波。现在参看图1，该图为数字蜂窝区电话系统及其陆地电话系统接口提供一示例系统结构。该系统结构由移动站10、基站30、移动电话交换局(MTSO)40、电话局50和电话60等工作部分组成。应当理解，此系统也可用其它结构，其中包括仅在各工作部分的位置方面不同的蜂窝区系统。同样应理解，本发明的回波抵消器也可用来替代传统系统中的已有回波抵消器。

移动站10除未图示的其它部分之外，还有包括话筒13和扬声器14和手机12、编解码器16、声码器18、收发信机20和天线22。移动站用户的声音由话筒13接收，并耦合到编解码器16，变换为数字形式。然后，该数字化语音信号由声码器18压缩。此声码化的语音由收发信机20进行数字调制，并由天线22发射到空中。

收发信机20可用数字调制技术(例)，如时分多址联接(TDMA)或扩频型技术。跳频(FH)和码分多址联接(CDMA)属扩频技术类型。在美国专利No.5,103,459、题为“CDMA蜂窝区电话中生成信号波形的系统和方法”中揭示了CDMA调制和传输技术的一例，该专利于1992年4月7日公布且已转让给本发明的受让人。这里援引作为参考。在这种CDMA系统中，声码器18最好是如美国待批专利申请No.07/713,661、题为“可变速率声码器”中所揭示的可变速率型，该专利于1991年6月11日递交，也已转让给本发明的受让人，这里也援引作为参考。

基站30除其它未图示部分之外，还包括天线32、收发信机系统34和MTSO接口36。基站收发信机系统34对所接收的移动站10和其它移动站(未图示)的信号进行解调和解码，并将所得信号传递给MTSO接口36，以便传送到MTSO40。该信号可以通过许多方式，如用微波、光纤、或有线链路等，从基站40传送到MTSO。

MTSO40除未图示的其它部分之外，还包括基站接口42、多个声码器选择板44A-44N和公用交换电话网(PSTN)接口48。来自基站30的信号在基站接口42得到接收，并加给声码器选择板44A-44N之一，如声码器选择板44A。

每个声码器选择板44A-44N包含一各自的声码器45A-45N和各自的通信网回波抵消器46A-46N。包含在每个声码器45A-45N中的声码解码器(未图示)根据各移动站发送的语音参数，合成数字语音信号。这些取样然后送给各自的回波抵消器46A-46N，再传到PSTN接口48。本例中，信号经声码器45A和回波抵消器46A提供。然后，合成的各呼叫语音取样经PSTN接口48传到电话网给电话局50，该接口通常为有线T1接口，即24路话音信道时分复用群。

电话局50除未图示的其它部分之外，还包括MTSO接口52、编解码器54和混合电路56。电话局50收到的数字信号通过MTSO接口52接到编解码器54，变回模拟形式，然后传给混合电路56。混合电路56又将该模拟4线信号变换为2线信号，以便在该线对上传送给陆地用户电话机60。

由于阻抗失配，从编解码器54输出的模拟信号也被反射离开混合电路56。这种信号反射以回波信号的形式发往移动站10。混合电路56的反射路径用虚线箭头线58表示。

在另一方向，来自电话机60的2线模拟语音信号加给电话局50。电话50中，此语音信号在混合电路56上变为4线信号，并与回波信号叠加后送往移动站10，此语音加回波的组合信号在编解码器54中数字化，并由MTSO接口52传到MTSO40。

MTSO40中，上述信号由PSTN接口48接收并送到回波抵消器46A，先消除回波，再由声码器45A编码。声码化的语音信号经基站接口42传向基站30和任何其它适当的附加基站，以便发送到移动站10。基站接口42发送的信号在基站30由MTSO接口36接收。该信号传到收发信机系统34，以便编码和调制，并经天线32发射出去。

所发射的信号在移动站10由天线22接收，并加给收发信机20，以便解调和解码。然后信号加给声码器18，在那里产生合成的语音取样。这些取样加到编解码器16作数字到模拟变换，并将该模拟语音信号加给扬声器14。

为了充分理解本发明的回波抵消器，仔细考虑传统的回波抵消器及其工作于数字蜂窝区环境时的缺点是有帮助的。图2画出传统通信网回波抵消器(NEC)100的框图。

在图2中，移动站来的语音信号标为远端语音x(n)，而陆地侧来的语音标为近端语音v(n)。将x(n)反射离开混合电路的信号模仿为x(n)通过一未知回波信道102以产生回波信号y(n)，此回波信号又在加法器104上与近端语音信号v(n)相加。虽然加法器104不是回波抵消器本身的部件，但这一器件的物理作用是该系统的寄生结果。为了排除低频背景噪声，将回波信号

和近端语音信号v(n)的和经滤波器106进行高通滤波，以产生信号r(n)。信号r(n)作为一个输入加给加法器108和近端语音检测电路110。

加法器108的另一输入端(减法输入)连接一自适横向滤波器112的输出。自适滤波器112接收远端语音信号x(n)和由加法器108输出的反馈回波残余信号e(n)。在进行抵消回波时，自适滤波器112不断跟踪回波信道的脉冲响应，并在加法器108中将滤波器106的输出信号减去回波复制信号y(n)。自适滤波器112也接收电路110来的控制信号，以便当检测到近端语音时冻结上述滤波器的自适处理。

回波残余信号e(n)也输出到电路110和中心剪切回波抑制器114。当进行回波抵消操作时，抑制器114的输出作为回波已消除信号提供。

如图3所示，回波信道脉冲响应能分解成平坦延时区和回波散布区等2部分。响应近于零的平坦延时区起因于远端语音反射离开混合电路后再返回到回波抵消器的往返全程时延。作有效响应的回波散布区由反射离开混合电路产生回波响应。

如果由自适滤波器产生的回波信道估测精确地与真实回波信道匹配，则回波完全抵消。然而，滤波器一般不能精确地复制信道，从而产生某些残余回波。回波抑制器114利用将任何低于门限值A的信号部分置零，而使大于门限值A上的任何不变化信号部分通过这种非线性功能传递信号，来消除残余回波。可用合成的噪声来替代由中心剪切置零的信号部分，以防止信道“无声无息”。

如上文所述，虽然这种方式能满足模拟信号，但是这种残余回波处理在采用声码器压缩所发语音的数字电话中发生了问题。因为声码器对非线性作用特别敏感，中心剪切会使语音质量变坏，同时噪声替换引起噪声特性变化可觉察。

图4表明图2中自适滤波器的进一步详细结构，图4中的标记定义如下：

N：滤波器阶次；

x(n)：远端语音在时间n上的取样；

h_K(n)：时间n的滤波器分支K；

r(n)：时间n的回波取样；

：时间n的估测回波；

e(n)：时间n的回波残余量。

自适滤波器112包含多个分支延时部件120₁-120_N-1、多个乘法器122₀-122_N-1、加法器124和系数生成器126。一输入远端语音取样x(n)输入给延时部件120₁和乘法器122₀。当下一取样进入滤波器112时，先前的取样经延时部件120₂-120_N-1移位，同时也输出给各自的乘法器122₁-122_N-1之一。

系数生成器126接收由加法器108(图2)输出的回波残余信号e(n)，并生成一组系数h₀(n)-h_N-1(n)。这些滤波器系数在h₀(n)-h_N-1(n)分别输入给乘法器122₀-122_N-1。每个乘法器122₀-122_N-1输出的结果又加给加法器124进行相加，以提供估测回波信号

(n)。然后该估测回波信号

加给加法器108(图2)与回波信号r(n)相减，以形成回波残余信号e(n)。在图2的传统回波抵消器中，一控制信号加给生成器126，使电路110未检测到近端语音时能更新系数。只要电路110检测到双发话或近端语音，控制输入不能使滤波器系数更新。

更新滤波器分支系数以跟踪回波信道响应的系数生成器126中实现的算法是归一化最小均方(NLMS)自适算法。为这种算法引入下列矢量：

x(n)＝[x(n)x(n-1)x(n-2)…x(n-N+1)]                   (1)

h(n)＝[h₀(n)h₁(n)h₂(n)…h_N-1(n)]                (2)在h(n)和x(n)之间的矢量内积定义为： $<h\left(n\right)x\left(n\right)>=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{h}_i\left(n\right)x(n-i)----\left(3\right)$ 自适算法表达为： $h(n+1)=h\left(n\right)+\mathrm{\&mu;}\frac{1}{\left(E_{\mathrm{XX}}\left(n\right)\right)}e\left(n\right)x\left(n\right)----\left(4\right)$ 其中：h(n)分支系数矢量；

x(n)是参考信号输入矢量；

e(n)是回波残余信号；

μ是步长；

E_xx(n)是按照N最新取样平方和计算的能量估测值，即 $E_{\mathrm{XX}}\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left[x(n-i)\right]}^2----\left(5\right)$

这种算法(4)的主要优点在于比其它自适算法计算要求少，因而它的稳定特性是众所周知的。通过适当选择步长(0＜μ＜2)能保证收敛、且当μ＝1时提供最快收敛。较小的步长以牺牲收敛速度取得稳态下较大程度的回波抵消。

应当注意到，由于检测近端谈话者的语音时，近端语音检测电路110使自适滤波器112不能起作用，所以近端谈话者的语音信号v(n)不包括在回波残余信号e(n)中。

除了给滤波器112提供“使能”信号外，电路110也可以产生E_xx(n)，并从控制输入端提供给滤波器112。此外，在生成器126中，μ值一般固定，或在该发生器控制输入端由电路110提供一固定值。

回波抵消器中最难设计的问题是对双方同时谈话的双发话的检测和处理。与仅允许单工通信的话音起动开关(VOX)相反，回波抵消器保持双工通信，且当近端发话者正在谈话时必须继续消除远端谈话者的回波。为了防止滤波器系数由近端语音引起差错，滤波器接头必须冻结，以免实际回波信道的传输特性造成偏差。

回过来再参看图2，近端语音检测电路110可使用对x(n)、r(n)和e(n)的能量检测，以测定近端语音何时出现。传统的双发话检测方法是鉴于对通过混合电路的回波通路损耗约为6dB的认识来对x(n)和r(n)的短期能量平均值作比较。如果混合电路损耗低于6dB，则表明有近端语音。然而，实验研究已揭示这种方法缺乏灵敏度。近端语音v(n)的大动态范围会使这种方法偶尔检测不到，从而使滤波器系数出错。

另一种流行的双发话检测方法是检测短期回波回程损耗增大量(ERLE)，它定义为： $\mathrm{ERLE}\left(\mathrm{dB}\right)=10\log ({\mathrm{\&sigma;}}_y^2/{\mathrm{\&sigma;}}_e^2)----\left(6\right)$ 这里σ_y ²是y(n)的方差，σ_e ²是e(n)的方差，且这些方差应用短期能量平均值作近似：

$\widehat{{\mathrm{\&sigma;}}_e^2}=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left[e(n-i)\right]}^2;----\left(8\right)$

ERLE表示回波通过回波抵消器之后被除去的能量值。这种双发话检测方法比较r(n)和e(n)的短期能量估测值，若短期ERLE落入某预定门限值，如6dB，则表明有双发话。虽然这种方法有较大的灵敏度，但在检测到近端语音开始之前带来短时延，从而使得自适冻结之前回波信道估测会稍有变坏。这种损害要求使用附加技术来消除残余回波。因此，希望找到一种如本发明所提供的在双发时保持回波信道估测的改进方法。

在应用上述检测双发话的能量比较方法的任一种时，高电平的背景噪声，尤其是蜂窝区呼叫环境中，都会造成难以正确检测双发话。因此，希望应用如本发明所提供的在高噪声背景电平环境中检测双发话的改进方法。

现在参看图5，图中画出本发明的通信网回波抵消器(NEC)140的一实施例的方框图。在一实现例中，NEC140按数字信号处理器的形式配置，例如可用德克萨斯州德拉斯的德克萨斯仪器公司制造的TMS320C3X系列的数字信号处理器的一种型号。应当理解，根据本发明的说明，其它数字信号处理器也可编程工作。作为选择，其它的NEC140的实现方案可由分立的处理器或以应用特定的集成电路(ASIC)的形式进行配置。

应该理解，在本实施例中，NEC140实质上是一种已定义各种状态操作功能的状态机。NEC140的工作状态为无声、远端语音、近端语音、双发话和释放延迟。下面进一步详细描述NEC140的工作。

在图5中，如图2那样，移动站来的语音信号标为远端语音x(n)，而陆地侧来的语音标为近端语音v(n)。将x(n)反射离开混合电路被模仿为使x(n)通过一未知回波信道142，以产生回波信号y(n)，该信号又在加法器144上与近端语音信号v(n)相加。虽然加法器144不是回波抵消器本身所包含的部件，但这一器件的物理效果是该系统的寄生结果。为了排除低频背景噪声，回波信号y(n)和近端语音信号v(n)的和通过滤波器146进行高通滤波，以产生信号r(n)。信号r(n)作为一个输入分别加给加法器148、-加法器150和控制单元152。

输入的远端语音x(n)存储在缓冲器154中，以便输入到一组横向自适滤波器(起始滤波器156、状态滤波器158和回波抵消滤波器160)和控制单元152。在该实施例中，起始滤波器156具有448个滤波器系数(或分支)，而状态滤波器158和回波抵消滤波器160各具有256个分支。

在NEC140的起始工作期间，语音取样x(n)加到起始滤波器156，以起动回波抵消操作和按照控制单元152的控制调整回波延时。在这起始工作期间，控制单元152使状态滤波器158和回波抵消滤波器160不能工作。来自起始滤波器156的起始回波抵消输出信号 ，通过滤波器开关162加到加法器148。在加法器148上，从信号r(n)中减去信号

以产生起始估测回波残余信号e(n)。滤波器开关162根据控制单元152的控制，在起始滤波器156的输出和回波抵消滤波器160的输出之间进行选择，以便输入到加法器148。

如上文所述，回波延时调整过程是在NEC140的起始工作期间进行的。在这调整过程中，将起始滤波器156的滤波器系数(或分支)提供给控制单元152，以确定分支的最大值。这一过程用于将信号的平坦延时区与回波散布区区分开

按照完成的回波延时调整过程，将起始滤波器156来的256个分支拷贝到状态滤波器158和回波抵消滤波器160的分支中，后文将对其进一步详细描述。回波延时调整过程的结果确保与信号r(n)的回波散布区相符的取样x(n)发生自适滤波。在这起始工作之后，状态滤波器158和回波抵消滤波器160起作用，并初次使用由滤波器156提供的分支。以后所有的自适都将根据所生成的分支来进行。

在NEC140的正常工作期间，信号 从状态滤波器158输出到加法器150的一输入端，与信号r(n)相减。从加法器150输出的结果是输入给控制单元152的信号e₁(n)。回波抵消滤波器160的输出，即回波复制信号 ，通过滤波器开关162加给加法器148的一输入端，与信号r(n)相减。所得回波残余信号e(n)从加法器148输出，并作为输入反馈给控制单元152。从加法器148输出的回波残余信号e(n)可直接作为NEC140的输出或通过附加处理部件提供。按照下面的进一步详细讨论，控制单元152也对状态滤波器158和回波抵消滤波器160的自适提供控制。

在本发明中，NEC140的输出可提供噪声分析/合成特性。这种特性由输出开关164、噪声分析单元166和噪声合成单元168支持。输出开关164和噪声分析单元166两者都接收加法器148来的输出信号e(n)。噪声分析单元166根据控制单元152的控制，分析信号e(n)，再把分析输出加给噪声合成单元168。噪声合成单元168根据信号e(n)的分析特性，产生一个合成噪声信号s(n)，然后将噪声合成单元168的输出加给输出开关164。通过受控制单元152控制的输出开关164，NEC140的输出可作为直接来自加法器148的信号e(n)提供，也可作为噪声合成单元168的合成噪声信号s(n)提供。

一般的电话交谈大部分时间花在总是一个人讲话，即以单发话为主。当只有远端发话者谈话时，NEC140使用噪声分析合成特性，以合成噪声信号s(n)替代回波残余信号e(n)，来完成排除回波。为了防止远端发话者感觉到信号特性方面有变化，采用线性预测编码(LPC)技术合成噪声，以及与最近无声期间的实际背景噪声的功率和频谱特性相匹配。这种噪声合成方法，下面将进一步详细加以讨论。作为设计考虑，此方法有效地减少单发话，以便使NEC140对双发话优化。下面将进一步详细描述噪声分析/合成的特性。

作为本发明的一个附加特征，如图5中实施例所示，还可配备一增益级。在实现这一特征中，可变增益部件170设置在远端语音信号x(n)至NEC140的输入端上，输入的远端语音信号x(n)通过可变增益级170加给缓冲器154和未知回波信道142。控制单元152与可变增益级170合在一起提供自动增益控制特性，以便对信号限幅，否则未知回波信道142以非线性方式影响该信号。控制单元152和可变增益级170也用来减少滤波器自适处理的收敛时间。这一特性的进一步详细情况下面再描述。

如本发明实施例中所示，滤波器158和160这两个独立自适滤波器跟踪未知回波信道。滤波器160执行实际回波抵消，而滤波器158由控制单152用来确定NEC140若干状态中的哪个状态应该进入工作。因此，滤波器158和160分别称为状态滤波器和回波抵消滤波器。这种双滤波器方式的优点在于，模仿未知回波信道142的回波抵消滤波器160的滤波系数能较有效地保持，不会危及近端语音劣化。通过精确保持回波信道特性，本发明的设计无需使用中心剪切。

监控两滤波器158和160的性能的控制单元152中实施的控制算法优化成在双发话时，保持所估测回波信道特性。控制单元152在适当的时候接通和切断滤波器158和160的自适，调整此两滤波器的步长，并按x(n)调整增益单元170，以使自适可快速起动。

图6以功能框图的形式进一步详细说明图5的控制单元152。在图6中，控制单元152包含状态机和过程控制单元180、能量计算单元182、差分能量值单元184；可变自适门限单元186；自动增益控制单元188和平坦延时计算单元190。

状态机180完成如参照图14所示的全部状态机功能，和如图7所示的各过程控制。状态机180在NEC140的起始工作期间控制起始滤波器156和平坦延时计算单元190，并按照起始设定自适控制和步长控制对状态滤波器158和回波抵消滤波器160提供控制。状态机180也控制噪声分析单元166和开关162和164。状态机180还能使可变自适门限单元186工作，以对回波抵消滤波器160的提供自适控制。状态机180又接收加法器148来的信号e(n)和加法器150来的信号e1(n)，以分别提供给回波抵消滤波器160和状态滤波器158。另一种方法是，信号e1(n)和e(n)可直接提供给状态滤波器158和回波抵消滤波器160。

能量计算单元182接收循环缓冲器154来的x(n)、高通滤波器(HPF)146来的r(n)、加法器148来的e(n)、和加法器150来的e1(n)等信号的取样值，并计算下面要讨论的各个值，以提供给差分能量值单元184和状态机180。差分能量值单元184使用在能量计算单元182中所计算的能量值与门限电平比较，以确定近端语音和/或远端语音是否存在。该确定结果提供给状态机180。

能量计算单元182在每一步上为滤波器158和160计算能量估测值。这些能量估测按照最新取样的平方和进行计算。在时间n上对信号x(n)的两个能量测量，E_x(n)和E_xx(n)，分别对128和256个取样计算，并能用如下等式表达： $E_x\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{127}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left[x(n-i)\right]}^2----\left(9\right)$ $E_{\mathrm{XX}}\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{255}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left[x(n-i)\right]}^2----\left(10\right)$

同样，能量计算单元182在时间n上分别对信号r(n)、e(n)和el(n)按下面等式计算其能量估测值E_r(n)、E_e(n)和E_el(n)： $E_r\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{127}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left[r(n-i)\right]}^2----\left(11\right)$ $E_e\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{127}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left[e(n-i)\right]}^2----\left(12\right)$ $E_{\mathrm{el}}\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{127}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left[\mathrm{el}(n-i)\right]}^2----\left(13\right)$

能量计算单元182按照下面等式也计算时间n上的混合电路损耗Hloss(n)：

Hloss(n)(dB)＝10log₁₀[E_x(n)/E_r(n)]             (14)

回波抵消滤波器160的回波回损增大量(ERLE)由能量计算单元182按下面等式计算：

ERLE(n)(dB)＝10log₁₀[E_r(n)/E_e(n)]              (15)

而状态滤波器158的回波回损增大量(ERLEI)也由能量计算单元182按下面等式计算：

ERLEI(n)(dB)＝10log₁₀[E_r(n)/E_el(n)]            (16)

为了避免回波信道引入的回波信号非线性分量，需要将所接收的取样x(n)的值限幅得小于接近最大值的预定门限值。自动增益控制单元188与可变增益级170相结合可得上述结果。接收循环缓冲器输出取样x(n)的自动增益控制单元188，将增益控制信号加给可变增益元件170，以便取样值太大时进行限幅。

平坦延时计算单元190根据状态机180的控制，在NEC140起始工作时计算起始滤波器来的平坦延时。然后该单元把循环缓冲器偏移信息提供给状态滤波器158和回波抵消器160，以顾及呼叫的平坦延时。

在本发明的通信网回波抵消器的实施例中，采用三种针对性措施解决双发话的检测和处理问题。与此相对应，本发明也采用三种办法：(1)两个具有不同步长的独立自适滤波器；(2)用于接通和切断滤波器自适的可变门限；(3)用于语音检测的差分能量算法。

NEC140使用两个独立自适的NLMS自适滤波器。与其它双滤波器方式不同，NEC140不来回倒换使用滤波器158和160消除回波，也不在稳定状态下在此两滤波器之间交换分支信息。这两种先前的已有技术会产生瞬变，使回波抵消器的输出端出现不希望的“喀呖”声。在本发明中，回波抵消滤波器160总是执行实际的回波抵消，而状态滤波器158通过在状态机180中实施的控制算法，用来区分不同的抵消器状态。这种新颖的双滤波器方式使回波抵消器160可用一种守恒适配策略。如果控制算法不能确定抵消器应工作在哪个状态，则切断消除滤波器160的自适，同时状态滤波器158继续进行自适。状态机180用从状态滤波器158收集到的统计数字帮助确定状态。调整适配滤波器的步长，使回波抵消滤波器160在稳态下获得高ERLE、而状态滤波器158迅速响应回波信道响应中的任何变化。通过使二滤波器158和160按上述方法同时进行自适，回波抵消器的总体性能强化了。

状态滤波器158、回波抵消滤波器160以及起始滤波器156均按图4所示方式构成。状态滤波器158和回波抵消滤波器160各包含256个分支，以顾及8KHz取样速率时的32ms回波散布周期。应当理解，对于状态滤波器158和回波抵消滤波器160而言，其可用分支数的多少取决于回波散布周期和取样速率。取样缓冲器154包含512个远端语音取样，以顾及一横贯美国大陆的呼叫的64ms平坦时延周期和回波散布。为了处理各电话呼叫遇到的不同平坦延时值，本发明的通信网回波抵消器自动确定平坦延时，并进行滤波器分支移位，使工作在回波散布区的分支数最大。因此本发明的回波抵消器处理0-32ms的回波响应，无需移位，处理32-64ms的回波响应，需最大延时移位。应当理解，正如在数字信号处理器和与之相关联的处理技术的已有技术中公知的那样，起始滤波器156可用来构成滤波器158和160。起始处理完成后，起始滤波器156可“分解”为二，各带独立的系数生成器，并入滤波器158和160。起始特性的进一步详细情况后面加以讨论。

为了保持双发话开始时回波抵消滤波器160的滤波器系数，NEC140使用可变自适门限(标为VT)来接通和切断回波抵消滤波器160的自适。可变自适门限(VT)由可变自适门限单元186计算，并提供给状态机180。如果状态滤波器158或回波抵消滤波器160有一个比VT大的ERLE，则控制算法使回波抵消滤波器160自适。回到图4，加给生成器126的控制输入包括一个来自控制单元152的“使能”信号，它使系数矢量生成器126更新滤波器适配的滤波器系数。如果上述两个滤波器的ERLE都小于VT，则状态机180使系数矢量生成器126不能提供更新的系数。在这种情况下，系数矢量生成器126输出所存在的系数，直至再一次起动适配为止。控制输入也向系数矢量生成器126提供其它参数，如等式(4)的μ、E_xx(n)和e(n)值等。

在图6中，状态滤波器158的ERLE在能量计算单元182中按照等式(6)用r(n)和e1(n)值来计算。对于回波抵消滤波器l60用r(n)和e(n)的值，同样在能量计算单元182中得到计算。在可变自适门限单元186中，由状态机180将VT预置成起始最小门限值，在实施例中该值为6dB，在可变自适门限单元186中处理的门限值可用下面的C语言描述：

　　if(ERLE＞VT+6dB){

　　    VT＝MAX[VT，(ERLE-6dB)]；

　　}else if(ERLE＜MT-3dB{

　　    VT+MT；

　　}

当ERLE提高并超过(VT+6dB)，自适门限值也提高，维持在峰值ERLE下面的6dB上。由于此6dB的边际，ERLE可变。如果滤波器158和160两者之一的ERLE处于最后ERLE峰值的6dB边际内，则状态机180使回波抵消滤波器160继续适配。如果ERLE落到最小门限值下3dB，则将自适门限置于最小值。这种方法的优点在于回波抵消滤波器160在双发话刚开始时立即停止。例如，若仅远端发话者单方发话，而且最后的ERLE峰值为34dB，则一旦近端发话者开始谈话，ERLE就下降，且当ERLE变为28dB时，滤波器停止自适。传统的近端语音检测器直到ERLE下降到约6dB以下才停止自适，使回波信道估测可些许偏差。因此，通过更精确地保持回波信道特性，本发明在双发话时获得较大的回波抑制，同时没有传统回波抵消器中使用中心剪切器带来的音质下降。

在本发明的典型实施例中，最好在滤波器160停止自适之前，滤波器158和160的ERLE都降到VT以下。控制算法的这一特性，由于两个滤波器的ERLE在双发话一开始就立即下降，所以有助于将通话双发话开始与任一ERLE测量的额定可变性区别开。

本发明的又一方面是当滤波器158和160获得收敛时，最小门限值VT从起始设定值开始增加。当最小门限值VT增加时，在回波抵消滤波器160自适之前必须要有较大的ERLE。

为了防止大的背景噪声电平干扰状态检测，本发明的回波抵消器对信号x(n)和e(n)使用一种差分能量算法。这种算法在差分能量值单元184和状态机180中实施，后面将作进一步详细描述。该算法不断地监测背景噪声电平，且用信号能量与之比较，以确定发话者是否正在谈话。在典型实施例中，差分能量值单元184计算3个门限值T₁(Bi)、T₂(Bi)和T₃(Bi)，它们是背景噪声电平Bi的函数。如果信号x(n)的信号能量超过所有三个门限值，则判定发话者正在谈话。如果信号能量超过T1和T2但不超过T3、则判定发话者可能发出一清音语声例如词“speed”的“sp”声音。如果信号能量比三个门限值都小，则判定发话者没在谈话。

在本发明的回波抵消器取样数据处理全流程图的示例画于下面的图7中。状态机180控制的算法开始起动(方框200)，然后，首先获得μ律取样的x(n)和v(n)(方框202)，再将这些取样变换为线性值(方框204)。v(n)取样又通过高通滤波器(HPF)以获得取样r(n)(方框206)。图5中去除剩余直流信号和低频噪声的HPE滤波器146是使用众所周知的数字滤波器技术构成的数字滤波器。该HPF一般由三阶椭圆函数型滤波器构成，其特性为止带截止频率120Hz抑制衰轮37dB，通常截止频率250Hz有0.7dB的波纹。该HPF一般做成一阶和二阶直接型的级联，其系数为表I所示。

                     表    1

A(1)	A(2)	B(0)	B(1)	B(2)
					-.645941-1.885649	0.924631	.8229701.034521	-.822970-2.061873	01.034461

接着对信号取样x(n)更新能量平均值E_x(n)和E_xx(n)(方框208)。然后对信号取样r(n)更新能量平均值E_r(n)，同时计算混合电路的能量损耗Hloss(n)(方框210)。

计算自适滤波器158(图5)的输出值y1(n)(方框212)，以确定回波残余量e1(n)(方框214)。再更新滤波器158的ERLE1和能量平均值E_e1(方框216)。同样，计算自适滤波器160(图5)的输出值y(n)(方框218)，以确定回波残余量e(n)(方框220)。再更新滤波器160的ERLE和能量平均值Ee(方框222)。应当理解方框208-222中列出的某些步骤可按照其下各步要求值所支配的其他各种顺序来完成。而且某些步骤可并行完成，如步骤212-216和218-222。因此，这里参照图7讨论的顺序仅仅是处理步骤的一种示例。

在完成各步骤之后，执行参数调整步骤(方框224)，这一步骤将结合图8作进一步详细描述。完成参数调整步骤时，执行一周期性函数计算步骤(方框226)，这一步骤将参照图9作进一步详细描述。完成该周期函数计算步骤后，执行一状态机操作步骤(方框228)，这一步骤将结合图14作进一步详细描述。状态机操作步骤完成时，本处理返回到流程图中的A点进行重复。

图8中的流程图进一步详细说明图7方框224的参数调整步骤。参数调整步骤中，在回波抵消操作期间，更新滤波器步长和可变门限值。

通过在控制输入中向滤波器系数生成器提供1的步长(μ1＝μ2＝1)，状态机180在操作开始时将状态滤波器158和回波抵消滤波器160(图5)都初始化。这一级的初始化可使起始收敛快速。达到参数调整时，使用一种起始参数调整算法。此算法判决控制部件对回波抵消滤波器设定的μ2值是否大于固定值0.5(方框250)。如果是，则判定ERLE是否大于14dB(方框252)。如果ERLE不大于14dB，例如在获得信道收敛开始时，则将计算器(Scount计数器)值置为O(Scount＝0)(方框254)，因而上述取样完成参数调整步骤，并在C点退出该子程序。

如果判定ERLE大于14db，则计数器增值(方框256)。然后判定Scount值是否已增加到计数值400(方框258)。如果Scount值小于计数值400，则上述取样完成参数调整，并在c点退出该子程序。

然而，如果在方框258中判定Scount值等于计数值400，即相当于ERLE连结50ms大于14dB，则状态滤波器的步长(μl)变为0.7，回波抵消滤波器的步长(μ2)变为0.4(方框260)。同时在方框260中，Scount计算器复位到零。于是，上述取样完成参数调整步骤，并在C点退出该子程序。

如果在方框250中，判定控制部件对回波抵消滤波器设定的值μ2不大于固定值0.5，则产生一中间运算。在该运算中，又判定μ2值是否大于0.2(方框262)。如果是，则接着判定ERLE是否大于20dB(方框264)。如果ERLE不大于20dB，则Scount值置为零(Scount＝0)(方框266)，因而上述取样完成参数调整步骤，并在C点激发子程序。

如果判定ERLE大于20dB，则计算器增值(方框268)。再判定此计算器值是否增加到计数值400(方框270)。如果计数器值小于计算值400，则上述取样完成参数调整步骤，并在C点退出该子程序。

然而，如果在方框270中判定Scount值等于计数值400，即相当于ERLE连续50ms大于20dB，则μl值变为0.4，μ2值变为0.1(方框272)进而在方框272中，最小门限值从起始最小值6dB增加到12dB。于是，上述取样完成参数调整步骤，并在C点退出该子程序。

应当注意，滤波器对于小步长的“调档”，使得可使用较大的ERLE。然而，较佳实施例中保持μ2＜μl的关系，以便回波抵消器达到高稳态的ERLE，而且状态滤波器迅速响应回波信通响应中的快速变化。

在回波抵消滤波器的μ2值设为0.1之后，可变自适门限算法开始起作用，以较准确地保持回波信道响应。当方框262中判定μ2值小于0.2时，则在可变自适门限单元186中实施的可变门限算法开始进行。如果判定ERLE比可变门限值(VT)大6dB(方框274)，该值是起始设定的6dB最小起始门限值，则在方框276中修改VT值。方框276中，设定VT大于前一VT值或等于ERLE减6dB。一旦设定VT，则上述取样完成参数调整步骤，并在C点退出该子程序。

然而，如果在框274中判定ERLE不比VT大6dB；则判定ERLE是否小于最小门限3dB(方框278)。框278中，最小门限值MT为中间运算设定的12dB。如果ERLE不比最小门限值小3dB，则上述取样完成参数调整步骤，并在C点退出该子程序。然而，如果方框278中判定ERLE比最小门限值小3dB，则设定VT为12dB的MT值(方框280)。于是，上述取样完成参数调整步骤，并在C点退出该子程序。

应当注意，通过增加最小门限值，对于回波抵消滤波器何时自适，上述处理变得选择性较高，即要求上述两个滤波器的ERLE都较大。使用的最小门限值较高，结果从双发话状态进入释放延迟状态所需的ERLE较大，就象后面结合图14的状态机处理讨论的那样。

为了加速快速过渡到稳态，即使在近端背景噪声大的情况下，本发明的回波抵消器在有远端语音的期间，一开始就把x(n)的输入增益调整到+3dB(IGain＝3dB)。如图5所示，状态机180提供对可变增益级170的控制。该3dB起始增益使r(n)所收回波值相对于近端噪声提高了(信噪比S/N提高3dB)，从而可使起始收敛加快。当最小门限值达12dB时(图7的方框272)，状态机180使IGain以每100ms下降1.5dB的变化率恢复到它的标称值0dB。实验研究已揭示1.5dB的增益变化受话者感觉不到的。这种增益调整通常在远端语音的第一个500ms内逐步完成。

进行自动增益控制单元188控制下的可变增益级170第二增益调整，以自动避免语音剪切。回波抵消器从声码器所接x(n)的μ律取样数通常在-8301和+8031之间。当送往混合电路的取样x(n)接近最大值+8031或-8031时，从混合电路返回的取样对参考信号x(n)呈非线性。为解决这一问题，本发明的回波抵消器使用自动增益控制单元188去自动控制可变增益部件170，以便每当取样x(n)的绝对值大于接近最大值的一预置值如7900时，使输入取样衰减1.5dB(IGain＝-1.5dB)。一旦抵消器进入无声态时，IGain就恢复到0dB。这种近端受话者察觉不到的增益变化，对于通常的交谈一般不起作用，但是当远端发话者大声吼叫时，却使回波抵消器的工作大为改善。

再回到图7，在参数调整步骤完成之后，开始执行周期函数的计算。图9表明按照周期函数计算步骤周期执行的三个计算：(1)信号x(n)和e(n)的差分能量值；(2)噪声分析的自相关和Durbin递归；(3)顾及回波延时变化的分支移位算法。

在图9中，周期函数计算步骤选择(方框300)开始，这一步根据状态机的状态和一计数器(Fcount)确定需要执行哪些计算。与状态无关，差分能量值单元184(图6)每128个取样就进行一次信号x(n)和e(n)的差分能量值计算。

信号X的差分能量值标为DEM(x)，用来判定远端发话者是否正在谈话。在较佳实施例中，将DEM(x)设为[0，3]范围内的一个整数。DEM(x)值通过将信号x(n)的能量Ex与3个计算值进行比较来确定，Ex由图6的能量计算单元182提供，三个门限值是背景噪声电平XBi能量估测的函数(方框302)。

在该步骤中，背景噪声估测每128个取样进行一次计算，这里下一个更新XB_i+1计算为：

XB_i+1＝min(E_x，160000，max(1.00547XBi，XBi+1))  (17)三个门限值作为XBi的函数计算如下： $T_1\left(\mathrm{XBi}\right)=-(3.160500\&times;{10}^{-5}){\mathrm{XB}}_i^2+10.35\mathrm{XBi}+704.44----\left(18\right)$ $T_2\left(\mathrm{XBi}\right)=-(7.938816\&times;{10}^{-4}){\mathrm{XB}}_i^2+26.00\mathrm{XBi}+1769.48----\left(19\right)$ $T_3\left(\mathrm{XBi}\right)=-(3.160500\&times;{10}^{-4}){\mathrm{XB}}_i^2+103.5\mathrm{XBi}+7044.44----\left(20\right)$ (20)

远端信号的能量Ex再次与这三个门限值进行比较。如果Ex大于所有3个门限值，则DEM(x)＝3，表明有语音。如果Ex大于T₁和T₂，但不大于T₃，那末DEM(x)＝2，表明可能存在清音语声。如果Ex大于T₁，但不大于T₂和T₃，则DEM(x)＝1。最后，若Ex小于所有三个门限值，则DEM(x)＝0，表明不存在语音。DEM(x)的值由差分能量值单元184提供给状态机180。

同样，计算信号e的差分能量值DEM(e)，且用来确定近端发话者是否正在谈话，在较佳实施例中，也将DEM(e)也设为[0，3]范围中的一个整数。通过将图6能量计算单元182提供的信号e(n)的能量值Ee与方框304中的下面三个计算门限值进行比较，来决定DEM(e)： $T_1\left(\mathrm{EBi}\right)=-(6.930766\&times;{10}^{-6}){\mathrm{EB}}_i^2+4.047152\mathrm{EBi}+289.7034----\left(21\right)$ $T_2\left(\mathrm{EBi}\right)=-(1.912166\&times;{10}^{-5}){\mathrm{EB}}_i^2+8.750045\mathrm{EBi}+908.971----\left(22\right)$ $T_3\left(\mathrm{EBi}\right)=-(4.946311\&times;{10}^{-5}){\mathrm{EB}}_i^2+18.89962\mathrm{EBi}+2677.431----\left(23\right)$ (23)这里，e(n)的背景噪声估测也是每128个取样更新为：

EB_i+1＝min(Ee，160000，max(1.00547EBi，EBi+1))  (24)

如果Ee大于全部3个门限值，则DEM(e)＝3，表明存在近端谈话。如果Ee大于T₁和T₂，但不大于T₃，则DEM(e)＝2，表明可能出现清音语声。如果Ee大于T₁，但不大于T₂和T₃，则DEM(e)＝1。最后，若Ee小于所有三个门限，则DEM(e)＝0，表明无语音存在。DEM(e)的值也由差分能量值单元184提供给状态机180。

一旦计算DEM(x)和DEM(e)值，则XBi和EBi的值在方框306中由等式(7)和(24)更新。应注意，XBi和EBi的值都初始化为160000。

通过使用跟踪背景噪声电平的差分能量测量，即使在高背景噪声电平下也能精确判定是否有某人在谈话。这有助于图6中状态机180进行正确的状态判定。

如上文所述，在周期函数计算步骤中执行噪声分析计算。当函数选择(方框300)检测到状态机对于当前取样为“0”状态时，则判定包括该当前取样在内的最后的256个取样是否都是状态机“0”状态(方框308)。如果是，则采用语音声码化惯用的线性预测编码(LPC)方法来计算噪声的频谱特性。然而，如果这些取样都为“0”状态，则跳过LPC方法。

LPC方法模仿过去取样加一激励信号的线性组合所不断产生的每个取样。当双方的发话者都不谈话时，则误差信号e(n)通过一预测误差滤波器(图5的噪声分析部件166)，以排除任何短期冗余信息。该滤波器的转移函数由下式给出： $A\left(z\right)=1-\underset{i=1}{\overset{P}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_i{z}^{-i}----\left(25\right)$ 式中，本典型实施例的预测器阶次为5(P＝5)。

LPC系数a_i用自相关法(方框310)和Durbin递归法(方框312)，从一组128个的取样中算出。此方法与Rabiner和Schafer等人所著的“语音信号的数字处理”文章中讨论的方法相同，是一种众所周知的有效计算方法。开头6个自相关系数R(0)-R(5)计算为： $R\left(K\right)=\underset{m=0}{\overset{127-K}{\mathrm{\&Sigma;}}}e\left(m\right)e(m+k)----\left(26\right)$

然后，LPC的系数用Durbin递归算法直接由自相关值计算。该算法可表示如下：

(1)E⁽⁰⁾＝R(0)，i＝1                                 (27) $\left(2\right)K_i=\{R\left(i\right)-\underset{j=1}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_j^{i-1}R(i-j)\}/E^{(i-1)}----\left(28\right)$

(3)α_i ⁽ⁱ⁾＝Ki                                       (29) $\left(4\right){\mathrm{\&alpha;}}_j^{\left(i\right)}={\mathrm{\&alpha;}}_j^{i-1}-K_i{\mathrm{\&alpha;}}_{i-j}^{(i-1)}-----1<=j<=i-1----\left(30\right)$ $\left(5\right)E^{\left(i\right)}=(1-K_i^2)E^{(i-1)}----\left(31\right)$

(6)如果i＜P，则取i＝i+1进入(2)                        (32)

(7)LPC系数的最后解答为：

     a_j＝α_j ^(p)    1＜＝j＜＝P                      (33)

一旦获得LPC系数，则利用使白噪声通过噪声合成滤波器(图5的噪声合成部件168)就能产生具有同样频谱特性的合成噪声取样，该噪声合成滤波器的特性为： $\frac{1}{A\left(z\right)}=\frac{1}{1-\underset{i=1}{\overset{P}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_i{z}^{-i}}----\left(34\right)$ 这正好与噪声分析用滤波器的特性相反。

应当理解，在典型的实施例中，LPC编码技术提供模仿噪声的极好方法。然而，也可其它技术模仿噪声，或者可以根据不用模仿噪声。

作为周期函数计算步骤的进一步功能，用分支移位算法来计算变化的回波延时。这种计算是根据一呼叫的起始取样处理执行的，并且，只要ERLE大于10dB，可选择按每256个取样来计算(方框314)。如果ERLE大于10dB，即表明存在某种回波抵消，则在图6的平坦延时计算单元190中决定起始滤波器(图5的滤波器156)中的最大分支，即最大值的滤波器系数。然后，进行分支移位，以处理回波散布区的大量取样和平坦延时区的少量取样(方框318)。分支移位是一种将比正常时数量多的回波散布区取样从缓冲器安插到状态滤波器和回波抵消滤波器的判决。方框320对这些取样进行能量平均值的再计算。一旦分支移位算法完成或周期函数计算步骤的其它两个计算之一完成，则Fcount增值(方框322)，然后该子程序退出。

关于回波延时调整，由于基站回波抵消器和电话网中混合电路之间的距离各呼叫可各为不同，所以回波信号的平坦延时范围也很大。通过设定美国的跨距为3000英里，且电信号以2/3的光速传播，我们能迅速估测这一延时的范围。由于往返距离为600英里，所以最大平坦延时约为：

本发明的通信网回波抵消器顾及各种呼叫中发现的各种平坦延时值，使回波散布区有较多的分支工作，而不浪费在平坦延时区。例如，在无分支移位机构的传统回波抵消器中，由于滤波器延时线中的128个最新取样与进入抵消器的回波取样不相关，所以16ms的平坦延时会使回波抵消器的开头128个分支近于零。因此，实际回波信号仅由剩余的128个分支进行抵消。与之相比，本发明的NEC自动判定平坦延时为16ms，且分支移位，以便在较早的取样上工作。这一策略将更多分支用在回波散布区，其结果能更好地进行回波抵消。

本发明的NEC在循环缓冲器(图5中的缓冲器154)中存贮512个远端语音x(n)的取样，这样相当于延时64ms。当抵消器开始工作时，在图5的起始滤波器156中开始对图10所示448个最新取样适配448个滤波器分支。

在以这种位置的分支获得起始收敛后，通过寻找最大分支值及其在起始滤波器156的分支缓冲器中的对应位置，在平坦延时计算单元190中相应的算法判定平坦延时值。因为平坦延时是远端语音取样(取样频率8KHz时)从回波抵消器输出，反射离开混合电路，并再回到回波抵消器的输入所需时间，所以最大分支(标以Tmax)的分支数对应于平坦延时。算法不采用Tmax来移位分支，而是保留32个取样的安全边际，以防信道响应的微小变化。下式给出实际分支移位值：

Tshift＝MAX[0，MIN(Tmax-32,256)                   (36)

一旦测定Tshift，则从Tshift开始的起始滤波器分支，如图11中所示，由平坦延时计算单元190将其拷贝进状态滤波器和回波抵消滤波器中。采用Tshift在循环缓冲器中的偏移，使控制滤波器和回波抵消滤波器的第零个分支都与排在最新取样之前Tshift的那个取样对齐。图12表示一回波延时范围可达64ms的最大移位。在分支移位到早先取样上工作后，能量测量E_x(n)和E_xx(n)进行相应修改，以便测量这些早先取样的平方和。

上文目的在于说明，因而描述了三个适配滤波器。然而，应当理解，在各种实施中，尤其是在数字信号处理器中，起始滤波器也可起状态滤波器和回波抵消滤波器相同的作用，并采用的实体存贮器。

在点D退出周期函数计算步骤(图7和图9)时，状态机180(图6)执行一状态机控制算法。该算法可模仿作具有5种状态的状态机，如图1 3所示。按状态机180中实施的状态机控制算法能随每个新取样改变状态。

方框330的状态0是无声状态，双方发话者都没有谈话。此状态下，状态滤波器和回波抵消滤波器都没有适配，以免回波信道发散。如果NEC对256次连续取样保持状态0，则控制算法起动图9中的噪声分析子程序，以便使用LPC分析对背景噪声的频率特性编码。

如果仅远端发话者一方谈话，则NEC进入状态1(方框332)，在这种状态下状态滤波器总是进行适配。如果二滤波器之一的ERLE在适配门限值VT以上，则回波抵消滤波器适配。噪声合成程序利用LPC系数在上一无声间隔中产生噪声，以置换残余回波。事实上，在状态1中，由于不管远端语音x(n)有多大声，残余回波决不会返回到移动站，所以NEC有无穷大的ERLE。

如果仅近端发话者一方谈话，则NEC进入方框334的状态2。这里，状态机冻结上述二滤波器的适配，并输出信号e(n)。如果近端发话者停止谈话，则NEC在过渡状态0(无声)之前过渡到状态4(释放延迟)；在典型实施例中具有50ms的释放延时。该释放延迟计算顾及近端语音中的一些停顿。如果远端发话者开始谈话，则NEC过渡到状态3(双发话)。

方框336的状态3是双发话状态，该状态中，状态机冻结波抵消滤波器的适配，并输出e(n)。如果混合电路损耗大于3dB，则状态机控制算法使状态滤波器适配，以顾及回波信道脉冲响应方的变化。例如，假设上述滤波器收敛，仅远端发话者一方谈话，且回波信道突然变化。举个例子，如果某人拿起一电活分机答话，使移动站发话者与陆地电话侧的两个人同时谈活，就会出现上述情况。这种，上述的滤波器的ERLE会突然下降，且NEC会转换到双发话状态，使近端语音的回波信号出错。虽然二滤波器在双发话时一般会冻结，可是在这种情况下，如果二滤波器不可适配，则NEC会保持这种状态直至呼叫终止。然而，NEC用混合电路损耗决定状态滤波器是否可适配。当状态滤波器适配时，由于又获得新的回波信道，ERLE会上升，且NEC会回到离开状态3(双发话)的情况。如状态图所示，退出状态3(双发话)的唯一途径是一通过状态4(释放延迟)，而且只在混合电路损耗大于3dB，且状态滤波器或回波抵消滤波器的ERLE大于最小门限值MT时，才能进入状态4。

方框338的状态4是顾及近端语音停顿的释放延迟状态。如果远端发话者在谈话，且典型实施例中，100ms没有检测到近端语音，则NEC从状态4(释放延迟)转移到状态1(远端发话)。如果远端发话者不在谈话，且典型实施例中，50ms没有检测到近端语音，则NEC从状态4(释放延迟)转移到状态0(无声)。如果检测到近端语音，则控制算法使NEC返回到状态2(近端发话)或状态3(双发话)。

图14中画出NEC状态机控制算法的详细流程图。该图中，从判决当前状态是否为状态1(远端发话)(方框340)开始，对每个取样执行算法。如果判定当前状态为状态1，且判定Hloss的值小于3dB(方框342)，那么控制部件可输出e(n)值(方框344)。这种情况表明对先前的取样，存在远端语音，但对当前的取样，存在双发话。同样，如果分别在方框340、346和348中判定当前状态不是状态1、-2或3(远端发话，近端发话和双发话)，则e(n)的值用状态机提供的输出控制可输出(方框344)。然后判定NEC处理下一个取样的下一个状态，并且所采用的下一状态判决从控制状态机算法的E点开始。

回到方框340，如果当前状态判定为状态1(远端发话)且Hloss判定为大于3dB(方框342)，则状态滤波器可适配(方框350)。然后，用VT核对ERLE和ERLE1，如果其中之一大于VT(方框352和354)，那么回波抵消滤波器可适配(方框356)。然而，如果在方框352和354中，ERLE和ERLE1都不大于VT，则回波抵消滤波器不适配。上述两种情况，都在控制部件的控制下，利用上一无声间隔中获得的LPC系数，由合成噪声部件产生一合成噪声取样(方框358)。该合成噪声取样s(n)用控制部件提供的输出控制进行输出(方框360)。然后判定NEC处理下一个取样的下一个状态，且该下一状态判决在点E开始。

在点E，程序执行进入下一状态子程序。如果DEM(x)的值不大于或等于整数值2(方框362)，则进行核对，以判定DEM(e)是否小于或等于1(方框364)。如果DEM(e)不小于或等于1，那么状态机转移到下一状态2(近端发话)(方框366)。然而，如果DEM(e)小于或等于1，那么，状态机转移到下一状态0(无声)(方框368)。如果转移到状态2或0，则程序进到状态机控制算法的点F，以判定释放延迟。

然而，下一状态子程序的进入点E，如果DEM(x)的值大于或等于2(方框362)，则判定DEM(e)的值是否等于3(方框370)。如果不等于3，则判定下一状态为1(远端发话)(方框372)，且程序进行到控制状态机算法中的点F，以判定释放延迟。如果在方框370中判定DEM(e)的值等于3，那么进行核对，以判定Hloss、ERLE和ERLE1是否分别小于3dB(方框374、376和378)。如果在方框374、376和378中，各值分别大于或等于3dB，则判定下一状态为1(远端发话)(方框372)。如前所述，从方框380和框372，程序进行到控制状态机算法中的点F以测定释放延迟。

回到方框346。如果当前状态在方框340中判定为不是状态1(远端发话)，则进入到该框，并判定当前状态是否为状态2(近端发话)。如果当前状态是状态2，那么输出e(n)值(方框382)。然后，通过先判定DEM(x)是否等于3(方框384)来确定下一状态。如果是等于3，则下一状态设定为状态3(双发话)(方框386)。然而，如果DEM(x)不等于3，则判定DEM(e)是否大于或等于2(方框388)。

如果在方框388中判定DEM(e)大于或等于2，则下一状态仍然设定为当前状态，即状态2(近端发话)(方框390)。然而，如果在方框388中判定DEM(e)不大于或等于2，则判定DEM(x)是否小于或等于1(方框392)。如果在方框392中判定DEM(x)不小于或等于1，那么下一状态设定为状态3(双发话)(方框386)。如果在方框392中判定DEM(x)小于或等于1，那么下一状态设定为状态4(释放延迟)(方框394)另外，在方框394中，控制部件中的一内部计数器Hcounter(未图示)置于Hcount值400。从方框386、390和394，程序进行到控制状态机算法中的点F，以测定释放延迟。

回到框346，如果判定结果当前状态不是状态2(近端发话)，则在方框348中判定当前状态是否为状态3(双发话)。如果当前状态是状态3，那么输出e(n)值(方框396)。然后，通过先测定DEM(x)是否等于3(方框398)来确定下一状态。如果DEM(x)不等于3，则程序如上所讨论进行到方框388，以测定状态。如果DEM(x)等于3，则测定Hloss是否大于3dB(方框400)。如果在方框400中Hloss不大于3dB，则下一状态设定为状态3(双发话)(方框386)。如果Hloss大于3dB，那么状态滤波器可适配(方框402)。

在状态滤波器可适配的情况下，判定ERLE是否大于MT(方框404)，如果否，再判定ERLE1是否大于MT(方框406)。ERLE或ERLE1大于MT，那么下一状态设定为状态4(释放延迟)(方框408)。然而，如果ERLE1不大于MT，那么下一状态设定为状态3(双发话)(方框386)。如果下一状态在框408中设定为状态4，则将Hcount置为800。从方框386和408，程序进行到状态机控制算法中的点F，以判定释放延迟。

释放延迟程序确保在从近端发话状态或双发活状态转移到远端发话状态或无声状态之间出现一延时。一旦在点F进入释放延迟程序，则判决当前状态是否为状态4(释放延迟)(方框410)。如果当前状态不是状态4，则状态机控制算法程序退出，并返回到图7的点A。

如果在方框410中，判定当前状态为状态4则判定下一状态是否已设定为比状态2小的状态,即状态1(远端发话或状态0(无声))(方框412)。如果下一状态在框412中判定为不是状态0或1，则状态机控制算法子程序退出，同时返回到图7的点A。然而，如果判定下一状态为状态0或1，则Hcount减值(方框414)，并判定Hcount是否等于0(方框416)。如果判定Hcount等于0，那么状态机控制算法子程序退出，并返回到图6的点A。然而，如果Hcount不等于0，那么下一状态设为状态4(方框418)，且状态机控制算法子程序退出，并返回到图7A的点A。

应应理解，上面关于典型实施例的讨论的许多参数可以在本发明揭示范围内修改。例如，释放延迟可改变，同样也可改变其它参数，如各种门限值、门限级数或滤波器步长值等。

上面对较佳实施例的描述使本技术领域中的任何技术人员能够制造或使用本发明。对这些实施例作种种修改对该技术领域中的技术人员是显而易见的，这里所确定的总原理可用于其它实施例而不需创造性才能。因此，本发明不打算限定于这里所示的具体实施例，而是要赋予同这里所揭示的原理和新颖特征相一致的最大范围。

Claims (17)

1.一种在回程信道信号中抵消反射接收信道信号的回波抵消器，其中反射接收信道信号由回波信道与输入回程信道信号组合而成，其特征在于，所述回波抵消器包括：

具有接收接收信道信号的第一输入端和接收第一滤波器控制信号的第二输入端的第一滤波器装置，该第一滤波器装置产生第一滤波器系数并用所述第一滤波器系数和所述接收信道信号产生第一回波估测信号的输出，以及响应第一滤波器控制信号更新所述第一滤波器系数；

具有第一输入端和第二输入端的第一减法装置，所述第一输入端耦连于所述第一滤波器装置的输出用于接收所述第一回波估测信号，所述第二输入端用于接收回程信道信号与回波接收信道信号的组合信号，所述第一减法装置从所述组合信号中减去所述第一回波估测信号以产生第一回波残余信号的输出；

具有接收所述接收信道信号的第一输入端和接收第二滤波器控制信号的第二输入端的第二滤波器装置，所述第二滤波器装置产生第二滤波器系数并用所述第二滤波器系数和所述接收信道信号产生第二回波估测信号的输出，以及响应所述第二滤波器控制信号更新所述第二滤波器系数；

具有第一输入端和第二输入端的第二减法装置，所述第一输入端耦连于所述第二滤波器装置的输出用于接收所述第二回波估测信号，所述第二输入端用于接收所述组合信号，所述第二减法装置从所述组合信号中减去所述第二回波估测信号以产生第二回波残余信号，并向回程信道提供所述第二回波残余信号的输出；和

具有第一输入端、第二输入端、第三输入端和第四输入端的控制装置，所述第一输入端接收所述接收信道信号，所述第二输入端接收所述组合信号，所述第三输入端耦连于所述第一减法装置的输出用于接收所述第一回波残余信号，所述第四输入端耦连于所述第二减法装置的输出用于接收所述第二回波残余信号，所述控制装置具有提供第一滤波器控制信号的第一输出端和提供第二滤波器控制信号的第二输出端，所述第一和第二滤波器控制信号根据所述控制装置的控制状态产生；

其中所述控制装置包含：

具有所述控制装置的所述第一、第二、第三和第四输入端及所述第一和第二输出端的状态机装置，所述状态机装置根据所述第一、二、三、四输入端接收到的所述信号确定控制状态；和

与所述状态机装置耦连用于确定门限值的可变自适门限单元，所述门限值加给所述状态机装置，所述状态机装置进一步根据所述门限值确定所述控制状态；

其中，当所述接收信道信号大于第一预定能量值时，所述状态机装置确定第一控制状态，当所述控制状态为第一控制状态时，所述状态机装置产生所述第一滤波器控制信号，当所述第一回波残余信号与所述组合信号的第一能量比及所述第二回波残余信号与所述组合信号的第二能量比的至少一个超过第一预定能量比值时，产生所述第二滤波器控制信号。

2.权利要求1所述的回波抵消器，其特征在于，当所述状态机装置确定所述第一控制状态时，所述可变自适门限单元通过判定所述第二能量比是否大于第一门限值与第一预定固定值之和来确定所述第一预定能量比值，如果是，则将所述第一预定能量比值设定为所述第一门限值和所述第二能量比与所述第一预定固定值之差中较大值，而如果所述第二能量比小于所述第一门限值和所述第一预定固定值之和，则在所述第二能量比小于所述第二预定固定值与第三预定固定值值之差时，将所述第一预定能量比设定为第二预定固定值。

3.如权利要求1所述的回波抵消器，其特征在于，所述状态机装置确定第二控制状态，所述第二控制状态表示所述输入回程信道信号大于第二预定能量电平，且当处于所述第二控制状态时禁止产生所述第一和第二滤波器控制信号两者。

4.如权利要求1所述的回波抵消器，其特征在于，所述状态机装置确定第二控制状态，所述第二控制状态表示所述接收信道信号大于第一预定能量电平而所述输入回程信道信号大于第二预定能量电平，且当处于上述第二控制状态时产生所述第一滤波器控制信号。

5.如权利要求4所述的回波抵消器，其特征在于，当处于所述第二控制状态，且所述接收信道信号与所述组合信号的能量比大于所述第二预定值时，所述状态机装置产生所述第一滤波器控制信号。

6.如权利要求1所述的回波抵消器，其特征在于，它进一步包含产生噪声信号的输出的噪声输出装置，该输出装置响应一噪声选择信号将所述噪声信号替代所述回程信道上的所述第二回波残余信号，其中，状态机装置当处于所述第一控制状态时还产生所述噪声选择信号。

7.如权利要求6所述的回波抵消器，其特征在于，当处于所述第一控制状态，且所述接收信道信号与所述组合信号的能量比大于第二预定值时，所述状态机装置产生所述噪声选择信号。

8.如权利要求7所述的回波抵消器，其特征在于，所述状态机装置进一步确定第二控制状态，所述第二控制状态表示所述接收信道信号和所述输入回程信道信号分别低于第二和第三预定能量电平，且当所述状态机装置处于所述第二控制状态时禁止产生所述第一和第二滤波器控制信号，和其中所述噪声输出装置包含：

噪声分析装置，该装置在所述状态机装置处于所述第二控制状态时，用来执行对所述第二回波残余信号的线性预测编码分析，并提供一分析输出；

噪声合成装置，该装置接收所述分析输出，并合成代表所述第二回波残余信号的所述噪声信号的输出；

开关装置，该装置向所述回程信道提供所述第二回波残余信号的输出，并响应所述噪声选择信号向所述回程信道提供所述噪声信号，以替代所述第二回波残余信号。

9.如权利要求1所述的回波抵消器，其特征在于，当所述状态机装置处于第一控制状态下且接收信道信号和组合信号的能量比超过第二预定值时，所述控制装置产生第一控制信号。

10.如权利要求9所述的回波抵消器，其特征在于，可进一步包含用于产生噪声信号输出的噪声输出装置，根据回程信道响应噪声选择信号，提供所述噪声信号替代第二回波残余信号，其中，所述状态机装置处于第一控制状态时进一步产生所述噪声选择信号。

11.如权利要求1所述的回波抵消器，其特征在于，当所述状态机装置处于第一控制状态下，且所述接收信道信号和所述组合信号的能量比大于第二预定值时，所述控制装置提供输出合成噪声信号的控制信号。

12.如权利要求1所述的回波抵消器，其特征在于，当所述状态机装置处于第一控制状态下且所述接收信道信号和组合信号的能量比小于第二预定值时，所述控制装置提供输出所述第二回波残余信号的控制信号。

13.如权利要求11所述的回波抵消器，其特征在于，当所述状态机装置处于第一控制状态下，且所述接收信道信号和所述组合信号的能量比小于所述第二预定值时，所述控制装置提供输出所述第二回波残余信号的控制信号。

14.一种在回程信道信号中抵消回波接收信道信号的方法，其特征在于，包含下列步骤：

根据接收信道信号和第一组滤波器系数产生第一回波估测值；

从组合回程信道和回波接收信道信号中减去第一回波估测信号以产生第一回波残余信号；

根据接收信道信号和第二组滤波器系数产生第二回波估测值；

从组合信号中减去所述第二回波估测信号以产生第二回波残余信号；

将所述第二回波残余信号加给回程信道；

当接收信道信号大于第一预定能量值时更新所述第一组滤波器系数；和

当第一回波残余信号和组合信号的第一能量比及第二回波残余信号和组合信号的第二能量比之一超过第一预定值时，更新第二组滤波器系数；

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，可进一步包含步骤为，当接收信道信号能量和组合信号能量的比大于第二预定值时用合成噪声信号替换所述回程信道上的信号。

16.如权利要求14所述方法，其特征在于，可进一步包含步骤为，根据确定第二能量比是否大于第一阈值和第一预定固定值之和来确定第一预定值，且若大于，则将第一预定值设置为第一阈值和第二能量比与第一预定固定值之差中较大的一个值，若第二能量比小于第一阈值和第一预定固定值之和，且当第二能量比小于第二预定固定值与第三预定固定值之差时，将第一预定值设置到第二预定固定值。

17.如权利要求14所述的方法，其特征在于，可进一步包含步骤为，当接收信道信号能量和组合信号能量的比小于第二预定值时将第二回波残余信号加给回程信道。

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