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KR101566590B1 - 인버터 제어장치 - Google Patents

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KR101566590B1
KR101566590B1 KR1020130147051A KR20130147051A KR101566590B1 KR 101566590 B1 KR101566590 B1 KR 101566590B1 KR 1020130147051 A KR1020130147051 A KR 1020130147051A KR 20130147051 A KR20130147051 A KR 20130147051A KR 101566590 B1 KR101566590 B1 KR 101566590B1
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Abstract

인버터 제어장치가 개시된다. 본 발명의 장치는, 인버터의 인버터부의 하부 스위칭소자의 이미터 단에 배치된 레그션트 저항으로부터 2상 전류를 수신하여, 3상 전류를 결정하고, 결정된 3상 전류의 이상여부를 판별하여, 해당 이상치 전류를 보정한다.

Description

인버터 제어장치{APPARATUS FOR CONTROLLING INVERTER}
본 발명은 인버터 제어장치에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 레그-션트저항을 이용하여 각 상전류를 측정하는 인버터를 제어하는 장치에 관한 것이다.
일반적으로, 인버터란 전기적으로 직류를 교류로 변환하는 장치로서, 상용 전원으로부터 공급된 전력을 입력받아 인버터 내에서 전압과 주파수를 가변시켜 전동기에 공급함으로써 전동기의 속도를 제어한다.
도 1은 일반적인 인버터 시스템의 구성도이다.
도면에 도시된 바와 같이, 전동기(2)를 구동하는 인버터(1)는, 3상전원을 입력으로 하여 정류부(10)가 DC전원으로 변환하고, DC-링크 커패시터(20)가 이를 축적한 후, 인버터부(30)가 DC-링크 커패시터(20)에 축적된 DC전원을 다시 AC전원으로 변환하고 전압과 주파수를 가변하여 전동기(2)를 구동한다. 따라서, 인버터(1)를 가변전압 가변주파수(Variable Voltage Variable Frequency; VVVF) 시스템이라고도 한다.
최근, 소용량 인버터에서는 제품의 원가 경쟁력 확보를 위해 션트저항을 이용하여 전류를 검출하는 방식을 많이 사용한다. 션트저항을 이용한 전류검출방식은, 션트저항의 위치에 따라 DC-링크 션트저항 전류검출방식, 출력상 션트저항 전류검출방식 및 레그-션트저항 전류검출방식 등으로 나눌 수 있다.
도 2는 레그 션트저항 전류검출방식을 설명하기 위한 구성도이다.
도면에 도시된 바와 같이, 션트저항을 인버터부(30)의 하부 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated gate bipolar transistor, IGBT)(22)의 이미터 단에 배치한 상태에서 전류를 검출하는 방식으로서, 낮은 가격으로 회로를 구현할 수 있으며 순시전류도 검출할 수 있는 장점이 있다.
그러나, 레그션트저항을 이용하는 방식은, IGBT의 펄스폭변조(Pulse Width Modulation; PWM) 스위칭 상태에 따라 전류 검출영역이 제한되는 문제점이 있다.
도 3은 레그션트형 인버터의 전류검출 제한영역을 설명하기 위한 예시도이고, 도 4는 레그션트형 인버터에서 상전류를 검출하는 구간을 설명하기 위한 예시도이다.
공간벡터 PWM(Space Vector PWM; SVPWM)은 6개의 활성화벡터와 2개의 영벡터로 구성되며, PWM 제어부는 인버터의 3상 출력전압을 d-q 변환을 통하여 d축과 q축간의 2차원 평면상의 저압 기준벡터 V*로 변환한다.V*는 인접한 2개의 활성화 벡터와 영벡터의 조합으로 구성된다.
도 4에 도시된 바와 같이, 섹터1(도 3 참조)에서는 PWM 1/2 주기동안 영벡터 V0(0, 0, 0), 활성화벡터1 V1(1, 0, 0), 활성화벡터2 V2(1, 1, 0) 및 영벡터 V7(1, 1, 1) 순으로 스위칭벡터를 인가하며, 나머지 PWM 1/2 주기동안 그 역순으로 스위칭 벡터를 인가한다(이를 '대칭 SVPWM'이라 함).
도 2와 같은 구조에서, 레그션트형 인버터의 각 상의 전류검출은 각 상의 하부 IGBT가 턴온(turn on)되어 션트저항(23)으로 전류가 흐를 때 가능하다. 또한, 인버터 3상의 전류검출은 도 4에 도시된 바와 같이, 인버터가 3상 평행인 조건에서 최소한 하부 IGBT가 2개 이상 턴온되는 구간에서 가능하다.
2개의 IGBT가 턴온되어 2개 상의 전류검출이 가능하면, ius + ivs + iws = 0의 관계식에 따라 나머지 한 상의 전류도 계산을 통해 간접검출이 가능하다. 즉, SVPWM에서 캐리어와 비교하는 각 상의 기준전압이 가장 높은 상을 제외한 나머지 두 상의 전류를 검출하면 나머지 한 상의 전류도 간접 검출이 가능하다. 도 3에서 분류한 섹터에 따라 달라지며, 그 결과는 표 1과 같다.
섹터 Iu Iv Iw
1 Iu=(Ivs+Iws) Iv=-Ivs Iw=-Iws
2 Iu=-Ius Iv=(Ius+Iws) Iw=-Iws
3 Iu=-Ius Iv=(Ius+Iws) Iw=-Iws
4 Iu=-Ius Iv=-Ivs Iw=(Ius+Ivs)
5 Iu=-Ius Iv=-Ivs Iw=(Ius+Ivs)
6 Iu=(Ivs+Iws) Iv=-Ivs Iw=-Iws
이러한 레그션트형 인버터에서 전류검출 제한영역을 벗어나도록 제어하는 방법으로서, 다음과 같은 종래기술이 있다.
[문헌 1] 등록특허 제10-1261793호, 2013. 04. 30
위 종래기술은 전압 기준벡터가 전류검출 제한영역에 진입하는 경우, 전압 기준벡터의 각과 크기를 변조하여 검출 제한영역에서 벗어나도록 제어하며, 다음 수학식 1에 의한다.
Figure 112013109323354-pat00001
이때 tdt는 인버터 데드타임이고, trs는 전류검출회로 지연시간이고, tsn은 AD 컨버터 샘플링 시간이며, Tsamp_min은 레그션트저항 전류검출 최소 검출시간이다.
그러나, 위 종래기술은 예측된 전류검출 불가능 영역 외부에서 전류검출이 정확히 이루어지지 않은 상황에 대한 대처는 고려하고 있지 않다.
한편, 센서리스 벡터제어 방식의 인버터에서는 엔코더와 같은 별도의 속도 검출장치를 사용하지 않고, 도 5와 같이 회전자 자속을 추정하고, 그 추정한 회전자 자속으로 회전자의 회전속도를 추정한다. 도 5는 회전자 자속추정부의 예시도이다.
도 5와 같이, 회전자의 자속을 검출하여 회전자의 회전속도를 추정하는 경우, 측정한 전류가 순시적으로라도 물리적인 실제 전류와 크게 다를 경우, 회전자 자속 추정부를 비롯한 기타 몇가지 센서리스 벡터제어 모듈이 불안정하게 동작할 가능성이 발생한다.
Figure 112013109323354-pat00002
Figure 112013109323354-pat00003
Figure 112013109323354-pat00004
유도전동기의 센서리스 간접벡터 제어방식은 수식 2와 같이 동기각 θe를 계산하여 전압지령 벡터의 계산에 이용하게 되는데, 이를 위해서 회전자의 속도 wr과 wsl값을 정확하게 구해야 한다.
회전자의 속도 wr은 추정된 회전자 자속으로 추정하고, 수학식 1에서와 같이 슬립속도 wsl은 동기좌표계상 q축전류와 d축전류의 비에 비례한다.
레그션트형 인버터는, 도 3의 SVPWM의 출력 전압벡터도 상에서 섹터가 바뀌는 부분인 (0 1 1), (1 0 1), (1 1 0) 벡터 경계 부근에서는 위 수학식 1에 의해 정의된 전류검출 불가영역 외부에서도 전류정보를 불완전하게 읽을 확률이 매우 높음을 실험적으로 확인하였다.
도 6은 레그션트저항 전류검출회로의 한계성능을 보완하지 않았을 때 인버터 센서리스 제어의 불안정 현상을 관측한 실험파형이고, 도 7은 레그션트형 인버터로 검출한 전류를 로우패스 필터링(low pass filtering)한 실험파형이다.
도 6을 참조로 하면, 일정 부하 동작중이므로,
Figure 112013109323354-pat00005
에 맥동이 발생하여서는 안된다. 또한, 도 7에서, 왼쪽 파형은 3상 전류를 2상으로 좌표변환 한 결과로써, 노란색 파형이 d축 고정자 전류, 빨간색 파형이 q축 고정자 전류이며, 녹색 파형은 비교를 위해 U상 전류를 오실로스코프로 실측한 것이다. 오른쪽 파형은 왼쪽 고정자 전류 벡터를 상 도시(phase plot)한 결과이다.
즉, 출력전압 벡터도의 벡터 꼭지점 부근에 위치한 삼각형 안쪽뿐만 아니라, 영벡터 시간이 충분히 확보될 것으로 보이는 당해 벡터의 경계선 부근 영역에서도 불완전한 전류 정보로 읽을 수 있음을 실험적으로 확인하였다.
위와 같은 문제는, 레그션트에 의해 검출된 실제 전류와 크게 다른 전류가 연속적으로 검출되는 것이 아니라, 한 샘플 정도 검출될 때에는 자속 추정부 적분시에 짧은 시간의 샘플링 시간을 곱하여 그 값들을 적산하기 때문에 추정된 자속의 크기에는 큰 영향을 미치지 못한다고 판단할 수 있다.
그러나, 인버터에 의해 제어되는 전동기에 일정 부하 이상(정격의 약 100% 부하)의 값을 걸고 정지좌표계상 고정자 전류벡터의 d-q축 좌표평면 위에 상도시(phase plotting)하면, 도 6에서와 같이 이상치 전류값(outlier point)이 관측되는 순간 전류벡터(
Figure 112013109323354-pat00006
)의 각과 크기가 순시적으로 점프하는 현상이 실험적으로 관측된다. 그리고 다음 스텝에선 기존 벡터의 값 근처로 역행하여 돌아오는 현상이 관측된다.
뿐만 아니라, 해당 상황에서 고정자 자속 추정부에 적분 대상항으로 동작하는 고정자 전압과 고정자 역기전력의 차, vs-Rs·is는 큰 순시적 첨두값을 가지게 되는데, 이 연산을 위해 정수 연산만을 다루는 중저가의 마이크로 컨트롤러 유닛(Micro-Controller Unit; MCU)와 디지털 신호처리기(Digital Signal Processor; DSP)에서 계산상 해상도를 높이기 위해 변수를 비교적 넓은 영역에 대해 잡는 경우, 변수 오버플로우(over-flow)가 발생할 수 있고, 이에 의해 변수가 초기화되면서 추정자속의 스텝 변화(step variation)가 발생하여 이후엔 자속추정이 제대로 되지 않아 인버터의 탈조현상 등이 발생할 수 있는 문제점이 있다.
또한, 도 6을 참조로 하면, 동기좌표계상 고정자 전류의 d축 성분은 상수(constant)의 지령에도 순시적으로 스텝 변화가 반복하여 보임을 관측할 수 있다. 이러한 현상은 수학식 2의 슬립속도 계산에 오류를 유발할 수 있고, 동기각 계산의 성능에 큰 영향을 주는 유도전동기의 간접벡터제어 방식의 센서리스 제어성능에 추정 속도 오차 등의 부작용을 초래할 수 있다.
본 발명이 해결하고자 하는 기술적 과제는, 레그션트저항 방식에 의해 측정한 전류가 전류검출 불가능영역에 있는 것을 판별하여, 유도전동기의 고정자 및 회전자 자속을 보정하여 인버터를 제어하기 위한, 인버터 제어장치를 제공하는 것이다.
상기와 같은 기술적 과제를 해결하기 위해, 본 발명의 일실시예의 인버터 제어장치는, 인버터부의 하부 스위칭소자의 이미터 단에 배치된 레그션트 저항으로부터 2상 전류를 수신하여, 3상 전류를 결정하는 결정부; 결정된 3상 전류의 이상여부를 판별하는 판별부; 및 상기 판별부가 이상치가 발생한 것으로 판단한 경우, 해당 이상치 전류를 보정하는 보정부를 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 결정부로부터 수신한 상전류를 고정자 정지좌표계 전류로 변환하는 변환부를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 판별부는, 고정자 전압과 역기전력의 차를 이용하여, 이상여부 판별을 위한 기준값을 설정하는 기준값 생성부; 이상치 판별을 위한 경계를 생성하는 경계설정부; 및 고정자 전압과 역기전력의 차와 기준값의 차이의 절대값이 경계보다 큰 경우, 해당 전류가 이상치임을 결정하는 결정부를 포함할 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 기준값은, 고정자 전압과 역기전력의 차를 로우패스 필터링(LPF)한 것일 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 경계는, 고정자 전압과 역기전력의 차의 최대값과 최소값의 차에, 소정 상수를 곱한 값일 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 상기 보정부는, 다음 식을 통해 이상치 고정자 전류를 보정할 수 있다.
Figure 112013109323354-pat00007
단,
Figure 112013109323354-pat00008
는 고정자 정지좌표계 전압이고,
Figure 112013109323354-pat00009
는 고정자 저항,
Figure 112013109323354-pat00010
는 이상치 고정자 정지좌표계 전류일 수 있다.
본 발명의 일실시예에서, 인버터 제어장치는, 상기 보정부에 의해 보정된 이상치 고정자 전류를 수신하여, 전동기의 회전자 자속을 재추정하는 추정부를 더 포함할 수 있으며, 재추정된 회전자 자속을 이용하여, 동기좌표계상 고정자 d축 및 q축 전류제어 명령을 갱신하여 상기 인버터부를 제어하는 제어부를 더 포함할 수 있다.
상기와 같은 본 발명은, 레그션트형 인버터의 상전류의 이상치를 판별하여 전류를 해당 스텝의 전류를 보정하고 이를 자속추정에 반영함으로써, 인버터 벡터제어 성능의 안정성을 확보하도록 하는 효과가 있다.
또한, 본 발명은 중부하에서 상전류의 이상치가 제어명령에 적용되는 것을 방지하여, MCU/DSP의 변수가 오버플로우되지 않도록 예방하여, 인버터 탈조 가능성을 낮추도록 하는 효과가 있다.
도 1은 일반적인 인버터 시스템의 구성도이다.
도 2는 레그 션트저항 전류검출방식을 설명하기 위한 구성도이다.
도 3은 레그션트형 인버터의 전류검출 제한영역을 설명하기 위한 예시도이다.
도 4는 레그션트형 인버터에서 상전류를 검출하는 구간을 설명하기 위한 예시도이다.
도 5는 회전자 자속추정부의 예시도이다.
도 6은 레그션트저항 전류검출회로의 한계성능을 보완하지 않았을 때 인버터 센서리스 제어의 불안정 현상을 관측한 실험파형이다.
도 7은 레그션트형 인버터로 검출한 전류를 로우패스 필터링한 실험파형이다.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 인버터 제어장치의 구성도이다.
도 9는 도 8의 이상치 판별부의 일실시예 상세 구성도이다.
도 10은 본 발명의 일실시예에 따른 인버터 제어방법을 설명하기 위한 일실시예 흐름도이다.
도 11은 본 발명에서 이상치 전류검출을 확인하는 것을 설명하기 위한 일예시도이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러가지 실시예를 가질 수 있는바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일실시예를 상세히 설명한다.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 인버터 제어장치의 구성도로서, 도 1과 같은 시스템에 적용되는 것이며, 도 2와 같이 레그션트저항(23)에서 검출한 전류를 수신하여, 인버터부(30)의 스위칭을 벡터제어하는 것이다.
도면에 도시된 바와 같이, 본 발명의 인버터 제어장치는, 3상전류 결정부(50), 좌표변환부(60), 이상치 판별부(70) 및 보정부(80)를 포함하고, 보정부(80)로부터의 출력이 도 5의 회전자 자속추정부(40)로 입력되고, 회전자 자속추정부(40)로부터 추정된 자속을 토대로 전류제어부(90)가 인버터(1)를 제어하는 것이다.
3상전류 결정부(50)는, 각 상의 하부 IGBT가 턴온된 경우에만 전류를 검출하기 위해, 레그션트저항(23)에서 검출한 2상 전류를 수신하여, 3상의 전류를 결정한다. 이때, 그 관계는 표 1과 같다. 이와 같이 결정된 3상의 전류는, 도시되지 않은 MCU/DSP의 변수스택에 저장될 수 있다.
좌표변환부(60)는 검출된 상전류를 좌표변환하여, 고정자 정지좌표계 d, q축 전류로 변환한다. 이를 수식으로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112013109323354-pat00011
도 9는 도 8의 이상치 판별부의 일실시예 상세 구성도이다.
도면에 도시된 바와 같이, 본 발명의 이상치 판별부(70)는, 기준값 생성부(71), 경계 설정부(72) 및 결정부(73)를 포함한다.
기준값 생성부(71)는 고정자 전압과 역기전력의 차(vs-Rs·is)를 사용하여, 기준값을 설정한다. 먼저 기준값 생성부(71)는, 검출된 전류의 이상여부 판별을 위해 도 5의 고정자 자속추정부의 적분기(A)의 입력인 고정자 전압과 역기전력의 차를 이용하여, 다음과 같이 수식을 정의한다. 이하에서, 아래첨차 d, q는 좌표축, s는 고정자, 윗첨자 e는 동기좌표계임을 나타낸다.
Figure 112013109323354-pat00012
기준값 생성부(71)는, 위에서 정의한
Figure 112013109323354-pat00013
를 로우패스 필터링하여, 이상여부 판별을 위한 기준값으로 생성할 수 있다. 이를
Figure 112013109323354-pat00014
로 정의한다.
경계설정부(72)는 이상치(outlier) 판별을 위한 경계(boundary radius)를 d, q축에 대해 각각 다음과 같이 설정할 수 있다.
Figure 112013109323354-pat00015
Figure 112013109323354-pat00016
k는 상수이며, 예를 들어 0.2일 수 있다. 이때, 최대값(max) 및 최소값(min) 결정시, 이상치는 배제하여야 하며, 정현파 형태인
Figure 112013109323354-pat00017
의 최근 세 주기 범위에 대해 갱신할 수 있다.
결정부(73)는,
Figure 112013109323354-pat00018
와
Figure 112013109323354-pat00019
의 차이의 절대값이
Figure 112013109323354-pat00020
또는
Figure 112013109323354-pat00021
보다 큰 경우, 이상치인 것으로 결정한다.
보정부(80)는, 이상치 판별부(70)로부터, 이상치가 발생한 것을 수신한 경우, 이상치 고정자 전류를 다음 식을 이용하여 보정할 수 있다.
Figure 112013109323354-pat00022
도 5와 같이 구성되는 회전자 자속추정부(40)는, 이와 같이 보정된 이상치 고정자 전류를 수신하여, 회전자 자속을 다음과 같이 재추정할 수 있다.
Figure 112013109323354-pat00023
Figure 112013109323354-pat00024
이후, 전류제어부(90)는 재추정된 회전자 자속을 토대로, 해당 스텝의 동기좌표계상 고정자 d축 및 q축 전류제어 명령을 갱신하여, 인버터(1)를 제어할 수 있다.
도 10은 본 발명의 일실시예에 따른 인버터 제어방법을 설명하기 위한 일실시예 흐름도이다. 도면에 도시된 바와 같이, 본 발명의 인버터 제어방법에서, 3상 전류 결정부(50)는 레그션트저항(23)에서 검출한 2상 전류를 수신하여, 3상의 전류를 표 1의 관계를 통해 결정할 수 있다(S10). 이후, 좌표변환부(60)는 검출된 상전류를 좌표변환하여, 수학식 3과 같이 정지좌표계 d축 및 q축 전류로 변환할 수 있다(S15).
이와 같이 변환된 전류를 이용하여, 이상치 판별부(70)의 기준값 생성부(71)는 고정자 전압과 역기전력의 차의 관계(수학식 4)를 로우패스 필터링하여 기준값(
Figure 112013109323354-pat00025
)을 생성하고(S20), 경계설정부(72)는 이상치 판별을 위한 경계(boundary radius)를 수학식 5를 이용하여 설정할 수 있다(S25).
결정부(73)는 고정자 전압과 역기전력의 차와 기준값의 차이의 절대값이 경계보다 큰 경우, 해당 스텝에서의 전류가 이상치임을 결정한다(S30, S35, S40).
보정부(80)는, 해당 스텝에서의 전류가 이상치로 판별된 경우, 수학식 6을 이용하여 이상치 고정자 전류를 보정하고(S45), 회전자 자속추정부(40)는 보정된 이상치 고정자 전류를 수신하여, 수학식 7을 이용하여 회전자 자속을 재추정할 수 있다(S50).
전류제어부(90)는, 재추정된 회전자 자속을 토대로, 해당 스텝의 동기좌표계상 고정자 d축 및 q축 전류제어 명령을 갱신하여, 이를 인버터(1)의 인버터부(30)로 송신하면, 인버터부(30)는 해당 전류제어 명령에 의해 스위칭을 수행할 수 있다.
도 11은 본 발명에서 이상치 전류검출을 확인하는 것을 설명하기 위한 일예시도이다.
도면에서, 분홍색 파형은 자속추정부(40)의 적분기(A)의 입력파형으로서, 고정자 전압과 역기전력의 차(vs-Rs·is)이다. 이상전류가 입력되는 순간 확연하게 구분되는 것을 알 수 있으며, 본 발명에 의하면 이 값을 기준으로 이상치 전류가 검출되는 것을 알 수 있다.
본 발명은, 레그션트형 인버터의 상전류의 이상치를 판별하여 전류를 해당 스텝의 전류를 보정하고 이를 자속추정에 반영함으로써, 인버터 벡터제어 성능의 안정성을 확보할 수 있다.
또한, 본 발명은 중부하에서 상전류의 이상치가 제어명령에 적용되는 것을 방지하여, MCU/DSP의 변수가 오버플로우되지 않도록 예방하여, 인버터 탈조 가능성을 낮출 수 있다.
이상에서 본 발명에 따른 실시예들이 설명되었으나, 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 분야에서 통상적 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 범위의 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 다음의 특허청구범위에 의해서 정해져야 할 것이다.
1: 인버터 10: 정류부
20: DC-링크 커패시터 30: 인버터부
40: 회전자 자속추정부 50: 3상전류 결정부
60: 좌표변환부 70: 이상치 판별부
80: 보정부 90: 전류제어부

Claims (8)

  1. 3상전원을 DC 전원으로 변환하는 정류부, 상기 DC 전원을 축적하는 DC-링크 커패시터, 및 상기 DC-링크 커패시터에 축적된 DC 전원을 AC 전원으로 변환하여 전동기를 구동하는 인버터부를 포함하는 인버터를 제어하는 인버터 제어장치에 있어서,
    상기 인버터부는 상부 스위칭소자, 하부 스위칭소자 및 상기 하부 스위칭소자의 이미터단에 배치된 레그션트 저항을 포함하고,
    상기 레그션트 저항으로부터 2상 전류를 수신하여, 3상 전류를 결정하는 3상전류결정부;
    결정된 3상 전류의 이상여부를 판별하는 이상치판별부; 및
    상기 이상치판별부가 이상치가 발생한 것으로 판단한 경우, 해당 이상치 전류를 보정하는 보정부를 포함하고,
    상기 이상치판별부는
    고정자 전압과 역기전력의 차를 이용하여, 이상여부 판별을 위한 기준값을 설정하는 기준값 생성부;
    이상치 판별을 위한 경계를 생성하는 경계설정부; 및
    고정자 전압과 역기전력의 차와 기준값의 차이의 절대값이 경계보다 큰 경우, 해당 전류가 이상치임을 결정하는 결정부를 포함하는 인버터 제어장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 3상전류결정부로부터 수신한 상전류를 고정자 정지좌표계 전류로 변환하는 좌표변환부를 더 포함하는 인버터 제어장치.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서, 상기 기준값은,
    고정자 전압과 역기전력의 차를 로우패스 필터링(LPF)한 것인 인버터 제어장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 경계는,
    고정자 전압과 역기전력의 차의 최대값과 최소값의 차에, 소정 상수를 곱한 값인 인버터 제어장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 보정부는, 다음 식을 통해 이상치 고정자 전류를 보정하는 인버터 제어장치.
    Figure 112015057169930-pat00026

    (단,
    Figure 112015057169930-pat00041
    는 보정된 전류값이고,
    Figure 112015057169930-pat00027
    는 고정자 정지좌표계 전압이고,
    Figure 112015057169930-pat00028
    는 고정자 저항,
    Figure 112015057169930-pat00029
    는 이상치 고정자 정지좌표계 전류임)
  7. 제1항에 있어서,
    상기 보정부에 의해 보정된 이상치 고정자 전류를 수신하여, 전동기의 회전자 자속을 재추정하는 회전자 자속추정부를 더 포함하는 인버터 제어장치.
  8. 제7항에 있어서,
    재추정된 회전자 자속을 이용하여, 동기좌표계상 고정자 d축 및 q축 전류제어 명령을 갱신하여 상기 인버터부를 제어하는 전류 제어부를 더 포함하는 인버터 제어장치.
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