JP7272909B2 - 電力変換装置及び電力変換方法 - Google Patents

Description

本開示は、電力変換装置及び電力変換方法に関する。

非特許文献１には、誘導電動機の制御における電流指令の基本波に、直流成分と調整波とを加え、出力電圧の直流成分と出力電流の直流成分とに基づいて誘導電動機の抵抗を算出する方法が開示されている。調整波は、基本波の周波数の２倍に等しい周波数と、直流成分の大きさに等しい振幅とを有する。

Ｌｉｊｕｎ Ｈｅ ｅｔ ａｌ．，"Ａｎ Ｉｍｐｒｏｖｅｄ ＤＣ－ｓｉｇｎａｌ－ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ ｗｉｔｈ Ａｃｔｉｖｅ Ｔｏｒｑｕｅ－ｒｉｐｐｌｅ Ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｔｈｅｒｍａｌ Ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ ｏｆ Ｆｉｅｌｄ－ｏｒｉｅｎｔｅｄ－ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ Ｍｏｔｏｒｓ"，２０１５ ＩＥＥＥ，４４４７－４４５４

本開示は、運転中における電動機の抵抗の検出精度の向上と、電動機の駆動力リプルの抑制との両立に更に有効な電力変換装置を提供する。

本開示の一側面に係る電力変換装置は、電源と電動機との間で電力変換を行う電力変換部と、少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成する指令生成部と、電動機側の電力が制御指令に追従するように電力変換部を制御する電力変換制御部と、電力変換部が電動機側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、電動機の抵抗を算出する抵抗算出部と、を備え、指令生成部は、電動機の動作速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成する直流成分生成部と、基本波の周波数と、直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成する調整波生成部と、を有し、基本波と、直流成分と、調整波とを含む制御指令を生成する。

本開示の他の側面に係る電力変換方法は、少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成することと、電源と電動機との間で電力変換を行う電力変換部を、電動機側の電力が制御指令に追従するように制御することと、電力変換部が電動機側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、電動機の抵抗を算出することと、を含み、制御指令を生成することは、電動機の動作速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成することと、基本波の周波数と、直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成することと、基本波と、直流成分と、調整波とを含む制御指令を生成することと、を含む。

本開示によれば、運転中における電動機の抵抗の検出精度の向上と、電動機の駆動力リプルの抑制との両立に更に有効な電力変換装置を提供することができる。

電力変換装置の構成を例示する模式図である。 電流指令生成部の構成を例示するブロック図である。 固定座標系及び回転座標系を例示する図である。 直流成分プロファイル、ブーストプロファイル及びキャリアプロファイルの一例を示すグラフである。 直流成分プロファイル、ブーストプロファイル及びキャリアプロファイルの変形例を示すグラフである。 制御回路のハードウェア構成を例示するブロック図である。 電力変換手順を例示するフローチャートである。

以下、実施形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。説明において、同一要素又は同一機能を有する要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

〔電力変換装置〕
図１に示す電力変換装置１は、電源２と電動機３との間で電力変換を行う装置である。電源２は、例えば三相交流電源である。電源２の具体例としては、三相交流の電力系統、又は三相交流の無停電電源等が挙げられる。

電動機３は、交流（例えば三相交流）の供給により動作する誘導電動機である。電動機３は、交流の供給により動作する同期電動機であってもよい。電動機３は、回転型であってもよいし、リニア型であってもよい。以下においては、電動機３が回転型である場合を説明するので、電動機３の動作量を「回転角度」といい、電動機３の動作速度を「回転速度」といい、電動機３が発生する駆動力を「トルク」という。なお、電動機３がリニア型である場合、電動機３が発生する駆動力は、例えば推力である。

電力変換装置１は、電力変換回路１０と、制御回路１００とを有する。電力変換回路１０（電力変換部）は、電源２と電動機３との間で電力変換を行う。例えば電力変換回路１０は、電源２からの交流電力（以下、「一次側電力」という。）を駆動用の交流電力（以下、「二次側電力」という。）に変換して電動機３に供給する。一例として、電力変換回路１０は、整流回路１１と、平滑コンデンサ１２と、インバータ回路１３と、電流センサ１４とを有する。

整流回路１１は、例えばダイオードブリッジ回路又はＰＷＭコンバータ回路であり、上記一次側電力を直流電力に変換する。平滑コンデンサ１２は、上記直流電力を平滑化する。インバータ回路１３は、上記直流電力と上記二次側電力との間の電力変換を行う。

例えばインバータ回路１３は、力行状態において、直流電力を二次側電力に変換して電動機３に供給し、回生状態において、電動機３から戻った二次側電力を直流電力に変換する。なお、力行状態とは、インバータ回路１３から供給された電力により電動機３が動作する状態であり、回生状態とは、動作に応じた電力を電動機３がインバータ回路１３に戻す状態である。

例えばインバータ回路１３は、複数のスイッチング素子１５を有し、複数のスイッチング素子１５のオン・オフを切り替えることによって上記電力変換を行う。スイッチング素子１５は、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）又はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等であり、ゲート駆動信号に応じてオン・オフを切り替える。

電流センサ１４は、インバータ回路１３と電動機３との間に流れる電流を検出する。例えば電流センサ１４は、三相交流の全相（ａ相、ｂ相及びｃ相）の電流を検出するように構成されていてもよいし、三相交流のいずれか２相の電流を検出するように構成されていてもよい。漏れ電流が生じない限り、ａ相、ｂ相、及びｃ相の電流の合計はゼロなので、２相の電流を検出する場合にも全相の電流の情報が得られる。

制御回路１００は、少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成することと、二次側電力が制御指令に追従するように電力変換回路１０を制御することと、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電圧（すなわち二次側電力の電圧）の直流成分と、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電流（すなわち二次側電力の電流）の直流成分とに基づいて、電動機３の抵抗を算出することと、を実行するように構成されている。

上記制御指令を生成することは、電動機３の回転速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成することと、基本波の周波数と、直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成することと、基本波と、直流成分と、調整波とを含む制御指令を生成することと、を含む。

制御指令は、電流指令であってもよいし、電圧指令であってもよい。制御指令が電流指令である場合、二次側電力を制御指令に追従させることは、二次側電力の電流（以下、「実電流」という。）を電流指令に追従させることを意味する。制御指令が電圧指令である場合、二次側電力を制御指令に追従させることは、二次側電力の電圧（以下、「実電圧」という。）を電圧指令に追従させることを意味する。以下、制御指令が電流指令である場合の構成を例示する。

例えば制御回路１００は、機能上の構成（以下、「機能ブロック」という。）として、電流制御部１１１と、電力変換制御部１１２と、座標変換部１１３と、３相・２相変換部１１４と、抵抗算出部１１５と、磁束推定部１１６と、フィルタ処理部１１７と、電流指令生成部１２０とを有する。

電流制御部１１１は、実電流を電流指令に近付けるための演算を行う。例えば電流制御部１１１は、電流指令と実電流との偏差を縮小するように電圧指令を算出する。なお、ここでの電圧指令は、上述した制御指令としての電圧指令ではない。制御指令としての電圧指令との区別のために、以下においては、電流制御部１１１が算出する電圧指令を「電流制御用の電圧指令」という。

例えば電流制御部１１１は、電流指令と実電流との偏差に比例演算、比例・積分演算、又は比例・積分・微分演算を行って電流制御用の電圧指令を算出する。一例として、電流制御部１１１は、ｄｑ座標系において、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆと、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑとの偏差を縮小するように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｒｅｆを算出する。

ｄｑ座標系は、電動機３の可動子と共に回転する（動く）座標系であり、座標軸としてｄ軸とｑ軸とを含む（図３参照）。ｄ軸は、電動機３の可動子の磁束方向に沿っている。ｑ軸は、上記磁束方向に垂直である。ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆは電流指令のｄ軸方向成分であり、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆは電流指令のｑ軸方向成分であり、ｄ軸電流ｉｄは実電流のｄ軸方向成分であり、ｑ軸電流ｉｑは実電流のｑ軸方向成分であり、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のｄ軸方向成分であり、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のｑ軸方向成分である。

電力変換制御部１１２は、二次側電力が制御指令に追従するように電力変換回路１０を制御する。例えば電力変換制御部１１２は、実電流が電流指令に追従するように電力変換回路１０を制御する。一例として、電力変換制御部１１２は、実電圧が上記電流制御用の電圧指令に従った大きさになるように電力変換回路１０を制御する。より具体的に、電力変換制御部１１２は、実電圧が上記電流制御用の電圧指令に従った大きさになるように、所定のキャリア周期で複数のスイッチング素子１５のオン・オフを切り替える。

例えば電力変換制御部１１２は、二次側電力の３相（ａ相、ｂ相及びｃ相）のそれぞれにおいて、実電圧が電流制御用の電圧指令に従った大きさになるようにスイッチング素子１５のオン・オフを切り替える。一例として、電力変換制御部１１２は、ａ相電圧Ｖａがａ相電圧指令Ｖａ＿ｒｅｆに実質的に一致し、ｂ相電圧Ｖｂがｂ相電圧指令Ｖｂ＿ｒｅｆに実質的に一致し、ｃ相電圧Ｖｃがｃ相電圧指令Ｖｃ＿ｒｅｆに実質的に一致するように、複数のスイッチング素子１５のオン・オフを切り替える。ａ相電圧Ｖａはａ相の実電圧であり、ａ相電圧指令Ｖａ＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のａ相成分である。ｂ相電圧Ｖｂはｂ相の実電圧であり、ｂ相電圧指令Ｖｂ＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のｂ相成分である。ｃ相電圧Ｖｃはｃ相の実電圧であり、ｃ相電圧指令Ｖｃ＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のｃ相成分である。

座標変換部１１３は、ｄｑ座標系と、αβ座標系との間の座標変換を行う演算部である。αβ座標系は、電動機３の固定子に固定された座標系であり、座標軸としてα軸とβ軸とを含む（図３参照）。α軸は、例えば二次側電力のａ相の方向に沿っている。β軸は、ａ相の方向に垂直である。３相・２相変換部１１４は、α軸方向の成分及びβ軸方向の成分と、ａ相の成分、ｂ相の成分及びｃ相の成分との間の変換を行う演算部である。

例えば、座標変換部１１３は、上記ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｒｅｆを、α軸電圧指令Ｖα＿ｒｅｆ及びβ軸電圧指令Ｖβ＿ｒｅｆに変換し、３相・２相変換部１１４に出力する。α軸電圧指令Ｖα＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のα軸方向成分であり、β軸電圧指令Ｖβ＿ｒｅｆは電流制御用の電圧指令のβ軸方向成分である。３相・２相変換部１１４は、α軸電圧指令Ｖα＿ｒｅｆ及びβ軸電圧指令Ｖβ＿ｒｅｆを、上記ａ相電圧指令Ｖａ＿ｒｅｆ、ｂ相電圧指令Ｖｂ＿ｒｅｆ及びｃ相電圧指令Ｖｃ＿ｒｅｆに変換し、電力変換制御部１１２に出力する。

また、３相・２相変換部１１４は、ａ相電流ｉａ、ｂ相電流ｉｂ及びｃ相電流ｉｃを、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβに変換し、座標変換部１１３に出力する。ａ相電流ｉａはａ相の実電流であり、ｂ相電流ｉｂはｂ相の実電流であり、ｃ相電流ｉｃはｃ相の実電流である。α軸電流ｉαは、実電流のα軸方向成分であり、β軸電流ｉβは、実電流のβ軸方向成分である。座標変換部１１３は、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを、上記ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換し、電流制御部１１１にフィードバックする。

抵抗算出部１１５は、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、電動機３の抵抗を算出する。例えば抵抗算出部１１５は、上記実電圧の直流成分を、上記実電流の直流成分で除算することによって電動機３の抵抗を算出する。抵抗算出部１１５は、抵抗を算出する際に、実電流の直流成分として、実電流の直流成分の検出値（例えば、電流センサ１４による検出値の直流成分）を使用してもよいし、上記電流指令の直流成分を使用してもよい。例えば抵抗算出部１１５は、抵抗を算出する際に、実電流の直流成分として、電流センサ１４による検出値の直流成分を使用する。

抵抗算出部１１５は、抵抗を算出する際に、実電圧の直流成分として、実電圧の直流成分の検出値を使用してもよいし、上記制御指令に基づく電圧指令（例えば上記電流制御用の電圧指令）の直流成分を使用してもよい。例えば抵抗算出部１１５は、抵抗を算出する際に、上記電流制御用の電圧指令の直流成分を使用する。

例えば抵抗算出部１１５は、実電圧の直流成分と実電流の直流成分として、所定の積分期間の実電圧の積分値（以下、「電圧積分値」という。）と、当該積分期間の実電流の積分値（以下、「電流積分値」という。）とに基づいて抵抗を算出する。例えば抵抗算出部１１５は、基本波の１周期における電圧積分値を、当該１周期における電流積分値で除算することで電動機３の抵抗を算出する。なお、積分期間は、基本波の１周期に２以上の整数を乗算した期間であってもよい。一例として、抵抗算出部１１５は、次式によって電動機３の抵抗を算出する。

Ｒ：電動機３の抵抗
θ１：αβ座標系に対するｄｑ座標系の回転角度（図３参照）

磁束推定部１１６は、抵抗算出部１１５が算出した抵抗Ｒと、実電流と、実電圧とに基づいて、電動機３の可動子導体が発生する磁束λを推定する。磁束推定部１１６は、磁束を推定する際に、実電流として、実電流の検出値を使用してもよいし、電流指令を使用してもよい。例えば磁束推定部１１６は、磁束を推定する際に、実電流として、実電流の検出値（例えばα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβ）を使用する。

また、磁束推定部１１６は、磁束を推定する際に、実電圧として、実電圧の検出値を使用してもよいし、上記制御指令に基づく電圧指令（例えば上記電流制御用の電圧指令）を使用してもよい。例えば磁束推定部１１６は、磁束を推定する際に、実電圧として、上記電流制御用の電圧指令（例えばα軸電圧指令Ｖα＿ｒｅｆ及びβ軸電圧指令Ｖβ＿ｒｅｆ）を使用する。

電流指令生成部１２０（指令生成部）は、少なくとも上記基本波を含む制御指令を生成する。例えば電流指令生成部１２０は、上記基本波と、直流成分と、基本波の周波数と直流成分の大きさとに基づく調整波とを含む制御指令を生成し、電流制御部１１１に出力する。

電流指令生成部１２０は、電動機３の回転速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように上記直流成分を生成し、これを上記制御指令に含める。また、電流指令生成部１２０は、基本波の周波数と直流成分の大きさとに基づき調整波を生成し、これを上記制御指令に含める。図２に示すように、例えば電流指令生成部１２０は、より細分化された機能ブロックとして、基本波生成部１２１と、直流成分生成部１２２と、調整波生成部１２３とを有する。

基本波生成部１２１は、抵抗算出部１１５が算出した抵抗Ｒと、電動機３に発生させるトルクの目標値（トルク目標値Ｔ＿ｒｅｆ）とに基づいて基本波を算出する。例えば基本波生成部１２１は、ｄ軸基本波Ｉｄｓと、磁束推定部１１６による磁束λの推定値と、トルク目標値Ｔ＿ｒｅｆとに基づいて、トルク目標値Ｔ＿ｒｅｆに一致するトルクを発生させるためのｑ軸基本波Ｉｑｓを算出する。

ｄ軸基本波Ｉｄｓは、例えば操作者の数値入力により設定される。ｄ軸基本波Ｉｄｓは、二次側電流の磁束発生成分に相当する。磁束発生成分とは、電動機３の可動子導体に磁束λを発生させる成分である。ｑ軸基本波Ｉｑｓは、二次側電流の駆動力発生成分に相当する。

直流成分生成部１２２は、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成する。例えば直流成分生成部１２２は、動作速度が小さくなるのに従って直流成分が大きくなるように設定された動作速度と直流成分との関係（以下、「直流成分プロファイル」という。）に従って、電動機３の動作速度に対応する直流成分を算出する。なお、動作速度が小さくなるのに従って直流成分が大きくなるように動作速度と直流成分との関係が設定されることは、動作速度が大きくなるのに従って直流成分が小さくなるように動作速度と直流成分との関係が設定されることと同義である。直流成分プロファイルは、関数として設定されていてもよいし、動作速度と直流成分との対応を離散的に示すテーブルとして設定されていてもよい。

直流成分プロファイルの例を図４及び図５に示す。図４及び図５は、回転速度と直流成分との関係を示すグラフであり、横軸が動作速度を示し、縦軸が直流成分の大きさを示している。図４及び図５のいずれにおいても、実線で示されるプロットが、直流成分プロファイルである。

図４の直流成分プロファイルにおいては、回転速度が大きくなるのに従って直流成分が徐々に小さくなり、回転速度が所定の閾値ω２１以上になると直流成分が一定値になる。換言すると、回転速度が閾値ω２１を下回ると直流成分が上記一定値よりも大きくなり、回転速度が更に小さくなるのに従って、直流成分が徐々に大きくなる。このような直流成分プロファイルによれば、閾値ω２１よりも大きい回転速度ω１１（上記第１速度の例）に対応する直流成分に比較して、閾値ω２１よりも小さい回転速度ω１２（上記第２速度の例）に対応する直流成分が大きくなる。

図５の直流成分プロファイルにおいては、閾値ω２１よりも大きい速度域に比較して、閾値ω２１よりも小さい速度域における直流成分がステップ状に大きくなっており、各速度域における直流成分は一定である。このような直流成分プロファイルによっても、閾値ω２１よりも大きい回転速度ω１１（上記第１速度の例）に対応する直流成分に比較して、閾値ω２１よりも小さい回転速度ω１２（上記第２速度の例）に対応する直流成分が大きくなる。

調整波生成部１２３は、基本波生成部１２１が生成した基本波の周波数と、直流成分生成部１２２が生成した直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成する。例えば調整波生成部１２３は、基本波生成部１２１が生成した基本波の周波数の２倍に実質的に等しい周波数と、直流成分生成部１２２が生成した直流成分の大きさに実質的に等しい振幅とを有する調整波を生成する。ここでの「実質的に等しい」とは、誤差レベル（例えば±１０％）の差異が存在する場合を含む。

電流指令生成部１２０は、加え合わせ点１２５で示されるように、基本波生成部１２１が生成した基本波と、直流成分生成部１２２が生成した直流成分と、調整波生成部１２３が生成した調整波成分とを足し合わせた制御指令を生成する。一例として、電流指令生成部１２０は、次式によって、ｄｑ座標系における電流指令を生成する。

なお、上記式（２）を、αβ座標系に変換すると、次式が得られる。

θ２：ｄｑ座標系における基本波の位相角（図３参照）

式（３）において、α軸電流指令ｉα＿ｒｅｆは電流指令のα軸成分であり、β軸電流指令ｉβ＿ｒｅｆは電流指令のβ軸成分である。Ｉｓ・ｃｏｓ（θ１＋θ２）は基本波のα軸成分であり、Ｉｓ・ｓｉｎ（θ１＋θ２）は基本波のβ軸成分である。Ｉｉｎｊは直流成分である。また、Ｉｉｎｊ・ｃｏｓ（２・θ１）は調整波のα軸成分であり、Ｉｉｎｊ・ｓｉｎ（２・θ１）は調整波のβ軸成分である。すなわち、式（３）は、基本波と直流成分と調整波とを足し合わせて電流指令を生成することの一例を示しており、この例ではα軸成分のみに直流成分が足されている。従って、ｄｑ座標系における電流指令を式（２）によって算出することは、基本波と直流成分と調整波とを足し合わせて電流指令を生成することに相当する。

電流指令生成部１２０が式（２）によって電流指令を算出する場合、基本波生成部１２１が基本波を算出することは、式（２）におけるＩｄｓ及びＩｑｓを算出することに相当する。直流成分生成部１２２が直流成分を算出することは、式（２）におけるＩｉｎｊを算出することに相当する。調整波生成部１２３が調整波を算出することは、式（２）において２・Ｉｉｎｊ・ｃｏｓ（θ１）を算出することに含まれる。すなわち、式（２）によれば、調整波生成部１２３による調整波の算出と、基本波、直流成分及び調整波の足し合わせとが同時に行われることとなる。

制御回路１００は、電動機３の回転速度が上記第１速度であるときよりも、上記第２速度であるときの方が、電動機３側の電流の磁束発生成分が大きくなり当該電流の駆動力発生成分が小さくなるように基本波を変更するように構成されていてもよい。例えば、電流指令生成部１２０は、基本波変更部１２４を更に有する。

基本波変更部１２４は、電動機の回転速度が上記第１速度であるときよりも、上記第２速度であるときの方が、ｄ軸基本波Ｉｄｓが大きくなりｑ軸基本波Ｉｑｓが小さくなるように基本波を変更する。例えば基本波変更部１２４は、動作速度が小さくなるのに従って、ｄ軸基本波Ｉｄｓの拡大率が大きくなるように設定された動作速度と拡大率との関係（以下、「ブーストプロファイル」という。）に従って、電動機３の動作速度に対応する拡大率を算出する。

ブーストプロファイルの例を図４及び図５に示す。図４及び図５において、ブーストプロファイルに対する縦軸は、拡大率の大きさを示す。図４及び図５のいずれにおいても、一点鎖線で示されるプロットが、ブーストプロファイルである。

図４のブーストプロファイルにおいては、回転速度が閾値ω２１よりも大きい場合には拡大率が１である。回転速度が閾値ω２１を下回ると拡大率が１よりも大きくなり、回転速度が更に小さくなるのに従って、拡大率が徐々に大きくなる。このようなブーストプロファイルによれば、閾値ω２１よりも大きい回転速度ω１１（上記第１速度の例）に対応する拡大率に比較して、閾値ω２１よりも小さい回転速度ω１２（上記第２速度の例）に対応する拡大率が大きくなる。

図５のブーストプロファイルにおいては、閾値ω２１よりも大きい速度域に比較して、閾値ω２１よりも小さい速度域における拡大率がステップ状に大きくなっている。例えば、閾値ω２１よりも大きい速度域における拡大率は１であり、閾値ω２１よりも小さい速度域における拡大率は１より大きい定数である。このようなブーストプロファイルによっても、閾値ω２１よりも大きい回転速度ω１１（上記第１速度の例）に対応する拡大率に比較して、閾値ω２１よりも小さい回転速度ω１２（上記第２速度の例）に対応する拡大率が大きくなる。

基本波変更部１２４は、拡大率の算出結果が１よりも大きい場合に、当該拡大率にてｄ軸基本波Ｉｄｓを拡大し、拡大後のｄ軸基本波Ｉｄｓによって基本波生成部１２１に基本波を変更させる。基本波生成部１２１においては、トルク目標値Ｔ＿ｒｅｆにトルクを一致させるために、ｄ軸基本波Ｉｄｓの拡大に応じてｑ軸基本波Ｉｑｓが縮小される。このため、上記拡大率にてｄ軸基本波Ｉｄｓが大きくなり、その分ｑ軸基本波Ｉｑｓが小さくなるように基本波が変更される。

制御回路１００は、電力変換制御部１１２が制御指令に従って電力変換部に電力変換を実行させる前に、制御指令にローパス型のフィルタリングを施すことを更に実行するように構成されていてもよい。例えば制御回路１００は、フィルタ処理部１１７を更に有する。

フィルタ処理部１１７は、磁束推定部１１６による磁束λの推定結果にローパス型のデジタルフィルタリングを施して、フィルタリング後の磁束λを基本波生成部１２１に出力する。デジタルフィルタリングの具体例としては、有限インパルス応答方式のフィルタリングが挙げられる。上述したように、基本波生成部１２１は、磁束λに基づいて電流指令の基本波を生成するので、磁束λにローパス型のフィルタリングを施すことによって、基本波にもローパス型のフィルタリングが施されたこととなる。

以上に説明した構成によれば、トルクリプルを抑制しつつ基本波に直流成分を加えることができる。具体的には、直流成分を調整波と共に基本波に加えることによって、直流成分の加算に起因するトルクリプルを抑制することができる。仮に、直流成分のみを基本波に加える場合、ｄｑ座標系においては、ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆの両方にリプル（振動成分）が生じ、これらのリプルに起因してトルクリプルが生じる。これに対し、直流成分を調整波と共に基本波に加えると、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆのリプルが削減される。例えば、式（２）に示されるように、ｑ軸電流指令ｉｑ＿ｒｅｆのリプルは消える。

ｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆにはリプルが残るものの、この振動成分は、ｄ軸電流ｉｄにより磁束λが生成される過程で大幅に減衰する。このため、直流成分を調整波と共に基本波に加える場合に生じるトルクリプルは、直流成分のみを基本波に加える場合のトルクリプルに比較して大幅に抑制される。このように、トルクリプルを抑制しつつ基本波に直流成分を加えることによって、直流成分に基づく抵抗の算出精度が高められる。

ただし、抵抗の算出精度は、電動機３の動作速度が小さくなるにつれて低下する傾向がある。この傾向に合わせ、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成することによって、第２速度における抵抗の算出精度を更に向上させることができる。一方、第１速度における直流成分を第２速度における直流成分よりも小さくすることによって、第１速度における駆動力リプルを更に抑制することができる。

抵抗の算出精度には、電圧の誤差（電圧を示す情報と実際の電圧との差）等が影響を及ぼす。電圧の誤差の具体例としては、電流制御用の電圧指令（ｄ軸電圧指令Ｖｄ＿ｒｅｆ及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＿ｒｅｆ）と実電圧との差が挙げられる。電圧の誤差は、例えば電力変換回路１０におけるスイッチング（複数のスイッチング素子１５のオン・オフ切り替え）等に起因して生じる。

電圧の誤差が抵抗の算出精度に及ぼす影響は、電動機３の回転速度が小さくなるにつれて大きくなる傾向がある。そこで、制御回路１００は、電動機３の動作速度が上記第１速度であるときよりも、上記第２速度であるときの電力変換回路１０におけるスイッチング周期（複数のスイッチング素子１５のオン・オフを切り替える周期）を長くするように構成されていてもよい。これにより、上記影響の拡大を抑制することができる。例えば電力変換制御部１１２は、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、上記第２速度であるときの電力変換回路１０におけるキャリア周期を長くする。一例として、電力変換制御部１１２は、動作速度が小さくなるのに従って、キャリア周期が長くなるように設定された動作速度とキャリア周期との関係（以下、「キャリアプロファイル」という。）に従って、電動機３の動作速度に対応するキャリア周期を算出する。

キャリアプロファイルの例を図４及び図５に示す。図４及び図５において、キャリアプロファイルに対する縦軸は、キャリア周期の長さを示す。図４及び図５のいずれにおいても、破線で示されるプロットがキャリアプロファイルである。

図４のキャリアプロファイルにおいては、回転速度が閾値ω２２よりも大きい場合にはキャリア周期が一定値（以下、「通常周期」という。）とされている。閾値ω２２は、上述した閾値ω２１よりも小さい。閾値ω２２は、閾値ω２１と同等以上であってもよい。
回転速度が閾値ω２２を下回るとキャリア周期が通常周期よりも長くなり、回転速度が更に小さくなるのに従って、キャリア周期が徐々に長くなる。このようなキャリアプロファイルによれば、閾値ω２２よりも大きい回転速度ω１１（上記第１速度の例）に対応するキャリア周期に比較して、閾値ω２２よりも小さい回転速度ω１２（上記第２速度の例）に対応するキャリア周期が長くなる。

図５のキャリアプロファイルにおいては、閾値ω２２よりも大きい速度域に比較して、閾値ω２２よりも小さい速度域におけるキャリア周期がステップ状に長くなっている。例えば、閾値ω２２よりも大きい速度域におけるキャリア周期は上記通常周期である。このようなキャリアプロファイルによっても、閾値ω２２よりも大きい回転速度ω１１（上記第１速度の例）に対応するキャリア周期に比較して、閾値ω２２よりも小さい回転速度ω１２（上記第２速度の例）に対応するキャリア周期が長くなる。

なお、電力変換制御部１１２は、キャリア周期を変更するのに代えて、何周期ごとにスイッチング素子１５のオン・オフを切り替えるのかを変更することで、スイッチング周期を変更してもよい。

上述したように、抵抗算出部１１５が算出した抵抗は、トルク目標値Ｔ＿ｒｅｆに一致したトルクを発生させるためのｑ軸基本波Ｉｑｓの算出に用いられる。なお、ここでの「ｑ軸基本波Ｉｑｓの算出に用いられる」とは、ｑ軸基本波Ｉｑｓの算出に間接的に用いられること（例えば、抵抗が磁束の算出に用いられ、磁束の算出結果がｑ軸基本波Ｉｑｓの算出に用いられること）を含む。トルク目標値Ｔ＿ｒｅｆに一致したトルクを発生させるためのｑ軸基本波Ｉｑｓの算出に抵抗が用いられる場合、抵抗の算出精度は、トルク制御の精度に影響するが、その影響は電動機３の動作速度が大きくなるにつれて小さくなる。そこで、制御回路１００は、電動機３の動作速度が上記第１速度であるときには電動機３の抵抗の算出を停止し、電動機３の抵抗を一定値として基本波を生成するように構成されていてもよい。例えば抵抗算出部１１５は、閾値ω２１よりも小さい速度域においては電動機３の抵抗の算出を行い、閾値ω２１よりも大きい速度域においては電動機３の抵抗の算出を停止してもよい。また、抵抗算出部１１５は、動作速度がゼロであるか、ゼロに極めて近い場合に、電動機３の抵抗の算出を停止してもよい。これに合わせ、直流成分生成部１２２は、図４及び図５に例示したように、動作速度が小さくなるのに従って直流成分が大きくなる直流成分プロファイルに従う場合であっても、動作速度がゼロであるか、ゼロに極めて近い場合に、直流成分をゼロにしてもよい。

抵抗算出部１１５が抵抗の算出を停止している期間において、基本波生成部１２１は、電動機３の抵抗を一定値として基本波を生成する。例えば基本波生成部１２１は、抵抗の算出を停止する直前に抵抗算出部１１５が算出した抵抗を、上記一定値として使用してもよいし、電動機３の停止中に予め測定された抵抗を上記一定値として使用してもよい。直流成分生成部１２２は、閾値ω２１よりも大きい速度域における直流成分をゼロにする。これにより、トルク制御の精度の低下を抑制しつつ、直流成分の加算に伴うトルクリプルを更に削減することができる。また、直流成分の加算に伴うエネルギーロスも削減することができる。

上述したように、直流成分を調整波と共に基本波に加算しても、磁束λにはｄ軸電流指令ｉｄ＿ｒｅｆのリプルに起因する微小なリプルが生じる。基本波生成部１２１は、トルクをトルク目標値Ｔ＿ｒｅｆに一致させるようにｑ軸基本波Ｉｑｓを算出するので、磁束λのリプルが生じると、これを打ち消すように、ｑ軸基本波Ｉｑｓ自体にも微小なリプルが生じることとなる。

ｑ軸基本波Ｉｑｓにリプルが生じると、インバータ回路１３が上記力行状態である期間（以下、「力行期間」という。）と、インバータ回路１３が上記回生状態である期間（以下、「回生期間」という。）とで、抵抗算出部１１５による抵抗の算出精度に差が生じる。具体的には、回生期間における抵抗の算出精度が、力行期間における抵抗の算出精度よりも低くなる。一例として、微小なリプルが生じたｑ軸基本波Ｉｑｓは次式で表される。

Ｉｑｓ＿ａｖｅ：ｑ軸基本波Ｉｑｓの平均値
ω１：αβ座標系に対するｄｑ座標系の回転角速度
τ：フィルタ処理部１１７によるフィルタリングの時定数

式（４）で示されるｑ軸基本波Ｉｑｓのリプルを考慮すると、αβ座標系において基本波に加算される直流成分は、次式で示される。

ｉα＿ｄｃ：α軸電流指令ｉα＿ｒｅｆの直流成分

力行期間においては、式（５）におけるＩｑｓ＿ａｖｅが正の値となり、回生期間においては、式（５）におけるＩｑｓ＿ａｖｅが負の値となる。このため、回生期間においては、力行期間に比較して、基本波に加算される直流成分が小さくなる。従って、回生期間における抵抗の算出精度が、力行期間における抵抗の算出精度よりも低くなる。

回生期間における抵抗の算出精度の低下を抑制するために、制御回路１００は、回生期間における上記フィルタリングの時定数を、力行期間における上記フィルタリングの時定数に比較して大きくするように構成されていてもよい。例えばフィルタ処理部１１７は、力行期間において磁束λに施すフィルタリングの時定数に比較して、回生期間において磁束λに施すフィルタリングの時定数（式（５）における時定数τ）を大きくしてもよい。時定数τが大きくなると、式（５）の右辺第２項の絶対値が小さくなる。このため、右辺第２項による直流成分の削減幅が小さくなる。従って、回生期間における抵抗の算出精度の低下が抑制される。

制御回路１００は、回生期間においては抵抗の算出を行わずに、直前の力行期間において算出された抵抗を当該回生期間の抵抗とするように構成されていてもよい。例えば抵抗算出部１１５は、力行期間においては上述したように抵抗を算出し、回生期間においては、直前の力行期間において算出された抵抗を当該回生期間における抵抗としてもよい。この場合、抵抗算出部１１５は、例えばｑ軸基本波Ｉｑｓが正の値であるか負の値であるかに基づいて、インバータ回路１３が力行状態であるか回生状態であるかを判定してもよい。

図６は、制御回路１００のハードウェア構成を例示するブロック図である。図６に示すように、制御回路１００は、少なくとも一つのプロセッサ１９１と、メモリ１９２と、ストレージ１９３と、スイッチング制御回路１９４とを有する。ストレージ１９３は、例えばハードディスク等、コンピュータによって読み取り可能な記憶媒体を有する。記憶媒体は、不揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク及び光ディスク等の取り出し可能な媒体であってもよい。ストレージ１９３は、上述のように制御指令を生成することと、二次側電力が制御指令に追従するように電力変換回路１０を制御することと、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電圧（すなわち二次側電力の電圧）の直流成分と、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電流（すなわち二次側電力の電流）の直流成分とに基づいて、電動機３の抵抗を算出することと、を制御回路１００に実行させるためのプログラムを記憶している。

メモリ１９２は、ストレージ１９３からロードしたプログラム及びプロセッサ１９１による演算結果を一時的に記憶する。プロセッサ１９１は、メモリ１９２と協働して上記プログラムを実行することで、上述した各機能ブロックを構成する。スイッチング制御回路１９４は、プロセッサ１９１からの指令により、上記ゲート駆動信号を生成する。

なお、制御回路１００は、必ずしもプログラムにより各機能を構成するものに限られない。例えば制御回路１００は、専用の論理回路又はこれを集積したＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）により少なくとも一部の機能を構成してもよい。

〔電力変換手順〕
続いて、電力変換方法の一例として、電力変換装置１が実行する電力変換手順を例示する。この手順は、少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成することと、電動機３側の電力が制御指令に追従するように電力変換回路１０を制御することと、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、電動機３の抵抗を算出することと、を含み、制御指令を生成することは、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも大きい第２速度であるときの方が小さくなるように直流成分を生成することと、基本波の周波数と、直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成することと、基本波と、直流成分と、調整波とを含む制御指令を生成することと、を含む。この手順において、制御回路１００は、所定の制御周期で電流の検出と電力変換回路１０の制御とを繰り返す。

図７は、１つの制御周期において制御回路１００が実行する制御手順を例示するフローチャートである。図７に示すように、制御回路１００は、ステップＳ０１，Ｓ０２，Ｓ０３，Ｓ０４，Ｓ０５，Ｓ０６，Ｓ０７，Ｓ０８を順に実行する。ステップＳ０１では、基本波生成部１２１が上記基本波を生成し、直流成分生成部１２２が上記直流成分を生成し、調整波生成部１２３が上記調整波を生成し、電流指令生成部１２０が、基本波と直流成分と調整波とを足し合わせた電流指令を生成する。基本波の生成に際し、基本波生成部１２１は、１つ前の制御周期で算出された抵抗Ｒと磁束λとを使用する。

ステップＳ０２では、電流制御部１１１が、３相・２相変換部１１４及び座標変換部１１３を介して電流センサ１４による実電流の検出値を取得する。ステップＳ０３では、電流制御部１１１が、電流指令と実電流との偏差を縮小するように上記電流制御用の電圧指令を算出する。

ステップＳ０４では、電力変換制御部１１２が、電動機３の回転速度ω１の情報を取得しθ１を演算する。電動機３に位置センサや速度センサが設けられている場合、電力変換制御部１１２は当該センサを用いて回転速度の情報を取得してもよい。電動機３にセンサが設けられていない場合、電力変換制御部１１２は、上記実電流の検出値等に基づく回転速度の推定値を取得してもよい。

ステップＳ０５では、電力変換制御部１１２が、電動機３の回転速度に基づいて、上記スイッチング周期を設定する。例えば電力変換制御部１１２は、上記キャリアプロファイルに基づいて、電動機３の回転速度に対応するキャリア周期を設定する。ステップＳ０６では、実電圧が上記電流制御用の電圧指令に従った大きさになるように、電力変換制御部１１２が複数のスイッチング素子１５のオン・オフ切り替えを開始する。

ステップＳ０７では、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、抵抗算出部１１５が電動機３の抵抗を算出する。ステップＳ０８では、抵抗算出部１１５が算出した抵抗Ｒと、実電流と、実電圧とに基づいて、電動機３の可動子導体が発生する磁束λを磁束推定部１１６が推定する。以上で、１つの制御周期における制御回路１００の制御手順が完了する。

〔本実施形態の効果〕
以上に説明したように、電力変換装置１は、電源２と電動機３との間で電力変換を行う電力変換回路１０と、少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成する電流指令生成部１２０と、電動機３側の電力が制御指令に追従するように電力変換回路１０を制御する電力変換制御部１１２と、電力変換回路１０が電動機３側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、電動機３の抵抗を算出する抵抗算出部１１５と、を備え、電流指令生成部１２０は、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成する直流成分生成部１２２と、基本波の周波数と、直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成する調整波生成部１２３と、を有し、基本波と、直流成分と、調整波とを含む制御指令を生成する。

この電力変換装置１によれば、基本波に、直流成分と、調整波とが加えられる。仮に直流成分のみを基本波に加えると、電動機３の電流の駆動力発生成分にリプルが生じ、これに起因して電動機３の駆動力のリプル（以下、「駆動力リプル」という。）が生じる。これに対し、基本波に直流成分及び調整波の両方を加えることによって、駆動力発生成分のリプルを抑制することができる。電動機３の電流の磁束発生成分にはリプルが生じるが、磁束発生成分のリプルに起因する駆動力リプルは微小である。このため、駆動力リプルを抑制しつつ、基本波に直流成分を加え、電動機３の抵抗を高い精度で算出することができる。

ただし、抵抗の算出精度は、電動機３の動作速度が小さくなるにつれて低下する傾向がある。この傾向に合わせ、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成することによって、第２速度における抵抗の算出精度を更に向上させることができる。一方、第１速度における直流成分を第２速度における直流成分よりも小さくすることによって、第１速度における駆動力リプルを更に抑制することができる。従って、運転中における電動機３の抵抗の検出精度の向上と、電動機３の駆動力リプルの抑制との両立に更に有効である。

例えば調整波生成部１２３は、基本波の周波数の２倍に実質的に等しい周波数と、直流成分の大きさに実質的に等しい振幅とを有する調整波を生成してもよい。

電流指令生成部１２０は、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、第２速度であるときの方が、電動機３側の電流の磁束発生成分が大きくなり当該電流の駆動力発生成分が小さくなるように基本波を変更する基本波変更部１２４を更に有していてもよい。直流成分と調整波とを基本波に加える場合であっても、磁束発生成分にはリプルが生じる。このため、電動機３が誘導電動機である場合、磁束発生成分のリプルの大きさと駆動力発生成分の大きさとに応じた駆動力リプルが生じる。直流成分が大きくなるにつれて、磁束発生成分のリプルが拡大するので、上記駆動力リプルも拡大する。これに対し、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも第２速度であるときの方が磁束発生成分が大きくなり駆動力発生成分が小さくなるように基本波を変更することによって、第１速度と第２速度とでトルクの大きさを変えることなく、第２速度における駆動力リプルを小さくすることができる。

抵抗算出部１１５は、電圧の直流成分と電流の直流成分として、所定の積分期間の電圧の積分値と、当該積分期間の電流の積分値とに基づいて抵抗を算出してもよい。この場合、積分によって直流成分が容易且つ正確に抽出されるので、容易且つ正確に抵抗を算出することができる。

電力変換制御部１１２は、電動機３の動作速度が第１速度であるときよりも、第２速度であるときの電力変換回路１０におけるスイッチング周期を長くし、抵抗算出部１１５は、抵抗を算出する際に、電圧の直流成分として、電動機３に印加される電圧の直流成分の検出値、又は制御指令に基づく電圧指令の直流成分を使用してもよい。電動機３の動作速度が小さくなるにつれて、スイッチングに起因する電圧の誤差（電圧を示す情報と実際の電圧との差）が抵抗の算出精度に及ぼす影響が大きくなる。これに対し、第２速度におけるスイッチング周期を第１速度におけるスイッチング周期よりも長くすることで、上記影響の拡大を抑制することができる。従って、抵抗の検出精度を更に向上させることができる。

抵抗算出部１１５は、抵抗を算出する際に、電圧の直流成分として、電圧指令の直流成分を使用してもよい。この場合、抵抗算出用の電圧値として、電圧指令を用いる場合、電圧検出値を用いる場合に比較して、スイッチングに起因する上記誤差が大きくなる。このため、電動機３の速度が小さくなるのに応じてキャリア周期を長くすることがより有効である。

電力変換装置１は、電力変換制御部１１２が制御指令に従って電力変換回路１０に電力変換を実行させる前に、制御指令にローパス型のフィルタリングを施すフィルタ処理部１１７を更に備え、フィルタ処理部１１７は、電力変換回路１０から電動機３に電力が出力される力行期間におけるフィルタリングの時定数に比較して、電動機３から電力変換回路１０に電力が戻る回生期間におけるフィルタリングの時定数を大きくしてもよい。この場合、力行期間及び回生期間における抵抗の検出精度の差を抑制することができる。

抵抗算出部１１５は、電動機３に電力が出力される力行期間においては、電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて抵抗を算出し、電動機３から電力が戻る回生期間においては、直前の力行期間において算出された抵抗を当該回生期間における抵抗としてもよい。この場合、力行期間及び回生期間における抵抗の検出精度の差を抑制することができる。

電流指令生成部１２０は、抵抗算出部１１５が算出した抵抗と、電動機３に発生させる駆動力の目標値とに基づいて基本波を算出する基本波生成部１２１を更に有していてもよい。この場合、抵抗の算出結果を、より高精度な力制御に活かすことができる。

以上、実施形態について説明したが、本開示は必ずしも上述した実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で様々な変更が可能である。

１…電力変換装置、２…電源、３…電動機、１０…電力変換回路（電力変換部）、１１２…電力変換制御部、１１５…抵抗算出部、１１７…フィルタ処理部、１２０…電流指令生成部（指令生成部）、１２１…基本波生成部、１２２…直流成分生成部、１２３…調整波生成部、１２４…基本波変更部。

Claims (10)

1. 電源と電動機との間で電力変換を行う電力変換部と、
   少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成する指令生成部と、
   前記電動機側の電力が前記制御指令に追従するように前記電力変換部を制御する電力変換制御部と、
   前記電力変換部が前記電動機側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、前記電動機の抵抗を算出する抵抗算出部と、を備え、
   前記指令生成部は、
   前記電動機の動作速度が第１速度であるときよりも、前記第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成する直流成分生成部と、
   前記基本波の周波数と、前記直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成する調整波生成部と、
   を有し、
   前記基本波と、前記直流成分と、前記調整波とを含む前記制御指令を生成する、電力変換装置。
2. 前記調整波生成部は、前記基本波の周波数の２倍に実質的に等しい周波数と、前記直流成分の大きさに実質的に等しい振幅とを有する調整波を生成する、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記指令生成部は、前記電動機の動作速度が前記第１速度であるときよりも、前記第２速度であるときの方が、前記電動機側の電流の磁束発生成分が大きくなり当該電流の駆動力発生成分が小さくなるように前記基本波を変更する基本波変更部を更に有する、請求項１又は２記載の電力変換装置。
4. 前記抵抗算出部は、前記電圧の直流成分と前記電流の直流成分として、所定の積分期間の前記電圧の積分値と、当該積分期間の前記電流の積分値とに基づいて前記抵抗を算出する、請求項１～３のいずれか一項記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換制御部は、前記電動機の動作速度が前記第１速度であるときよりも、前記第２速度であるときの前記電力変換部におけるスイッチング周期を長くし、
   前記抵抗算出部は、前記抵抗を算出する際に、前記電圧の直流成分として、前記電動機に印加される電圧の直流成分の検出値、又は前記制御指令に基づく電圧指令の直流成分を使用する、請求項１～４のいずれか一項記載の電力変換装置。
6. 前記抵抗算出部は、前記抵抗を算出する際に、前記電圧の直流成分として、前記電圧指令の直流成分を使用する、請求項５記載の電力変換装置。
7. 前記電力変換制御部が前記制御指令に従って前記電力変換部に電力変換を実行させる前に、前記制御指令にローパス型のフィルタリングを施すフィルタ処理部を更に備え、
   前記フィルタ処理部は、前記電力変換部から前記電動機に電力が出力される力行期間における前記フィルタリングの時定数に比較して、前記電動機から前記電力変換部に電力が戻る回生期間における前記フィルタリングの時定数を大きくする、請求項１～６のいずれか一項記載の電力変換装置。
8. 前記抵抗算出部は、
   前記電動機に電力が出力される力行期間においては、前記電圧の直流成分と前記電流の直流成分とに基づいて前記抵抗を算出し、
   前記電動機から電力が戻る回生期間においては、直前の前記力行期間において算出された前記抵抗を当該回生期間における前記抵抗とする、請求項１～７のいずれか一項記載の電力変換装置。
9. 前記指令生成部は、前記抵抗算出部が算出した前記抵抗と、前記電動機に発生させる駆動力の目標値とに基づいて前記基本波を算出する基本波生成部を更に有する、請求項１～７のいずれか一項記載の電力変換装置。
10. 少なくとも交流の基本波を含む制御指令を生成することと、
    電源と電動機との間で電力変換を行う電力変換部を、前記電動機側の電力が前記制御指令に追従するように制御することと、
    前記電力変換部が前記電動機側に発生させる電圧の直流成分と電流の直流成分とに基づいて、前記電動機の抵抗を算出することと、を含み、
    前記制御指令を生成することは、
    前記電動機の動作速度が第１速度であるときよりも、前記第１速度よりも小さい第２速度であるときの方が大きくなるように直流成分を生成することと、
    前記基本波の周波数と、前記直流成分の大きさとに基づいて、交流の調整波を生成することと、
    前記基本波と、前記直流成分と、前記調整波とを含む前記制御指令を生成することと、を含む、電力変換方法。

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