JP2013150498A - 同期電動機の制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】同期電動機および同期電動機に接続される負荷の製造ばらつきや環境上のばらつきに起因するトルクリプルを低減できる実用的な同期電動機の制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。
【解決手段】インバータを含む電力変換回路から三相交流を供給される同期電動機の制御装置において、同期電動機のｄｑ軸電流を求めるｄｑ軸電流算出手段と、ｄｑ軸電流算出手段の出力からｑ軸電流指令値を得るｑ軸電流指令作成器と、ｑ軸電流指令値を用いてｑ軸電圧指令値を与える電圧指令値作成器と、電圧指令値作成器の出力からインバータを駆動する為の三相交流電圧指令値を得る変換回路と、同期電動機の誘起電圧高調波とトルクリプルを推定し、トルクリプルを低減する為の補償信号を求めるトルクリプル低減制御器とを備え、補償信号によりｑ軸電圧指令値を修正することを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は同期電動機の制御装置及び制御方法にかかり、特にトルクリプルによる振動を軽減することのできる同期電動機の制御装置及び制御方法に関する。

広範囲の可変速制御や電力消費量節減に貢献できる電動機として、同期電動機が広く採用されている。例えば近年のエアコンや給湯器などのファンモータとして使用されている。これらの用途では、低騒音、低振動であることが求められており、この達成のために正弦波状の誘起電圧波形となるように設計がされている。

然しながら、同期電動機の製造バラツキなどに起因し、５次や７次の高調波成分が重畳してくる。また同期電動機に接続されるファンについても、ファンの製造バラツキなどに起因して負荷トルクが一定とならずにトルク振動の要因となっている。

これらのいわゆるトルクリプルの低減策について、従来から多くの検討がなされている。例えば非特許文献１、２では、同期電動機を家電製品向けなどの比較的小容量機器に適用するときの、トルクリプルの低減策も考慮した簡便なベクトル制御手法を紹介している。

また非特許文献３には、電動機の誘起電圧定数の５次や７次の高調波成分を測定し，トルクリプルを打ち消すよう電流制御を行うことで低減化が図られているが、製造バラツキや温度などの動作環境上のバラツキが発生した場合に、トルクリプルが増幅され騒音、振動に繋がるという課題が提起されている。

「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」電学論Ｄ、ｖｏｌ．１２４，ｎｏ１１，１１３３頁−１１４０頁、２００４年 「適応的な誘起電圧定数の調整を用いた永久磁石同期モータの位置センサレス簡易ベクトル制御」電学論Ｄ、ｖｏｌ．１２９，ｎｏ４，４０６頁−４１４頁、２００９年 「誘起電圧が歪んでいるＩＰＭＳＭのトルクリプル低減法に関する研究」横浜国立大学修士論文、２００８年

このように同期電動機を用いた場合のトルクリプル低減について種々の解析や提案がされている。

然しながら、同期電動機ばかりでなく同期電動機に駆動される負荷（例えばエアコンや給湯器などのファン）の挙動、製造上のばらつきも含めた形での検討までを行っているものは少ない。また同期電動機を家電製品向けなどの比較的小容量機器に適用するときには、簡便な装置構成を実現するために位置センサレスに対応できるものである必要が有る。

以上のことから本発明においては、同期電動機および同期電動機に接続される負荷の製造ばらつきや環境上のばらつきに起因するトルクリプルを低減できる実用的な同期電動機の制御装置及び制御方法を提供することを目的とする。

本発明においては、インバータを含む電力変換回路から三相交流を供給される同期電動機の制御装置において、同期電動機のｄｑ軸電流を求めるｄｑ軸電流算出手段と、ｄｑ軸電流算出手段の出力からｑ軸電流指令値を得るｑ軸電流指令作成器と、ｑ軸電流指令値を用いてｑ軸電圧指令値を与える電圧指令値作成器と、電圧指令値作成器の出力からインバータを駆動する為の三相交流電圧指令値を得る変換回路と、同期電動機の誘起電圧高調波とトルクリプルを推定し、トルクリプルを低減する為の補償信号を求めるトルクリプル低減制御器とを備え、補償信号によりｑ軸電圧指令値を修正することを特徴とする。

また補償信号を、電圧指令値作成器から得られたｑ軸電圧指令値に加算することを特徴とする。

また補償信号を、ｑ軸電流指令作成器から得られたｑ軸電流指令値から減ずることを特徴とする。

また補償信号を、電圧指令値作成器から得られたｑ軸電圧指令値に加算し、補償信号を、ｑ軸電流指令作成器から得られたｑ軸電流指令値から減ずることを特徴とする。

またｄｑ軸電流算出手段は、同期電動機の交流電流を用いてｄｑ軸電流を算出することを特徴とする。

またｄｑ軸電流算出手段は、電力変換回路のインバータに流れ込む直流電流を用いてｄｑ軸電流を算出することを特徴とする。

本発明においては、インバータを含む電力変換回路から三相交流を供給される同期電動機の制御方法において、同期電動機のｑ軸電流指令値を用いてｑ軸電圧指令値を得、ｑ軸電圧指令値からインバータを駆動する為の三相交流電圧指令値を得るとともに、同期電動機の誘起電圧高調波とトルクリプルからトルクリプルを低減する為の補償信号を算出し、これによりｑ軸電圧指令値を修正することを特徴とする。

本発明によれば、トルクリプルを低減できるので、同期電動機および同期電動機に接続される負荷の製造ばらつきや環境上のばらつきの影響を受けない実用的な同期電動機の制御装置及び制御方法を得ることができる。

本発明に係る位置センサレス簡易ベクトル制御装置の構成の一例を示す図。 永久磁石同期電動機の位置センサレス簡易ベクトル制御装置の一例を示す図。 電力変換装置６の典型的な回路構成を示した図。 α、β座標系と、ｄ、ｑ座標系の関係を静止して表示した図。 効果検証のために設定した各種係数の具体数値を示す図。 図５の条件で計測したトルクリプルの実際の値と、推定値を示した図。 図２による制御のときの観測されたトルクリプルを示した図。 図１による制御のときの観測されたトルクリプルを示した図。 図２による制御のときのトルクリプルの発生次数別大きさを示した図。 図１による制御のときのトルクリプルの発生次数別大きさを示した図。 本発明実施前後の各部信号波形を対比して示した図。 電動機制御装置をソフト的に実現するときのフローチャートを示す図。 直流電流を直流電流検出器で検出するタイプの同期電動機を示す図。 直流電流を利用する本発明の代案を示す図。 直流電流を利用する本発明の代案を示す図。

以下本発明の実施例について詳細に説明する。

本発明は要するに、誘起電圧高調波の波形とトルクリプルの波形とが非常に近似しているという発見に基づいて成されたものである。このことから誘起電圧高調波とトルクリプルをそれぞれ理論式から推定し、推定値の比を既存の制御装置に反映させることでトルクリプルを低減させている。

このため以下の説明においては、まず従来装置における挙動を説明し、その後に本発明装置における挙動を説明する。さらにその後に位置センサレスの観点からの幾つかの実施例について説明する。

最初に従来装置における挙動を説明する。まず、同期電動機について説明する。この場合の同期電動機は、永久磁石同期電動機（ＰＭＳＭ：ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｔｏｒ）である。

トルクリプルに対する影響が大きいと考えられる５次、７次の磁束高調波を考慮した永久磁石同期電動機ＰＭＳＭのｄｑ軸方程式を（１）式に示している。

但し、（１）式右辺の第１項において、ｖｄはｄ軸電圧、ｖｑはｑ軸電圧、Ｒは巻線抵抗、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、ｉｄはｄ軸電流、ｉｑはｑ軸電流、ωは電気角速度を表している。

また（１）式右辺の第２項において、Ｋ_Ｅは誘起電圧定数である。Ｋ_Ｅに付した１，５，７の数値は、１次、５次、７次の次数を表している。同じくＫ_Ｅに付した「ｓ」と「ｃ」は、ｓｉｎ成分とｃｏｓ成分であることを意味している。従って「Ｋ_Ｅ１ｓ」は、誘起電圧１次サイン成分であることを表している。θは電圧、電流間の位相差である。なお以下特に説明しないが、各種記号に下付文字として付した記号や数値についても、以上の表記に従うものとする。

またこの永久磁石同期電動機ＰＭＳＭのトルクに関して、（２）式が成立している。但し、Ｔｅは主トルク、Ｐｎは極対数である。

なお（２）式において、電流ｉｄ、ｉｑに上付き文字のダッシュを付した記号ｉ^´ｄ、ｉ^´ｑは、（３）（４）式で表される。式中のｉα、ｉβは、三相交流を直交するα軸とβ軸成分からなる二相に変換した二軸電流を意味する。

次に、この永久磁石同期電動機ＰＭＳＭの位置センサレス簡易ベクトル制御装置の従来における構成について説明する。図２は典型的な永久磁石同期電動機ＰＭＳＭの位置センサレス簡易ベクトル制御装置の一例を示している。

図２において８が永久磁石同期電動機ＰＭＳＭであり、２が電動機制御装置を表している。また６は例えばコンバータとインバータで構成される電力変換回路であり、電力変換回路６と同期電動機８によりいわゆる電力主回路を構成する。電動機制御部４の出力により同期電動機８に与える三相電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが、大きさ、周波数が可変の電圧に制御される。

なお、図３は電力変換装置６の典型的な回路構成を示したものである。電力変換装置６はインバータ主回路３と、コンバータによる直流電源１と、ゲート駆動回路１１で構成されている。このうちインバータ主回路３は、逆並列ダイオードＤと並列接続された変換素子Ｔで構成された回路を２組直列接続してアームを構成する。かつ３組のアームが、コンバータによる直流電源１の正負端子間に並列接続されている。同期電動機８の３相は、３組のアームの接続点ｈに接続されている。ゲート駆動回路１１は、同期電動機８に与える三相電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの指令値Ｖ^＊ｕ，Ｖ^＊ｖ，Ｖ^＊ｗに応じて、インバータ主回路３の６組の変換回路Ｔの点弧位相を駆動する。

図２、図３に示すように、ここで使用する同期電動機８は、位置センサを備えていない形式のものであり、同期電動機８の制御のために電流検出器７ａ，７ｂから三相のうちの適宜の２相の電流ｉｕ，ｉｖが電動機制御部４に入力されている。

図２に戻り、電動機制御部４は、同期電動機８の制御のために三相交流電流ｉｕ，ｉｖ以外に、インバータ角速度指令値ω^＊１、ｄ軸電流指令生成器４９の出力であるｄ軸電流指令値ｉ^＊ｄを入力する。そして最終的に、同期電動機８に対して電力主回路の三相交流電圧指令値Ｖ^＊ｕ，Ｖ^＊ｖ，Ｖ^＊ｗを出力する。

電動機制御部４では、三相／ｄｑ変換回路４１において、三相交流電流ｉｕ，ｉｖからｄ軸電流とｑ軸電流の検出値ｉｄｃ，ｉｑｃを得る。この変換では、変換の過程で二軸成分（α、β軸）に変換するが、このときのα軸からみたｄｃ軸角度θｄｃを基準位相として変換を行う。なお、この考え方については後述する。

次いでｑ軸電流指令生成器４４において、ｑ軸電流の検出値ｉｑｃを用いてｑ軸電流指令値ｉ^＊ｑを算出する。ここでｑ軸電流指令生成器４４は例えば一次遅れ回路で構成され、（５）式の一次遅れ演算で導出される。なお、Ｔ１ｑは遅れ時定数である。

電圧指令値作成器４８は、入力したインバータ角速度指令値ω^＊１、ｄ軸電流指令生成器４９の出力であるｄ軸電流指令値ｉ^＊ｄ、ならびに演算により求めたｑ軸電流指令値ｉ^＊ｑからｄｑ軸電圧指令値Ｖ^＊ｄｃ，Ｖ^＊ｑｃを（６）式により算出する。

尚、（６）式の演算に使用する情報を表す記号は、既に説明済みのものである。唯一これら記号に上付き文字としてアスタリスク「＊」を付した点で相違しているが、これは設定値である。

また（６）式の演算にはｄ軸電流設定値ｉ^＊ｄが使用されているが、ここで対象とするのは表面着磁永久磁石同期電動機（ＳＰＭＳＭ：ｓｕｒｆｅｓ ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｔｏｒ）なので、（７）式のようにゼロとして取り扱う。

電圧指令値作成器４９で求められたｄｑ軸電圧指令値Ｖ^＊ｄｃ，Ｖ^＊ｑｃは、ｄｑ／三相変換回路５０において電力主回路の三相交流電圧指令値Ｖ^＊ｕ，Ｖ^＊ｖ，Ｖ^＊ｗに変換される。このようにして、電動機制御部４の出力により同期電動機８に与える三相電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは大きさ、周波数が可変の電圧に制御される。なお、ｄｑ／三相変換回路５０での変換過程においても、α軸からみたｄｃ軸角度θｄｃを基準位相として変換を行う。

このα軸からみたｄｃ軸角度θｄｃは、以下の処理により求められる。まず、軸誤差演算器４５において、軸誤差Δθを（８）式により演算する。この演算のために、三相／ｄｑ変換回路４１で求めたｄ軸電流とｑ軸電流の検出値ｉｄｃ，ｉｑｃを使用する。また電圧指令値作成器４９で求めたｄｑ軸電圧指令値Ｖ^＊ｄｃ，Ｖ^＊ｑｃを使用する。ここでは（８）式により軸誤差Δθを導出している。

ここで、以後の説明に入る前に図４を用いて軸誤差Δθについて説明を加えておく。図４には、電力主回路の固定子巻線に流れる３相電流を二相変換した直交座標であるα、β座標系と、ｄ、ｑ座標系の関係を静止して表示している。この図でｄ、ｑ、α、βとあるのは、ｄ軸、ｑ軸、α軸、β軸を示している。また、ｄｃ、ｑｃは推定ｄ軸、推定ｑ軸であり、本来ｄの位置にあるべきｄ軸がｄｃの位置にずれて運転している状態を表している。このｄ軸（ｄ）と推定ｄ軸（ｄｃ）の成す角度が軸誤差Δθであり、本来はこの軸誤差Δθを零とすべきである。なお、α軸（α）と推定ｄ軸（ｄｃ）の成す角度がα軸からみたｄｃ軸角度θｄｃである。

ＰＬＬ制御器４６（ｐｈａｓｅ ｌｏｃｋ ｌｏｏｐ）は発信器であり、この出力としては角周波数の調整値Δω１を与える。角周波数の調整値Δω１は、入力したインバータ角速度指令値（周波数指令値）ω^＊１と加算回路ａｄ１で加算されてインバータ周波数ω１を得る。

ｄｑ／三相変換回路５０あるいは三相／ｄｑ変換回路４１において使用されるα軸からみたｄｃ軸角度θｄｃは、積分器４７においてインバータ周波数ω１を積分して求める。

軸誤差演算器４５、ＰＬＬ制御器４６、加算回路ａｄ１、積分器４７により構成されるこれらの回路は、要するに軸誤差Δθを零とするようにα軸からみたｄｃ軸角度θｄｃを調整したものである。この回路により軸誤差Δθが正値の場合には仮想軸の速度（インバータ周波数ω１）を上げ、軸誤差Δθが負値の場合には仮想軸の速度（インバータ周波数ω１）を下げるように制御している。

これを実現するためにＰＬＬ制御器４６では、（９）式により軸誤差Δθに比例する角周波数の調整値Δω１を算出している。なお、Ｋｐｓは比例ゲインである。

加算器ａｄ１では（１０）式を実行している。

積分器４７では（１１）式を実行し、ベクトル制御に必要なｄｃ軸位相θｄｃを求めている。

なお、（９）式の比例ゲインＫｐｓは（１２）式により定めている。

従来の永久磁石同期電動機ＰＭＳＭ、並びに電動機制御装置２は以上説明したように構成されている。この従来装置におけるトルクリプル低減対策は、前述した永久磁石同期電動機ＰＭＳＭのトルク式である（２）式に着目し、ｑ軸電流ｉｑを制御することで主トルクＴｅを一定に制御している。具体的には、（１３）式に示すようにｑ軸電流設定ｉ^＊ｑを、ｉ^＊´ｑに修正することでトルクリプルを抑制している。この式の考え方は、磁束高調波成分により発生しているトルクリプルを、電流制御を行うことで磁束によるトルクリプル分を打ち消そうという考え方である。

なお、（１３）式中のｉ^´ｄ５，ｉ^´ｑ５は（１４）式、ｉ^´ｄ７，ｉ^´ｑ７は（１５）式に表されている。

これに対し本発明でのトルクリプル低減は、誘起電圧高調波の波形とトルクリプルの波形とが非常に近似しているという発見に基づき成されている。このため、本発明での実施例の説明の前に、誘起電圧高調波の波形とトルクリプルの波形とが非常に近似していることを説明する。

先に説明した永久磁石同期電動機ＰＭＳＭのｄｑ軸方程式（１）において、ｄ
ｑ軸の誘起電圧高調波成分ｅｄ６，ｅｑ６は、（１６）式で求められる。

また永久磁石同期電動機ＰＭＳＭのトルク方程式（２）において、トルクリプル成分Ｔ６は（１７）式で求められる。

なお、以下の説明を進めるに当り、ｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑと、二軸電流ｉα、ｉβの間では、（１８）、（１９）、（２０）式が成立している。

ここで通常は、ｑ軸電流ｉｑは、ｄ軸電流ｉｄに対して非常に大きいことから（１８）式は（２１）式のように表すことができる。また、この結果を用いて（１９）（２０）式を整理すると、（２２）式で表現できる。

（２２）式を（１７）式に代入すると、トルクリプルの式は（２３）式のように表すことができる。

（２３）式を（１６）式のｑ軸の誘起電圧高調波成分ｅｑ６の項と比較すると、非常に近い形をしている。７次ｃｏｓ成分を無視すれば位相が完全一致する。

このことから最初に述べたように、誘起電圧高調波の波形とトルクリプルの波形とが非常に近似していることが理解できる。従って、このｑ軸の誘起電圧高調波成分ｅｑ６を用いることで、以下の式により近似的にトルクリプル成分を得ることができる。またトルクリプル成分を打ち消す方向に制御してやることでトルクリプルが低減できる。

トルクリプルＴ６は、ｑ軸の誘起電圧高調波成分ｅｑ６を用いて（２４）式で表される。

ｑ軸の誘起電圧高調波成分ｅｑ６は、（２５）式で求めることができる。

また、電流補正値ｉｑ６Ｔは（２５）式で求めることができる。

以下、上記知見を反映した本発明に係る位置センサレス簡易ベクトル制御装置の構成について図１で説明する。但しこの例では交流電流を検知する例で示している。

図１の構成は基本的に図２の従来構成を踏襲したものであり、太線で示した回路部分が追加されている点で相違する。このうち、トルクリプル低減制御器４２は、（２５）式の電流補正値ｉｑ６Ｔを算出する。電流補正値ｉｑ６Ｔは、ｑ軸の誘起電圧高調波成分ｅｑ６とトルクリプルが近似することから求めたものであり、これにより最終的にはｑ軸電圧指令値Ｖ^＊ｑｃを修正する。

電流補正値ｉｑ６Ｔを算出するためにここで使用されるデータの多くは設定値として予め与えられた既値である。実際に時々刻々の演算に使用されるデータは、三相／ｄｑ変換回路４１において求めたｄ軸電流とｑ軸電流の検出値ｉｄｃ，ｉｑｃと、電圧指令値作成器４８からのｑ軸電圧指令値Ｖ^＊ｑｃと、インバータ角速度指令値ω^＊１である。

本発明では、ｑ軸の誘起電圧高調波成分ｅｑ６とトルクリプルが近似することから求めた電流補正値ｉｑ６Ｔをｑ軸電圧指令値Ｖ^＊ｑｃに反映させるに当り、上流側から補正する第１の手法と、下流側で補正する第２の手法がある。さらには、図１に示すように第１の手法と第２の手法を併用する。

具体的には上流での第１の手法は、電圧指令値作成器４８に与えるｑ軸電流指令値ｉ^＊ｑに電流補正値ｉｑ６Ｔを加味するものである。減算回路ｓｂでｉ^＊ｑからｉｑ６Ｔを差し引いてｉ^＊´ｑを求め、これを電圧指令値作成器４８における（６）式の演算処理に用いる。

但し、簡易センサレス電圧指令演算では、電流微分項を無視する近似を用いているため、上流からｑ軸電流指令値ｉ^＊ｑを補正するのみでは応答感度が低い。そこで下流側で補正する第２の手法が有効になる。

第２の手法では、トルクリプル低減電圧補償器４３において電流補正値ｉｑ６Ｔから電圧補正値ΔＶ^＊ｑｃを導出する。電圧補正値ΔＶ^＊ｑｃは、加算回路ａｄ２においてｑ軸電圧指令値Ｖ^＊ｑｃに加算されてＶ^＊´ｑｃとして、ｄｑ／三相変換回路５０での変換に使用される。トルクリプル低減電圧補償器４３においては、比例微分機能を有するので応答性が改善される。

第１の手法と第２の手法を併用する場合には、第２の手法による過渡応答性と、第１の手法による長期での安定性がともに達成できる。

なお、電圧指令演算は（２７）式により行われる。

また、電流補正値は（２８）式により求められる。

次に本発明の効果を具体的に検証した結果について説明する。まず図５は、設定した各種係数の具体数値を示す図である。図６は、この条件で計測したトルクリプルの実際の値Ｔａと、推定値Ｔｂを示した図である。この波形を見ると、推定値は振幅及び位相をほぼ性格に推定できていることが見て取れる。

図７は図２による制御のときの観測されたトルクリプル、図８は図１による制御のときの観測されたトルクリプルをそれぞれ示している。図７は、従来のトルクリプル低減制御を反映した結果であるが、それでも図８の結果と比較すると大きなトルクリプルが生じていることが判る。

また、このトルクリプルの大きさを発生次数ごとに比較したものが図９、図１０である。いずれも６次調波（定格周波数：５６Ｈｚ）であるが、図９の従来に比して図１０の本発明では５０％の振幅に低減されていることがわかる。

また図１１は、本発明実施前後の各部信号波形を対比して示した図である。左側に本発明実施後、右側に実施前の信号波形を示している。なお左側の実施前で対応する信号波形が存在しない部分は空白としている。

まず、ｑ軸電流指令生成器４４からのｑ軸電流指令値ｉ^＊ｑは、いずれも同じであり、ほぼ一定値である。本発明実施後では、上流側対策として修正されたｑ軸電流指令値ｉ^＊´ｑを用いるが、この値はトルクリプルを模擬している信号を含むために、周期的な変動成分を含む。この結果、実施後では電圧指令値作成器４９で求められたｑ軸電圧指令値Ｖ^＊ｑｃ自身が周期的な変動成分を含む。

次に電圧指令値作成器４９で求められたｑ軸電圧指令値Ｖ^＊ｑｃについて説明すると、これは、実施前は一定値とする。実施後は下流側対策として修正されたｑ軸電流指令値ｉ^＊´ｑを用いる。これにより修正されたｑ軸電流指令値ｉ^＊´ｑは、更に強調された周期的な変動成分を含む。

これらの結果として、トルクＴｅの変動は大きく抑制されることになる。

図１２は、図１の電動機制御装置をディジタル回路でソフト的に実現するときの処理フローチャートを示す図である。ここではまず処理ステップＳ１０１において、インバータ起動条件が成立していることを確認する。起動条件成立により処理ステップＳ１０２以降の処理に入る。

処理ステップＳ１０２では、速度偏差Δωを算出する。処理ステップＳ１０３では、速度偏差Δωが所定の範囲内にあるときのみ、以後のトルクリプル低減処理に入り、それ以外の時にはトルクリプル低減処理を実行しない。この判断は、速度偏差Δωが所定の範囲外にあるときには同期電動機の運転が不安定であり、不用意に制御を行うことで脱調の恐れがあることによる。

処理ステップＳ１０４以降がトルクリプル低減処理である。まず、処理ステップＳ１０４とＳ１０５が、トルクリプル制限処理器４２内での処理に相当する。ここでは、最終的に（２６）式の電流補正値ｉｑ６Ｔを算出する。このために、（２４）式によりトルクリプルＴ６をｑ軸の誘起電圧高調波成分ｅｑ６を用いて算出する。ｑ軸の誘起電圧高調波成分ｅｑ６は（２５）式で表されている。

処理ステップＳ１０４では（２４）（２５）式によりトルクリプルＴ６を求める。ここで使用されるデータの多くは設定値として予め与えられた既値であり、実際に時々刻々の演算に使用されるデータは、三相／ｄｑ変換回路４１において求めたｄ軸電流とｑ軸電流の検出値ｉｄｃ，ｉｑｃと、電圧指令値作成器４８からのｑ軸電圧指令値Ｖ^＊ｑｃと、インバータ角速度指令値ω^＊１である。

処理ステップＳ１０５では（２６）式により電流補正値ｉｑ６Ｔを求める。なお、以上の説明では（２４）（２５）（２６）式を順次実行する例で説明したが、（２８）式を直接実行する形で実現してもよい。

処理ステップＳ１０６は、減算器ｓｂの処理に該当しており、ｉ^＊ｑから電流補正値ｉｑ６Ｔを減算処理する。この結果は、電圧指令値作成器４８に反映されて、上流側の補償に利用される。

処理ステップＳ１０７と処理ステップＳ１０８は、下流側の補償に相当するものである。処理ステップＳ１０７は、トルクリプル低減電圧補償器４３の処理、処理ステップＳ１０８は加算器ａｄ２の処理に対応している。上記の一連の処理は、計算機内で毎制御周期に実行される。

最後に位置センサレスの観点からの幾つかの実施例について説明する。位置センサレスとして、図１の実施例では交流電流を検出してｄｑ軸電流を得、位相制御に利用するものであった。この本発明手法によれば、格別の外部情報を必要とせずに、従って格別の検出器を付加することなしに、従来から使用する内部情報のみでトルクリプルの低減が行える。

このため、ｄｑ軸電流を再現でき、位相制御に利用できるものであれば、他の原理による位置センサレス手法が利用可能である。ここで紹介するのは図１３に示す直流電流検出によるものである。コンバータ１からインバータ３に供給される直流電流を直流電流検出器６１で検出するタイプの同期電動機である。

図１４と、図１５は直流電流からｄｑ軸電流ｉｄｃ，ｉｑｃを再現する回路部分のみが図１の構成と相違する。図１４では直流電流ｉと電圧指令値作成器４８からのｄｑ軸電圧ｖｄｃ，ｖｑｃを用いてｄｑ軸電流ｉｄｃ，ｉｑｃを推定する電流推定部を設けている。

図１５では電流再現器４２において、直流電流ｉから３相交流を再現する。その上で３相／ｄｑ変換器４１でｄｑ軸電流ｉｄｃ，ｉｑｃを得る。

図１４、図１５の手法は、いずれも当該技術分野においてよく知られた手法であり、本発明への適用に格別の変更、工夫を要するものではない。本発明が、かかる位置センサレス手法の同期電動機でも、格別の付加部品を必要とせずに実現可能であることを述べたものである。

本発明は、位置センサレス同期電動機に幅広く適用することができる。

１：コンバータによる直流電源
２：電動機制御装置
３：インバータ主回路
４：電動機制御部
６：電力変換回路
７ａ，７ｂ：電流検出器
８：永久磁石同期電動機ＰＭＳＭ
１１：ゲート駆動回路
４１：三相／ｄｑ変換回路
４２：トルクリプル低減制御器
４３：トルクリプル低減電圧補償器
４４：ｑ軸電流指令生成器
４５：軸誤差演算器
４６：ＰＬＬ制御器
４７：積分器
４８：電圧指令値作成器
４９：ｄ軸電流指令生成器
５０：ｄｑ／三相変換回路
ｖｄ：ｄ軸電圧
ｖｑ：ｑ軸電圧
Ｒ：巻線抵抗
Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス
Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス
ｉｄ：ｄ軸電流
ｉｑ：ｑ軸電流
ω：電気角速度
ＫＥ：誘起電圧定数
θ：位相差
Ｔｅ：主トルク
Ｐｎ：極対数
ｉα、ｉβ：二相交流電流
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ：三相交流電圧
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ：三相交流電流
Ｄ：逆並列ダイオード
Ｔ：変換素子
ω^＊１：インバータ角速度指令値
Ｖ^＊ｕ，Ｖ^＊ｖ，Ｖ^＊ｗ：三相交流電圧指令値
θｄｃ：ｄｃ軸角度
ａｄ１：加算回路
ｅｄ６：ｄ軸の誘起電圧高調波成分
ｅｑ６：ｑ軸の誘起電圧高調波成分
Ｔ６：トルクリプル成分
ｉｑ６Ｔ：電流補正値
ｓｂ：減算回路

Claims (10)

1. インバータを含む電力変換回路から三相交流を供給される同期電動機の制御装置において、
   同期電動機のｄｑ軸電流を求めるｄｑ軸電流算出手段と、該ｄｑ軸電流算出手段の出力からｑ軸電流指令値を得るｑ軸電流指令作成器と、ｑ軸電流指令値を用いてｑ軸電圧指令値を与える電圧指令値作成器と、該電圧指令値作成器の出力から前記インバータを駆動する為の三相交流電圧指令値を得る変換回路と、前記同期電動機の誘起電圧高調波とトルクリプルを推定し、トルクリプルを低減する為の補償信号を求めるトルクリプル低減制御器とを備え、前記補償信号により前記ｑ軸電圧指令値を修正することを特徴とする同期電動機の制御装置。
2. 請求項１に記載の同期電動機の制御装置において、
   前記補償信号を、前記電圧指令値作成器から得られたｑ軸電圧指令値に加算することを特徴とする同期電動機の制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載の同期電動機の制御装置において、
   前記補償信号を、前記ｑ軸電流指令作成器から得られたｑ軸電流指令値から減ずることを特徴とする同期電動機の制御装置。
4. 請求項１に記載の同期電動機の制御装置において、
   前記補償信号を、前記電圧指令値作成器から得られたｑ軸電圧指令値に加算し、前記補償信号を、前記ｑ軸電流指令作成器から得られたｑ軸電流指令値から減ずることを特徴とする同期電動機の制御装置。
5. 請求項１から請求項４のいずれかに記載の同期電動機の制御装置において、
   前記ｄｑ軸電流算出手段は、前記同期電動機の交流電流を用いてｄｑ軸電流を算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
6. 請求項１から請求項４のいずれかに記載の同期電動機の制御装置において、
   前記ｄｑ軸電流算出手段は、前記電力変換回路のインバータに流れ込む直流電流を用いてｄｑ軸電流を算出することを特徴とする同期電動機の制御装置。
7. インバータを含む電力変換回路から三相交流を供給される同期電動機の制御方法において、
   同期電動機のｑ軸電流指令値を用いてｑ軸電圧指令値を得、該ｑ軸電圧指令値から前記インバータを駆動する為の三相交流電圧指令値を得るとともに、前記同期電動機の誘起電圧高調波とトルクリプルからトルクリプルを低減する為の補償信号を算出し、これにより前記ｑ軸電圧指令値を修正することを特徴とする同期電動機の制御方法。
8. 請求項７に記載の同期電動機の制御方法において、
   前記補償信号を、前記ｑ軸電圧指令値に加算することを特徴とする同期電動機の制御方法。
9. 請求項７または請求項８に記載の同期電動機の制御方法において、
   前記補償信号を、前記ｑ軸電流指令値から減ずることを特徴とする同期電動機の制御方法。
10. 請求項７に記載の同期電動機の制御方法において、
    前記補償信号を、前記ｑ軸電圧指令値に加算し、前記補償信号をｑ軸電流指令値から減ずることを特徴とする同期電動機の制御方法。

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