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JP2015107052A - インバータ制御装置及び方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】レッグ−シャント抵抗方式によって測定した電流が電流検出不可領域にあることを判別し、誘導電動機の固定子及び回転子の磁束を補正してインバータを制御するための、インバータ制御装置及び方法を提供する。
【解決手段】インバータ制御装置及び方法が開示される。本発明の装置は、インバータにおけるインバータ部の下部スイッチング素子のエミッタ端に配置されたレッグシャント抵抗から２相電流を受信して、３相電流を決定し、決定された３相電流の異常有無を判別して、該当異常値の電流を補正する。
【選択図】図８

Description

本発明は、インバータ制御装置及び方法に関するものであって、より詳しくには、レッグ−シャント抵抗を用いて、各相電流を測定するインバータを制御する装置と方法に関する。
一般に、インバータとは、電気的に直流を交流に変換する装置であって、常用電源から供給された電力を入力され、インバータ内で電圧と周波数を可変させて電動機に供給することによって、電動機の速度を制御する。
図１は、一般的なインバータシステムの構成図である。
図に示すように、電動機２を駆動するインバータ１は、３相電源を入力として、整流部１０がＤＣ電源に変換し、ＤＣ−リンクキャパシタ２０がこれを蓄積した後、インバータ部３０がＤＣ−リンクキャパシタ２０に蓄積されたＤＣ電源を再びＡＣ電源に変換し、電圧と周波数を可変して、電動機２を駆動する。したがって、インバータ１を可変電圧可変周波数（Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ＶＶＶＦ）システムともいう。
最近、小容量のインバータでは、製品の原価競争力の確保のために、シャント抵抗を用いて電流を検出する方法を多く用いる。シャント抵抗を用いた電流検出方式は、シャント抵抗の位置によって、ＤＣ−リンクシャント抵抗の電流検出方式、出力相シャント抵抗の電流検出方式、及びレッグ−シャント抵抗の電流検出方式などに分けられる。
図２は、レッグシャント抵抗の電流検出方式を説明するための構成図である。
図に示すように、シャント抵抗をインバータ部３０の下部絶縁ゲートのバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ ｇａｔｅ ｂｉｐｏｌａｒ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ；ＩＧＢＴ）２２のエミッタ端に配置した状態で電流を検出する方法であって、低コストで回路を実現することができ、瞬時電流も検出することができるメリットがある。
しかし、レッグシャント抵抗を用いる方式は、ＩＧＢＴのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；ＰＷＭ）のスイッチング状態によって電流検出領域が制限される問題点がある。
図３は、レッグシャント型のインバータの電流検出制限領域を説明するための例示図であり、図４は、レッグシャント型のインバータで相電流を検出する区間を説明するための例示図である。
空間ベクトルＰＷＭ（Ｓｐａｃｅ Ｖｅｃｔｏｒ ＰＷＭ；ＳＶＰＷＭ）は、６個の活性化ベクトルと、２個のゼロベクトルとで構成されており、ＰＷＭ制御部は、インバータの３相出力電圧をｄ−ｑ変換を通じてｄ軸とｑ軸間の２次元平面上の低圧基準ベクトルＶ*に変換する。Ｖ*は、隣接する２つの活性化ベクトルとゼロベクトルとの組み合わせで構成される。
図４に示すように、セクタ１（図３参照）では、ＰＷＭ１／２周期の間、ゼロベクトルＶ０（０，０，０）、活性化ベクトル１ Ｖ１（１，０，０）、活性化ベクトル２ Ｖ２（１，１，０）、及びゼロベクトルＶ７（１，１，１）の順にスイッチングベクトルを印加し、残りのＰＷＭ１／２周期の間、その逆順に、スイッチングベクトルを印加する（これを「対称ＳＶＰＷＭ」という）。
図２のような構造において、レッグシャント型のインバータの各相の電流検出は、各相の下部ＩＧＢＴがターンオン（ｔｕｒｎ ｏｎ）されシャント抵抗２３に電流が流れるときに可能である。また、インバータ３相の電流検出は、図４に示すように、インバータが３相平行な条件で、少なくとも下部ＩＧＢＴが２つ以上ターンオンされる区間で可能である。
２つのＩＧＢＴがターンオンされ、２つの相の電流検出が可能であれば、ｉｕｓ＋ ｉｖｓ＋ｉｗｓ＝０の関係式に基づいて、残りの１つの相の電流も計算を通じて間接検出が可能である。つまり、ＳＶＰＷＭで、キャリアと比較する各相の基準電圧が最も高い相を除いた残りの２つの相の電流を検出すると、残りの１つの相の電流も間接検出が可能である。図３で分類したセクタによって変わり、その結果は、表１の通りである。
このようなレッグシャント型のインバータで電流検出制限領域を外れるように制御する方法として、電圧基準ベクトルが電流検出制限領域に進入する場合、電圧基準ベクトルの角と大きさを変調して、検出制限領域から外れるように制御するものがあり、これは、次の数式１に従う。
このとき、ｔｄｔは、インバータのデッドタイムであり、ｔｒｓは、電流検出回路の遅延時間であり、ｔｓｎは、ＡＤコンバータのサンプリング時間であり、Ｔｓａｍｐ＿ｍｉｎは、レッグ−シャント抵抗の電流検出の最小検出時間である。
しかし、上記の従来技術では、予測された電流検出不可領域の外部で電流検出が正確に行われていない状況に対する対処は考慮していない。
一方、センサレスベクトル制御方式のインバータでは、エンコーダのような別の速度検出装置を用いらず、図５のように回転子の磁束を推定し、その推定した回転子の磁束で回転子の回転速度を推定する。図５は、回転子磁束推定部の例示図である。
図５に示すように、回転子の磁束を検出して回転子の回転速度を推定する場合、測定した電流が瞬時的でも物理的な実際の電流と大きく異なる場合、回転子磁束推定部をはじめとした、その他のいくつかのセンサレスベクトル制御モジュールが不安定に動作する可能性が発生する。
誘導電動機のセンサレス間接ベクトル制御方式は、数式２のように、同期角θｅを計算して、電圧指令ベクトルの計算に用いることになるが、このために、回転子の速度ｗｒとｗｓｌ値を正確に求めなければならない。
回転子の速度ｗｒは、推定された回転子の磁束で推定し、数式１でのように、スリップ速度ｗｓｌは、同期座標系上のｑ軸電類とｄ軸電類との比に比例する。
レッグ−シャント型インバータは、図３のＳＶＰＷＭの出力電圧ベクトル図上でセクタが変わる部分である（０１１）、（１０１）、（１１０）のベクトルの境界付近では、上の数式１により定義された電流検出不可領域の外部でも電流情報を不完全に読み取る確率が非常に高いことを実験的に確認した。
図６は、レッグシャント抵抗の電流検出回路の限界性能を補完していなかったとき、インバータのセンサレス制御の不安定な現象を観測した実験波形であり、図７は、レッグシャント型のインバータで検出した電流をローパスフィルタリング（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）した実験波形である。
図６を参照すると、一定の負荷動作中であるため、ｉe qsに脈動が発生してはならない。また、図７で、左の波形は、３相電流を２相に座標変換した結果であって、黄色の波形は、ｄ軸の固定子電流、赤色の波形は、ｑ軸の固定子電流であり、緑色の波形は、比較のために、Ｕ相電流をオシロスコープで実測したものである。右の波形は、左の固定子電流ベクトルを相図示（ｐｈａｓｅ ｐｌｏｔ）した結果である。
つまり、出力電圧ベクトル図のベクトルの頂点付近に位置する三角形の内側だけでなく、ゼロベクトル時間が十分に確保されるものと見られる、当該ベクトルの境界線付近の領域でも、不完全な電流情報で読み取ることができることを実験的に確認した。
上記のような問題は、レッグシャントによって検出された実際の電流と大きく異なる電流が連続的に検出されるのではなく、１サンプル程度検出されるときは、磁束推定部の積分時に、短い時間のサンプリング時間を乗じて、その値を積算するため、推定された磁束の大きさには大きな影響を及ぼさないものと判断することができる。
しかし、インバータによって制御される電動機に一定の負荷以上（定格の約１００％の負荷）を印加し、停止座標系上の固定子の電流ベクトルのｄ−ｑの軸座標平面の上に相図示（ｐｈａｓｅ ｐｌｏｔｔｉｎｇ）すると、図６に示すように、異常値の電流値（ｏｕｔｌｉｅｒ ｐｏｉｎｔ）が観測される瞬間、電流ベクトル（ｉe ds）の角と大きさが瞬時にジャンプする現象が実験的に観測される。そして、次のステップでは、既存のベクトルの値の近くに逆行して戻ってくる現象が観測される。
それだけでなく、該当状況で、固定子磁束推定部に積分対象項として動作する固定子電圧と固定子逆起電力との差、ｖｓ−Ｒｓ・ｉｓは、大きな瞬時ピーク値を有することになるが、この演算のため、整数演算のみを扱う中低価のマイクロコントローラユニット（Ｍｉｃｒｏ−Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ Ｕｎｉｔ；ＭＣＵ）とデジタル信号処理機（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ；ＤＳＰ）で、計算上の解像度を高めるために、変数を比較的広い領域に対して取る場合、変数のオーバーフロー（ｏｖｅｒ−ｆｌｏｗ）が発生することがあり、これによって、変数が初期化され、推定磁束のステップ変化（ｓｔｅｐ ｖａｒｉａｔｉｏｎ）が発生し、この後は、磁束推定が正しくなされず、インバータの脱調現像などが発生し得る問題点がある。
また、図６を参照すると、同期座標系上の固定子電流のｄ軸の成分は、定数（ｃｏｎｓｔａｎｔ）の指令にも瞬時にステップ変化が繰り返して見えることを観測することができる。このような現象は、数式２のスリップ速度の計算にエラーを引き起こす可能性があり、同期角の計算の性能に大きな影響を与える誘導電動機の間接ベクトル制御方式のセンサレス制御性能に推定速度誤差などの副作用をもたらす可能性のある問題がある。
本発明が解決しようとする技術的課題は、レッグ−シャント抵抗方式によって測定した電流が電流検出不可領域にあることを判別し、誘導電動機の固定子及び回転子の磁束を補正してインバータを制御するための、インバータ制御装置及び方法を提供することである。
上記のような技術的課題を解決するために、本発明の一実施形態のインバータ制御装置は、インバータで、インバータ部の下部スイッチング素子のエミッタ端に配置されたレッグシャント抵抗から２相電流を受信して、３相電流を決定する第１の決定部と、決定された３相電流の異常有無を判別する判別部と、及び、前記判別部が異常値が発生したと判断した場合、該当異常値の電流を補正する補正部と、を含む。
本発明の一実施形態のインバータ制御装置は、前記第１の決定部から受信した相電流を固定子の停止座標系の電流に変換する変換部をさらに含む。
本発明の一実施形態において、前記判別部は、固定子電圧と逆起電力との差を用いて、異常有無の判別のための基準値を設定する基準値生成部と、異常値の判別のための境界を生成する境界設定部と、及び、固定子電圧と逆起電力との差と、基準値との差異の絶対値が境界よりも大きい場合、電流が異常値であることを決定する第２の決定部と、を含む。
本発明の一実施形態において、前記基準値は、固定子電圧と逆起電力との差をローパスフィルタリング（ＬＰＦ）したものである。
本発明の一実施形態において、前記境界は、固定子電圧と逆起電力との差の、最大値と最小値との差に、所定の定数を乗じた値である。
本発明の一実施形態において、前記補正部は、次の式を通じて異常値の固定子電流を補正する。
本発明の一実施形態のインバータ制御装置は、前記補正部によって補正された異常値の電流を受信して、電動機の回転子磁束を再推定する推定部をさらに含む。
本発明の一実施形態のインバータ制御装置は、再推定された回転子磁束を用いて、同期座標系上の固定子のｄ軸及びｑ軸の電流制御命令を更新して前記インバータ部を制御する制御部をさらに含む。
また、上記のような技術的課題を解決するために、本発明の一実施形態のインバータ制御方法は、レッグシャント抵抗から検出された２相の電流を用いて、インバータから出力される３相電流を決定するステップと、固定子電圧と逆起電力との差を用いて、異常有無の判別のための基準値を設定するステップと、異常値の判別のための境界を決定するステップと、固定子電圧と逆起電力との差と、基準値との差異の絶対値が境界よりも大きい場合、電流が異常値であることを決定するステップと、及び、電流が異常値と決定された場合、異常値の電流を補正するステップと、を含む。
本発明の一実施形態のインバータ制御方法は、補正された異常値の電流を受信して、電動機の回転子磁束を再推定するステップをさらに含む。
本発明の一実施形態のインバータ制御方法は、再推定された回転子磁束を用いて、同期座標系上の固定子のｄ軸及びｑ軸の電流制御命令を更新して前記インバータのインバータ部を制御するステップをさらに含む。
このような本発明の一実施形態によれば、レッグ−シャント型のインバータの相電流の異常値を判別して、電流を該当ステップの電流を補正し、これを磁束推定に反映することによって、インバータのベクトル制御性能の安定性を確保することができる。
また、本発明は、中負荷で、相電流の異常値が制御命令に適用されることを防止して、ＭＣＵ／ＤＳＰの変数がオーバーフローしないように予防し、インバータの脱調の可能性を下げることができる。
一般的なインバータシステムの構成図である。 レッグシャント抵抗の電流検出方式を説明するための構成図である。 レッグシャント型のインバータの電流検出制限領域を説明するための例示図である。 レッグシャント型のインバータで相電流を検出する区間を説明するための例示図である。 回転子磁束推定部の例示図である。 レッグシャント抵抗の電流検出回路の限界性能を補完していなかったとき、インバータのセンサレス制御の不安定な現象を観測した実験波形である。 レッグシャント型のインバータで検出した電流をローパスフィルタリングした実験波形である。 本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置の構成図である。 図８の異常値判別部の一実施形態の詳細構成図である。 本発明の一実施形態に係るインバータ制御方法を説明するための一実施形態のフローチャートである。 本発明で異常値の電流検出を確認することを説明するための一例示図である。
本発明は、様々な変更を加えることができ、種々の実施例を有することができるところ、特定の実施例を図面に例示し、詳細な説明において詳細に説明する。しかし、これは、本発明を特定の実施形態に対して限定するものではなく、本発明の思想及び技術範囲に含まれるすべての変更、均等物ないし代替物を含むものと理解されるべきである。
以下、添付された図面を参照して、本発明に係る好ましい一実施形態を詳細に説明する。
図８は、本発明の一実施形態に係るインバータ制御装置の構成図であって、図１のようなシステムに適用されるものであり、図２のように、レッグ−シャント抵抗２３で検出した電流を受信し、インバータ部３０のスイッチングをベクトル制御するものである。
図に示すように、本発明のインバータ制御装置は、３相電流決定部５０、座標変換部６０、異常値判別部７０、及び補正部８０を含み、補正部８０からの出力が、図５の回転子磁束推定部４０に入力され、回転子磁束推定部４０から推定された磁束を基に、電流制御部９０がインバータ１を制御するものである。
３相電流決定部５０は、各相の下部ＩＧＢＴがターンオンされた場合にのみ電流を検出するために、レッグ−シャント抵抗２３で検出した２相電流を受信して、３相の電流を決定することができる。このとき、その関係は、上で示した表１の通りである。このように決定された３相電流は、図示していない格納部に格納することができる。
座標変換部６０は、検出された相電流を座標変換し、固定子の停止座標系ｄ、ｑ軸の電流に変換することができる。これを数式で表すと、次の通りである。
図９は、図８の異常値判別部の一実施形態の詳細構成図である。
図に示すように、本発明の異常値判別部７０は、基準値生成部７１、境界設定部７２、及び決定部７３を含む。
基準値生成部７１は、固定子電圧と逆起電力との差（ｖｓ−Ｒｓ・ｉｓ）を用いて、基準値を設定することができる。まず、基準値生成部７１は、検出された電流の異常有無を判別するために、図５の固定子磁束推定部の積分器Ａの入力である固定子電圧と逆起電力との差を用いて、次のように数式を定義する。以下で、下付き添字ｄ、ｑは、座標軸、ｓは、固定子、上付き添字ｅは、同期座標系であることを示す。
境界設定部７２は、異常値（ｏｕｔｌｉｅｒ）の判別のための境界（ｂｏｕｎｄａｒｙ ｒａｄｉｕｓ）をｄ、ｑ軸に対して、それぞれ、次のように設定することができる。
補正部８０は、異常値判別部７０から、異常値が発生したことを受信した場合、異常値の固定子電流を次式を用いて補正することができる。
図５に示すように構成される回転子磁束推定部４０は、このように補正された異常値の固定子電流を受信して、回転子磁束を次のように再推定することができる。
この後、電流制御部９０は、再推定された回転子磁束を基に、該当ステップの同期座標系上の固定子のｄ軸及びｑ軸の電流制御命令を更新し、インバータ１を制御することができる。
図１０は、本発明の一実施形態に係るインバータ制御方法を説明するための一実施形態のフローチャートである。図に示すように、本発明のインバータ制御方法で、３相電流決定部５０は、レッグ−シャント抵抗２３で検出した２相電流を受信して、３相電流を表１の関係によって決定することができる（Ｓ１０）。この後、座標変換部６０は、検出された相電流を座標変換し、数式４のように、停止座標系のｄ軸及びｑ軸の電流に変換することができる（Ｓ１５）。
決定部７３は、固定子電圧と逆起電力との差と、基準値との差異の絶対値が境界よりも大きい場合、該当ステップでの電流が異常値であると決定することができる（Ｓ３０、Ｓ３５、Ｓ４０）。
補正部８０は、該当ステップでの電流が異常値であると判別された場合、数式７を用いて、異常値の固定子電流を補正し（Ｓ４５）、回転子磁束推定部４０は、補正された異常値の固定子電流を受信して、数式８を用いて、回転子磁束を再推定することができる（Ｓ５０）。
電流制御部９０は、再推定された回転子磁束を基に、該当ステップの同期座標系上の固定子のｄ軸及びｑ軸の電流制御命令を更新して、これを、インバータ１のインバータ部３０に送信すると、インバータ部３０は、該当電流制御命令によりスイッチングを行うことができる。
図１１は、本発明において、異常値の電流検出を確認することを説明するための一例示図である。
図において、ピンク色の波形は、磁束推定部４０の積分器Ａの入力波形であって、固定子電圧と逆起電力との差（ｖｓ−Ｒｓ・ｉｓ）である。異常電流が入力される瞬間、明確に区別されることが分かり、本発明によると、この値を基準として、異常値の電流が検出されることが分かる。
本発明は、レッグシャント型のインバータの相電流の異常値を判別して、電流を該当ステップの電流を補正し、これを磁束推定に反映することにより、インバータのベクトル制御性能の安定性を確保することができる。
また、本発明は、中負荷で、相電流の異常値が制御命令に適用されることを防止して、ＭＣＵ／ＤＳＰの変数がオーバーフローしないように予防し、インバータの脱調の可能性を下げることができる。
以上、本発明に係る実施例を説明したが、これは例示的なものに過ぎず、当該分野における通常の知識を有する者であれば、これから多様な変形及び均等な範囲の実施例が可能であることを理解することができるだろう。したがって、本発明の真の技術的保護範囲は、次の特許請求の範囲によって定められるべきである。
５０ ３相電流決定部
６０ 座標変換部
７０ 異常値判別部
８０ 補正部
９０ 電流制御部

Claims (11)

  1. インバータで、インバータ部の下部スイッチング素子のエミッタ端に配置されたレッグシャント抵抗から２相電流を受信して、３相電流を決定する第１の決定部と、
    決定された３相電流の異常有無を判別する判別部と、及び
    前記判別部が異常値が発生したと判断した場合、該当異常値の電流を補正する補正部と、を含むことを特徴とするインバータ制御装置。
  2. 前記第１の決定部から受信した相電流を固定子の停止座標系の電流に変換する変換部をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
  3. 前記判別部は、
    固定子電圧と逆起電力との差を用いて、異常有無の判別のための基準値を設定する基準値生成部と、
    異常値の判別のための境界を生成する境界設定部と、及び
    固定子電圧と逆起電力との差と、基準値との差異の絶対値が境界よりも大きい場合、電流が異常値であることを決定する第２の決定部と、を含むことを特徴とする請求項１または２に記載のインバータ制御装置。
  4. 前記基準値は、
    固定子電圧と逆起電力との差をローパスフィルタリング（ＬＰＦ）したものであることを特徴とする請求項３に記載のインバータ制御装置。
  5. 前記境界は、
    固定子電圧と逆起電力との差の、最大値と最小値との差に、所定の定数を乗じた値であることを特徴とする請求項３または４に記載のインバータ制御装置。
  6. 前記補正部は、次の式を通じて異常値の固定子電流を補正することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
  7. 前記補正部によって補正された異常値の電流を受信して、電動機の回転子磁束を再推定する推定部をさらに含むことを特徴とする請求項１〜６のいずれか一項に記載のインバータ制御装置。
  8. 再推定された回転子磁束を用いて、同期座標系上の固定子のｄ軸及びｑ軸の電流制御命令を更新して前記インバータ部を制御する制御部をさらに含むことを特徴とする請求項７に記載のインバータ制御装置。
  9. レッグシャント抵抗から検出された２相電流を用いて、インバータから出力される３相電流を決定するステップと、
    固定子電圧と逆起電力との差を用いて、異常有無の判別のための基準値を設定するステップと、
    異常値の判別のための境界を決定するステップと、
    固定子電圧と逆起電力との差と、基準値との差異の絶対値が境界よりも大きい場合、電流が異常値であることを決定するステップと、及び
    電流が異常値と決定された場合、異常値の電流を補正するステップと、を含むことを特徴とするインバータ制御方法。
  10. 補正された異常値の電流を受信して、電動機の回転子磁束を再推定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項９に記載のインバータ制御方法。
  11. 再推定された回転子磁束を用いて、同期座標系上の固定子のｄ軸及びｑ軸の電流制御命令を更新して前記インバータのインバータ部を制御するステップをさらに含むことを特徴とする請求項１０に記載のインバータ制御方法。
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