JP3773794B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源の電力変換を行い、所望の多相交流電力を出力する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、交流電源を所望の３相電力に変換して出力する電力変換装置として、電力変換装置の大容量化、高電圧化を目的とし、また、出力波形を改善するために図１１に示す構成のものが知られている。
【０００３】
この従来の電力変換装置は、３相電源１から２次側に複数の巻線を持った変圧器２を介して３相交流電力を単相インバータ３へ供給する。単相インバータ３の出力は直列に接続され、さらにその一方を中性点として接続し、その他方を３相の誘導電動機（Ｍ）４に接続することにより、誘導電動機４に３相交流電力を供給する。誘導電動機４の回転速度は速度検出器５で検出され、制御回路６に入力される。また、電力変換装置から出力される電流は電流検出器７で検出され、制御回路６に入力される。
【０００４】
制御回路６では、電動機４の速度が所定の速度となるように出力電圧基準Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを決定し、ＰＷＭ制御回路８に出力する。ＰＷＭ制御回路８は出力電圧基準Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応した出力電圧を発生するように各単相インバータ３のゲート信号を制御する。そしていずれかの単相インバータ３が故障した場合には、単相インバータ３の故障信号がＰＷＭ制御回路８に入力され、電力変換装置の動作を停止する。
【０００５】
図１２は図１１の制御回路６の詳細図である。この制御回路６は広く知られた回路であり（例えば、電気書院発行、「ニュードライフエレクトロニクス」、６．２．４項）、誘導電動機４の電流をトルク電流と励磁電流に分解し、独立して制御するものである。
【０００６】
この制御回路６では、速度制御器９を用いて速度指令ωｒ*と速度ωｒの偏差がゼロになるようにトルク指令Ｔ*を調節する。一方、励磁指令Φ*は通常一定に保たれることが多い。図中では励磁指令Φ*の設定値をΦsetと示す。これらの値は、図１２のブロック図に示す演算により、直交する２相ｄ軸、ｑ軸の各電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*に変換され、それぞれの電流フィードバック信号Ｉｄ，Ｉｑとの偏差がゼロになるように、電流制御器１０を用いてｄ軸及びｑ軸の電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを調節する。
【０００７】
また、トルク指令Ｔ*と励磁指令Φ*よりすべり周波数ωｓを求め、これに速度検出器５からフィードバックされる速度信号ωｒを加えることにより、電力変換装置が出力する周波数ω１を決定する。この出力周波数ω１を積分して得られる出力位相θ１を用い、３相の電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから３相−２相変換器１１によりｄ軸、ｑ軸の各電流Ｉｄ，Ｉｑを求めると共に、ｄ軸、ｑ軸の電圧指令から２相−３相変換器１２により出力電圧基準Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求める。
【０００８】
図１３は図１１の単相インバータ３の詳細図である。変圧器２の２次巻線からの電力をダイオード整流回路１３及び直流平滑コンデンサ１４で直流電力に変換し、さらに単相インバータ回路１５で任意の周波数、電圧を持った電力に変換する。故障検出器１６は単相インバータ３の異常を検出し、故障信号を図１１のＰＷＭ制御回路８に出力する。
【０００９】
この単相インバータ３の異常の一例としては、直流電圧Ｖｄｃの上昇が考えられる。通常、直流電圧Ｖｄｃが所定値より上昇した場合に、過電圧により単相インバータ３内の部品が破損しないように故障検出して電力変換装置を停止することが一般的に行われている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このように構成された電力変換装置では、交流電動機４の回転速度に対して電力変換装置の出力周波数が低い場合には、交流電動機の機械的なエネルギが電力変換装置に回生され、直流電圧が回生エネルギにより充電され、直流電圧が上昇して過電圧故障を検出し、故障でもないのに装置を停止してしまう問題が生じる。
【００１１】
この問題を解決するためには過電圧故障を検出する前に直流電圧Ｖｄｃの上昇を検出し、回生動作とならないように出力周波数を増加させるように制御すればよい。この制御をする場合には、それぞれの単相インバータ３の直流電圧値Ｖｄｃを制御回路６に取り込む必要がある。
【００１２】
ところが、図１１に示すように、単相インバータ３を複数個使用する多重接続インバータ構成の電力変換装置では、直流回路が複数あるので直流電圧検出回路が非常に複雑、高価になる問題がある。また、多重接続インバータに関わらず単一のインバータの場合にも、制御回路と直流回路とは絶縁して電圧検出を行うこと一般的であるが、近年では電力変換装置が高圧化していて直流回路と制御回路との間を絶縁しているために、電圧検出回路が複雑になり、信頼性が低下したり検出精度が低下したりする問題がある。
【００１３】
本発明は上記のような従来の問題点に鑑み、電力変換装置の入力又は出力の電圧、電流や電力変換装置を制御する制御量を利用して直流電圧を求めることにより、複雑な回路構成にせずとも高い精度で直流電圧を求めることができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１４】
本発明はまた、求めた直流電圧を利用することにより、過電圧故障を誤検出して停止することがない電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、多相１次巻線と多相２次巻線から成る変圧器と、前記変圧器の２次巻線にそれぞれ接続され、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路にそれぞれ接続され、前記直流電圧を電圧基準信号に対応した交流電圧に変換する単相インバータと、前記単相インバータの出力を直列又は並列に多重接続して多相交流電力を発生し、この多相交流電力を多相交流電動機に供給する電力変換装置において、前記変圧器の１次側の電圧を検出する入力電圧検出手段と、前記交流電動機に流入する電力を演算する電動機入力電力演算手段と、前記変圧器の１次側の電圧と前記交流電動機に流入する電力から前記直流電圧を演算する直流電圧演算手段とを具備して成るものである。
【００１６】
請求項１の発明の電力変換装置では、変圧器の１次側の電圧を検出し、また交流電動機に流入する電力を演算し、これらの変圧器の１次側の電圧と交流電動機に流入する電力とから電力変換装置の直流電圧を演算して求める。
【００１７】
請求項２の発明は、請求項１の電力変換装置において、前記直流電圧演算手段が、前記交流電動機に流入する電力が所定値以上の場合には、前記変圧器の１次側の電圧と前記交流電動機に流入する電力とから前記直流電圧を演算し、前記交流電動機に流入する電力が所定値以下の場合には、前記交流電動機に流入する電力を積分することを特徴とするものである。
【００１８】
請求項２の発明の電力変換装置では、交流電動機に流入する電力が所定値以上の場合には、変圧器の１次側の電圧と交流電動機に流入する電力とから直流電圧を演算し、交流電動機に流入する電力が所定値以下の場合には、交流電動機に流入する電力を積分して直流電圧を求める。
【００１９】
請求項３の発明は、多相１次巻線と多相２次巻線とから成る変圧器と、前記変圧器の２次巻線にそれぞれ接続され、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路にそれぞれ接続され、前記直流電圧を電圧基準信号に対応した交流電圧に変換する単相インバータと、前記単相インバータの出力を直列又は並列に多重接続して多相交流電力を発生し、この多相交流電力を多相交流電動機に供給する電力変換装置において、前記変圧器の１次側の電圧を検出する入力電圧検出手段と、前記変圧器の１次側の電流を検出する入力電流検出手段と、前記変圧器の１次側の電圧と前記変圧器の１次側の電流とから前記直流電圧を演算する直流電圧演算手段とを具備して成るものである。
【００２０】
請求項３の発明の電力変換装置では、変圧器の１次側の電圧を検出し、また変圧器の１次側の電流を検出し、これらの変圧器の１次側の電圧と電流とから電力変換装置の直流電圧を演算して求める。
【００２１】
請求項４の発明は、多相１次巻線と多相２次巻線から成る変圧器と、前記変圧器の２次巻線にそれぞれ接続され、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路にそれぞれ接続され、前記直流電圧を電圧基準信号に対応した交流電圧に変換する単相インバータと、前記単相インバータの出力を直列又は並列に多重接続して多相交流電力を発生し、この多相交流電力を多相交流電動機に供給する電力変換装置において、前記交流電動機のトルク基準と励磁基準とにより当該電力変換装置への電圧基準信号を決定する手段と、当該電力変換装置が出力する周波数を検出する周波数検出手段又は前記交流電動機の速度を検出する速度検出手段と、当該電力変換装置が出力する周波数又は前記交流電動機の速度と前記励磁基準とから当該電力変換装置が出力する交流電圧を演算する交流電圧出力演算手段と、当該電力変換装置に対する電圧基準信号と当該電力変換装置が出力する交流電圧の前記演算値から前記直流電圧を演算する直流電圧演算手段とを具備して成るものである。
【００２２】
請求項４の発明の電力変換装置では、交流電動機のトルク基準と励磁基準とにより当該電力変換装置への電圧基準信号を決定し、当該電力変換装置が出力する周波数又は交流電動機の速度を検出し、この電力変換装置が出力する周波数又は交流電動機の速度と励磁基準とから当該電力変換装置が出力する交流電圧を演算する。そして、当該電力変換装置に対する上述の電圧基準信号と当該電力変換装置が出力する上述の交流電圧の演算値とから当該電力変換装置の直流電圧を演算して求める。
【００２３】
請求項５の発明は、請求項１〜４の電力変換装置において、前記直流電圧が所定値以上になったときに当該電力変換装置の出力する周波数が増加する方向に前記直流電圧を補正する直流電圧補正手段又は前記周波数の減少を抑制する周波数減少抑制手段を具備したものである。
【００２４】
請求項５の発明の電力変換装置では、請求項１〜４の発明において演算により求めた電力変換装置の直流電圧が所定値以上になったときに、当該電力変換装置の出力する周波数が増加する方向に直流電圧を補正し、又は当該電力変換装置の出力する周波数の減少を抑制する。
【００２５】
請求項６の発明は、請求項１〜４の電力変換装置において、前記直流電圧が所定値以上になったときに当該電力変換装置の出力を停止する出力停止手段を具備したものである。
【００２６】
請求項６の発明の電力変換装置では、請求項１〜４の発明において演算により求めた電力変換装置の直流電圧が所定値以上になったときに当該電力変換装置の出力を停止する。
【００２７】
請求項７の発明は、請求項１〜４の電力変換装置において、前記直流電圧の演算値と電圧基準信号とから当該電力変換装置が出力する交流電圧を演算する出力電圧演算手段を具備したものである。
【００２８】
請求項７の発明の電力変換装置では、請求項１〜４の発明において演算により求めた電力変換装置の直流電圧と電圧基準信号とから当該電力変換装置の出力する交流電圧を演算して求める。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。
【００３０】
（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態について、図１を用いて説明する。図１に示した第１の実施の形態の電力変換装置の構成要素において、図１１に示した従来例と同一の構成要素については同一番号を用いて示してある。図１１の従来例と異なる点は、変圧器２の１次電圧の実効値Ｖａｃ（以降、「入力電圧」と呼ぶ）を入力電圧検出器１７で検出し、これを制御回路６Ａで読み込んで直流電圧Ｖｄｃの演算処理に使用するようにした点である。
【００３１】
図２は制御回路６Ａの制御ブロック図を示している。図２に示した制御回路６Ａの構成要素において、図１２に示した従来例の制御回路６と同一の構成要素については、同一番号を用いて示してある。図１２の従来例と異なる点は、トルク指令Ｔ*と速度ωｒから交流電動機４の出力Ｐを求め、これと入力電圧Ｖａｃとを用い直流電圧Ｖｄｃを演算する点である。
【００３２】
この直流電圧Ｖｄｃの計算は、交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃとは略比例関係にあるが、変圧器２の負荷が増大すると変圧器２のインピーダンスドロップ分だけ直流電圧Ｖｄｃが低下する特性を模擬している。
【００３３】
この第１の実施の形態の電力変換装置によれば、演算により直流電圧Ｖｄｃを求めるので、直流電圧検出回路又は直流電圧を制御回路へ取り込む伝送回路が不要な電力変換装置を構成することができる。
【００３４】
なお、第１の実施の形態では電動機４に流入する電力を電動機出力Ｐと略等価としてトルク指令Ｔ*と速度ωｒの積から求めているが、当該電力変換装置が出力する電圧、電流を検出して求める構成にしてもよく、また電力変換装置に指令する電圧基準信号と電流検出値等から求める構成にしてもよい。
【００３５】
さらに、第１の実施の形態は変圧器２の負荷が増大すると変圧器２のインピーダンスドロップ分だけ直流電圧Ｖｄｃが低下する特性を利用した簡便な構成にしたが、電動機４に流入する電力と当該電力変換装置の変換効率、入力電圧等から変圧器２に流れる電流を計算し、その電流と変圧器２のインピーダンスから厳密にインピーダンスドロップを計算して直流電圧Ｖｄｃを求める構成にしてもよい。
【００３６】
（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態について、図１及び図３を用いて説明する。第２の実施の形態の電力変換装置の全体的な構成は第１の実施の形態と同様に、図１に示すものである。そして制御回路６Ａの詳細な構成が図３に示すものであり、図２に示した第１の実施の形態のものとは異なっている。なお、図３において、図２に示した第１の実施の形態の制御回路と同一の構成要素については同一の符号を用いて説明する。
【００３７】
本実施の形態における制御回路６Ａにおいて、図２に示した第１の実施の形態のものと異なる点は、電動機出力Ｐの極性を極性判定器１８で判定し、極性が正の場合は第１の実施の形態と同じ方法で直流電圧Ｖｄｃを演算して出力し、負の場合は回生時直流電圧演算器１９で演算した直流電圧Ｖｄｃを出力するように切り替える点である。
【００３８】
この回生時直流電圧演算器１９は、次のように動作する。図１の電力変換装置における単相インバータ３は、従来例として図１３に示した単相インバータ３と共通の構成であり、ダイオードから成る整流回路１３を具備している。そこで、電力変換装置が回生状態になった場合には、すべてのダイオードがオフして整流回路１３の入力と直流回路が切り離された状態となる。すなわち、電動機４からの電力は全て直流平滑コンデンサ１４に充電される。回生時直流電圧演算器１９は、回生時に電動機４からの回生電力でこの平滑コンデンサ１４が充電され、直流電圧が上昇するのを模擬して直流電圧Ｖｄｃを演算する。演算の具体的な方法は、次の通りである。
【００３９】
回生状態に入る前の平滑コンデンサ１４の充電エネルギＵｏは、その時点の直流電圧Ｖｄｃを用いて数１式で得られる。
【００４０】
【数１】
ただし、Ｃ：コンデンサの容量。
【００４１】
回生状態に入ってｔ秒が継続しているときの直流電圧Ｖｄｃと電力Ｐとコンデンサの充電エネルギＵとの関係は、数２式で得られる。
【００４２】
【数２】
この数２式から、直流電圧の演算値Ｖｄｃを数３式によって求める。
【００４３】
【数３】
すなわち、図３において回生時直流電圧演算器１９の内部ブロックが示すように、回生が始まった時点の直流電圧から積分の初期値Ｕｏを積分器に設定し、回生中の電力Ｐを積分して平方根を求めることにより回生中の直流電圧Ｖｄｃを演算するのである。
【００４４】
この第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様の効果を得られると共に、電動機４から回生電力がある場合にも直流電圧Ｖｄｃを正しく求めることができる。
【００４５】
（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態について、図４及び図５を用いて説明する。図４に示した本実施の形態の電力変換装置の構成要素において、図１に示した第１の実施の形態と同一の構成要素については同一番号をつけて示してある。本実施の形態において、図１の第１の実施の形態と異なる点は、電流検出器７Ａと入力電流検出器２０により変圧器２の１次電流実効値Ｉａｃ（以降、「入力電流」と称す）を検出し、制御回路６Ｂが入力電流Ｉａｃを読み込んで直流電圧Ｖｄｃの演算処理に使用する点である。
【００４６】
図５を用いて、第３の実施の形態における制御回路６Ｂの制御動作について説明する。図５に示した制御回路６Ｂの構成要素において、図１２に示した従来例の制御回路６と同一の構成要素については同一番号をつけて示してある。図１２の従来例と異なる点は、入力電圧Ｖａｃと入力電流Ｉａｃを用い直流電圧Ｖｄｃを演算するようにした点である。
【００４７】
直流電圧Ｖｄｃの演算では、直流電圧Ｖｄｃが入力交流電圧Ｖａｃと略比例関係にあるが、変圧器２の電流が増大すると変圧器２のインピーダンスドロップ分だけ直流電圧Ｖｄｃが低下する特性を模擬する。
【００４８】
第３の実施の形態においても、演算により直流電圧Ｖｄｃを求めるようにしたので、直流電圧検出回路又は直流電圧を制御回路へ取り込む伝送回路が不要な電力変換装置を構成することができる。
【００４９】
（第４の実施の形態）
本発明の第４の実施の形態について図６を用いて説明する。第４の実施の形態の電力変換装置は、基本的な回路構成を図１１の従来例と共通するが、制御回路６を図６に示す制御回路６′の構成とした点で異なる。
【００５０】
図６に示した本実施の形態の制御回路６′の構成要素において、図１２の制御回路と同一の構成要素については同一番号を用いて説明する。図１２の従来例の制御回路と異なる点は、磁束指令Φ*と速度ωｒの積から電圧指令Ｖ*を演算し、出力電圧基準Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから変調率演算器２１によりＰＷＭ制御回路８の変調率αを求め、その比Ｖ*／αから直流電圧Ｖｄｃを演算する点である。
【００５１】
この演算の具体的な方法を次に説明する。図６に示すベクトル制御回路６′は高精度に磁束及びトルク制御できることが知られている。電動機４の入力電圧Ｖは数４式と等しくなる。
【００５２】
【数４】
一方、変調率αと電力変換装置の出力電圧（＝電動機４の入力電圧）Ｖと直流電圧Ｖｄｃとの関係は、数５式となる。
【００５３】
【数５】
ここで、Ｋ：比例定数。
【００５４】
これら数４式及び数５式より、直流電圧Ｖｄｃは数６式によって求めることができる。
【００５５】
【数６】
この第４の実施の形態では、第１〜第３の実施の形態で必要であった変圧器２の１次側の電圧や電流の検出が不要であり、制御変数だけで直流電圧Ｖｄｃの検出が可能である利点がある。また、力行時と共に回生時にも直流電圧の検出ができる利点もある。
【００５６】
なお、本実施の形態では速度ωｒを直流電圧演算に用いたが、これに代えて出力周波数ω１を用いることができる。
【００５７】
（第５の実施の形態）
本発明の第５の実施の形態について、図１及び図７を用いて説明する。本実施の形態の回路構成は第１の実施の形態と同様に、図１に示したものであるが、制御回路６Ａが図７に示す構成である点が異なる。図７に示した制御回路６Ａの構成要素において、図２の制御回路と同一の構成要素については同一番号を用いて説明する。
【００５８】
本実施の形態の制御回路６Ａにおいて、図２に示した第１の実施の形態の制御回路と異なる点は、演算で検出した直流電圧Ｖｄｃと直流電圧基準Ｖｄｃ*の差分を負側リミッタ２２に入力し、差分出力が正の場合だけ電圧制御器２３により速度指令ωｒ*に対して増加方向に補正入力するようにした点である。
【００５９】
直流電圧指令Ｖｄｃ*を当該電力変換装置の単相インバータ３に対する過電圧保護レベルよりも小さく設定することで、直流電圧上昇時に過電圧保護が動作する前に、交流電動機４の速度を加速して直流電圧Ｖｄｃの上昇を抑制することができ、過電圧保護によって装置が誤停止するのを防止できる。
【００６０】
なお、図示していないが、電力変換装置の外部からの速度基準を変化率制限して電力変換装置の速度基準とする場合があるが、外部からの速度基準が低減して電動機４が回生状態とり、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧基準Ｖｄｃ*を超過した場合に電力変換装置の速度基準の変化を０とする方法も、電力変換装置の速度基準が外部速度基準に対して相対的に増加方向に補正されることを意味するので、本発明に含まれる。
【００６１】
また、上記の第５の実施の形態では、第１の実施の形態で演算した直流電圧Ｖｄｃを用いているが、直流電圧Ｖｄｃには、すでに説明した第２〜第４の実施の形態のいずれで演算した直流電圧Ｖｄｃを用いてもよい。
【００６２】
（第６の実施の形態）
本発明の第６の実施の形態について図８及び図９を用いて説明する。図８に示した第６の実施の形態の電力変換装置の構成要素において、図１に示した第１の実施の形態のものと同一の構成要素については同一番号をつけて示してある。本実施の形態において、図１に示した第１の実施の形態の電力変換装置と異なる点は、各単相インバータ３の故障信号をＰＷＭ制御回路８Ａに入力していない点と、直流電圧Ｖｄｃが過電圧保護レベル以上になった場合に制御回路６Ｃが停止信号ＧＢをＰＷＭ制御回路８Ａへ出力して装置を停止させる点である。
【００６３】
図９を用いて、この制御回路６Ｃの制御動作について説明する。図９に示した制御回路６Ｃの構成要素において、図２の制御回路６Ａと同一の構成要素については同一番号を用いて説明する。
【００６４】
本実施の形態の制御回路６Ｃにおいて、図２の制御回路と異なる点は、演算で求めた直流電圧Ｖｄｃと直流電圧保護設定Ｖｄｃ**とを比較器２４で比較し、直流電圧Ｖｄｃが保護設定Ｖｄｃ**を超えた場合に停止信号ＧＢをＰＷＭ制御回路８Ａへ出力するようにした点である。
【００６５】
このように構成することにより、各単相インバータ３で個々に直流電圧の過電圧保護検出を行う必要が不要となる。ただし、各単相インバータ３で直流過電圧保護と本実施の形態の直流過電圧保護とを併用する場合も本発明に含まれる。
【００６６】
また、制御回路６ＣからＧＢ信号をＰＷＭ制御回路８Ａへ出力してインバータを停止させることは、第１〜第５の実施の形態、あるいは第７の実施の形態で求める直流電圧Ｖｄｃを直流過電流保護設定Ｖｄｃ**と比較して行うようにすることもできる。
【００６７】
（第７の実施の形態）
本発明の第７の実施の形態について、図１及び図１０を用いて説明する。本実施の形態の電力変換装置は、図１に示した第１の実施の形態と共通する回路構成を備えている。ただし、制御回路６Ａが図１０に示した構成である点が第１の実施の形態とは異なる。図１０に示す制御回路６Ａにおいて、図２の制御回路と同一の構成要素については同一番号を用いて示してある。
【００６８】
本実施の形態の制御回路６Ａにおいて、図２の制御回路と異なる点は、変調率演算器２１を用いて変調率αを求め、演算で求めた直流電圧Ｖｄｃと変調率αとの積から当該電力変換装置の出力電圧Ｖｍｏｔを求めるようにした点である。
【００６９】
このように構成することにより、出力電圧検出回路が不要となる。なお、本実施の形態の制御回路６Ａで求めた出力電圧は、電圧の表示、出力電圧制御、出力電圧の過電圧保護等に利用できる。しかしながら、求めた出力電圧の用途について特に限定されることはなく、本実施の形態は、直流電圧を演算し、それをもとに出力電圧を求めることを特徴とする。
【００７０】
なお、第７の実施の形態では第１の実施の形態で演算した直流電圧Ｖｄｃを用いたが、これに代えて、第２〜第４の実施の形態で演算した直流電圧を用いることができる。
【００７１】
また、図示はしないが、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の出力電圧基準Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと演算で求めた直流電圧Ｖｄｃとの積から各相の出力電圧を演算で求める方法や、ｄ軸、ｑ軸の出力電圧基準Ｖｄ，Ｖｑと演算で求めた直流電圧Ｖｄｃとの積からｄ軸、ｑ軸電圧を求める方法も本発明に含まれる。
【００７２】
以上で第１〜第７の実施の形態について説明した。それぞれの実施の形態において各単相インバータ３内で直流過電圧を検出する方法を例に説明したが、各単相インバータ３内で直流過電圧を検出しなくても本発明に含まれる。
【００７３】
さらに、これらの実施の形態では速度検出器５を用いた速度制御について説明したが、速度検出器を用いずに、速度推定によって速度制御を実施するような場合や、速度制御を行わず、出力周波数を調節するような場合も本発明に含まれる。
【００７４】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば電力変換装置の直流電圧を演算により求めるようにしたので、直流電圧を直接に検出する必要がなく、直流電圧検出回路を簡略化できる。
【００７５】
また、電力回生等で直流電圧が上昇するような状態で、装置が過電圧保護により停止動作する前に直流電圧の上昇を抑制するようにすれば、電力変換装置の運転が継続できるようになる。
【００７６】
さらに、直流電圧を演算で求めると共に電力変換装置の出力電圧も検出器を用いることなく演算で求めるようにすれば、交流電圧の検出回路も簡略化できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の構成を示す回路図。
【図２】上記の第１の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図３】本発明の第２の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図４】本発明の第３の実施の形態の電力変換装置の構成を示す回路図。
【図５】上記の第３の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図６】本発明の第４の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図７】本発明の第５の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図８】本発明の第６の実施の形態の電力変換装置の構成を示す回路図。
【図９】上記の第６の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図１０】本発明の第７の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図１１】従来例の電力変換装置の構成を示す回路図。
【図１２】従来例における制御回路の制御ブロック図。
【図１３】従来例における単相インバータの構成を示す回路図。
【符号の説明】
１…３相電源
２…変圧器
３…単相インバータ
４…電動機
５…速度検出器
６，６′，６Ａ，６Ｂ，６Ｃ…制御回路
７，７Ａ…電流検出器
８，８Ａ…ＰＷＭ制御回路
９…速度制御器
１０…電流制御器
１１…３相−２相変換器
１２…２相−３相変換器
１３…整流回路
１４…平滑コンデンサ
１５…単相インバータ回路
１６…故障検出器
１７…入力電圧検出器
１８…極性判定器
１９…回生時直流電圧演算器
２０…入力電流検出器
２１…変調率演算器
２２…負側リミッタ
２３…電圧制御器
２４…比較器
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源の電力変換を行い、所望の多相交流電力を出力する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、交流電源を所望の３相電力に変換して出力する電力変換装置として、電力変換装置の大容量化、高電圧化を目的とし、また、出力波形を改善するために図１１に示す構成のものが知られている。
【０００３】
この従来の電力変換装置は、３相電源１から２次側に複数の巻線を持った変圧器２を介して３相交流電力を単相インバータ３へ供給する。単相インバータ３の出力は直列に接続され、さらにその一方を中性点として接続し、その他方を３相の誘導電動機（Ｍ）４に接続することにより、誘導電動機４に３相交流電力を供給する。誘導電動機４の回転速度は速度検出器５で検出され、制御回路６に入力される。また、電力変換装置から出力される電流は電流検出器７で検出され、制御回路６に入力される。
【０００４】
制御回路６では、電動機４の速度が所定の速度となるように出力電圧基準Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを決定し、ＰＷＭ制御回路８に出力する。ＰＷＭ制御回路８は出力電圧基準Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対応した出力電圧を発生するように各単相インバータ３のゲート信号を制御する。そしていずれかの単相インバータ３が故障した場合には、単相インバータ３の故障信号がＰＷＭ制御回路８に入力され、電力変換装置の動作を停止する。
【０００５】
図１２は図１１の制御回路６の詳細図である。この制御回路６は広く知られた回路であり（例えば、電気書院発行、「ニュードライフエレクトロニクス」、６．２．４項）、誘導電動機４の電流をトルク電流と励磁電流に分解し、独立して制御するものである。
【０００６】
この制御回路６では、速度制御器９を用いて速度指令ωｒ*と速度ωｒの偏差がゼロになるようにトルク指令Ｔ*を調節する。一方、励磁指令Φ*は通常一定に保たれることが多い。図中では励磁指令Φ*の設定値をΦsetと示す。これらの値は、図１２のブロック図に示す演算により、直交する２相ｄ軸、ｑ軸の各電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*に変換され、それぞれの電流フィードバック信号Ｉｄ，Ｉｑとの偏差がゼロになるように、電流制御器１０を用いてｄ軸及びｑ軸の電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを調節する。
【０００７】
また、トルク指令Ｔ*と励磁指令Φ*よりすべり周波数ωｓを求め、これに速度検出器５からフィードバックされる速度信号ωｒを加えることにより、電力変換装置が出力する周波数ω１を決定する。この出力周波数ω１を積分して得られる出力位相θ１を用い、３相の電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗから３相−２相変換器１１によりｄ軸、ｑ軸の各電流Ｉｄ，Ｉｑを求めると共に、ｄ軸、ｑ軸の電圧指令から２相−３相変換器１２により出力電圧基準Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求める。
【０００８】
図１３は図１１の単相インバータ３の詳細図である。変圧器２の２次巻線からの電力をダイオード整流回路１３及び直流平滑コンデンサ１４で直流電力に変換し、さらに単相インバータ回路１５で任意の周波数、電圧を持った電力に変換する。故障検出器１６は単相インバータ３の異常を検出し、故障信号を図１１のＰＷＭ制御回路８に出力する。
【０００９】
この単相インバータ３の異常の一例としては、直流電圧Ｖｄｃの上昇が考えられる。通常、直流電圧Ｖｄｃが所定値より上昇した場合に、過電圧により単相インバータ３内の部品が破損しないように故障検出して電力変換装置を停止することが一般的に行われている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このように構成された電力変換装置では、交流電動機４の回転速度に対して電力変換装置の出力周波数が低い場合には、交流電動機の機械的なエネルギが電力変換装置に回生され、直流電圧が回生エネルギにより充電され、直流電圧が上昇して過電圧故障を検出し、故障でもないのに装置を停止してしまう問題が生じる。
【００１１】
この問題を解決するためには過電圧故障を検出する前に直流電圧Ｖｄｃの上昇を検出し、回生動作とならないように出力周波数を増加させるように制御すればよい。この制御をする場合には、それぞれの単相インバータ３の直流電圧値Ｖｄｃを制御回路６に取り込む必要がある。
【００１２】
ところが、図１１に示すように、単相インバータ３を複数個使用する多重接続インバータ構成の電力変換装置では、直流回路が複数あるので直流電圧検出回路が非常に複雑、高価になる問題がある。また、多重接続インバータに関わらず単一のインバータの場合にも、制御回路と直流回路とは絶縁して電圧検出を行うこと一般的であるが、近年では電力変換装置が高圧化していて直流回路と制御回路との間を絶縁しているために、電圧検出回路が複雑になり、信頼性が低下したり検出精度が低下したりする問題がある。
【００１３】
本発明は上記のような従来の問題点に鑑み、電力変換装置の入力又は出力の電圧、電流や電力変換装置を制御する制御量を利用して直流電圧を求めることにより、複雑な回路構成にせずとも高い精度で直流電圧を求めることができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１４】
本発明はまた、求めた直流電圧を利用することにより、過電圧故障を誤検出して停止することがない電力変換装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、多相１次巻線と多相２次巻線から成る変圧器と、前記変圧器の２次巻線にそれぞれ接続され、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路にそれぞれ接続され、前記直流電圧を電圧基準信号に対応した交流電圧に変換する単相インバータと、前記単相インバータの出力を直列又は並列に多重接続して多相交流電力を発生し、この多相交流電力を多相交流電動機に供給する電力変換装置において、前記変圧器の１次側の電圧を検出する入力電圧検出手段と、前記交流電動機に流入する電力を演算する電動機入力電力演算手段と、前記変圧器の１次側の電圧と前記交流電動機に流入する電力から前記直流電圧を演算する直流電圧演算手段とを具備して成るものである。
【００１６】
請求項１の発明の電力変換装置では、変圧器の１次側の電圧を検出し、また交流電動機に流入する電力を演算し、これらの変圧器の１次側の電圧と交流電動機に流入する電力とから電力変換装置の直流電圧を演算して求める。
【００１７】
請求項２の発明は、請求項１の電力変換装置において、前記直流電圧演算手段が、前記交流電動機に流入する電力が所定値以上の場合には、前記変圧器の１次側の電圧と前記交流電動機に流入する電力とから前記直流電圧を演算し、前記交流電動機に流入する電力が所定値以下の場合には、前記交流電動機に流入する電力を積分することを特徴とするものである。
【００１８】
請求項２の発明の電力変換装置では、交流電動機に流入する電力が所定値以上の場合には、変圧器の１次側の電圧と交流電動機に流入する電力とから直流電圧を演算し、交流電動機に流入する電力が所定値以下の場合には、交流電動機に流入する電力を積分して直流電圧を求める。
【００１９】
請求項３の発明は、多相１次巻線と多相２次巻線とから成る変圧器と、前記変圧器の２次巻線にそれぞれ接続され、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路にそれぞれ接続され、前記直流電圧を電圧基準信号に対応した交流電圧に変換する単相インバータと、前記単相インバータの出力を直列又は並列に多重接続して多相交流電力を発生し、この多相交流電力を多相交流電動機に供給する電力変換装置において、前記変圧器の１次側の電圧を検出する入力電圧検出手段と、前記変圧器の１次側の電流を検出する入力電流検出手段と、前記変圧器の１次側の電圧と前記変圧器の１次側の電流とから前記直流電圧を演算する直流電圧演算手段とを具備して成るものである。
【００２０】
請求項３の発明の電力変換装置では、変圧器の１次側の電圧を検出し、また変圧器の１次側の電流を検出し、これらの変圧器の１次側の電圧と電流とから電力変換装置の直流電圧を演算して求める。
【００２１】
請求項４の発明は、多相１次巻線と多相２次巻線から成る変圧器と、前記変圧器の２次巻線にそれぞれ接続され、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路にそれぞれ接続され、前記直流電圧を電圧基準信号に対応した交流電圧に変換する単相インバータと、前記単相インバータの出力を直列又は並列に多重接続して多相交流電力を発生し、この多相交流電力を多相交流電動機に供給する電力変換装置において、前記交流電動機のトルク基準と励磁基準とにより当該電力変換装置への電圧基準信号を決定する手段と、当該電力変換装置が出力する周波数を検出する周波数検出手段又は前記交流電動機の速度を検出する速度検出手段と、当該電力変換装置が出力する周波数又は前記交流電動機の速度と前記励磁基準とから当該電力変換装置が出力する交流電圧を演算する交流電圧出力演算手段と、当該電力変換装置に対する電圧基準信号と当該電力変換装置が出力する交流電圧の前記演算値から前記直流電圧を演算する直流電圧演算手段とを具備して成るものである。
【００２２】
請求項４の発明の電力変換装置では、交流電動機のトルク基準と励磁基準とにより当該電力変換装置への電圧基準信号を決定し、当該電力変換装置が出力する周波数又は交流電動機の速度を検出し、この電力変換装置が出力する周波数又は交流電動機の速度と励磁基準とから当該電力変換装置が出力する交流電圧を演算する。そして、当該電力変換装置に対する上述の電圧基準信号と当該電力変換装置が出力する上述の交流電圧の演算値とから当該電力変換装置の直流電圧を演算して求める。
【００２３】
請求項５の発明は、請求項１〜４の電力変換装置において、前記直流電圧が所定値以上になったときに当該電力変換装置の出力する周波数が増加する方向に前記直流電圧を補正する直流電圧補正手段又は前記周波数の減少を抑制する周波数減少抑制手段を具備したものである。
【００２４】
請求項５の発明の電力変換装置では、請求項１〜４の発明において演算により求めた電力変換装置の直流電圧が所定値以上になったときに、当該電力変換装置の出力する周波数が増加する方向に直流電圧を補正し、又は当該電力変換装置の出力する周波数の減少を抑制する。
【００２５】
請求項６の発明は、請求項１〜４の電力変換装置において、前記直流電圧が所定値以上になったときに当該電力変換装置の出力を停止する出力停止手段を具備したものである。
【００２６】
請求項６の発明の電力変換装置では、請求項１〜４の発明において演算により求めた電力変換装置の直流電圧が所定値以上になったときに当該電力変換装置の出力を停止する。
【００２７】
請求項７の発明は、請求項１〜４の電力変換装置において、前記直流電圧の演算値と電圧基準信号とから当該電力変換装置が出力する交流電圧を演算する出力電圧演算手段を具備したものである。
【００２８】
請求項７の発明の電力変換装置では、請求項１〜４の発明において演算により求めた電力変換装置の直流電圧と電圧基準信号とから当該電力変換装置の出力する交流電圧を演算して求める。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。
【００３０】
（第１の実施の形態）
本発明の第１の実施の形態について、図１を用いて説明する。図１に示した第１の実施の形態の電力変換装置の構成要素において、図１１に示した従来例と同一の構成要素については同一番号を用いて示してある。図１１の従来例と異なる点は、変圧器２の１次電圧の実効値Ｖａｃ（以降、「入力電圧」と呼ぶ）を入力電圧検出器１７で検出し、これを制御回路６Ａで読み込んで直流電圧Ｖｄｃの演算処理に使用するようにした点である。
【００３１】
図２は制御回路６Ａの制御ブロック図を示している。図２に示した制御回路６Ａの構成要素において、図１２に示した従来例の制御回路６と同一の構成要素については、同一番号を用いて示してある。図１２の従来例と異なる点は、トルク指令Ｔ*と速度ωｒから交流電動機４の出力Ｐを求め、これと入力電圧Ｖａｃとを用い直流電圧Ｖｄｃを演算する点である。
【００３２】
この直流電圧Ｖｄｃの計算は、交流電圧Ｖａｃと直流電圧Ｖｄｃとは略比例関係にあるが、変圧器２の負荷が増大すると変圧器２のインピーダンスドロップ分だけ直流電圧Ｖｄｃが低下する特性を模擬している。
【００３３】
この第１の実施の形態の電力変換装置によれば、演算により直流電圧Ｖｄｃを求めるので、直流電圧検出回路又は直流電圧を制御回路へ取り込む伝送回路が不要な電力変換装置を構成することができる。
【００３４】
なお、第１の実施の形態では電動機４に流入する電力を電動機出力Ｐと略等価としてトルク指令Ｔ*と速度ωｒの積から求めているが、当該電力変換装置が出力する電圧、電流を検出して求める構成にしてもよく、また電力変換装置に指令する電圧基準信号と電流検出値等から求める構成にしてもよい。
【００３５】
さらに、第１の実施の形態は変圧器２の負荷が増大すると変圧器２のインピーダンスドロップ分だけ直流電圧Ｖｄｃが低下する特性を利用した簡便な構成にしたが、電動機４に流入する電力と当該電力変換装置の変換効率、入力電圧等から変圧器２に流れる電流を計算し、その電流と変圧器２のインピーダンスから厳密にインピーダンスドロップを計算して直流電圧Ｖｄｃを求める構成にしてもよい。
【００３６】
（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態について、図１及び図３を用いて説明する。第２の実施の形態の電力変換装置の全体的な構成は第１の実施の形態と同様に、図１に示すものである。そして制御回路６Ａの詳細な構成が図３に示すものであり、図２に示した第１の実施の形態のものとは異なっている。なお、図３において、図２に示した第１の実施の形態の制御回路と同一の構成要素については同一の符号を用いて説明する。
【００３７】
本実施の形態における制御回路６Ａにおいて、図２に示した第１の実施の形態のものと異なる点は、電動機出力Ｐの極性を極性判定器１８で判定し、極性が正の場合は第１の実施の形態と同じ方法で直流電圧Ｖｄｃを演算して出力し、負の場合は回生時直流電圧演算器１９で演算した直流電圧Ｖｄｃを出力するように切り替える点である。
【００３８】
この回生時直流電圧演算器１９は、次のように動作する。図１の電力変換装置における単相インバータ３は、従来例として図１３に示した単相インバータ３と共通の構成であり、ダイオードから成る整流回路１３を具備している。そこで、電力変換装置が回生状態になった場合には、すべてのダイオードがオフして整流回路１３の入力と直流回路が切り離された状態となる。すなわち、電動機４からの電力は全て直流平滑コンデンサ１４に充電される。回生時直流電圧演算器１９は、回生時に電動機４からの回生電力でこの平滑コンデンサ１４が充電され、直流電圧が上昇するのを模擬して直流電圧Ｖｄｃを演算する。演算の具体的な方法は、次の通りである。
【００３９】
回生状態に入る前の平滑コンデンサ１４の充電エネルギＵｏは、その時点の直流電圧Ｖｄｃを用いて数１式で得られる。
【００４０】
【数１】
【００４１】
回生状態に入ってｔ秒が継続しているときの直流電圧Ｖｄｃと電力Ｐとコンデンサの充電エネルギＵとの関係は、数２式で得られる。
【００４２】
【数２】
【００４３】
【数３】
【００４４】
この第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様の効果を得られると共に、電動機４から回生電力がある場合にも直流電圧Ｖｄｃを正しく求めることができる。
【００４５】
（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態について、図４及び図５を用いて説明する。図４に示した本実施の形態の電力変換装置の構成要素において、図１に示した第１の実施の形態と同一の構成要素については同一番号をつけて示してある。本実施の形態において、図１の第１の実施の形態と異なる点は、電流検出器７Ａと入力電流検出器２０により変圧器２の１次電流実効値Ｉａｃ（以降、「入力電流」と称す）を検出し、制御回路６Ｂが入力電流Ｉａｃを読み込んで直流電圧Ｖｄｃの演算処理に使用する点である。
【００４６】
図５を用いて、第３の実施の形態における制御回路６Ｂの制御動作について説明する。図５に示した制御回路６Ｂの構成要素において、図１２に示した従来例の制御回路６と同一の構成要素については同一番号をつけて示してある。図１２の従来例と異なる点は、入力電圧Ｖａｃと入力電流Ｉａｃを用い直流電圧Ｖｄｃを演算するようにした点である。
【００４７】
直流電圧Ｖｄｃの演算では、直流電圧Ｖｄｃが入力交流電圧Ｖａｃと略比例関係にあるが、変圧器２の電流が増大すると変圧器２のインピーダンスドロップ分だけ直流電圧Ｖｄｃが低下する特性を模擬する。
【００４８】
第３の実施の形態においても、演算により直流電圧Ｖｄｃを求めるようにしたので、直流電圧検出回路又は直流電圧を制御回路へ取り込む伝送回路が不要な電力変換装置を構成することができる。
【００４９】
（第４の実施の形態）
本発明の第４の実施の形態について図６を用いて説明する。第４の実施の形態の電力変換装置は、基本的な回路構成を図１１の従来例と共通するが、制御回路６を図６に示す制御回路６′の構成とした点で異なる。
【００５０】
図６に示した本実施の形態の制御回路６′の構成要素において、図１２の制御回路と同一の構成要素については同一番号を用いて説明する。図１２の従来例の制御回路と異なる点は、磁束指令Φ*と速度ωｒの積から電圧指令Ｖ*を演算し、出力電圧基準Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから変調率演算器２１によりＰＷＭ制御回路８の変調率αを求め、その比Ｖ*／αから直流電圧Ｖｄｃを演算する点である。
【００５１】
この演算の具体的な方法を次に説明する。図６に示すベクトル制御回路６′は高精度に磁束及びトルク制御できることが知られている。電動機４の入力電圧Ｖは数４式と等しくなる。
【００５２】
【数４】
【００５３】
【数５】
【００５４】
これら数４式及び数５式より、直流電圧Ｖｄｃは数６式によって求めることができる。
【００５５】
【数６】
【００５６】
なお、本実施の形態では速度ωｒを直流電圧演算に用いたが、これに代えて出力周波数ω１を用いることができる。
【００５７】
（第５の実施の形態）
本発明の第５の実施の形態について、図１及び図７を用いて説明する。本実施の形態の回路構成は第１の実施の形態と同様に、図１に示したものであるが、制御回路６Ａが図７に示す構成である点が異なる。図７に示した制御回路６Ａの構成要素において、図２の制御回路と同一の構成要素については同一番号を用いて説明する。
【００５８】
本実施の形態の制御回路６Ａにおいて、図２に示した第１の実施の形態の制御回路と異なる点は、演算で検出した直流電圧Ｖｄｃと直流電圧基準Ｖｄｃ*の差分を負側リミッタ２２に入力し、差分出力が正の場合だけ電圧制御器２３により速度指令ωｒ*に対して増加方向に補正入力するようにした点である。
【００５９】
直流電圧指令Ｖｄｃ*を当該電力変換装置の単相インバータ３に対する過電圧保護レベルよりも小さく設定することで、直流電圧上昇時に過電圧保護が動作する前に、交流電動機４の速度を加速して直流電圧Ｖｄｃの上昇を抑制することができ、過電圧保護によって装置が誤停止するのを防止できる。
【００６０】
なお、図示していないが、電力変換装置の外部からの速度基準を変化率制限して電力変換装置の速度基準とする場合があるが、外部からの速度基準が低減して電動機４が回生状態とり、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧基準Ｖｄｃ*を超過した場合に電力変換装置の速度基準の変化を０とする方法も、電力変換装置の速度基準が外部速度基準に対して相対的に増加方向に補正されることを意味するので、本発明に含まれる。
【００６１】
また、上記の第５の実施の形態では、第１の実施の形態で演算した直流電圧Ｖｄｃを用いているが、直流電圧Ｖｄｃには、すでに説明した第２〜第４の実施の形態のいずれで演算した直流電圧Ｖｄｃを用いてもよい。
【００６２】
（第６の実施の形態）
本発明の第６の実施の形態について図８及び図９を用いて説明する。図８に示した第６の実施の形態の電力変換装置の構成要素において、図１に示した第１の実施の形態のものと同一の構成要素については同一番号をつけて示してある。本実施の形態において、図１に示した第１の実施の形態の電力変換装置と異なる点は、各単相インバータ３の故障信号をＰＷＭ制御回路８Ａに入力していない点と、直流電圧Ｖｄｃが過電圧保護レベル以上になった場合に制御回路６Ｃが停止信号ＧＢをＰＷＭ制御回路８Ａへ出力して装置を停止させる点である。
【００６３】
図９を用いて、この制御回路６Ｃの制御動作について説明する。図９に示した制御回路６Ｃの構成要素において、図２の制御回路６Ａと同一の構成要素については同一番号を用いて説明する。
【００６４】
本実施の形態の制御回路６Ｃにおいて、図２の制御回路と異なる点は、演算で求めた直流電圧Ｖｄｃと直流電圧保護設定Ｖｄｃ**とを比較器２４で比較し、直流電圧Ｖｄｃが保護設定Ｖｄｃ**を超えた場合に停止信号ＧＢをＰＷＭ制御回路８Ａへ出力するようにした点である。
【００６５】
このように構成することにより、各単相インバータ３で個々に直流電圧の過電圧保護検出を行う必要が不要となる。ただし、各単相インバータ３で直流過電圧保護と本実施の形態の直流過電圧保護とを併用する場合も本発明に含まれる。
【００６６】
また、制御回路６ＣからＧＢ信号をＰＷＭ制御回路８Ａへ出力してインバータを停止させることは、第１〜第５の実施の形態、あるいは第７の実施の形態で求める直流電圧Ｖｄｃを直流過電流保護設定Ｖｄｃ**と比較して行うようにすることもできる。
【００６７】
（第７の実施の形態）
本発明の第７の実施の形態について、図１及び図１０を用いて説明する。本実施の形態の電力変換装置は、図１に示した第１の実施の形態と共通する回路構成を備えている。ただし、制御回路６Ａが図１０に示した構成である点が第１の実施の形態とは異なる。図１０に示す制御回路６Ａにおいて、図２の制御回路と同一の構成要素については同一番号を用いて示してある。
【００６８】
本実施の形態の制御回路６Ａにおいて、図２の制御回路と異なる点は、変調率演算器２１を用いて変調率αを求め、演算で求めた直流電圧Ｖｄｃと変調率αとの積から当該電力変換装置の出力電圧Ｖｍｏｔを求めるようにした点である。
【００６９】
このように構成することにより、出力電圧検出回路が不要となる。なお、本実施の形態の制御回路６Ａで求めた出力電圧は、電圧の表示、出力電圧制御、出力電圧の過電圧保護等に利用できる。しかしながら、求めた出力電圧の用途について特に限定されることはなく、本実施の形態は、直流電圧を演算し、それをもとに出力電圧を求めることを特徴とする。
【００７０】
なお、第７の実施の形態では第１の実施の形態で演算した直流電圧Ｖｄｃを用いたが、これに代えて、第２〜第４の実施の形態で演算した直流電圧を用いることができる。
【００７１】
また、図示はしないが、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の出力電圧基準Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと演算で求めた直流電圧Ｖｄｃとの積から各相の出力電圧を演算で求める方法や、ｄ軸、ｑ軸の出力電圧基準Ｖｄ，Ｖｑと演算で求めた直流電圧Ｖｄｃとの積からｄ軸、ｑ軸電圧を求める方法も本発明に含まれる。
【００７２】
以上で第１〜第７の実施の形態について説明した。それぞれの実施の形態において各単相インバータ３内で直流過電圧を検出する方法を例に説明したが、各単相インバータ３内で直流過電圧を検出しなくても本発明に含まれる。
【００７３】
さらに、これらの実施の形態では速度検出器５を用いた速度制御について説明したが、速度検出器を用いずに、速度推定によって速度制御を実施するような場合や、速度制御を行わず、出力周波数を調節するような場合も本発明に含まれる。
【００７４】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば電力変換装置の直流電圧を演算により求めるようにしたので、直流電圧を直接に検出する必要がなく、直流電圧検出回路を簡略化できる。
【００７５】
また、電力回生等で直流電圧が上昇するような状態で、装置が過電圧保護により停止動作する前に直流電圧の上昇を抑制するようにすれば、電力変換装置の運転が継続できるようになる。
【００７６】
さらに、直流電圧を演算で求めると共に電力変換装置の出力電圧も検出器を用いることなく演算で求めるようにすれば、交流電圧の検出回路も簡略化できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の構成を示す回路図。
【図２】上記の第１の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図３】本発明の第２の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図４】本発明の第３の実施の形態の電力変換装置の構成を示す回路図。
【図５】上記の第３の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図６】本発明の第４の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図７】本発明の第５の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図８】本発明の第６の実施の形態の電力変換装置の構成を示す回路図。
【図９】上記の第６の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図１０】本発明の第７の実施の形態における制御回路の制御ブロック図。
【図１１】従来例の電力変換装置の構成を示す回路図。
【図１２】従来例における制御回路の制御ブロック図。
【図１３】従来例における単相インバータの構成を示す回路図。
【符号の説明】
１…３相電源
２…変圧器
３…単相インバータ
４…電動機
５…速度検出器
６，６′，６Ａ，６Ｂ，６Ｃ…制御回路
７，７Ａ…電流検出器
８，８Ａ…ＰＷＭ制御回路
９…速度制御器
１０…電流制御器
１１…３相−２相変換器
１２…２相−３相変換器
１３…整流回路
１４…平滑コンデンサ
１５…単相インバータ回路
１６…故障検出器
１７…入力電圧検出器
１８…極性判定器
１９…回生時直流電圧演算器
２０…入力電流検出器
２１…変調率演算器
２２…負側リミッタ
２３…電圧制御器
２４…比較器
Claims (7)
- 多相１次巻線と多相２次巻線から成る変圧器と、前記変圧器の２次巻線にそれぞれ接続され、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路にそれぞれ接続され、前記直流電圧を電圧基準信号に対応した交流電圧に変換する単相インバータと、前記単相インバータの出力を直列又は並列に多重接続して多相交流電力を発生し、この多相交流電力を多相交流電動機に供給する電力変換装置において、
前記変圧器の１次側の電圧を検出する入力電圧検出手段と、
前記交流電動機に流入する電力を演算する電動機入力電力演算手段と、
前記変圧器の１次側の電圧と前記交流電動機に流入する電力から前記直流電圧を演算する直流電圧演算手段を具備して成る電力変換装置。 - 前記直流電圧演算手段は、前記交流電動機に流入する電力が所定値以上の場合には、前記変圧器の１次側の電圧と前記交流電動機に流入する電力とから前記直流電圧を演算し、前記交流電動機に流入する電力が所定値以下の場合には、前記交流電動機に流入する電力を積分するものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
- 多相１次巻線と多相２次巻線とから成る変圧器と、前記変圧器の２次巻線にそれぞれ接続され、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路にそれぞれ接続され、前記直流電圧を電圧基準信号に対応した交流電圧に変換する単相インバータと、前記単相インバータの出力を直列又は並列に多重接続して多相交流電力を発生し、この多相交流電力を多相交流電動機に供給する電力変換装置において、
前記変圧器の１次側の電圧を検出する入力電圧検出手段と、
前記変圧器の１次側の電流を検出する入力電流検出手段と、
前記変圧器の１次側の電圧と前記変圧器の１次側の電流とから前記直流電圧を演算する直流電圧演算手段とを具備して成る電力変換装置。 - 多相１次巻線と多相２次巻線から成る変圧器と、前記変圧器の２次巻線にそれぞれ接続され、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路にそれぞれ接続され、前記直流電圧を電圧基準信号に対応した交流電圧に変換する単相インバータと、前記単相インバータの出力を直列又は並列に多重接続して多相交流電力を発生し、この多相交流電力を多相交流電動機に供給する電力変換装置において、
前記交流電動機のトルク基準と励磁基準とにより当該電力変換装置への電圧基準信号を決定する手段と、
当該電力変換装置が出力する周波数を検出する周波数検出手段又は前記交流電動機の速度を検出する速度検出手段と、
当該電力変換装置が出力する周波数又は前記交流電動機の速度と前記励磁基準とから当該電力変換装置が出力する交流電圧を演算する交流電圧出力演算手段と、
当該電力変換装置に対する電圧基準信号と当該電力変換装置が出力する交流電圧の前記演算値から前記直流電圧を演算する直流電圧演算手段とを具備して成る電力変換装置。 - 前記直流電圧が所定値以上になったときに当該電力変換装置の出力する周波数が増加する方向に前記直流電圧を補正する直流電圧補正手段又は前記周波数の減少を抑制する周波数減少抑制手段を具備したことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換装置。
- 前記直流電圧が所定値以上になったときに当該電力変換装置の出力を停止する出力停止手段を具備したことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換装置。
- 前記直流電圧の演算値と電圧基準信号とから当該電力変換装置が出力する交流電圧を演算する出力電圧演算手段を具備したことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換装置。
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