KR100341374B1

KR100341374B1 - 디지탈신호처리방법,디지털신호처리장치및기록매체

Info

Publication number: KR100341374B1
Application number: KR1019950002556A
Authority: KR
Inventors: 아까지리겐조; 오이까와요시아끼; 스즈끼히로시
Original assignee: 소니 가부시끼 가이샤
Priority date: 1994-02-09
Filing date: 1995-02-09
Publication date: 2002-11-20
Anticipated expiration: 2015-02-09
Also published as: CN1107382C; CN1126909A; KR950034205A; US5608713A

Abstract

(구성) 디지털 신호를 복수의 주파수 대역 성분으로 분해하는 대역 분할 필터(11, 12)와, 유한 시간폭과 유한 주파수폭을 갖는 블록 내의 신호 성분을 얻는 MDCT 회로(13 내지 15)와, MDCT 계수를 비선형 처리하는 비선형 처리 회로(40, 41, 42)와, 블록마다의 신호 성분을 양자화하여 정보 압축하고, 이 정보 압축된 신호성분과 블록 마다의 정보 압축시의 정보 압축 패러미터를 함께 출력하는 적응 비트 할당 부호화 회로(18)를 가지며, 비선형 처리 회로(40, 41, 42)에서는 고능률 부호화에 있어서 플로팅 블록 내의 신호 토낼리티가 클 때 신호 대 잡음비가 작은 샘플에 부가하고 그 신호 대 잡음비에 의해서 양자화 값을 제로로 하던가 스펙트럼 값을 크게 한다.

(효과) 예를 들면 트럼펫음의 신호와 같이 토낼리티가 큰 신호에서도 양자화 잡음을 저감하고 음질열화를 저감할 수 있다.

Description

디지털 신호 처리 방법, 디지털 신호 처리 장치 및 기록매체

산업상의 이용분야

본 발명은 예를 들면 디지털 오디오 신호등을 비트 압축한 압축 데이터를 기록 또는 전송하는 디지털 신호 처리방법 및 장치와, 이 디지털 신호처리 방법에 의해 압축된 압축 데이터를 기록하여 이루어지는 기록 매체에 관한 것이며, 특히 토낼리티가 높은 신호를 포함하는 디지털 오디오 신호를 취급하는 디지털 신호처리 방법과 장치 및 기록매체에 관한 것이다.

종래기술

본 건 출원인은 먼저 입력된 디지털 오디오 신호를 비트 압축하고, 소정의 데이터량을 기록단위로서 버스트적으로 기록하게 한 기술을 예를 들면 미국특허출원 번호 제 O8/171,263호, 일본특허공개 번호 제 4-105270호, 미국특허번호 제 5,243,588호 및 미국특허번호 제 5,244,705호의 각 명세서 및 도면 등에서 제안하고 있다.

또 상기 미국 출원번호 제 O8/171,263호의 명세서 및 도면에는 데이터영역의 기록위치를 나타내는 목록 데이터가 서브코딩되어 기록되는 판독(lead-in)영역에,상기 데이터 영역의 기록내용에 관한 표시데이터를 메인 데이터로서 기록한 디스크와, 이 디스크에 데이터를 기록하는 기록수단을 갖는 디스크 기록장치와, 이 디스크로부터 데이터를 재생하는 재생수단 및 그 재생수단에 의해 얻어지는 표시데이터에 따른 표시를 행하는 표시수단을 갖는 디스크 재생위치가 기재되어 있다. 또한, 상기 일본특허공개번호 제 4-105270호의 명세서 및 도면에는 연속해서 입력되는 입력데이터가 순차 기입되고, 기입된 입력 데이터가 그 입력데이터의 전송속도보다도 빠른 전송속도의 기록 데이터로서 순차 판독되는 메모리수단과, 디스크형 기록매체를 회전시키는 속도가 전환 가능한 회전 구동수단과, 상기 디스크형 기록매체에 상기 기록 메모리 수단으로부터 판독되는 기록데이터를 기록하는 기록 수단과, 상기 메모리 수단에 기록되어 있는 상기 입력 데이터의 데이터량이 소정량 이상으로 되면 상기 기록데이터를 소정량만 그 메모리 수단으로부터 순차 판독하고, 상기 메모리 수단에 소정 데이터량 이상의 기입 공간을 확보하여 두도록 메모리 제어를 행하는 메모리 제어수단과, 이 메모리 제어수단에 의해 메모리 수단으로부터 불연속으로 순차 판독되는 상기 기록 데이터를 상기 디스크형 기록매체상의 기록 트랙에 연속적으로 기록하도록 기록위치에 제어를 행하는 기록제어 수단을 구비하는 디스크 기록장치와, 이것에 대응하는 디스크재생장치가 기재되어 있다. 또한 미국 특허 제 5,243,588호의 명세서 및 도면에는 디지털 데이터를 일시 기억하는 기억수단과 상기 기억수단으로부터의 디지털 데이터를 일정수의 섹터마다 클러스터화 하고, 각 클러스터의 접속부분에 인터리브처리시의 인터리브길이보다 긴 클러스터 접속용 섹터를 설치하고, 인터리브를 실시하여 상기 디스크형 기록 매체에 기록하는 기록수단을 갖는 디스크 기록장치와, 이것에 대응하는 디스크 재생장치가 기재되어 있다. 더욱이, 미국 특허 제 5,244,705호의 각 명세서 및 도면에는 압축 오디오 데이터 등이 기록되는 디스크형 기록매체에 있어서 디스크의 데이터 기록영역의 내경 치수를 32mm 내지 50mm의 범위내의 소정값으로 설정할 때, 데이터 기록 영역의 내경 치수 32mm 일 때의 외경 치수는 60mm 내지 62mm의 범위내의 값으로 하고 데이터 기록 영역의 내경 치수가 50mm일 때의 외경 치수는 71mm 내지 73mm의 범위내의 값으로 함으로써, 소형 휴대용 디스크 기록/재생장치에 사용 가능하게 하는 동시에 예를 들면 압축율이 1/4의 압축 오디오 데이터를 기록하는 것으로 표준적인 12mm CD와 같은 정도의 재생시간을 실현 가능하게 한 것이 기재되어 있다.

상기 각 명세서 및 도면 등에서 제안하고 있는 기술은 기록매체로서 광자기디스크를 사용하고, 소위 콤팩트 디스크(CD: Compact Disc)의 CD-I(D-Interactive)나 CD-ROM XA의 오디오데이터 포맷으로 규정되어 있는 AD(적응차분) PCM 오디오데이터를 기록재생하는 것이며, 이 ADPCMM 데이터의 예를 들면 32 섹터분과 인터리브 처리를 위한 링킹용의 수 섹터를 기록단위로서 광자기 디스크에 버스트적으로 기록하고 있다.

이 광자기 디스크를 사용한 기록재생장치에서의 ADPCM 오디오에는 몇 개의 모드를 선택 가능하게 되어 있고, 예를 들면 통상의 CD의 재생시간에 비교하여 2배의 압축율에서 샘플링 주파수가 37.8kHz의 레벨 A, 4배의 압축율에서 샘플링 주파수가 37.8kHz의 레벨 B, 8배의 압축율에서 샘플링 주파수가 18.9kHz의 레벨 C가 규정되어 있다.

즉, 예를 들면 상기 레벨 B의 경우에는 디지털 오디오 데이터가 약 1/4로 압축되고, 이 레벨 B의 모드에서 기록된 디스크의 재생시간(플레이 타임)은 표준적인 CD 포맷(CD-DA 포맷)의 경우의 4배로 된다. 이것에 의하면 보다 소형의 디스크에서 표준 12cm와 같은 정도의 기록재생 시간을 얻을 수 있기 때문에 장치의 소형화가 포맷되게 된다.

다만, 디스크의 회전속도는 표준적인 CD와 같으므로 예를 들면 상기 레벨 B의 경우 소정시간 당 그의 4배의 재생시간분의 압축데이터를 얻을 수 있게 된다. 이 때문에 예를 들면 섹터나 클러스터 등의 시간단위로 같은 압축 데이터를 중복하여 4회 판독하게 하고, 그중 1회분의 압축데이터만을 오디오 재생에 쓰도록 하고 있다. 구체적으로는 스펙트럼형의 기록 트랙을 주사(트랙킹)할 때 1회전마다 원래의 트랙위치로 돌아가도록 한 트랙점프를 행하여, 같은 트랙을 4회색 반복하고 트랙킹하도록 한 형태로 재생동작을 진행하는 것으로 된다. 이것은 예를 들면 4회의 중복 판독 등 적어도 1회만 정상인 압축데이터를 얻으면 되는 것으로 되고, 외란(disturbance)등에 의한 에러에 강하고 특히 휴대용 소형기기에 적용하기에 좋은 것이다.

더욱이 장래적으로는 반도체 메모리를 기록 매체로서 사용하는 것이 고려되고 있고. 압축율을 더욱 높이기 위해서는 추가의 비트압축을 행하는 것이 바람직하다. 구체적으로는 반도체 메모리를 포함하는 IC(집적회로)를 카드내에 배치한 소위 IC 카드를 사용하여 오디오 신호를 기록재생하도록 한 것이며 이 IC 카드에 대해서 비트 압축처리된 압축데이터를 기록하고 재생한다.

이러한 반도체 메모리를 사용한 IC 카드 등은 반도체기술의 진보에 수반하여 기록용량의 증대나 저가격화가 실현되어 가는 것이지만 시장에 공급되기 시작한 초기단계에서는 용량이 부족한 기미가 있고 또한 고가인 것이 고려된다. 따라서 예를 들면 상기 광자기 디스크 등과 같은 다른 저가로 대용량의 기록 매체로부터 IC카드 등에 내용을 전송하여 빈번히 고쳐 써서 사용하는 것이 충분히 고려된다. 구체적으로는 예를 들면 상기 광자기 디스크에 수록되어 있는 복수의 곡 중, 좋은 곡을 IC 카드에 더빙하게 하고, 불필요하게 되면 다른 곡과 바꿔 넣는다. 이렇게 해서 IC 카드 내용의 고쳐 쓰기를 빈번하게 행함으로써 수중에 적은 매수의 IC 카드로 여러 곡을 옥외 등에서 즐길 수 있다.

또 본 양도인은 먼저 유럽 특허출원 공개 번호 제 0 525 809 A2호(공개일 1993. 2. 3)에 있어서 전술의 압축 데이터를 생성하기에 적합한 부호화 방법을 제안하고 있다.

또한 본 양도인은 유럽 특허출원 공개 번호 제 0 599 719 A1호(공개일; 1994. 6.1), 유럽 특허출원 공개번호 제 0 601 560 A1호(공개일: 1994. 6. 15) 및, 국제공개번호 제 WO 94/19801호(국제 공개일; 1994. 9. 1)에 있어서 전술의 IC 카드를 이용한 기록/재생에 적합한 기록/재생 시스템을 제안하고 있다.

발명이 해결하고자 하는 과제

그런데 기록시간을 연장하는 것을 목적으로 하여 고능률 부호의 비트 레이트를 낮추어 가면 서서히 음질의 열화가 두드러지게 된다. 특히 청각적인 효과가 있기 어려운 음악신호에서 이러한 일이 현저하게 된다.

거기에서 본 발명은 전술한 바와 같은 것에 감안하여, 기록시간을 연장하는것을 목적으로 하여 고능률 부호의 비트 레이트를 낮추어 가는 경우에, 알고리즘을 복잡화함이 없이 부자연스러운 느낌이 없이 잘 들리는 음질을 얻을 수 있는 디지털 신호처리 방법 및 그 디지털 신호처리방법으로 처리된 압축데이터를 기록하여 이루어지는 기록매체를 제공하는 것을 목적으로 한다.

과제를 해결하기 위한 수단

본 발명의 디지털 신호 처리 방법은 상기 목적은 달성하기 위해 제안된 것으로, 입력 디지털 신호를 각각 복수의 신호 성분을 포함하는 유한 시간폭과 유한 주파수폭을 갖는 복수의 블록으로 변환하는 단계와, 상기 복수의 블록 중 적어도 일부 블록 내의 신호 성분을 비선형 처리하는 단계, 및 상기 비선형 처리된 상기 신호성분을 양자화하는 단계를 포함하는 디지털 신호 처리 방법이다.

또한, 본 발명의 디지털 신호 처리장치는, 입력 디지털 신호를 각각 복수의 신호 성분을 포함하는 유한 시간폭과 유한 주파수폭을 갖는 복수의 블록으로 변환하는 수단과, 상기 복수의 블록 중 적어도 일부 블록 내의 신호 성분을 비선형 처리하는 비선형 처리 수단, 및 상기 비선형 처리된 상기 신호 성분을 양자화하는 부호화 수단을 포함하는 디지털 신호 처리 장치이다.

또한, 본 발명의 기록매체는, 입력 디지털 신호를 각각 복수의 신호 성분을 포함하는 유한 시간폭과 유한 주파수폭을 갖는 복수의 블록으로 변환하는 단계와, 상기 복수의 블록 중 적어도 일부 블록 내의 신호 성분을 비선형 처리하는 비선형 단계와, 상기 비선형 처리된 상기 신호 성분을 양자화하여 기록용 데이터를 생성하는 단계, 및 상기 기록용 데이터를 기록매체에 기록하는 단계에 형성되는 기록매체이다.

또한, 본 발명의 기록매체는, 입력 디지털 신호를 각각 복수의 신호 성분을 포함하는 유한 시간폭과 유한 주파수폭을 갖는 복수의 블록으로 변환하는 단계와, 상기 복수의 블록 중 적어도 일부 블록 내의 신호 성분을 비선형 처리하는 단계와, 상기 비선형 처리된 사이 신호 성분을 양자화하여 기록용 데이터를 생성하는 단계, 및 상기 기록용 데이터를 기록매체에 기록하는 단계에 의해 형성되는 기록매체이다.

작용

본 발명의 디지털 신호처리방법, 장치 및 기록매체에 있어서는 입력디지털 신호가 각각 복수의 신호성분을 포함하는 유한 시간폭과 유한 주파수폭을 갖는 복수의 블록으로 변환되고, 상기 복수의 블록 중 적어도 일부 블록내의 신호성분이 비선형 처리되며, 상기 비선형 처리된 상기 신호성분이 양자화됨으로써 예를 들면 토낼리티가 높은 성분을 포함하는 블록에 관하여 비선형 처리된 데이터를 얻어진다.

실시예

이하 본 발명의 실시예에 관하여 도면을 참조하면서 설명한다.

우선 제 1 도에는 본 발명의 디지털 신호처리방법을 실현하는 일 실시예로서, 디지털 오디오 신호를 비트 압축한 압축데이터의 기록매체로의 기록재생을 행하는 압축데이터 기록재생장치의 일 실시예의 개략구성을 나타낸다.

이 제 1 도의 압축 데이터 기록 재생장치는 본 발명의 기록매체의 일례인 광자기 디스크(1)에 대해서 압축데이터를 기록재생하기 위한 기록재생 유닛과, 다른예의 기록 매체로서의 IC 카드(2)에 대해서 압축데이터의 기입/판독을 행하기 위한 기록유닛의 2개의 유닛을 1개의 시스템에 조립하여 구성되어 있다.

이 광자기 디스크 기록재생 유닛측의 재생계에서 재생된 신호를 상기 IC 카드 기록 유닛으로 기록할 때에는, 우선 상기 재생계의 광자기 디스크(1)로부터 광학헤드(53)에 의해서 데이터가 판독된다. 이 데이터는 디코더(71)로 전송되어 EFN(8-14) 복조나 디인터리브 처리나 에러 정정 처리 등이 실시되어 재생 압축 데이터(ATC 오디오 데이터)로 된다. 상기 재생압축 데이터는 상기 IC 카드기록유닛의 메모리(85)로 전송된다. 상기 메모리(85)로 전송된 재생압축 데이터에는 해당 메모리(85)에 대해서 엔트로피 부호화 등의 추가처리를 행하는 추가 압축기(84)에 의한 가변 비트 레이트 부호화 처리창의 추가 처리가 실시되고, 그후 해당 추가처리가 실시된 재생압축데이터가 IC 카드 인터페이스 회로(86)를 거쳐서 IC 카드(2)에 기록된다. 이와 같이, 광자기 디스크(1)로부터 재생된 압축데이터는 후술하는 ATC 리코더(73)에 의한 신장처리를 받기 전의 압축상태대로 상기 IC 카드(2)에 대한 기록계로 전송되어 해당 IC 카드(2)에 기록된다.

그런데 통상의 재생시 즉 오디오 청취를 위한 재생시에는 기록매체 즉 광자기 디스크(1)로부터 간헐적 혹은 버스트적으로 소정 데이터량 단위(예를 들면 32섹터 + 수 섹터)로 압축 데이터를 판독하고, 이것을 신장하여 연속적인 오디오 신호로 변환하고 있지만 상술한 바와 같은 소위 더빙을 행할 때에는 기록매체상의 압축데이터를 연속적으로 판독하여, 상기 기록계로 전송하여 기록하고 있다. 이에 의해 데이터 압축율에 따른 고속의 (단시간의) 더빙이 행해진다.

이하 제 1 도의 구체적인 구성에 관하여 상세히 설명한다.

제 1 도에 도시하는 압축 데이터 기록재생장치의 광자기 디스크 기록 재생유닛에 있어서, 우선 기록매체로서는 스핀들 모터(51)에 의해 회전구동되는 광자기 디스크(1)가 사용된다. 광자기 디스크(1)에 대한 데이터의 기록시에는 예를 들면 광학헤드(53)에 의해 레이저광을 조사한 상태에서 기록데이터에 따른 변조자계를 자기헤드(54)에 의해 인가함으로써 소위 자계변조 기록을 행하고 광자기 디스크(1)의 기록트랙에 따라 데이터를 기록한다. 또한 재생시에는 광자기 디스크(1)의 기록트랙을 광학헤드(53)에 의해 레이저 광으로 트레이스하여 자기광학적으로 재생을 행한다.

이하 상기 기록재생계를 주로하여 설명한다.

광학헤드(53)는 예를 들면 레이저 다이오드 등의 레이저 광원, 콜리메이터 렌즈 대물렌즈, 편광 빔 스플러터, 실린더형 렌즈 등의 광학 부품 및 소정 패턴의 수광부를 갖는 광검출기(photo detector) 등으로 구성되어 있다. 이 광학헤드(53)는 광자기 디스크(1)를 거쳐서 상기 자기헤드(54)와 대향하는 위치에 설치되어 있다. 광자기 디스크(1)에 데이터를 기록할 때에는 후술하는 기록계의 헤드구동회로(66)에 의해 자기헤드(54)를 구동하여 기록 데이터에 따른 변조자계를 인가함과 동시에, 광학헤드(53)에 의해 광자기 디스크(1)의 목적 트랙에 레이저광을 조사함으로써 자계변조 방식에 의해 열자기(熱磁氣) 기록을 행한다. 또한 이 광학헤드(53)는 목적트랙에 조사한 레이저광의 반사광을 검출하고, 예를 들면 소위 비점수차법에 의해 포커스 에러(focus error)를 검출하고, 예를 들면 소위 푸쉬풀법에 의해 트래킹 에러를 검출한다. 광자기 디스크(1)로부터 데이터를 재생할 때 광학헤드(53)는 상기 포커스 에러나 트래킹 에러를 검출함과 동시에 레이저광의 목적트랙으로부터의 반사광의 편광각(커 회전각)의 상위를 검출하여 재생신호를 생성한다.

광학헤드(53)의 출력은 RF 회로(55)로 공급된다. 이 RF 회로(55)는 광학 헤드(53)의 출력으로부터 상기 포커스 에러 신호나 트래킹 에러신호를 추출하여 서보 제어회로(56)로 공급함과 동시에 재생신호를 2치화하여 후술하는 재생계의 디코더 (71)로 공급한다.

서보 제어회로(56)는 예를 들면 포커스 서보제어 회로나 트래킹 서보제어 회로, 스핀들 모터 서보제어회로, 스레드 서보제어회로 등으로 구성된다. 상기 포커스 서보제어회로는 상기 포커스 에러신호가 제로로 되도록 광학헤드(53)의 광학계의 포커스 제어를 행한다. 또한 상기 트래킹 서보제어회로는 상기 트래킹 에러신호가 제로로 되도록 광학헤드(53)의 광학계의 트래킹 제어를 행한다. 더욱이 상기 스핀들 모터 서브제어회로는 광자기 디스크(1)를 소정의 회전속도(예를 들면 일정선속도)로 회전구동하도록 스핀들 모터(51)를 제어한다. 또한, 상기 나사 서보제어회로는 시스템 제어기(57)에 의해 지정되는 광자기 디스크(1)의 목적 트랙위치로 광학헤드(53) 및 자기헤드(54)를 이동시킨다. 이러한 각종 제어동작을 행하는 서보제어 회로(56)는 그 서보 제어회로(56)에 의해 제어되는 각부의 동작 상태를 나타내는 정보를 시스템 제어기(57)로 전송한다.

시스템제어기(57)에는 키 입력 조작부(58)나 표시부(59)가 접속되어 있다. 이 시스템 제어기(57)는 키입력 조작부(58)에 의한 조작 입력정보에 의해 지정되는 동작모드에서 기록계 및 재생계의 제어를 행한다. 또한, 시스템 제어기(7)는 광자기 디스크(1)의 기록 트랙으로부터 헤더타임이나 서브코드의 Q 데이터 등에 의해 재생되는 섹터단위의 어드레스 정보에 기초하여 광학헤드(53) 및 자기헤드(54)가 트레이스하고 있는 상기 기록 트랙상의 기록위치나 재생위치를 관리한다. 더욱이 시스템 제어기(57)는 키 입력 조작부(58)에 의해 전환선택된 후술하는 ATC 엔코더(63)에서의 비트 압축 모드정보나, RF 신호(55)로부터 후술하는 재생계를 통해 얻어지는 재생 데이터내의 비트 압축모드 정보에 기초하여 이 비트압축모드를 표시부(59)에 표시시킴과 함께 그 비트 압축모드에서의 데이터 압축율과 상기 기록 트랙상의 재생위치 정보에 기초하여 표시부(59)에 재생시간을 표시시키는 제어를 행한다.

이 재생시간표시는 광자기 디스크(1)의 기록 트랙으로부터 소위 헤더 타임이나 소위 서브코드 Q 데이터 등에 의해 재생되는 섹터 단위의 어드레스정보(절대 시간정보)에 대해서 상기 비트 압축모드에서의 데이터 압축율의 역수(예를 들면 1/4압축시에는 4)를 곱셈함으로써 실제의 시간정보를 구하고, 이것을 표시부(59)에 표시시키는 것이다. 또, 기록시에 있어서도 예를 들면 광자기 디스크 등의 기록트랙에 이미 절대 시간정보가 기록되어 있는(프리포맷되어 있는)경우에 이 프리포맷된 절대시간정보를 판독하여 데이터 압축율의 역수를 승산함으로써 현재 위치를 실제의 기록시간으로 표시시키는 것도 가능하다.

다음에 이 기록재생장치의 기록재생계 중 기록계에 있어서, 입력단자(60)로 부터의 아날로그 오디오 입력 신호 AIN가 저역통과 필터(61)를 통해 A/D 변환기(62)로 공급되고, 이 A/D 변환기(62)는 상기 아날로그 오디오 입력신호 AIN를 양자화한다. A/D 변환기(62)로부터 얻어진 디지털 오디오 신호는 ATC(Adaptive Transform Coding) 엔코더(63)로 공급된다. 또한, 입력단자(67)로부터의 디지털오디오 입력신호 DIN가 디지털 입력 인터페이스(68)를 거쳐서 ATC 엔코더(63)로 공급된다. ATC 엔코더(63)는 상기 입력신호 AIN를 상기 A/D 변환기(62)에 의해 양자화한 소정 전송 속도의 디지털 오디오 PCM 데이터에 관하여 표 1에 나타내는 ATC 방식에서의 각종 모드에 대응하는 비트압축(데이터 압축)처리를 행하는 것으로, 상기 시스템 제어기(57)에 의해 동작모드가 지정되게 되어 있다. 예를 들면 B 모드에서는 샘플링 주파수가 44.1kHz에서 비트 레이트가 64kbps의 압축데이터(ATC 데이터)로 되고 메모리(64)로 공급된다. 이 B 모드의 스테레오 모드에서의 데이터 전송속도는 상기 표준의 CD-DA 포맷의 데이터 전송속도(75 섹터/초)의 1/8(9.375 섹터/초)로 저감되고 있다.

여기에서 제 1 도의 실시예에 있어서는 A/D 변환기(62)의 샘플링 주파수가 예를 들면 상기 표준적인 CD-DA 포맷의 샘플링 주파수인 44.1kHz로 고정되어 있고, ATC 엔코더(63)에 있어서도 샘플링 주파수는 유지되며 비트 압축 처리가 실시되도록한 것을 상정하고 있다. 이때 저비트 레이트 모드로 될수록 신호 통과대역은 좁아져가므로 그것에 따라서 저역 통과 필터(61)의 컷오프 주파수도 전환제어한다. 즉, 상기 압축 모드에 따라서 A/D 변환기(62)의 저역 통과 필터(61)의 컷오프 주파수를 동시에 전환제어하도록 하면 된다.

다음에 메모리(64)는 데이터의 기입 및 판독이 시스템 제어기(57)에 의해 제어되고, ATC 엔코더(63)로부터 공급되는 ATC 데이터를 일시적으로 기억해 두고 필요에 따라서 디스크상에 기록하기 위한 버퍼 메모리로서 사용되고 있다. 즉, 예를들면 상기 B 모드의 스테레오 모드에 있어서 ATC 엔코터(63)로부터 공급되는 압축오디오 데이터는 그 데이터 전송 속도가 표준적인 CD-DA 포맷의 데이터 전송속도(75 섹터/초)의 1/8, 즉 9.375 섹터/초로 저감되어 있고, 이 압축 데이터가 메모리(64)에 연속적으로 기입된다. 이 압축 데이터(ATC 데이터)는 전술한 바와 같이 8섹터로 갖고 1섹터의 기록을 행하면 족하지만 이러한 8 섹터의 기록은 사실상 불가능에 가깝기 때문에 후술하는 바와 같은 섹터 연속의 기록을 행하게 하고 있다.

이 기록은 휴지지간을 통해 소정의 복수 섹터(예를 들면 32 섹터 + 수섹터)로 이루어지는 섹터를 기록단위로 하여 표준적인 CD-DA 포맷과 같은 데이터 전송속도(75 섹터/초)에서 버스트적으로 행해진다. 즉 메모리(64)에 있어서는 상기 비트압축율에 따른 9.375(=75/8) 섹터/초의 낮은 전송속도에서 연속적으로 기입된 B 모드에서 스테레오 모드의 ATC 오디오 데이터가 기록 데이터로서 상기 75 섹터/초의 전송속도에서 버스트적으로 판독된다. 이 판독되어 기록되는 데이터에 대해서 기록- 휴지기간을 포함하는 전체적인 데이터 전송속도는 상기 9.375 섹터/초의 낮은 속도로 되어 있지만 버스트적으로 행해지는 기록동작의 시간내에서의 순간적인 데이터 전송속도는 상기 표준적인 75 섹터/초로 되어 있다. 따라서 디스크 회전 속도가 표준적인 CD-DA 포맷과 같은 속도(일정 선속도)시 그 CD-DA 포맷과 같은 기록밀도, 기억패턴의 기록이 행해지는 것으로 된다.

메모리(64)로부터 상기 75 섹터/초의 (순간적인) 전송 속도에서 버스트적으로 판독된 ATC 오디오 데이터 즉 기록 데이터는 엔코더(65)로 공급된다. 여기서 메모리(64)로부터 엔코더(65)로 공급되는 데이터 열에 있어서 1회의 기록으로 연속기록된 단위는 복수 섹터(예를 들면 32 섹터)로 이루어지는 클러스터 및 그 클러스터 접속용 섹터는 엔코더(65)에서의 인터리브 길이보다 길게 설정해 두고 인터리브 되어도 다른 클러스터의 데이터에 영향을 미치지 않게 하고 있다.

엔코더(65)는 메모리(64)로부터 상술한 바와 같이 버스트적으로 공급되는 기록 데이터에 관해서 에러 정정을 위한 부호화 처리(패리티 부가 및 인터리브 처리)나 EFM 부호화 처리 등을 실시한다. 이 엔코더(65)에 의한 부호화 처리가 실시된 기록 데이터가 자기헤드 구동회로(66)로 공급된다. 이 자기헤드 구동회로(66)는 자기헤드(54)가 접속되어 있고 상기 기록 데이터에 따른 변조자계를 광자기 디스크(1)에 인가하도록 자기헤드(54)를 구동한다.

또한, 시스템 제어기(57)는 메모리(64)에 대한 상술한 바와 같은 메모리 제어를 행함과 함께 이 메모리 제어에 의해 메모리(64)로부터 버스트적으로 판독되는 상기 기록 데이터를 광자기 디스크(1)의 기록 트랙에 연속적으로 기록하도록 기록위치의 제어를 행한다. 이 기록위치의 제어는 시스템 제어기(57)에 의해 메모리(64)로부터 버스트적으로 판독되는 상기 기록 데이터의 기록위치를 관리하여 광자기 디스크(1)의 기록 트랙상의 기록위치를 지정하는 제어 신호를 서보 제어 회로(56)로 공급하게 함으로써 행해진다.

다음에 이 광자기 디스크 기록 재생유닛의 재생계에 대해서 설명한다.

이 재생계는 전술한 기록계에 의해 광자기 디스크(1)의 기록 트랙상에 연속적으로 기록된 기록 데이터를 재생하기 위한 것이며 광학 헤드(53)에 의해서 광자기 디스크(1)의 기록 트랙을 레이저광으로 트레이스함으로써 얻어지는 재생 출력이회로(55)에 의해 2치화되어 공급되는 디코더(71)를 구비하고 있다. 이때 광자기 디스크뿐만 아니라 소위 콤팩트 디스크(CD: Compact Disc)와 같은 재생전용 광디스크의 판독도 행할 수 있다.

디코더(71)는 전술의 기록계에서의 엔코더(65)에 대응하는 것이고 RF 회로(55)에 의해 2치화된 재생출력에 대해서 에러 정정을 위한 전술한 바와 같은 복호화 처리나 EFM 복호화 처리 등의 처리를 행하고 전술의 B 모드의 스테레오 모드 ATC 오디오 데이터를 그 B 모드의 스테레오 모드에서의 정규 전송 속도보다도 빠른 75 섹터/초의 전송 속도로 재생한다. 이 디코더(71)에 의해 얻어지는 재생 데이터는 메모리(72)로 공급된다.

메모리(72)는 데이터의 기입 및 판독이 시스템 제어기(57)에 의해 제어되고 디코더(71)로부터 75 섹터/초의 전송 속도로 공급되는 재생 데이터가 그 75 섹터/초의 전송 속도에서 버스트적으로 기입된다. 또한, 이 메모리(72)는 상기 75 섹터/초의 전송 속도에서 버스트적으로 기입된 상기 재생 데이터가 B 모드의 스테레오 모드의 정규 9.375 섹터/초의 전송 속도에서 연속적으로 판독된다.

시스템 제어기(57)는 재생 데이터를 메모리(72)에 75 섹터/초의 전송 속도로 기입함과 함께 메모리(75)로부터 상기 재생 데이터를 상기 9.375 섹터/초의 전송속도에서 연속적으로 판독하도록 한 메모리 제어를 행한다. 또한, 시스템 제어기(57)는 메모리(72)에 대한 전술한 바와 같은 메모리 제어를 행함과 함께 이 메모리 제어에 의해 메모리(72)로부터 버스트적으로 기입되는 상기 재생 데이터를 광자기 디스크(1)의 기록 트랙으로부터 연속적으로 재생하도록 재생 위치의 제어를 행한다.이 재생위치의 제어는 시스템 제어기(57)에 의해 메모리(72)로부터 버스트적으로 판독되는 상기 재생 데이터의 재생 위치를 관리하여 광자기 디스크(1) 또는 광 디스크(1)의 기록 트랙상의 재생위치를 지정하는 제어신호를 서보 제어 회로(57)로 공급함으로써 행해진다.

메모리(72)로부터 9.375 섹터/초의 전송 속도에서 연속적으로 판독된 재생 데이터로서 얻어지는 B 모드의 스테레오 모드 ATC 오디오 데이터는 ATC 디코더(73)로 공급된다. 이 ATC 디코더(73)는 상기 기록계의 ATC 엔코더(63)에 대응하는 것으로 시스템 제어기(57)에 의해 동작 모드가 지정되어 예를 들면 상기 B 모드의 스테레오 모드 ATC 데이터를 8배로 데이터 신장(비트신장)하는 것으로 16비트의 디지털 오디오 데이터를 재생한다. 이 ATC 디코더(73)로부터의 디지털 오디오 데이터는 D/A 변환기(74)로 공급된다.

D/A 변환기(74)는 ATC 디코더(73)로부터 공급되는 디지털 오디오 데이터를 아날로그 신호로 변환하여 아날로그 오디오 출력신호 AOUT를 형성한다. 이 D/A 변환기(74)에 의해 얻어지는 아날로그 오디오 신호 AOUT는 저역통과필터(75)를 거쳐서 출력 단자(76)로부터 출력된다.

다음에 이 압축 데이터 기록 재생 장치의 상기 IC 카드 기록유닛에 대해서 설명한다.

입력 단자(81)로부터의 아날로그 오디오 입력 신호 AIN는 저역통과필터(82)를 거쳐서 A/D 변환기(83)로 공급되어 양자화된다. A/D 변환기(62)로부터 얻어진 디지털 오디오 신호는 추가 압축기(84)로 전송되어 잉여 비트의 제거 및 제로 워드길이 처리 등의 처리를 시킨다.

여기서 본 실시예에서는 블록 플로팅을 위한 블록내의 최대값보다 현저하게 적은 스펙트럼을 제로로 한다. 이 처리는 메모리(85)에 대한 데이터의 읽고 쓰기를 수반하면서 실행된다. 잉여 비트의 제거 및 제로 워드길이 처리 등을 행하는 추가 압축기(84)로부터의 가변 비트 레이트 압축 부호화된 데이터는 IC 카드 인터페이스 회로(86)를 거쳐서 IC 카드(2)에 기록된다. 물론 본 발명에 있어서 잉여비트의 제거 및 제로 워드길이 처리 등의 가변비트 레이트 압축은 행하지 않지만 직교변환 사이즈를 크게 하기도 하고 서브 정보를 갖는 주파수축상의 블록 플로팅을 위한 블록 및/또는 양자화 잡음이 발생하는 블록의 주파수 폭을 넓히는 것으로 보다 적은 비트 레이트의 정(定)비트 레이트에서의 기록을 행해도 된다.

또한, 본 실시예에서는 상기 광자기 디스크 재생유닛의 재생계의 디코더(17)로부터의 압축 데이터(ATC 데이터)가 신장되지 않게 그대로 상기 IC 카드기록 유닛의 메모리(85)로 전송되게 되어있다. 이 데이터 전송은 소위 고속 더빙시에 시스템 제어기(57)가 메모리(85)등을 제어함으로써 행해진다. 또, 메모리(72)로부터의 압축 데이터를 메모리(85)에 전송하게 해도 된다. 비트 레이트 모드를 바꿔서 비트 레이트를 낮춰 광자기 디스크 또는 광디스크로부터 IC 카드(2)로 기록하는 것은 기록 용량당의 단가가 높은 IC 카드로의 기록에 적합하다. 이것은 비트 레이트의 여하에 불구하고 샘플링 주파수가 동일한 것이 불필요한 샘플링 주파수 변환을 수반하지 않는 적합한 것으로 된다.

다음에 소위 고속 디지털 더빙 동작에 대해서 설명한다.

우선 소위 고속 디지털 더빙시에는 키 입력 조작부(58)의 더빙 조작키 등을 조작함으로써 시스템 제어기(57)가 소정의 고속 더빙 제어 처리동작을 실행한다. 구체적으로는 상기 디코더(71)로부터의 압축 데이터를 그대로 IC 카드 기록계 메모리(85)로 전송하고 엔트로피 부호화 등을 행하는 추가 압축기(86)를 거쳐서 IC 카드(2)에 기록한다. 여기서 광자기 디스크(1)에 예를 들면 상기 B 모드의 스테레오모드 ATC 데이터가 기록되어 있는 경우에는 디코더(71)로부터는 8배의 압축데이터가 연속적으로 판독되는 것으로 된다.

따라서 상기 고속 더빙시에는 광자기 디스크(1)로부터 실시간으로 8배(상기 B 모드의 스테레오 모드의 경우)의 시간에 상응하는 압축 데이터가 연속해서 얻어짐으로써 이것이 그대로 엔트로피 부호화나 저비트율의 일정 비트 레이트화되어 IC 카드(2)에 기록되기 때문에 8배의 고속더빙이 실현될 수 있다. 또, 압축모드가 다르면 더빙속도의 배율도 달라진다. 또한, 압축배율이상의 고속으로 더빙을 행하게 해도 된다. 이 경우에도 광자기 디스크(1)를 정상속도의 몇 배 속도로 고속회전 구동한다.

그런데 상기 광자기 디스크(1)에는 제2도에 나타내는 바와 같이 일정 비트레이트로 비트 압축 부호화된 데이터가 기록됨과 동시에 그 데이터를 추가 압축 신장 블록(3)에서 가변 비트 압축부호화 했을 때의 데이터량(즉 IC 카드(2)내에 기록하기 위해서 필요로 되는 데이터 기록용량)의 정보가 기록되어 있다. 이렇게 함으로써 예를 들면 광자기 디스크(1)에 기록되어 있는 곡 중 IC 카드(2)에 기록 가능한 곡 수나 곡의 조합 등을 이들 데이터량 정보를 판독함으로써 즉시 알 수 있다. 물론 가변 비트모드에서가 아니고 고정 비트 레이트의 보다 낮은 비트 레이트 모드의 추가 압축조작을 추가 압축 신장 블록(84)에서 행하는 것도 가능하다.

또한 반대로 IC 카드(2)내에서는 가변비트 레이트로 비트 압축부호화된 데이터뿐만 아니라 일정 비트 레이트로 비트 압축 부호화한 데이터의 데이터량 정보도 기록해 둠으로써 IC 카드(2)로부터의 광자기 디스크(1)에 곡 등의 데이터를 전송하여 기록할 때의 데이터량을 신속하게 알 수 있다. 물론 IC 카드(2)내에서는 가변비트 레이트로 비트 압축 부호화된 데이터만 아니라 일정 비트 레이트로 압축 부호화한 데이터를 기록하는 것도 가능하다.

여기서 제3도는 상기 제1도에 도시하는 구성의 압축데이터 기록 재생장치(5)의 정면 외관을 나타내고 있고 광자기 디스크 또는 광디스크 삽입부(6)와 IC 카드 삽입 슬롯(7)이 설치되어 있다. 물론 디스크와 IC 카드는 삽입 슬롯(7)이 설치되어 있다. 물론 디스크와 IC 카드는 별도의 세트로 되어 있어 그 사이를 케이블로 신호 전송하게 해도 된다.

다음에 ATC 엔코더(63)에서의 고능률 부호화에 대해서 상술한다. 즉, 오디오 PCM 신호등의 입력 디지털 신호를 대역분할 부호화(SBC), 적응변환 부호화(ATC) 및 적응 비트 할당의 각 기술을 사용하여 고능률 부호와 하는 기술에 대해서 제4도이하의 각 도면을 참조하면서 설명한다.

본 발명의 디지털 신호 처리 방법에서의 고능률 부호화의 처리를 구체적으로 실현하는 제4도에 도시하는 고능률 부호와 장치에서는 입력 디지털 신호를 복수의 주파수 대역으로 분할함과 함께 최저역의 인접한 2 대역의 대역폭은 동일하게 보다높은 주파수 대역에서는 높은 주파수 대역일수록 밴드폭을 넓게 선정하고, 각 주파수 대역마다 직교변환을 행하고, 얻어진 주파수축의 스펙트럼 데이터를 저역에서는 후술하는 인간의 청각특성을 고려한 소위 임계대역폭(critical band)마다에, 중고역에서는 블록 플로팅 효율을 고려하여 임계대역폭을 세분화한 대역마다에 적응적으로 비트 할당하여 부호화하고 있다. 통상 이 블록이 양자화 잡음이 발생하는 블록으로 된다. 더욱이 본 발명의 실시예에 있어서는 직교변환 전에 입력 신호에 따라서 적응적으로 블록 사이즈(블록길이)를 변환시킴과 함께 그 블록 단위로 플로팅처리를 행하고 있다.

즉, 제4도에 있어서 입력단자(10)에서는 예를 들면 샘플링 주파수가 44.1kHz일 때 0 내지 22kHz의 오디오 PCM 신호가 공급되고 있다. 이 입력신호는 예를 들면, 소위 QMF(Quadrature Mirror Fileter)등의 필터로 이루어지는 대역분할 필터(11)에 의해 0 내지 11kHz 대역과 1kHz 내지 22kHz 대역으로 분할되고, 0 내지 11kHz 대역의 신호는 동일하게 소위 QMF 등의 필터로 이루어지는 대역분할 필터(12)에 의해 0 내지 5.5kHz 대역과 5.5k 내지 11kHz 대역으로 분할된다. 대역분할 필터(11)로부터의 11k 내지 22kHz 대역의 신호는 직교변환 회로의 일례인 MDCT 회로(13)로 전송되고, 대역분할 필터(12)로부터의 5.5k 내지 11kHz 대역의 신호는 MDCT 회로(14)로 전송되며, 대역 분할 필터(12)로부터의 0 내지 5.5kHz 대역의 신호는 MDCT 회로 (15)로 전송됨으로써 각각 MDCT 처리된다.

여기서 전술한 입력 디지털 신호를 복수의 주파수 대역으로 분할하는 방법으로서는 예를 들면 상기 QMF 등의 필터에 의한 분할방법이 있다. 이 분할방법은 문헌 디지털 디코딩 오브 스피치 인 서브밴즈("Digital coding of speech in subbands" R.E. Crochiere, Bell Syst, Tech. J., Vol.55, No. 8 1976)에 기술되어있다.

또한, 문헌 폴리페이즈 퀘드러처 필터즈-새로운 대역분할 부호와 기술("Polyphase Quadrature filters-A new subband coding technique", Joseph H. Rothweiler ICASSP 83, BOSTON)에는 등대역폭의 필터 분할방법이 서술되어 있다.

또한, 전술한 직교변환으로서는 예를 들면 입력 오디오 신호를 소정 단위 시간으로 블록화하고, 상기 블록마다 고속 푸리에 변환(FFT), 이산코사인 변환(DCT), 변경이산코사인 변환(MDCT)등을 행하는 것으로 시간축을 주파수축으로 변환하도록 한 직교변환이 있다. 상기 MDCT에 관해서는 문헌 시간영역 앨리어싱 캔슬을 기초로 하는 필터 뱅크 설계를 사용한 서브밴드/변환 부호와 ("Subband/Transform coding Using Filter Bank Designs Based on Time Domain Aliasing Cancellation". J.P.Princen A.B. Bradley, Univ. of Surrey Royal Melbourne Inst. of Tech. ICASSP 1987)에 기술되어 있다.

다음에 표준적인 입력 신호에 대한 각 모드에서의 각 MDCT 회로(13, 14, 15)로 공급하는 각 대역마다의 블록에 대한 구체예를 제5도에 도시한다.

이 제5도의 구체예에 있어서 상기 제4도의 각 대역분할 필터(11, 12)로부터의 3개의 필터 출력 신호는 각 대역마다 독립적으로 각각 복수의 직교변환 블록 사이즈를 갖고 신호의 시간특성에 의해 시간분해능을 전환되게 하고 있다.

또한, 비트 레이트가 적은 모드만큼 최대 처리 블록의 시간길이가 길어지고신호 통과 대역폭이 좁아진다.

즉, A모드의 경우에 있어서 신호가 시간적으로 준정상적일 때에는 직교변환 블록 사이즈를 11.6ms로 크게 하고 신호가 비정상적일 때에는 11kHz 이하의 대역에서 직교변환 블록 사이즈를 더 4분할로 하며 11kHz 이상의 대역에서는 직교변환 블록 사이즈를 8 분할로 한다.

B모드의 경우에는 4모드에 비해서 최대 직교변환 블록의 시간길이가 2배 길게 되어 23.2ms로 되고 신호통과 대역폭을 13kHz까지 좁게 된다. 또한, 신호가 시간적으로 준정상 상태인 경우에는 직교변환 블록 사이즈를 23.2ms로 크게 하고 신호가 보다 비정상적인 경우에는 2분할하여 11.6ms로 한다. 더욱이 신호의 비정상성이 강해진 때에는 11kHz 이하의 대역에서는 직교변환 블록 사이즈를 더 4분할로 해서 합계8분할로 하고 11kHz 이상의 대역에서는 직교변환 블록 사이즈를 더 8분할해서 합계 16분할로 한다.

C모드에서는 최대처리 시간블록의 시간길이를 34.8ms까지 갖게 한다. 통과 대역은 5.5kHz로 제한한다.

D모드에서는 46.6ms의 최대처리 블록의 시간길이까지를 갖게 한다.

여기서 각 MDCT 회로(13, 14, 15)로 공급하는 각 대역내, 최대 직교변환 블록의 시간길이를 2배 길게 하는 것을 저역측의 대역에 한함으로써 A 모드에서 B 모드로의 변환이 용이하게 된다. 즉, A모드의 저역측 직교변환을 역직교 변환해서 다시 직교변환 사이즈가 배인 직교변환을 행한다. 이것은 전대역을 이루는 복수대역의 역직교 변환을 행하고 나서 다시 각각의 대역마다 직교변환하는 데 비교하기에용이한다. 또한, 이것은 예를 들면 광자기 디스크에서 IC메모리 카드로의 고속 전송을 A 모드에서 B모드로의 변환을 행하면서 실행하는데 좋다. 이것은 저역보다도 고역의 음향신호쪽이 시간적 변동이 큰 것, 신호대답음비가 적어도 되는 것이 그 근거로 된다.

또, 이때 신호 통과 대역폭은 13kHz 까지로 한다. 이 경우 11kHz 내지 22kHz의 신호에 있어서 직교변환전의 필터출력 신호를 1/2 또는 1/4서브 샘플링하는 것으로 신호 통과대역 이상의 대역을 위한 쓸데없는 신호처리를 피할 수 있다.

이하 C모드, D모드로 됨에 따라 최대 직교변환 블록의 길이가 길어지고 신호통과 대역폭은 좁게 할 수 있다. 물론, 모든 모드 사이에서 최대 처리시간 블록의 길이 및 신호통과 대역폭이 다를 필요는 없고 같은 값을 취할 경우도 있다.

또한, 예를 들면 저비트 레이트 모드쪽이 최대 직교변환 블록의 길이가 길어져 있었다해도 시간지연을 짧게 하고 싶은 용도를 위해서는 그 모드가 갖는 복수의 직교변환 블록 중 짧은 직교변환 블록을 선택적으로 사용해서 엔코드처리하는 것으로 목적을 달성할 수 있다.

다시 제4도에 있어서 A모드에서의 각 MDCT 회로 (13, 14, 15)에서 MDCT 처리되어 얻어진 주파수축상의 스펙트럼 데이터 혹은 MDCT 계수 데이터는, 저역은 소위 임계대역(critical band)마다 정리되고, 또한 중고역은 블록 플로팅이 유효성을 고려해서 임계 대역폭을 세분화하여 후술하는 비선형 처리회로 (40, 41, 42)를 거친후 적응비트 할당부호와 회로(18)로 전송되고 있다. 또, 이 임계대역은 인간의 청각특성을 고려해서 분할된 주파수 대역이고 어떤 순음(純音)의 주파수 근방의 같은강도의 협대역 밴드 노이즈에 의해서 해당 순음이 마스크될 때의 그 노이즈가 갖는 대역의 것이다. 이 임계대역은 고역만큼 대역폭이 넓어져 있고 상기 0 내지 22kHz의 전주파수 대역은 예를 들면 25의 임계대역으로 분할되어 있다.

B모드에 있어서는 최대 직교변환 블록 사이즈를 A모드의 경우의 2배의 주파수 폭으로 취함으로써 상기 블록수를 반감하여 서브 정보를 줄이고 있다. 이와 같이 해서 저역은 직교변환 블록 사이즈를 2 배로 하는 것으로, 그 외의 대역은 서브정보를 갖는 블록의 주파수 대역폭을 크게 하는 것으로, 전대역에서의 서브 정보를 줄일 수 있다.

또한, 비트 배분 산출회로(43)는 상기 임계대역 및 블록 플로팅을 고려해서 분할된 스펙트럼 데이데에 기초하고 소위 마스킹 효과등을 고려해서 임계대역 및 블록 플로팅을 고려한 각 분할대역마다의 마스킹량을 구하고 더욱이 이 마스킹량과 임계대역 및 블록 플로팅을 고려한 각 분할대역마다의 에너지 혹은 피크값 등에 기초해서 각 대역마다 할당하여 비트수를 구하고 이 정보를 적응 비트 할당 부호화 회로(18)로 전송한다. 다해 적응 비트 할당 부호화 회로(18)에서는 각 대역마다 할당된 비트수에 따라서 각 스펙트럼 데이터(혹은 MDCT 계수 데이터)를 정규화 및 양자화하게 하고 있다. 이와 같이해서 부호화된 데이터는 출력단자(19)를 거쳐서 추출된다.

다음에 제 6 도는 상기 비트 배분 산출회로(43)의 일구체예의 개략구성을 나타내는 블록회로도이다. 이 제 6도에서 있어서 입력단자(21)에는 상기 각 비선형 처리회로(40, 41, 42)로부터의 주파수축상의 스펙트럼 데이터가 공급되고 있다.

다음에 이 주파수축상의 입력 데이터는 대역마다의 에너지 산출회로(22)로 전송되어 상기 마스킹량과 임계대역 및 블록 플로팅을 고려한 각 분할 대역의 에너지가 예를 들면 해당 대역 내에서의 각 진폭값의 총합을 계산하는 것 등에 의해 구해진다. 이 각 대역마다의 에너지 대신에 진폭값의 피크값, 평균값등이 이용되기도 한다. 이 에너지 산출회로(22)로부터의 출력으로서 예를 들면 각 대역의 총합값의 스펙트럼을 제 7 도의 도면중의 SB로서 도시하고 있다. 다만 이 제 7 도에서는 도시를 간략화하기 위해 상기 마스킹량과 임계대역 및 블록 플로팅을 고려한 분할대역수를 12 밴드(B1 내지 B12)로 표현하고 있다.

여기서 상기 스펙트럼 SB의 소위 마스킹량에서의 영향을 고려하기 위해서 그 스펙트럼 SB에 소정의 가중함수를 걸어서 덧셈하도록 한 콘볼루션(convolution) 처리를 실시한다. 이를 위해 상기 대역마다의 에너지 산출회로(22)의 출력 즉 그 스펙트럼 SB의 각 값은 콘볼루션 필터회로(23)로 전송된다. 그 콘볼루션 필터회로(23)는 예를 들면 입력 데이터를 순차 지연시키는 복수의 지연소자와, 이들 지연소자로부터의 출력에 필터 계수(가중함수)를 곱셈하는 복수의 곱셈기(예를 들면 각 대역에 대응하는 25개의 곱셈기)와, 각 곱셈기 출력의 총합을 취하는 총합 덧셈기로 구성되는 것이다. 이 콘볼루션 처리에 의해 제 7 도의 도면 중 점선으로 도시하는 부분의 총합이 취해진다. 또, 상기 마스킹은 인간의 청각상의 특성에 의해 어떤 신호에 의해서 다른 신호가 마스킹되어 들리지 않게 되는 현상을 말하는 것이며, 이 마스킹 효과에서는 시간축상의 오디오 신호에 의한 시간축 마스킹 효과와 주파수축상의 신호에 의한 동시 각 마스킹 효과가 있다. 이들 마스킹 효과에 의해 마스킹되는 부분에 노이즈가 있었다해도 이 노이즈는 들리지 않는 것으로 된다. 이 때문에 실제의 오디오 신호에서는 이 마스킹되는 범위내의 노이즈는 허용 가능한 노이즈로 된다.

여기서 상기 콘볼루션 필터 회로(23)의 각 곱셈기의 곱셈 계수(필터계수)의 일 구체예를 나타내면 임의의 밴드에 대응하는 곱셈기 M의 계수를 1로 할 때 곱셈기 M-1에서 계수 0.15를, 곱셈기 M-2에서 계수 0.0019을, 곱셈기 M-3에서 계수 0.0000086을, 곱셈기 M+1에서 계수 0.4를, 곱셈기 M+2에서 계수 0.06을, 곱셈기 M+3에서 계수 0.007을 각 지연소자의 출력에 곱셈함으로써 상기 스펙트럼 SB의 콘볼루션 처리가 행해진다. 다만 M은 1 내지 25의 임의의 정수이다.

다음에 상기 콘볼루션 필터회로(23)의 출력은 뺄셈기(24)로 전송된다. 그 뺄셈기(24)는 상기 콘볼루션한 영역에서의 후술하는 허용 가능한 노이즈 레벨에 대응하는 레벨 α는 후술하는 바와 같이 역 콘볼루션 처리를 행함으로써 임계대역의 각 밴드마다의 허용 노이즈 레벨로 되도록 한 레벨이다. 여기서 상기 뺄셈기(24)에는 상기 레벨 α을 구하기 위한 허용함수(마스킹 레벨을 표현하는 함수)가 공급된다. 이 허용함수를 증감시키는 것으로 상기 레벨 α의 제어를 행하고 있다. 해당 허용함수는 다음에 설명하는 바와 같은 (n-ai) 함수 발생회로(25)로부터 공급되고 있는 것이다.

즉, 허용 노이즈 레벨에 대응하는 레벨 α을 임계대역의 밴드의 저역에서부터 순차로 부여되는 번호 i로 하면, 다음의 (1)식으로 구할 수 있다.

α= S- (n - ai) ‥‥ (1)

이 (1)식에 있어서 n, a는 정수로 a>0, S는 콘볼루션 처리된 백스펙트럼의 강도이고, (1)식 중 (n-ai)는 허용함수로 된다. 본 실시예에서는 n=38, a=1로 하고 있고 이때의 음질 열화는 없으며 양호한 부호화가 행해졌다.

이와 같이 하여 상기 레벨 α이 구해지고 이 데이터는 나눗셈기(26)로 전송된다. 해당 나눗셈기(26)에서는 상기 콘볼루션된 영역에서의 상기 레벨 α의 역콘볼루션을 하기 위한 것이다. 따라서 이 역 콘볼루션 처리를 행함으로써 상기 레벨α로부터 마스킹 스펙트럼이 얻어지게 된다. 즉, 이 마스킹 스펙트럼이 허용 노이즈 스펙트럼으로 된다. 또, 상기 역 콘볼루션 처리는 복잡한 연산을 필요로 하지만 본 실시예에서는 간략화한 나눗셈기(26)를 이용해서 역콘볼루션을 행하고 있다.

다음에 상기 마스킹 스펙트럼은 합성 회로(27)를 거쳐서 감산기(23)로 전송된다. 여기서 해당 감산기(28)에는 상기 대역마다의 에너지 검출 회로(22)로부터의 출력, 즉 전술한 스펙트럼 SB의 지연 회로(29)를 거쳐서 공급되고 있다. 따라서 이 감산기(25)에서 상기 마스킹 스펙트럼과 스펙트럼 SB과의 감산 연산이 행해지는 것으로 제 3도에 도시하는 바와 같이 상기 스펙트럼 SB은 그 마스킹 스펙트럼MS의 레벨에서 나타나는 레벨 이하가 마스킹되는 것으로 된다.

해당 감산기(28)로부터의 출력은 허용 잡음 보정 회로(30)를 거처서 출력 단자(31)를 거쳐서 추출되고 예를 들면 할당 비트수 정보가 이미 기억된 ROM 등(도시하지 않음)으로 전송된다. 이 ROM 등은 상기 감산 회로(28)로부터 허용 잡음 보정회로(30)를 거쳐서 얻어진 출력(상기 각 밴드의 에너지와 상기 노이즈 레벨 설정수단의 출력과의 차분의 레벨)에 다라 각 대역마다의 할당 비트수 정보를 출력한다.이 할당 비트수 정보가 상기 적용 비트 할당 부호화 회로(18)로 전송되는 것으로 MDCT 회로(13, 14, 15)로부터의 주파수 축상의 각 스펙트럼 데이터가 각각의 대역마다 할당된 비트수로 양자화되게 되어 있다.

즉 요약하면 적응 비트 할당 부호화 회로(18)에서는 상기 마스킹량과 임계대역 및 블록 플로팅을 고려한 각 분할 대역의 에너지와 상기 노이즈 레벨 설정 수단의 출력과의 차분의 레벨에 따라서 할당된 비트수로 상기 각 대역마다의 스펙트럼 데이터를 양자화하는 것으로 된다. 또, 지연 회로(29)는 상기 합성 회로(29)이전의 각 회로에서의 지연량을 고려해서 에너지 검출 회로(22)로부터의 스펙트럼SB 을 지연시키기 위해서 설치되어 있다.

그런데 전술한 합성 회로(27)에서의 합성시에는 최소 가청 커브 발생 회로(32)로부터 발생되는 제 9도에 도시하는 바와 같은 인간의 청각 특성인 소위 최소가청 커브 RC 를 나타내는 데이터와, 상기 마스킹 스펙트럼 MS 를 합성할 수 있다. 이 최소 가청 커브에 있어서 잡음 절대 레벨이 이 최소 가청 커브 이하라면 그 잡음은 들리지 않는 것으로 된다. 이 최소 가청 커브는 코딩이 같더라도 예를 들면 재생시의 재생 볼륨의 차이로 다른 것으로 되지만 현실적인 디지털 시스템에서는 예를 들면 16 비트 동적 범위로의 음악의 괴리에는 정도 차이가 없으므로 예를 들면 16비트 동적 범위로의 음악의 괴리에는 정도 차이가 없으므로 예를 들면 4KHz 부근의 가장 귀에 잘 들리는 주파수 대역의 양자화 잡음이 들리지 않으면 다른 주파수 대역에서는 이 최소 가청 커브의 레벨 이하의 양자화 잡음은 들리지 않는 것으로 생각된다.

따라서 이와 같이 예를 들면 시스템이 갖는 워드 길이의 4KHz 부근의 잡음이 들리지 않는 방법을 한다고 가정하고 이 최소 가청 커브 RC와 마스컴 스펙트럼 MS을 함께 합성하는 것으로 허용 노이즈 레벨을 얻게 하면, 이 경우의 허용 노이즈 레벨은 제 9 도의 도면중의 사선으로 도시하는 부분까지로 할 수 있게 된다. 또, 본 실시예에서는 상기 최소 가청 커브의 4kHz의 레벨을 예를 들면 20비트 상대의 최저 레벨로 맞추고 있다. 또한 이 제 9도는 신호 스펙트럼 SS도 동시에 나타내고 있다.

또한, 상기 허용 잡음 보정 회로(30)에서는 보정 정보 출력 회로(33)로부터 전송되어 가는 예를 들면 등라우드니스 커브의 정보에 기초해서 상기 감산기(28)로부터의 출력에서의 허용 잡음 레벨을 보정하고 있다. 여기서 등라우드니스 커브란 인간의 청각 특성에 관한 특성 곡선이며 예를 들면 1kHz의 순음과 같은 크기로 들리는 각 주파수에서의 음의 음압을 구해서 곡선으로 연결한 것으로, 라우드니스의 등감도 곡선이라고도 한다. 또한 이 등라우드니스 커브는 제 9도에 도시한 최소 가청 커브와 대략 같은 곡선을 묘사하는 것이다. 이 등라우드니스 커브에 있어서는 예를 들면 4kHz 부근에서 1kHz의 경우보다 음압이 8 내지 lOdB 내려도 1kHz와 같은 크기로 들리고, 역으로 10kHz 부근에서는 1kHz에서의 음압보다도 약 15dB 높지 않음과 같은 크기로 들리지 않는다. 이 때문에 상기 최소 가청 커브의 레벨을 넘는 잡음(허용 노이즈 레벨)은 그 등라우드니스 커브에 따른 커브에서 부여되는 주파수 특성을 갖게 하는 것이 좋다고 이해된다. 이러한 것으로부터 상기 등라우드니스니스 커브를 고려해서 상기 허용 노이즈 레벨을 보정하는 것은 인간의 청각특성에 적합하다는 것을 알았다.

여기서 보정 정보 출력 회로(33)로서 상기 적용 비트 할당 부호화 회로(18)에서의 양자화시의 출력 정보량(데이터량)의 검출 출력과 최종 부호화 데이터의 비트 레이트의 목표값과의 사이의 오차 정보에 기초해서 상기 허용 노이즈 레벨을 보정하게 해도 된다. 이것은 모든 비트 할당 단위 블록에 대해서 이미 일시적인 적응 비트 할당을 행해서 얻은 총 비트수가 최종적인 부호화 출력 데이터의 비트 레이트에 의해서 정해지는 일정한 비트수(목표값)에 대해서 오차를 갖는 것이며 그 오차분을 0으로 하도록 다시 비트 할당을 하는 것이다. 즉, 해당 목표보다도 총할당 비트수가 적을 때에는 차의 비트수를 각 단위 블록으로 배당하여 부가하게 하고 목표값보다도 총 할당 비트수가 많을 때에는 차의 비트수를 각 단위 블록으로 배당하여 삭제하게 하는 것이다.

이러한 것을 행하기 위해 상기 총 할당 비트수의 상기 목표값으로부터의 오차를 검출하고 이 오차 데이터에 따라서 보정 정보 출력 회로(33)가 각 할당 비트수를 보정하기 위한 보정 데이터를 출력한다. 여기서 상기 오차 데이터가 비트수 부족을 나타내는 경우는 상기 단위 블록 당 많은 비트수가 사용되는 것으로 상기 데이터량이 상기 목표값보다도 많아져 있는 경우를 생각할 수 있다. 또한 상기 오차 데이터가 비트수 여분을 나타내는 데이터로 되는 경우는 상기 단위 블록 당 적은 비트수로 끝내고, 상기 데이터량이 상기 목표값보다도 적어져 있는 경우를 생각할 수 있다. 따라서 상기 보정 정보 출력 회로(33)로부터는 이 오차 데이터에 따라서 상기 감산기(28)로부터의 출력에서의 허용 노이즈 레벨을 예를 들면 상기 등라우드니스 커브의 정보 데이터에 기초하여 보정시키기 위한 상기 보정값의 데이터가 출력되게 된다. 전술한 바와 같은 보정값이 상기 허용 잡음 보정 회로(30)로 전송되는 것으로 상기 감산기(28)로부터의 허용 노이즈 레벨이 보정되게 된다. 이상 설명한 바와 같은 시스템에서는 메인 정보로서 직교 변환 출력 스펙트럼을 서브정보에 의해 처리한 데이터와 서브 정보로서 블록 플로팅의 상태를 나타내는 스케일 인자, 워드 길이를 나타내는 워드 렝스(word length)를 얻고 엔코더에서 디코더로 전송된다. 물론 워드 길이 정보는 필수는 아니고 디코더에 있어서 스케일 인자 정보로부터 구할 수도 있다.

여기서 상기 비트 배분 산출 회로(43)는 제 10도와 같은 구성으로 할 수도 있다. 이 제 10도를 사용하여 이상 서술한 비트 배분 방법과는 다른 다음과 같은 유효한 비트 배분방법에 관해서 기술한다.

상기 제 4도에서의 각 비선형 처리 회로(40, 41, 42)의 출력은 제 10도의 입력 단자(301)를 거쳐서 대역마다의 에너지를 산출하는 에너지 산출 회로(303)로 전송된다. 이 대역마다의 에너지 산출 회로(303)에서는 상기 임계 대역(critical band) 또는 고역에서는 더 임계 대역을 분할한 대역마다의 에너지가 예를 들면 해당 대역내에서의 각 진폭값의 2승 평균의 평방근을 계산하는 것 등에 의해 구해진다. 또, 이 각 대역마다의 에너지 대신에 진폭값의 피크값이나 평균값 등을 사용하게 하는 것도 가능하다.

상기 에너지 산출 회로(303)로부터의 출력으로서의 예를 들면 임계 대역(critical band) 또는 고역에서는 더 임계 대역을 분할한 대역마다의 총합값의스펙트럼은 예를 들면 상기 제 7도에 도시하는 바와 같은 스펙트럼(백스펙트럼) SB으로 된다.

여기서 본 실시예에 있어서 MDCT 계수를 표현하여 전송 또는 기록에 사용되는 비트수를 예를 들면 100Kbps로 하면 본 실시예에서는 그중 100Kbps를 사용한 고정 비트 배분 패턴을 작성한다. 본 실시예에 있어서는 상기 고정 비트 배분을 위한 비트 할당 패턴이 복수개 준비하고 있고 신호의 성질에 의해 여러가지 선택을 할 수 있게 되어 있다. 본 실시예에서는 상기 100Kbps에 대응하는 짧은 시간 블록의 비트량을 각 주파수에 분포시킨 여러 가지 패턴을 고정 비트 배분 회로(305)가 갖고 있다. 해당 고정 비트 배분 회로(305)에 있어서는 특히 중저역과 고역과의 비트 배분율을 달리한 패턴을 복수 개 준비하고 있다. 그리고 신호의 크기가 적을수록 고역으로의 할당량이 적은 패턴을 선택하게 한다. 이렇게 함으로써 적은 신호시일수록 고역의 감도가 저하하는 라우드니스 효과를 생기게 한다. 또, 이때의 신호 크기로서는 전대역의 신호 크기를 사용할 수도 있지만 예를 들면 필터 등이 사용되고 있는 비블록킹 주파수 분할 회로의 출력 혹은 MDCT 출력을 이용할 수도 있다. 또, MDCT 계수를 표현하여 전송 또는 기록에 사용되는 비트수(사용 가능한 비트수의 100kbps)는 예를 들면 사용가능 총비트수 출력 회로(302)에서 설정된다. 이 사용가능 총비트수는 외부로부터 입력하는 것도 가능하다.

또한 본 실시예에 있어서 에너지 의존의 비트 배분은 상기 100kbps에 대응하는 짧은 시간 블록의 에너지의 dB 값에 대해서 그 블록마다 이미 정해진 계수를 걸어서 가중을 행하고, 이와 같이 해서 얻어진 값에 비례하도록 행해진다. 여기서 상기 가중 계수를 저역에 대해서 큰 값으로 되도록 설정함으로써 저역보다 많은 비트가 할당되는 것으로 된다. 또, 이 에너지 의존의 비트 배분은 상기 에너지 산출회로(303)의 출력이 공급되는 에너지 의존 비트 배분 회로(304)가 행하고 있다.

즉, 이 에너지 의존 비트 배분 회로(304)에 있어서는 상기 고정 비트 배분과 마찬가지로 상기 가중계수를 복수 패턴 준비하고 이 복수 패턴을 입력 신호에 의해서 전환하도록 하거나, 혹은 예를 들면 2개의 가중패턴을 입력 신호에 의해서 삽입한 가중패턴을 사용하여 에너지 의존의 비트 배분을 계산한다. 이와 같이 본 실시예에 있어서는 입력 신호에 의해서 가중 계수를 변화시킴으로써 보다 청감에 적합한 비트 할당이 가능해지고 음질 향상을 도모할 수 있다.

이 제 10도에 있어서 전술한 바와 같은 고정 비트 배분 패턴으로의 배분과 백스펙트럼(스펙트럼 SB)에 의존한 비트 배분과의 분할율은 신호 스펙트럼의 평탄함을 표시하는 지표에 의해 결정된다. 즉, 본 실시예에서는 상기 에너지 산출 회로(303)의 출력을 스펙트럼 평탄함 산출 회로(308)로 전송하고, 해당 스펙트럼 평탄함 산출 회로(308)에 있어서 신호 스펙트럼의 인접값간의 차의 절대값의 합을 신호 스펙트럼의 합으로 나눈 값을 지표로서 산출하고 이 지표가 상기 비트 배분의 분할율을 구하는 비트 분할율 결정 회로(309)로 전송되게 되어 있다.

상기 비트 분할율 결정 회로(309)로부터의 분할율 데이터는 상기 고정 비트 배분 회로(305)의 출력이 공급되는 곱셈기(312)와, 상기 에너지 의존 비트 배분 회로(304)의 출력이 공급되는 곱셈기(311)로 전송된다. 이들 곱셈기(312, 311)의 출력이 합산 산출 회로(306)로 전송된다. 즉, 고정 비트 배분과 대역마다의임계대역(critical band) 또는 고역에서는 더 임계 대역을 분할한 대역마다의 스펙트럼에 의존한 비트 배분간의 합이 상기 합산 산출 회로(306)에서 연산되고, 이 연산 결과가 출력 단자(각 대역의 비트 할당량 출력 단자)(307)에서 후단의 구성으로 전송되어 양자화시에 사용된다.

이 때의 비트 할당의 모양을 제 11도, 제 13도에 도시한다. 또한, 이것에 대응하는 양자화 잡음의 모양을 제 12도, 제 14도에 도시한다. 또, 제 11도, 제 12도는 신호의 스펙트럼이 비교적 평탄한 경우를 도시하고, 제 13도, 제 14도는 신호 스펙트럼이 높은 토낼리티를 나타내는 경우를 도시하고 있다. 또한, 제 11도 및 제 13도의 도면중 Q_S는 신호 레벨 의존분의 비트량을 나타내고, 도면중 Q_F는 고정 비트 할당분의 비트량을 나타내고 있다. 제 12도 및 제 14도중 L 은 신호 레벨을 나타내고, 도면중 N_S는 신호 레벨 의존에 의한 잡음 저하분을, 도면중 N_F는 고정 비트 할당분에 의한 잡음 레벨를 나타내고 있다.

상기 신호의 스펙트럼이 비교적 평탄한 경우를 나타내고 있는 제 11 도 및 제 13 도에 있어서 통상 다량의 고정 비트 할당분에 의한 비트 할당은 전대역에 걸쳐서 큰 신호에 잡음비를 취하는 데 도움을 준다. 그러나 이 제 11 도, 제 13 도와 같은 경우 저역 및 고역에서는 비교적 적은 비트 할당이 사용되게 된다. 이것은 청각적으로 이 대역의 중요도가 작기 때문이다. 또한, 이때 제 11 도의 도면중 Q_s로 나타내는 바와 같이 약간의 신호 레벨 의존의 비트 배분을 행하는 분(비트)에 의해서 신호 크기가 큰 대역의 잡음 레벨이 선택적으로 저하될 수 있다. 따라서 신호의스펙트럼이 비교적 평탄한 경우에는 이 선택성도 비교적 넓은 대역에 걸쳐서 작용하게 된다.

이에 대해서 제 12 도, 제 14 도에 도시하는 바와 같이 신호 스펙트럼이 높은 토낼리티를 나타내는 경우에는 제 12 도의 도면중 Q_S로 나타내는 바와 같이 다량의 신호 레벨 의존의 비트 배분을 행하는 분(비트)에 의한 양자화 잡음의 저하는 극히 좁은 대역(제 14 도의 도면중 N_s로 나타내는 대역)의 잡음을 저감하기 위해서 사용된다. 이에 의해 고립 스펙트럼 입력 신호에서의 특성 향상이 달성된다. 또한, 동시에 약간의 고정 비트 할당분에 의한 비트 배분을 행하는 분(비트)에 의해 넓은 대역의 잡음 레벨이 비선택적으로 저하될 수 있다.

블록 선택 회로(20)는 충분히 신호 대 잡음비가 취해지지 않은 블록을 검출하고 비선형 처리 회로(40, 41, 42)는 각각 블록 선택회로(20)에서 검출된 블록에 대해 다음과 같은 비선형 신호 처리를 행하여 양자화 잡음을 저감시킨다. 즉, MDCT 변형 출력인 주파수축상의 데이터는 상기 마스킹량과 임계 대역 및 블록 플로팅을 고려한 각 분할 대역마다 최대 스펙트럼에 비교해서 적은 스펙트럼의 크기를 보다 크게 하던가 제로로 하는 변환 처리가 행해진다.

이것에 대해서 제 15 도를 이용하여 설명한다.

이 제 15 도에는 어떤 블록 플로팅을 위한 주파수 블록 n 및 n+1 과 같이 블록 ni(i 는 정수) 각각에 5 개의 주파수 스펙트럼이 존재하는 경우가 도시되어 있다. 주파수 블록 n 의 경우에는 각 스펙트럼의 크기가 서로 비슷한 것이 있기 때문에 블록 플로팅 및 각 스펙트럼에 공통의 워드 길이로 양자화를 행했을 때 각 스펙트럼의 신호 대 잡음비가 대략 동일해지고 블록내의 스펙트럼에 공통의 블록 플로팅 정보와 워드 길이 정보를 이용해도 효율적으로 각 스펙트럼에 대해서 높은 신호 대 잡음비를 부여할 수 있다.

이에 비해서 주파수 블록 n+1 의 경우에는 각 스펙트럼의 크기가 서로 비슷하지 않고 특히 수가 적은 스펙트럼이 다른 다수의 스펙트럼보다도 뛰어나서 큰 경우에는 충분한 신호 대 잡음비를 얻는 스펙트럼은 소수로 된다. 나머지 다수의 스펙트럼은 현저히 낮은 신호 대 잡음비를 갖는 것으로 된다. 이 경우 레벨이 큰 스펙트럼에 의한 마스킹을 기대할 수 있다고 하지만 이러한 고립된 스펙트럼의 마스킹 효과는 잡음 성분에 의한 마스킹 효과에 비해서 현저히 작은 것으로 알려져 있다. 이 결과 신호 대 잡음비가 작은 스펙트럼 성분은 전체적으로 음질의 열화 요인으로 된다.

본 발명에서는 이러한 신호 대 잡음비가 크게 취해지지 않은 스펙트럼에 대해서는 마스킹 효과를 판정하고, 만일 마스킹이 발휘되기 어려운 경우에는 신호 대 잡음비가 크게 취해지지 않은 스펙트럼은 양자화 잡음이 발생하지 않도록 제로 비트 배분을 행하여 양자화간이 제로로 되게 하던가, 혹은 비트 배분을 행하는 경우에는 신호 대 잡음비를 크게 하도록 스펙트럼을 크게 하도록 변형한 후에 적응 비트 할당 부호화 회로(18)에서 정규화 및 양자화 처리를 행하게 한다.

비선형 처리 회로(40, 41, 42)의 동작을 제 16 도를 이용하여 설명한다. 또 블록 n+1 은 블록 선택 회로(20)에 있어서 비선형 처리를 행하는 블록으로서 선택되어 있는 것으로 한다. 이 제 16 도에 있어서는 블록 플로팅을 위한 블록 n+1 의 스펙트럼 A, B, C, D, E 의 5 개에 대해서 생각한다. 이 경우 스펙트럼 B 가 최대값을 부여하므로 정규화의 레벨은 이 스펙트럼 B 에서 결정된다.

다음에 정규화 레벨에서부터 개략 12dB 낮은 레벨로 하여 제 1 비교 레벨을, 18dB 낮은 레벨로 하여 제 2 비교 레벨을 설정한다. 그리고 제 1 비교 레벨과 제2 비교 레벨간의 레벨 스펙트럼에 대해서는 신호 대 잡음비를 크게 하기 위해서 스펙트럼의 크기를 크게 한다. 상기 스펙트럼의 크기를 크게 하는 방법으로서는 정규화 레벨로부터 6dB 작은 레벨로 한다.

제 16 도에 도시하는 바와 같이 이때 스펙트럼 A 는 제 2 비교 레벨보다도 작은 값을 갖기 위해서 더 작게 되어 스펙트럼 A' 와 같이 양자화 출력이 제로로 되게 된다. 스펙트럼 B는 최대값을 갖기 때문에 어떤 변경을 시키지 않는다. 스펙트럼 C 는 제 1 비교 레벨과 제 2 비교 레벨 사이이기 때문에 더 크게 되어 스펙트럼 C'와 같이 변경한다. 이하, 스펙트럼 D, E 는 제 2 비교 레벨보다도 작기 때문에 더 작게되어 양자화 출력은 제로로 된다. 또 제 16 도에는 없지만 제 1 비교레벨보다도 큰 스펙트럼에 대해서는 그대로의 값으로 충분히 신호 대 잡음비를 얻기 때문에 특히 처리는 행하지 않는다.

이때 다른 방법으로서는 상기 제 1 및 상기 제 2 비교 레벨이 상기 블록내 최대 스펙트럼값에 의해 가변하게 할 수도 있다. 그 방법으로서는 상기 블록내 최대 스펙트럼값이 클수록 상기 제 1 비교 레벨이 저하하도록 하던가, 또는 상기 블록내 최대 스펙트럼값이 클수록 상기 제 2 비교 레벨이 상승하게 한다. 또는 상기블록내 최대 스펙트럼 값이 클수록 상기 제 1 비교 레벨이 저하하고 상기 제 2 비교 레벨이 상승하게 할 수도 있다.

이와 같이 제 1 및/또는 제 2 비교 레벨을 블록내의 최대 스펙트럼값에 따라서 가변하게 하는 것으로, 보다 청각에 적합한 선택이 가능해진다. 또한, 음질의 변화는 커지지만 제 1 비교 레벨보다 작은 값의 스펙트럼에 대해서는 모두 그 양자화값이 제로로 되도록 각 스펙트럼을 보다 작은 값으로 해도 된다.

블록 선택 회로(20)에 있어서 이상과 같은 비선형 처리를 블록내에서 행할지의 여부를 결정하는 다른 방법으로서는 각 블록의 토낼리티를 이용하는 방법이 있다. 예를 들면 스펙트럼의 크기가 큰 쪽으로부터 적어도 1개의 스펙트럼의 실효값과 나머지 스펙트럼의 실효값의 비를 토낼리티로서 구함으로써 판정하는 방법을 이용한다.

여기서 본 실시예에서는 이 판정시의 실효값의 비로서 스펙트럼의 크기가 최대로 되는 스펙트럼 즉 최대의 신호 대 잡음비를 갖는 스펙트럼의 실효값과 나머지 스펙트럼의 실효값의 비가 lOdB 이상인 경우이고, 또한 상기 블록내 최대 스펙트럼값이 어떤 레벨 이상일 때에 비선형 처리를 행하는 블록으로서 선택하게 한다. 본 실시예에서는 피크 레벨에서부터 -4OdB를 이 레벨로 한다. 이에 의해 청각적으로 보아 위화감이 생기기 어려운 낮은 레벨 신호에서의 불필요한 처리를 피할 수 있다.

또한, 이러한 비선형 처리를 행하는 주파수 대역을 특정 주파수 대역에 한정할 수 있다. 특히 비선형 처리를 행하는 대역을 고역에 한정하는 것으로 음질의 변화를 최소한으로 막을 수 있다. 이러한 비선형 처리를 행한 후 실제의 비트 배분이 비트 배분 산출 회로(43)에서 실행된다. 비선형 처리에 의해 중대한 스펙트럼과 제로로 된 스펙트럼을 고려하여 최종적으로 비트 배분이 결정된다.

이상 설명한 바와 같이 본 실시예에서는 블록내의 최대값을 제외한 신호 성분중 값이 큰 성분에 대해서는 그 값을 보다 크게 하도록 한 비선형 처리를 행함으로써 신호 대 잡음비를 크게 해서 마스킹 효과를 크게 할 수 있다.

또한, 블록내의 최대값을 제외한 신호 성분중 값이 적은 성분에 대해서는 그 양자화값이 제로로 되도록, 그 값을 보다 작게 한 비선형 처리를 행함으로써 신호대 잡음비가 작은 신호로부터 잡음을 발생하지 않게 할 수 있다.

또한, 임시 비트 배분에 의해 결정되는 워드 길이가 어떤 길이 이하의 블록만을 전술의 비선형 처리의 처리 대상으로 함으로써 음질 열화를 최소로 억제할 수 있다.

또한, 전술의 비선형 처리를 행하는 블록을 각 블록의 토낼리티에 기초하여 선택하게 함으로써 필요한 블록만 처리 대상으로 할 수 있고 음질의 변화를 최소로 억제할 수 있다. 또한, 이때의 토낼리티를, 블록내 신호 성분중 적어도 최대의 신호 대 잡음비를 갖는 성분과. 그 성분을 제외한 블록내 신호 성분으로부터 얻어진 값, 예를 들면 각각의 성분의 실효값의 비로부터 구함으로써 청각적으로 보아 마스킹 효과가 기대될 수 없는 블록만을 선택할 수 있다.

또, 본 발명은 상기 실시예에만 한정되는 것이 아니고 예를 들면 오디오 PCM 신호만이 아니라 디지털 음성(speech) 신호나 디지털 비디오 신호등의 신호 처리장치에도 적용 가능하다. 또한, 전술한 최소 가청커브의 합성 처리를 행하지 않는 구성으로 해도 된다. 이 경우에는 최소 가청 커브 발생 회로(32), 합성 회로(27)가 불필요해지고, 상기 뺄셈기(24)로부터의 출력은 나눗셈기(26)에서 역콘볼루션된 후 곧바로 감산기(28)로 전송되게 된다. 또한, 비트 배분방법은 매우 다양하고 가장 간단하게는 고정 비트 배분 또는 신호의 각 대역 에너지에 의한 간단한 비트 배분 또는 고정분과 가변분을 조합시킨 비트 배분 등이 사용될 수 있다. 또한, 광자기 디스크(1)를 정상 속도보다도 빠른 회전 속도로 구동함으로써 비트 압축을 보다 더 고속의 더빙을 행하도록 해도 된다. 이 경우에는 데이터 전송 속도가 허락하는 범위에서 고속 더빙을 행하게 할 수 있다.

다음에 본 발명의 디지털 신호 처리 방법에서의 고능률 부호화에 대응하는 고능률 복호화 처리를 구체적으로 실현하는 고능률 복호화 장치를 제 17 도에 도시한다.

이 제 17 도에 있어서 입력 단자(152, 154, 156)에는 전술한 고능률 부호화 처리가 실시된 부호화 데이터인 복호화 메인 정보가 공급되고, 이들 부호화 데이터가 각각 대응하는 복호차화 로(146, 147, 148)로 전송된다. 또한, 각 복호화 회로(146, 147, 148)에는 각각 대응하는 단자(153, 155, 157)를 거쳐서 상기 정보 압축 패러미터인 복호화 서브 정보도 공급된다. 이들 각 복호화 회로(146, 147, 148)에서는 상기 정보 압축 패러미터를 이용해서 상기 부호화 데이터의 복호화를 행하여 주파수축상의 스펙트럼 데이터를 복원한다.

상기 각 복호화 회로(146, 147, 148)로부터의 출력 데이터는 각각 대응하는역직교변환 회로(143, 144, 145)로 전송된다. 이들 역 직교 변환 회로(143, 144, 145)에서는 전술한 MDCT 처리에 대응하는 역변환인 IMDCT 처리가 행해진다. 즉, 상기 복호화 회로(146, 147, 148)로부터의 스펙트럼중 0 내지 5.5KHz 대역의 데이터는 역 직교변환 회로(143)에 있어서 각각 IMDCT 처리가 실시된다.

더욱이 상기 역 직교변환 회로(143)의 출력은 상기 대역 분할 필터(11)와 역의 처리를 행하는 대역 합성필터(IQMF) 회로(141)로 전송된다. 또한, 상기 역 직교변환 회로(144, 145)의 출력은 상기 대역 분할 필터(12)와 역의 처리를 행하는 대역 합성 필터(IQMF) 회로(142)로 전송된다. 이 대역 합성 필터 회로(142)의 출력도 상기 대역 합성 필터(141)로부터는 상기 각 대역으로 분할된 신호가 합성된 디지털 오디오 선호를 얻게 된다. 이 오디오 신호가 출력 단자(140)로부터 출력된다.

제 1 도는 본 발명의 디지털 신호처리 방법을 실현하는 일 실시예로서의 압축 데이터의 디스크 기록재생장치의 구성예를 나타내는 블록회로도.

제 2 도는 광자기 디스크와 IC 카드의 기록내용을 나타내는 도면.

제 3 도는 본 실시예 장치의 외관의 일례를 나타내는 개략적인 정면도.

제 4 도는 본 실시예의 비트 레이트의 압축 부호화에 사용 가능한 고능률 압축부호화 엔코터의 일 구체예를 나타내는 블록회로도.

제 5 도는 비트 압축의 각 모드에서의 처리 블록의 데이터 구조를 나타내는 도면.

제 6 도는 비트 배분 연산을 행하는 일 구체예의 블록회로도.

제 7 도는 각 임계 대역 및 블록 플로팅을 고려하여 분할된 대역의 스펙트럼을 나타내는 도면.

제 8 도는 마스킹 스펙트럼을 나타내는 도면.

제 9 도는 최소가청커브, 마스킹 스펙트럼을 합성한 도면.

제 10 도는 제 2 비트 배분법을 실현하는 구성의 블록회로도.

제 11 도는 제 2 비트 배분법에 있어서 신호 스펙트럼이 평탄할 때의 노이즈 스펙트럼을 나타내는 도면.

제 12 도는 제 2 비트 배분법에 있어서 신호 스펙트럼이 평탄할 때의 비트 할당을 나타내는 도면.

제 13 도는 제 2 비트 배분법에 있어서 신호 스펙트럼의 토낼리티(tonality)가 높을 때의 노이즈 스펙트럼을 나타내는 도면.

제 14 도는 제 2 비트 배분법에 있어서 신호 스펙트럼의 토낼리티가 높을 때의 비트 할당을 설명하기 위한 도면.

제 15 도는 신호의 토낼리티 상위에 의해 생기는 신호 대 잡음비의 상위를 설명하기 위한 도면.

제 16 도는 신호 대 잡음비가 낮은 블록에 대해서 적응하는 비선형 변환을 설명하기 위한 도면.

제 17 도는 본 실시예의 비트 레이트 압축부호화에 사용 가능한 고능률 압축 부호화 디코더의 일 구체예를 나타내는 블록회로도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *

1 : 광자기 디스크 2 : IC 카드

3 : 추가 압축신장블록

6 : 광자기 디스크 슬롯 7 : IC 카드 슬롯

11, 12 : 대역분할 필터

13, 14, 15 : 직교 변환(MDCT)회로

15 : 적응비트 할당부호화 회로

20 : 비트 배분 산출회로

22 : 대역마다의 에너지 검출회로

23 : 콘볼루션 필터회로

27 : 합성회로

28 : 감산기

30 : 허용잡음 보정회로

32 : 최소 가청 커브 발생회로

33 : 보정 정보 출력회로

53 : 광학 헤드

54 : 자기헤드

56 : 서보 제어회로

57 : 시스템 컨트롤러

62, 83 : A/D 변환기

63 : ATC 엔코더

64, 72, 85 : 메모리

65 : 엔코더

66 : 자기헤드 구동회로

71 : 디코더

73 : ATC 디코더

74 : D/A 변환기

85 : RAM

141, 142 : 대역 합성 필터

143, 144, 145 : 역직교변환회로

146, 147, l48 : 복호화 회로

즉, 이상의 설명으로부터도 분명한 바와 같이 본 발명의 디지털 신호 처리 방법 및 기록매체에 있어서는 예를 들면 비트 배분량의 부족 때문에 신호 대 잡음비가 충분하지 않은 경우에도 블록 플로팅을 위한 블록내의 최대값을 갖는 스펙트럼으로부터의 크기의 차에 의해서 그 차가 작은 경우에는 스펙트럼의 크기를 크게 하도록 변경하던가, 그 차가 큰 경우에는 양자화를 제로로 함으로써 양자화 잡음의음질에 미치는 영향을 저감하는 것이 가능하다. 따라서 본 발명에 있어서는 예를 들면 트럼펫 음의 신호와 같이 고능률 부호화에 있어서 흐름 블록내의 토낼리터가 큰 음의 신호에 대한 양자화 잡음을 저감하여 음질 열화를 저감하는 것이 가능하게 된다.

Claims

디지털 신호를 전송하기 위한 디지털 신호 처리 방법에 있어서,

입력 디지털 신호를 각각 복수의 신호 성분을 포함하는 유한 시간폭과 유한 주파수폭을 갖는 복수의 블록으로 변환하는 단계와,

상기 복수의 블록 중 적어도 일부 블록 내의 신호 성분을 비선형 처리하는 단계, 및

상기 비선형 처리된 상기 신호 성분을 양자화하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 신호 성분은 스펙트럼 성분이고, 상기 비선형 처리 단계는 상기 블록내의 적어도 최대값을 부여하는 스펙트럼을 제외한 스펙트럼 성분을 크게 하는 처리단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 비선형 처리 단계는 상기 블록 내의 적어도 최대의 신호 대 잡음비를 갖는 신호 성분을 제외한 신호 성분을 그 신호 성분의 상기 양자화에 의한 양자화 값이 제로로 되게 하는 처리단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 신호 성분은 스펙트럼 성분이고, 해당 디지털 신호 처리 방법은 상기 신호 성분을 정규화하는 처리 단계를 포함하며,

상기 비선형 처리 단계는,

상기 정규화에서의 정규화 레벨보다 작은 제 1 비교 레벨과 해당 제 1 비교 레벨보다 작은 제 2 비교 레벨간의 크기를 갖는 스펙트럼 성분에 대해서는 그 스펙트럼 성분을 크게 하던가 또는 스펙트럼 성분의 상기 양자화에 의한 양자화 값이 제로로 되게 하는 단계, 및

상기 제 2 비교 레벨보다 작은 값의 스펙트럼 성분에 대해서는 그 스펙트럼 성분의 상기 양자화에 의한 양자화 값이 제로로 되게 하는 처리 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 방법.
제 4 항에 있어서,

상기 제 1 비교 레벨 및 제 2 비교 레벨은 상기 블록 내의 최대 스펙트럼 값에 따라 가변하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 블록 내의 최대 스펙트럼 값이 클수록 상기 제 1 비교 레벨이 저하 또는 상기 제 2 비교 레벨이 상승하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 비선형 처리전의 상기 신호 성분에 기초하여 구해진 비트 배분에 의해서 결정되는 워드 길이가 미리 설정된 워드 길이보다도 짧은 블록을 상기 비선형 처리를 행하는 블록으로서 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리방법.
제 1 항에 있어서,

각 블록내의 최대 스펙트럼 값에 기초하여 상기 비선형 처리를 행하는 블록을 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 블록의 최대 스펙트럼 값이 소정 값 이상인 경우 해당 블록을 상기 비선정 처리를 행하는 블록으로서 선택하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

각 블록의 토낼리티(tonality)에 기초하여 상기 비선형 처리를 행하는 블록을 선택하는 딘계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 토낼리티는 블록 내의 스펙트럼 성분 중 적어도 최대의 신호 대 잡음비를 갖는 성분으로 되는 제 1 성분과, 해당 제 1 성분을 제외한 블록 내의 스펙트럼 성분으로 이루어지는 제 2 성분에 기초하여 구해지는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 토낼리티는 상기 제 1 성분으로부터 얻어진 제 1 값과 상기 제 2 성분으로부터 얻어진 제 2 값과의 비(比)인 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 방법.
제 12 항에 있어서,

상기 제 1 값은 상기 제 1 성분의 실효값이고, 상기 제 2 값은 상기 제 2 성분의 실효값인 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 방법.
디지털 신호를 전송하기 위한 디지털 신호 처리장치에 있어서,

입력 디지털 신호를 각각 복수의 신호 성분을 포함하는 유한 시간폭과 유한 주파수폭을 갖는 복수의 블록으로 변환하는 수단과,

상기 복수의 블록중 적어도 일부 블록내의 신호 성분을 비선형 처리하는 비선형 처리 수단, 및

상기 비선형 처리된 상기 신호 성분을 양자화하는 부호화 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
제 14 항에 있어서,

상기 신호 성분은 스펙트럼 성분이고, 상기 비선형 처리 수단은 상기 블록내의 적어도 최대값을 부여하는 스펙트럼을 제외한 스펙트럼 성분을 크게 하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
제 14 항에 있어서,

상기 비선형 처리 수단은 상기 블록 내의 적어도 최대의 신호 대 잡음비를 갖는 신호 성분을 제외한 신호 성분을 그 신호 성분의 상기 부호화 수단의 양자화에 의한 양자화 값이 제로로 되게 하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
제 14 항에 있어서,

상기 신호 성분은 스펙트럼 성분이고, 상기 부호화 수단은 상기 신호성분을 정규화하고,

상기 비선형 처리 수단은,

상기 정규화에서의 정규한 레벨보다 작은 제 1 비교 레벨과 해당 제 1 비교 레벨보다 작은 제 2 비교 레벨간의 크기를 갖는 스펙트럼 성분에 대해서는 그 스펙트럼 성분을 크게 하던가 또는 그 스펙트럼 성분의 상기 양자화에 의한 양자화 값이 제로로 되게 하고,

상기 제 2 비교 레벨보다 작은 값의 스펙트럼 성분에 대해서는 그 스펙트럼 성분의 상기 양자화에 의한 양자화 값이 제로로 되게 하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
제 17 항에 있어서,

상기 제 1 비교 레벨 및 제 2 비교 레벨은 상기 블록 내의 최대 스펙트럼 값에 따라서 가변하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
제 18 항에 있어서,

상기 블록 내의 최대 스펙트럼 값이 클수록 상기 제 1 비교 레벨이 저하 또는 상기 제 2 비교 레벨이 상승하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
제 14 항에 있어서,

상기 비선형 처리전의 상기 신호 성분에 기초하여 구해진 비트 배분에 의해서 결정되는 워드 길이가 미리 설정된 워드 길이보다도 짧은 블록을 상기 비선형 처리를 행하는 블록으로서 선택하는 블록 선택 수단을 더 포함하는 것을 특징으로하는 디지털 신호 처리 장치.
제 14 항에 있어서,

각 블록 내의 최대 스펙트럼 값에 기초하여 상기 비선형 처리를 행하는 블록을 선택하는 블록 선택 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
제 21 항에 있어서,

상기 블록 선택 수단은 상기 블록의 최대 스펙트럼 값이 소정 값 이상인 경우 해당 블록을 상기 비선형 처리를 행하는 블록으로서 선택하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
제 14 항에 있어서,

각 블록의 토낼리티에 기초하여 상기 비선형 처리를 행하는 블록을 선택하는 블록 선택 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
제 23 항에 있어서,

상기 토낼리티는 블록 내의 스펙트럼 성분 중 적어도 최대의 신호 대 잡음비를 갖는 성분으로 되는 제 1 성분과, 해당 제 1 성분을 제외한 블록 내의 스펙트럼 성분으로 이루어지는 제 2 성분에 기초하여 구해지는 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
제 24 항에 있어서,

상기 토낼리티는 상기 제 1 성분으로부터 얻어진 제 1 값과 상기 제 2 성분으로부터 얻어진 제 2 값과의 비인 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
제 25 항에 있어서,

상기 제 1 값은 상기 제 1 성분의 실효값이고, 상기 제 2 값은 상기 제 2 성분의 실효값인 것을 특징으로 하는 디지털 신호 처리 장치.
부호화된 디지털 신호가 기록된 기록매체에 있어서,

입력 디지털 신호를 각각 복수의 신호 성분을 포함하는 유한 시간폭과 유한주파수폭을 갖는 복수의 블록으로 변환하는 단계와,

상기 복수의 블록 중 적어도 일부 블록 내의 신호 성분을 비선형 처리하는 단계와,

상기 비선형 처리된 상기 신호 성분을 양자화하여 기록용 데이터를 생성하는 단계, 및

상기 기록용 데이터를 기록매체에 기록하는 단계에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 기록매체.
제 27 항에 있어서,

상기 신호 성분 스펙트럼 성분이고, 상기 비선형 처리 단계는 상기 블록내의적어도 최대 값을 부여하는 스펙트럼을 제외한 스펙트럼 성분을 크게 하는 처리를 포함하는 것을 특징으로 하는 기록매체.
제 27 항에 있어서,

상기 비선형 처리 단계는 상기 블록 내의 적어도 최대의 신호 대 잡음비를 갖는 신호 성분을 제외한 신호 성분을 그 신호 성분의 상기 양자화에 의한 양자화 값이 제로로 되게 하는 처리를 포함하는 것을 특징으로 하는 기록매체.
제 27 항에 있어서,

상기 신호 성분은 스펙트럼 성분이고, 상기 기록용 데이터는 상기 신호 성분을 정규화함으로써 생성되며,

상기 비선형 처리 단계는,

상기 정규화에서의 정규화 레벨보다 작은 제 1 비교 레벨과 해당 제 1 비교 레벨보다 작은 제 2 비교 레벨 사이의 크기를 갖는 스펙트럼 성분에 대해서는 그 스펙트럼 성분을 크게 하던가 또는 그 스펙트럼 성분의 상기 양자화에 의한 양자화 값이 제로로 되게 하는 단계, 및

상기 제 2 비교 레벨보다 작은 값의 스펙트럼 성분에 대해서는 그 스펙트럼 성분의 상기 양자화에 의한 양자화 값이 제로로 되게 하는 처리 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 기록매체.
제 30 항에 있어서,

상기 제 1 비교 레벨 및 제 2 비교 레벨은 상기 블록 내의 최대 스펙트럼 값에 따라서 가변하는 것을 특징으로 하는 기록매체.
제 31 항에 있어서,

상기 블록 내의 최대 스펙트럼 값이 클수록 상기 제 1 비교 레벨이 저하 또 상기 제 1 비교 레벨이 상승하는 것을 특징으로 하는 기록매체.
제 27 항에 있어서,

상기 비선형 처리전의 상기 신호 처리 성분에 기초하여 구해진 비트 배분에 의해서 결정된 워드 길이가 미리 설정된 워드 길이보다도 짧은 블록을 상기 비선형 처리를 행하는 블록으로서 선택하는 단계를 더 포함하는 것에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 기록매체.
제 27 항에 있어서,

각 블록 내의 최대 스펙트럼 값에 기초하여 상기 비선형 처리를 행하는 블록을 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 기록매체.
제 34 항에 있어서,

상기 블록의 최대 스펙트럼 값이 소정 값 이상인 경우 해당 블록을 상기 비선형 처리를 행하는 블록으로서 선택하는 것을 특징으로 하는 기록매체.
제 35 항에 있어서,

각 블록의 토낼리티에 기초하여 상기 비선형 처리를 행하는 블록을 선택하는 단계를 더 포함하여 형성되는 것을 특징으로 하는 기록매체.
제 36 항에 있어서,

상기 토낼리티는 블록 내의 스펙트럼 성분 중 적어도 최대의 신호 대 잡음비를 갖는 성분으로 되는 제 1 성분과, 해당 제 1 성분을 제외한 블록 내의 스펙트럼성분으로 되는 제 2 성분에 기초하여 구해지는 것을 특징으로 하는 기록매체.
제 37 항에 있어서,

상기 토낼리티는 상기 제 1 성분으로부터 얻어진 제 1 값과 상기 제 2 성분 으로부터 얻어진 제 2 값과의 비인 것을 특징으로 하는 기록매체.
제 38 항에 있어서,

상기 제 1 값은 상기 제 1 성분의 실효값이고, 상기 제 2 값은 상기 제 2 성분의 실효값인 것을 특징으로 하는 기록매체.