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KR100226486B1 - 고출력 전압 생성용 반도체 회로 - Google Patents

고출력 전압 생성용 반도체 회로 Download PDF

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KR100226486B1
KR100226486B1 KR1019960069652A KR19960069652A KR100226486B1 KR 100226486 B1 KR100226486 B1 KR 100226486B1 KR 1019960069652 A KR1019960069652 A KR 1019960069652A KR 19960069652 A KR19960069652 A KR 19960069652A KR 100226486 B1 KR100226486 B1 KR 100226486B1
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Abstract

본 발명은 채널 브레이크 다운 전압가 낮은 CMOS 소자에서도 높은 출력 전압을 낼 수 있도록 한 반도체 회로에 관한 것으로, 전압 풀업과 풀다운 현상을 다단계로 분할하여 출력단에 걸리는 전압의 변동폭을 크게 얻으면서도 낮은 채널 브레이크 다운 전압을 갖는 MOS 크랜지스터로 구성할 수 있는 고출력 전압 생성용 반도체 회로를 제공하는 데 있다.

Description

고출력 전압 생성용 반도체 회로
제1도는 종래의 고출력 전압 생성용 반도체 회로의 구성도.
제2도는 본 발명에 따른 고출력전압 생성용 반도체 회로의 구성도.
제3도는 제2도에서 구동전압이 15V일 경우 각 부분의 전압 파형예시도.
제4도는 제2도에서 구동전압이 30V일 경우 각 부분의 전압 파형예시도.
제5도는 제2도에서 구동전압이 10V일 경우 각 부분의 전압 파형예시도.
본 발명은 채널 브레이크 다운 전압이 낮은 CMOS 소자에서도 높은 출력 전압을 낼 수 있도록 한 반도체 회로에 관한 것이다.
일반적으로, 반도체 디바이스가 점차적으로 고집적됨에 따라 구성되는 MOS 트랜지스터의 채널 길이가 짧아지게 되었는데, 그에 따라 채널 브레이크 다운전압도 낮아지게 되었다.
이렇게 되면 높은 출력전압을 낼 수 없게 된다는 문제점이 발생되는데, 이를 해소하기 위한 종래의 기술은 첨부한 제 1 도에 도시되어 있다.
제 1 도는 종래 고출력 전압 생성용 반도체 회로의 구성도로서, 동작제어를 위한 한계전압(VSHLD)를 게이트 단자에 입력받고 입력신호를 소스단자에 입력받는 제 1 PMOS 트랜지스터(P1)와, 상기 제 1 PMOS 트랜지스터(P1)의 드레인 단자에서 출력되는 신호를 게이트 단자에 입력받고 소정의 양전압(VDD)를 소스 단자에 입력받는 제 2 PMOS 트랜지스터(P2)와, 상기 제 2 PMOS 트랜지스터(P2)의 드레인 단자에서 출력되는 신호를 소스 단자에 입력받고 한계전압(VSHLD)을 게이트 단자에 입력받아 동작하는 제 3 PMOS 트랜지스터(P3)와, 상기 한계전압(VSHLD)을 게이트 단자에 입력받고 입력신호를 드레인 단자에 입력받는 제 1 NMOS 트랜지스터(N1)와, 상기 제 1 NMOS 트랜지스터(N1)의 소스 단자에서 출력되는 신호를 게이트 단자에 입력받고 접지전위를 소스단자에 입력받는 제 2 NMOS 트랜지스터(N2), 및 상기 제 2 NMOS 트랜지스터(N2)의 드레인 단자가 소스 단자와 연결되며 상기 제 3 PMOS 트랜지스터(P3)의 드레인 단자에 걸리는 전압을 드레인 단자에 입력받고 한계전압(VSHLD)을 게이트 단자에 입력받아 동작하는 제 3 NMOS 트랜지스터(N3)로 구성된다.
이때, 상기 제 1~3 PMOS 트랜지스터(P1~P3)의 기판 바이어스 전압은 상기 양전압(VDD)로 설정되며, 상기 제 1~3 NMOS 트랜지스터(N1~N3)의 기판 바이어스 전압은 상기 접지전위로 설정되게 된다.
상기와 같이 구성되는 종래의 채널 브레이크 다운 현상을 방지하기 위한 반도체 회로는 미국 특허 번호 5,465,054에 상세히 설명되어 있으므로 대략적인 동작에 대하여 간략히 설명하면 다음과 같다.
한계전압(VSHLD)을 DC 5볼트로 설정하여 인가하고 트랜지스터 구동용전압으로 사용되는 양전압(VDD)가 10 볼트(V)로 설정하는 경우 항상 턴온되어 있는 트랜지스터는 제 1, 3 PMOS 트랜지스터(P1, P3)와 제 1, 3 NMOS 트랜지스터(N1, N3)이다.
이때, 제 2 NMOS 트랜지스터(N2)와 제 2 PMOS 트랜지스터(P2)는 입력전압의 상태에 따라 턴 온/오프 동작하게 된다.
따라서, 입력전압의 논리상태가 로우이면 상기 제 2 PMOS 트랜지스터(P2)는 턴온되는데 반하여 제 2 NMOS 트랜지스터(N2)는 턴 오프동작하기 때문에 제 3 PMOS 트랜지스터(P3)와 제 3 NMOS 트랜지스터(N3)의 공통드레인 단자에는 구동전압인 양전압(VDD)가 걸리게 되어 하이상태를 유지하게 된다.
반대의 경우 즉, 입력전압의 논리상태가 하이이면 상기 제 2 PMOS 트랜지스터(P2)는 턴 오프되는데 반하여 제 2 NMOS 트랜지스터(N2)는 턴온동작하기 때문에 제 3 PMOS 트랜지스터(P3)와 제 3 NMOS 트랜지스터(N3)의 공통 드레인 단자에는 접지전위가 걸리게 되어 로우상태를 유지하게 된다.
이때, 상기 입력신호의 전위상태를 로우상태와 하이상태로 구분하였으나, 이때의 전압상태는 상대적인 것으로 일반적인 OV와 5V를 칭하는 것이 아니다.
상술한 바와 같이 출력 전압이 OV에서 10V까지 변하더라도 풀업 기능을 수행하는 제 2, 3 PMOS 트랜지스터(P2, P3)와 풀다운 기능을 수행하는 제 2,3 NMOS 트랜지스터(N2, N3)의 소스 단자와 드레인 단자간의 전압은 5V 정도로 제한되어 있기 때문에 출력전압의 변동에 의한 트랜지스터 채널의 브레이크 다운현상을 방지할 수 있다.
그러므로, 상술한 효과를 부연하면 채널 브레이크 다운 전압의 2배에 해당하는 출력 전압을 낼 수 있게 된다.
그러나, 첨부한 제 1 도에 도시되어 있는 종래의 반도체 회로에서 출력전압을 보다 크게 얻기 위해서 구동 양전압(VDD)을 10V에서 15V정도로 높이면 제 2, 3 PMOS 트랜지스터(P2, P3)와 제 2, 3 NMOS 트랜지스터(N2, N3)의 소스 단자와 드레인 단자간의 전압은 약 7.5V 정도가 된다. 또한, 상기 구동 양전압(VDD)을 30V로 높이면 상술한 트랜지스터의 소스 단자와 드레인 단자간의 전압은 약 15V 정도가 된다.
이렇게 구동 양전압(VDD)을 과도하게 높이는 경우 각 트랜지스터(P2, P3, N2, N3)의 소스 단자와 드레인 단자간에 과도한 전압이 걸리게 됨에 따라 이들 트랜지스터(P2, P3,N2, N3)가 채널 브레이크 다운을 일으키게 되어 회로가 정상적으로 동작하지 않게 되어, 결국 구동 양전압의 증가범위를 일정 한계치 이상 높이게 되면 채널 브레이크 다운전압의 2배 이상의 출력을 낼 수는 없다는 문제점이 발생되었다.
상술한 문제점을 해소하기 위한 본 발명의 목적은, 전압 풀업과 풀다운 현상을 다단계로 분할하여 출력단에 걸리는 전압의 변동폭을 크게 얻으면서도 낮은 채널 브레이크 다운 전압을 갖는 MOS 트랜지스터로 구성할 수 있는 고출력 전압 생성용 반도체 회로를 제공하는 데 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징은, 소정크기와 일정주기를 갖되 서로 상반된 위상을 갖는 제 1, 제 2 콘트롤신호중 제 1 콘트롤신호에 따라 온/오프 동작하여 온동작시 외부로부터 입력되는 신호를 출력하되 서로 반동적으로 동작하는 제 1, 제 2 스위칭소자와, 상기 제 2 콘트롤신호에 따라 온/오프 동작하여 온동작시 입력되는 제 1 콘트롤신호를 출력하되 서로 반동적으로 동작하는 제 3, 제 4 스위칭소자와, PMOS 트랜지스터와 NMOS 트랜지스터의 결합 구조인 CMOS형 인버터 구조로 구성되어 게이트 단자에 입력되는 상기 제 2 콘트롤신호의 상태에 따라 공통 드레인 단자에 걸리는 전압을 상기 PMOS 트랜지스터의 소스단에 걸리는 전압으로 풀업하거나 상기 NMOS 트랜지스터의 소스단자에 걸리는 전압으로 풀다운하는 신호출력부와, 상기 제 1 스위칭소자가 온동작시 로우상태의 신호를 게이트 단자에 입력받아 소스단자에 입력되는 구동전압을 드레인 단자에 출력하는 제 1 PMOS 트랜지스터와, 상기 제 3 스위칭소자가 온동작시 하이상태의 신호를 게이트 단자에 입력받아 소스단자에 입력되는 구동전압을 임시저장하고 상기 제 3 스위칭소자가 오프동작시 턴온되어 상기 신호출력부측의 PMOS 트랜지스터의 소스단에 임시 저장하고 있던 전압을 걸어주는 제 2 PMOS 트랜지스터와, 상기 제 4 스위칭소자가 온동작시 로우상태의 신호를 게이트 단자에 입력받아 드레인 단자에 입력되는 신호출력부측의 NMOS 트랜지스터의 소스단에 걸리는 전압을 임시저장하고 상기 제 4 스위칭소자가 오프동작시 턴온되어 드레인 단자에 임시 저장하고 있던 전압을 소스 단자로 출력하는 제 1 NMOS 트랜지스터, 및 상기 제 2 스위칭소자가 온동작시 하이상태의 신호를 게이트 단자에 입력받아 드레인 단자에 걸리는 상기 제 1 NMOS 트랜지스터의 소스 단자의 전압을 접지전위로 도통시키는 제 2 NMOS 트랜지스터를 포함하는 데 있다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 설명한다.
제 2 도는 본 발명에 따른 반도체 회로의 구성도로서, 소정의 전압크기를 갖는 제 1 콘트롤 전압(VC1)을 게이트 단자에 입력받고 입력신호를 소스단자에 입력받는 제 1 PMOS 트랜지스터(MP1)와, 소정의 전압 크기를 갖는 제 2 콘트롤 전압(VC2)을 게이트 단자에 입력받고 상기 제 1 콘트롤 전압(VC1)을 소스단자에 입력받는 제 2 PMOS 트랜지스터(MP2)와, 상기 제 1 PMOS 트랜지스터(MP1)의 드레인 단자에서 출력되는 신호를 게이트 단자에 입력받고 소스단자에 소정의 양전압(VDD)를 입력받는 제 3 PMOS 트랜지스터(MP3)와, 상기 제 3 PMOS 트랜지스터(MP3)의 드레인 단자에서 출력되는 신호를 소스단자에 입력받고 상기 제 2 PMOS 트랜지스터(MP2)의 드레인 단자에서 출력되는 신호를 게이트 단자에 입력받아 동작하는 제 4 PMOS 트랜지스터(MP4)와, 상기 제 2 콘트롤 전압(VC2)을 게이트 단자에 입력받고 상기 제 4 PMOS트랜지스터(MP4)의 드레인 단자에서 출력되는 신호를 소스단자에 입력받는 제 5 PMOS 트랜지스터(MP5)와, 상기 제 1 콘트롤 전압(VC1)을 게이트 단자에 입력받고 입력신호를 드레인 단자에 입력받는 제 1 NMOS 트랜지스터(MN1)와, 상기 제 2 콘트롤 전압(VC2)을 게이트 단자에 입력받고 상기 제 1 콘트롤 전압(VC1)을 드레인단자에 입력받는 제 2 NMOS 트랜지스터(MN2)와, 상기 제 1 NMOS 트랜지스터(MN1)의 소스 단자에서 출력되는 신호를 게이트 단자에 입력받고 접지전위가 소스단자에 걸리는 제 3 NMOS 트랜지스터(MN3)와, 상기 제 3 NMOS 트랜지스터(MN3)의 드레인 단자에 소스 단자가 걸려있고 상기 제 2 NMOS 트랜지스터(MN2)의 소스 단자에서 출력되는 신호를 게이트 단자에 입력받아 동작하는 제 4 NMOS 트랜지스터(MN4), 및 상기 제 2 콘트롤 전압(VC2)을 게이트 단자에 입력받고 상기 제 4 NMOS 트랜지스터(MN4)의 드레인 단자가 소스 단자와 연결되며 상기 제 5 PMOS 트랜지스터(P5)의 드레인 단자에 걸리는 전압을 드레인 단자에 입력받아 동작하는 제 5 NMOS 트랜지스터(N5)에 구성된다.
상기와 같이 구성되는 본 발명의 따른 반도체 회로의 바람직한 동작예를 첨부한 제 3 도 내지 제 5 도를 참조하여 살펴보면 다음과 같다.
제 3 도는 구동전압(VDD)이 15V 일 경우이며, 제 4 도는 구동전압(VDD)이 30V일 경우이고, 제 5 도는 구동전압(VDD)이 10V이다.
제 3 도 내지 제 5 도는 공통적으로 각 구동전압에 따른 입출력신호의 전압파형과 콘트롤신호의 전압파형 및 출력단의 풀업측 노드들과 풀다운측 노드들에 걸리는 전압의 파형을 도시한 것으로, a도는 구동전압에 따른 입출력신호의 전압파형이며, b도는 제 1, 제 2 콘트롤신호(VC1, VC2)의 전압파형이다.
또한, 3c 도는 제 3 PMOS 트랜지스터(MP3)의 드레인 단자를 통해 출력되어 제 4 PMOS 트랜지스터(MP4)의 소스 단자에 걸리는 전압 파형이며, 3d도는 제 4 PMOS 트랜지스터(MP4)의 드레인 단자를 통해 출력되어 제 5 PMOS 트랜지스터(MP5)의 소스 단자에 걸리는 전압 파형으로서 출력단의 풀업측 노드들에 걸리는 전압파형을 도시하고 있다.
그리고, 3e 도는 제 3 NMOS 트랜지스터(MN3)의 드레인 단자와 제 4 NMOS 트랜지스터(MN4)의 소스 단자에 걸리는 전압 파형이며, 3f 도는 제 4 NMOS 트랜지스터(MN4)의 드레인 단자와 제 5 NMOS 트랜지스터(MN5)의 소스 단자에 걸리는 전압 파형으로서 출력단의 풀다운측 노드들에 걸리는 전압파형을 도시하고 있다.
그러므로, 구동전압(VDD)이 15V 일 경우에는 제 3b 도에 도시되어 있는 바와같은 전압파형을 제 1, 제 2 콘트롤신호(VC1, VC2)로 사용하면, 제 3~5 PMOS 트랜지스터(MP3~MP5)와 제 3~5 NMOS 트랜지스터(MN3~MN5)의 소스-드레인간 전압은 모두 약 5V정도로 제한된다. 이렇게 되면 채널-브레이크 다운을 방지하게 되어 회로가 정상적으로 동작한다.
또한, 구동전압(VDD)이 30V 일 경우에는 제 4b 도에 도시되어 있는 바와같은 전압파형을 제 1, 제 2 콘트롤신호(VC1, VC2)로 사용하면, 제 3 ~ 5 PMOS 트랜지스터(MP3~MP5)와 제 3 ~ 5 NMOS 트랜지스터(MN3~MN5)의 소스-드레인간 전압은 모두 약 10V정도로 제한된다. 이렇게 되면 채널- 브레이크 다운을 방지하게 되어 회로가 정상적으로 동작한다.
또한, 구동전압(VDD)이 10V 일 경우에는 제 5b 도에 도시되어 있는 바와같은 전압파형을 제 1, 제 2 콘트롤신호(VC1, VC2)로 사용하면, 제 3 ~ 5 PMOS 트랜지스터(MP3~MP5)와 제 3 ~ 5 NMOS 트랜지스터(MN3~MN5)의 소스-드레인간 전압은 모두 액 3.5V정도로 제한된다. 이렇게 되면 채널-브레이크 다운을 방지하게 되어 회로가 정상적으로 동작한다.
상술한 바와같이 동작하는 본 발명에 따른 고출력 전압 생성용 반도체 회로를 제공하면 종래의 기술에서는 트랜지스터의 채널 브레이크 다운 전압의 2배에 해당하는 전압을 낼 수 있지만 본 발명은 공정을 바꾸지 않고 채널 브레이크 다운의 3배에 해당하는 출력을 낼 수 있다. 따라서 채널 브레이크 다운을 방지하면서 트랜지스터의 채널 길이를 훨씬 더 줄일 수 있다. 따라서 반도체 칩의 크기를 더 작게 할 수 있다.

Claims (6)

  1. 소정크기와 일정주기를 갖되 서로 상반된 위상을 갖는 제 1, 제 2 콘트롤신호중 제 1 콘트롤신호에 따라 온/오프 동작하여 온동작시 외부로부터 입력되는 신호를 출력하되 서로 반동적으로 동작하는 제 1, 제 2 스위칭소자와 ; 상기 제 2 콘트롤신호에 따라 온/오프 동작하여 온동작시 입력되는 제 1 콘트롤신호를 출력하되 서로 반동적으로 동작하는 제 3, 제 4 스위칭소자와 ; PMOS 트랜지스터와 NMOS 트랜지스터의 결합 구조인 CMOS형 인버터 구조로 구성되어 게이트 단자에 입력되는 상기 제 2 콘트롤신호의 상태에 따라 공통 드레인 단자에 걸리는 전압을 상기 PMOS 트랜지스터의 소스단에 걸리는 전압으로 풀업하거나 상기 NMOS 트랜지스터의 소스단자에 걸리는 전압으로 풀다운하는 신호출력부와 ; 상기 제 1 스위칭소자가 온동작시 로우상태의 신호를 게이트 단자에 입력받아 소스단자에 입력되는 구동전압을 드레인 단자에 출력하는 제 1 PMOS 트랜지스터와 ; 상기 제 3 스위칭소자가 온동작시 하이상태의 신호를 게이트 단자에 입력받아 소스단자에 입력되는 구동전압을 임시저장하고 상기 제 3 스위칭소자가 오프동작시 턴온되어 상기 신호출력부측의 PMOS 트랜지스터의 소스단에 임시 저장하고 있던 전압을 걸어주는 제 2 PMOS 트랜지스터와 상기 제 4 스위칭소자가 온동작시 로우상태의 신호를 게이트 단자에 입력받아 드레인 단자에 입력되는 신호출력부측의 NMOS 트랜지스터의 소스단에 걸리는 전압을 임시저장하고 상기 제 4 스위칭소자가 오프동작시 턴온되어 드레인 단자에 임시 저장하고 있던 전압을 소스 단자로 출력하는 제 1 NMOS 트랜지스터 ; 및 상기 제 2 스위칭소자가 온동작시 하이상태의 신호를 게이트 단자에 입력받아 드레인 단자에 걸리는 상기 제 1 NMOS 트랜지스터의 소스 단자의 전압을 접지전위로 도통시키는 제 2 NMOS 트랜지스터를 포함하는 것을 특징으로 하는 고출력 전압 생성용 반도체 회로.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제 1, 제 2 콘트롤신호는 최고치가 상기 구동전압의 약 66%인 것을 특징으로 하는 고출력 전압 생성용 반도체 회로.
  3. 제1항에 있어서, 상기 제 1, 제 2 콘트롤신호는 최저치가 상기 구동전압의 약 33%인 것을 특징으로 하는 고출력 전압 생성용 반도체 회로.
  4. 제1항에 있어서, 상기 제 1, 제 2 콘트롤신호중 제 1 콘트롤신호는 외부로부터 입력되는 신호의 위상과 동일한 것을 특징으로 하는 고출력 전압 생성용 반도체 회로.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제 1, 제 2 콘트롤신호중 제 2 콘트롤신호는 외부로부터 입력되는 신호의 위상과 상반된 것을 특징으로 하는 고출력 전압 생성용 반도체 회로.
  6. 제1항에 있어서, 상기 제 1, 제 2 PMOS 트랜지스터와 제 1, 제 2 NMOS 트랜지스터의 소스 단자와 드레인 단자에는 구동전압의 약 33%에 준하는 전압이 걸리는 것을 특징으로 하는 고출력 전압 생성용 반도체 회로.
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