JPH0714218B2 - デジタル・カラー信号生成装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の関連する技術分野〕 この発明はデジタル・テレビジヨン信号処理装置に、特
にデジタル・カラー信号フイルタと復調装置に関するも
のである。

〔従来の技術およびその問題点〕

テレビジヨン受像機においてアナログ・ビデオ信号をデ
ジタル的に処理するときには先ずアナログ−デジタル
（A/D）変換器でビデオ信号をデジタル符号化すること
が必要である。このアナログ−デジタル変換器は、一般
にカラー副搬送波周波数に関連する率（たとえば、カラ
ー副搬送波周波数の３倍または４倍）でナイキストの法
則によつてビデオ信号をサンプルする。NTSCビデオ信号
をカラー副搬送波周波数の４倍（4fsc）の率でサンプル
すると、その信号サンプルは輝度情報信号とクロミナン
ス情報信号の和と差より成るものとなる。詳しく説明す
ると、若しサンプリングの位相がカラー・バースト信号
の０度軸に一致するとサンプルのクロミナンス部分が−
（Ｂ−Ｙ）、（Ｒ−Ｙ）、（Ｂ−Ｙ）および−（Ｒ−
Ｙ）の順番で生ずる。サンプリングの位相がもしカラー
・バースト信号のＩ軸（57°）に一致すると、クロミナ
ンス・サンプルがＩ、Ｑ、−Ｉおよび−Ｑの順番で発生
する。デジタル符号化処理の後、くし形濾波または水平
濾波作用によつて輝度情報とクロミナンス情報は分離さ
れて輝度信号サンプルの列とカラー混合信号サンプルの
列とが生成され、後者は−（Ｂ−Ｙ）、（Ｒ−Ｙ）の形
またはＩ、Ｑの形をとる。この点で、両信号はアナログ
−デジタル変換器で使用した信号サンプリング率で発生
する。輝度チヤンネルでは通常高いサンプリング率を維
持せねばならぬが、低帯域幅のカラー信号はそのナイキ
ストの法則によりサンプリング率を低減することができ
る。

上記の4fscのサンプリング率で生成したカラー混合信号
列は、各信号サンプルがクロミナンス情報の独特の１片
をなしているが、カラー副搬送波で変調されている。従
つて、カラー副搬送波の２倍の率をもつて２つの出力で
サンプルを交互に選択することによつて直角復調を行な
うことができる。−（Ｂ−Ｙ）と（Ｒ−Ｙ）型のカラー
信号に対しては、２つの復調されたカラー信号列は−
（Ｂ−Ｙ）、（Ｂ−Ｙ）、−（Ｂ−Ｙ）、（Ｂ−Ｙ）と
（Ｒ−Ｙ）、−（Ｒ−Ｙ）、（Ｒ−Ｙ）、−（Ｒ−
Ｙ）、であつて両方ともカラー副搬送波周波数の２倍の
率（2fsc）を持つている。同様に、Ｉ、Ｑ型のカラー信
号の場合には復調されたカラー信号列はＩ、−Ｉ、Ｉ、
−ＩとＱ、−Ｑ、Ｑ、−Ｑであり、この場合も2fscの率
である。

NTSC方式では、このカラー混合信号は、一般に（Ｂ−
Ｙ）、（Ｒ−Ｙ）およびＱ信号の場合は０〜0.5MHz、Ｉ
信号の場合は０〜1.5MHzの帯域幅を占めている。従つ
て、2fscなるサンプリング率はこれらの帯域幅に組合わ
せられるナイキストのサンプリング率に比べると過大で
あつて、カラー信号中に不必要に高周波雑音が含まれ
る。そのため、カラー信号のサンプリング率を低くする
ことが望ましく、そうすると後続するカラー信号処理回
路の複雑さも軽減する。これを行なう１つの方法は信号
サンプルを単純に間引くことである。しかし、各クロミ
ナンス・サンプルは独特のものとして取出されているの
で、このサンプルは帯域外雑音を含んでいることがあ
り、そのため単純にサンプルの間引きを行うと、この間
引き操作（すなわちサンプリング）に伴うエイリアシン
グによって上記帯域外雑音がより周波数の低いエイリア
ス成分（偽成分、或いは折返し雑音）としてカラー信号
中に混入することがある。従つて、簡単な回路構成を使
用する装置ではクロミナンス信号のサンプリング率を低
くすると共に帯域外雑音を除くことが望ましい。

〔発明の目的〕

従って、この発明の目的は、低いサンプリング率で繰り
返えすが、帯域外雑音成分に起因するエイリアス成分に
よる汚染のない、分離されたベースバンドのデジタル・
カラー信号サンプルを生成するための比較的簡単な回路
構成を持った装置を提供することである。

〔発明の開示〕

この発明の原理によれば、２つのデジタル・カラー信号
に分離する復調の完了前に帯域外雑音を除去するように
信号が濾波処理される、デジタル・カラー混合信号の濾
波と復調を行なうための装置が実現できる。この発明の
第１の実施例では、時間的に交互に並んだ（インタリー
ブド）デジタル・クロミナンス信号がビデオ副搬送波と
或る関係をもつた周波数を有する信号によつて先ず復調
されて、ベースバンド周波数をもつ相異なるサンプリン
グ位相に配列されたカラー混合信号サンプルを得る。こ
の時間的に交互に並んだカラー混合信号はカラー副搬送
波周波数の倍数である率でデジタル・フイルタに供給さ
れる。このフイルタの重み付け係数は、帯域外雑音を除
去すると共にカラー混合信号を通過させる帯域幅を得る
ように選定される。このデジタル・フイルタへの入力信
号列は時間的に交互に並んだ別のカラー信号サンプルを
含んでいるので、フイルタ・シフトレジスタの１つおき
の段にはタツプが設けられてその出力列は濾波されかつ
時間的に交互に並んだカラー混合信号サンプルから成る
ものとなる。出力スイツチは、ナイキストの法則による
低いサンプリング率でカラー信号のサンプルを選択する
ことによつてこの出力列のサンプルを別々のサンプル列
に分解（デマルチプレックス）する。すなわち多重化さ
れた状態からそれぞれ元の単独の信号の形に分解してカ
ラー信号の２つの出力列を生成する。以上から判るよう
に、上記ベースバンドの変換のプロセスに上記分解のプ
ロセスの完了によって復調が完了することになる。

この発明の更に別の特徴として、デジタル・フイルタの
タツプ付シフトレジスタ段は、相異なる２つの重み付け
係数および信号合成段の組に結合される。こうしてフイ
ルタの両出力は、濾波されたＩ信号とＱ信号に対して異
なる帯域幅を示し、この帯域幅は濾波された両信号の所
要帯域幅と一致するものである。

〔発明の実施例〕

第１図において、アンテナ10で受信されたテレビジヨン
信号は次いで、通常の構成をとる、チユーナ12、中間周
波数（IF）回路14およびビデオ検波器16によつて順次処
理される。検波器16の出力に生じた検波されたビデオ信
号はアナログ−デジタル（A/D）変換器20の入力に印加
される。このA/D変換器20は上記のビデオ信号をカラー
副搬送波周波数の４倍の率（4fsc）でサンプルして、こ
の率によるビデオ信号のデジタル・サンプルを生成す
る。それぞれのデジタル・サンプルすなわち語は、たと
えば、並列に生成された８ビツトより成るものである。
８ビツト方式では、アナログ・ビデオ信号は256個のレ
ベルのうちの１つに量子化される。A/D変換器20用の上
記4fscなる周波数のサンプリング・クロツク信号はクロ
ツク発生器22で発生する。この発生器はビデオ検波器16
から供給されるアナログ・ビデオ信号のカラー・バース
ト信号と位相および周波数が同期した信号を発生する。
なお、A/D変換器20の入力に供給されるビデオ信号は、
中間周波数回路14およびビデオ検波器16を経て供給され
るので、ビデオ信号帯域外の不要成分を含んでおらず、
従って、A/D変換器20においてエイリアシングの発生は
なく、すなわち不要なエイリアス成分がA/D変換器20の
出力に混入することはない。

A/D変換器20によつて生成された量子化ビデオ信号はデ
ジタルくし形フイルタ24の入力に供給される。このフイ
ルタは、たとえば、1974年の84 JOURNAL OF THE SMPTE
の第545〜51頁に所載のロツシ氏（J.P.Rossi）の論文
「デジタル・テレビジヨン画像の改善（Digital Televi
-sion Image Enhancement）」に説明された動作をする
ように構成されたものである。くし形フイルタ24は、分
離された輝度信号Ｙを生成してこれを輝度信号処理器
（図示せず）に供給する。

くし形フイルタ24は、また、相異なるサンプリング位相
の間挿クロミナンス信号サンプル列よりなる分離された
クロミナンス信号Ｃを発生し、これをクロミナンス信号
増幅器32の入力に供給する。クロミナンス信号増幅器32
は、聴視者が制御する色飽和制御信号に応じてこのクロ
ミナンス信号を増幅して、その増幅出力をデジタル・ク
ロミナンス信号ピーキング回路34の入力に印加する。ク
ロミナンス信号ピーキング回路34は、クロミナンス信号
が呈している応答特性をこの点で変化させて中間周波数
回路14の応答特性を補償するようなデジタル・フイルタ
である。中間周波数回路14は、通常、カラー副搬送波周
波数をI.F通過帯域の低周波数側の傾斜部に位置づけし
て、そのカラー側波帯が１オクターブ当り6dbの減衰を
呈するようにしている。クロミナンス信号ピーキング回
路34はこの減衰を補償してクロミナンス信号が事実上平
坦な振幅対周波数応答を呈するようにする。もしI.F回
路14が、カラー信号に対して事実上平坦な振幅対周波数
応答を呈するように設計されていれば、カラー副搬送波
周波数を中心としてある応答特性を有するクロミナンス
信号帯域通過フイルタでこのピーキング回路34を置換す
ることができる。

このピーキング処理または帯域濾波されたデジタル・ク
ロミナンス信号は信号マルチプレクサ40に供給される。
この信号マルチプレクサ40は、非反転デジタル・クロミ
ナンス信号を受入れるように結合された入力と反転回路
42で反転されたクロミナンス信号を受入れるように結合
された入力とを有するマルチプレクサ・スイツチ44を持
つている。マルチプレクサ・スイツチ44は、クロツク発
生器22により発生した信号でカラー副搬送波周波数（fs
c）でスイツチされる。このスイツチ44は、反転された
クロミナンス信号サンプルと反転されないクロミナンス
信号サンプルとを交互にその出力に供給する。サンプリ
ング信号が4fscの場合には、スイツチ44から供給される
サンプル列は互いに直角関係にある２つの形の信号サン
プルが互に間挿されたものとなる。これによつて信号マ
ルチプレクサ40は、2fscの率で発生する２つの形の信号
サンプルを持つデジタル・クロミナンス信号の、副搬送
波周波数による、ベースバンドへの変換動作を行う。こ
の動作によってクロミナンス信号は変調された高周波信
号からベースバンド信号になるが、時間的に交互に並ん
だ２つの信号の位相関係はそのまま保たれている。

信号マルチプレクサ40の出力は、デジタル・トランスバ
ーサル・フイルタと分離器50の入力に印加される。この
フイルタと分離器50は、直列シフトレジスタ52、重み付
け関数回路60、信号合成器54およびデマルチプレクサ・
スイツチ70で構成されている。このフィルタと分離器50
のうちのフィルタ部分は、直列シフトレジスタ52、重み
付け関数回路60、信号合成器54から成り、最終的に得ら
れるベースバンドのデジタル・カラー信号が持つべき低
周波数帯域に相当する通過帯域特性を呈する低域通過デ
ジタル・フイルタを構成している。この例におけるシフ
トレジスタ52は、順次T₁〜T₁₂と名付けた段を有する12
段シフトレジスタである。信号マルチプレクサ40の出力
に生じたクロミナンス信号サンプルはシフトレジスタ52
の第１段T₁と重み付け関数回路61に供給される。この実
施例では、クロミナンス信号サンプルはシフトレジスタ
52中を4fscなる周波数のクロツク信号によつてシフトさ
れる。シフトレジスタ段T₂、T₄、T₆、T₈、T₁₀およびT₁₂
にはタツプが設けられており、それぞれ重み付け関数回
路62、63、64、65、66および67の各入力に結合されてい
る。重み付け関数回路60の出力は信号合成器54の各入力
に結合されており、また信号合成器54の出力はデマルチ
プレクサ・スイツチ70の入力に結合されている。デマル
チプレクサ・スイツチ70は、スイツチング信号1/2fsc
（Ｒ−Ｙ）と1/2fsc（Ｂ−Ｙ）に応じて、信号合成器54
が生成する信号サンプルを交互に選別する。上記のスイ
ツチング信号は、クロツク発生器22によつて生成される
もので相互に直角位相関係を有し、その周波数はカラー
副搬送波周波数の２分の１（1/2fsc）である。デマルチ
プレクサ・スイツチ70はその出力に濾波されかつ時間的
に交互に並べた多重化状態から分解された、すなわち互
いに分離されたカラー混合信号−（Ｒ−Ｙ）′と（Ｂ−
Ｙ）′を生成し、これをクロミナンス信号処理器（図示
せず）へ供給する。デマルチプレクサ・スイツチ70はこ
れによつて、２つのベースバンド・カラー混合信号を互
いに分離して、復調を完了させる。

第１図の装置の動作は第２図の波形を参照すると理解し
ますい。第２図ａはアナログ・カラー・バースト信号の
数サイクル分またはそれと位相および周波数の揃つた信
号の数サイクル分に相当する波形260を示している。ク
ロツク発生器22は、このカラー・バースト信号に応動し
て、A/D変換器20とシフトレジスタ52に対する周波数4fs
cのサンプリング・パルス列262（第２図ｂ）を発生す
る。このパルス列262の各パルスの前縁の発生時点でビ
デオ信号をサンプルすると、第２図ｂから判るように副
搬送波の１サイクルに対して個々のカラー信号サンプル
は−（Ｂ−Ｙ）、（Ｒ−Ｙ）、（Ｂ−Ｙ）および−（Ｒ
−Ｙ）に相当したものとなる。この形式のクロミナンス
信号パルス列は信号マルチプレクサ40に供給される。

マルチプレクサ・スイツチ44は、第２図ｃの波形264で
示される周波数fscのスイツチング信号の制御を受け
て、その出力に対をなす非反転クロミナンス信号と反転
されたクロミナンス信号を交互に供給する。波形264が
「低」のときはマルチプレクサ・スイツチ44は非反転信
号を出力側に通過させる。この場合バースト波形260に
対して90°と180°の位置で生ずる（Ｒ−Ｙ）と（Ｂ−
Ｙ）を通過させる。一方、波形264が「高」状態であれ
ば、反転回路42からの反転信号サンプルが選択されてマ
ルチプレクサ出力に供給される。この反転回路はこのと
き−（Ｒ−Ｙ）と−（Ｂ−Ｙ）サンプルを（Ｒ−Ｙ）と
（Ｂ−Ｙ）サンプルに変換する。従つて、信号マルチプ
レクサ40は、ここで高い周波数帯域（たとえば、3.58±
0.5MHz）にある信号サンプルをベースバンドの信号サン
プルに変換し、その出力は、ベースバンドの間挿された
カラー混合信号より成りカラー副搬送波周波数の４倍の
率を有する正のクロミナンス信号サンプルの連続的な列
である。

このクロミナンス信号サンプルの列は4fsc信号によつて
シフトレジスタ52へ入力されその中をシフトされる。こ
れらのサンプルがレジスタ中をシフトさせられるにつれ
て、（Ｂ−Ｙ）サンプルと（Ｒ−Ｙ）サンプルは交互に
重み付け関数回路60に印加される。たとえば、4fsc信号
の１サイクルの後（Ｂ−Ｙ）信号サンプルは偶数番のシ
フトレジスタ段T₂、T₄、T₆、T₈、T₁₀およびT₁₂に一時的
に記憶され、また１つの（Ｂ−Ｙ）サンプルが重み付け
関数回路61に印加される。このとき（Ｒ−Ｙ）信号サン
プルはタツプの無い奇数番目の段に記憶される。次いで
各タツプから取出された（Ｂ−Ｙ）信号サンプルは重み
付け関数回路60によつて重み付けされ、このタツプ抽出
され重み付けされた信号は信号合成器54で合成されてそ
の出力に濾波された（Ｂ−Ｙ）信号として現われる。こ
の4fsc信号の次のサイクルの後、（Ｒ−Ｙ）サンプルが
タツプ付段中にシフトされ（Ｒ−Ｙ）サンプルがタツプ
無し段にシフトされる。次いで（Ｒ−Ｙ）信号は重み付
けされ合成されて合成器54の出力に濾波された（Ｒ−
Ｙ）信号として現われる。こうして、濾波され間挿され
た（Ｂ−Ｙ）と（Ｒ−Ｙ）のベースバンド・デジタル信
号の列が信号合成器54の出力に4fscの信号周波数で発生
する。この実施例では、重み付け関数の係数値は、信号
合成器54の出力に大体０〜0.5MHzの通過帯域をもつ低域
通過フイルタ応答特性を呈するように選ばれている。

信号合成器54の出力における濾波されたクロミナンス信
号列は、次に、カラー副搬送波周波数の２分の１の周波
数を有し位相を異にする信号を使用してサンプリングす
ることにより同時にサンプリング率を低下させられると
共に多重化状態から分解される。これは、サンプリング
信号1/2fsc（Ｒ−Ｙ）と1/2fsc（Ｂ−Ｙ）に応じてデマ
ルチプレクサ・スイツチ70によつて行なわれる。この1/
2fsc（Ｒ−Ｙ）信号は第２図ｄに実線波形266として示
されており、１つおきのバースト周波数サイクルに（Ｒ
−Ｙ）サンプルが発生する期間にこの濾波された信号列
をサンプルする。同様に、第２図ｅの実線波形268で示
された1/2fsc（Ｂ−Ｙ）パルスは濾波された（Ｂ−Ｙ）
サンプルの発生期間に濾波された信号列をサンプルす
る。こうしてデマルチプレクサ・スイツチ70は、信号の
値が1/2fscの率でスイツチされた、濾波分離された出力
信号（Ｒ−Ｙ）′と（Ｂ−Ｙ）′を生成する。この1/2f
scサンプリング率はNTSC方式においてナイキスト帯域幅
を0.895MHzとするが、これはカラー混合信号の０〜0.5M
Hzの通過帯域にとつて充分なものである。カラー副搬送
波周波数の２分の１で生ずるこの濾波された出力信号
は、フイルタのカツトオフ周波数が0.5MHzであるため
に、帯域外雑音およびエイリアシング（誤）成分を実質
的に含んでいないものとなる。

第１図のクロツク発生器22は第３図に示されるように構
成することができる。アナログ・ビデオ信号はバースト
・ゲート80に供給される。このゲートはバースト・ゲー
ト・キーイングパルスによりゲートされて、バースト信
号をピーク検波サンプルホールド回路82、比較器86およ
び4fscクロツク発生器回路88に供給する。4fscクロツク
発生器回路88は1981年８月31日付の米国特許出願第2975
56号「デジタル・カラーテレビジヨン信号復調器」（特
開昭58−46788号に対応）に示されているように構成で
きる。この4fscクロツク発生器回路88は第２図ｂに示す
如き4fscサンプリング信号を生成する。ピーク検波サン
プルホールド回路82は、バースト信号のピーク値にほゞ
等しい閾値レベルを生成し、このレベルは分圧器84の両
端間の電圧降下により第２図ａに示す如き閾値レベルV
_THを発生する。このV_THレベルは比較器86の第２入力に
印加される。4fscサンプリング信号は２ビツト計数器90
の信号入力に供給され、また比較器86の出力はこの計数
器90のセツト入力に結合されている。

２ビツト計数器90の“2"出力はインバータ102の入力とN
ORゲート94の１入力に結合され、また“1"出力はNORゲ
ート94の第２入力とANDゲート100の１つの入力に結合さ
れている。インバータ102の出力はANDゲート100の第２
入力に結合されている。

NORゲート94の出力はＤ形フリツプフロツプ96の“C"
（クロツク）入力とANDゲート98の１つの入力に結合さ
れ、フリツプフロツプ96の出力は自己の“D"（デー
タ）入力にまたＱ出力はANDゲート98の第２入力に結合
されている。ANDゲート100の出力はフリツプフロツプ10
4のＣ入力とANDゲート106の１つの入力とに結合されて
いる。フリツプフロツプ104のＱ出力はANDゲート106の
第２入力に結合され、また出力は自己のＤ入力に結合
されている。バースト・ゲート・キーイングパルスは、
フリツプフロツプ96と104の両リセツト入力に出力を結
合した単安定マルチバイブレータ108の入力に印加され
る。

動作時、２ビツト計数器90は4fscサンプリング信号のパ
ルスを計数する。計数器90の計数作用は各バースト期間
中比較器86によつて同期される。比較器86は、第２図ｂ
の期間t₁〜t₂の間にこの比較器の負入力におけるバース
ト信号260が閾値レベルV_THを越えると、各バースト信号
のサイクル中出力パルスを発生する。この比較器の出力
パルスはこの期間中計数器90をセツト状態に保ち、その
ためこの期間計数器の出力は３である。時点t₂後、計数
器90は第２図ｂのパルス(R-Y)₂の前縁で計数を再開す
る。こうして計数器90は同期化されて、第２図ｂの波形
262の下に付した計数値で示されるように、（Ｂ−Ｙ）
サンプルごとに計数値１を、−（Ｒ−Ｙ）サンプルごと
に計数値２を、−（Ｂ−Ｙ）サンプルごとに計数値３
を、（Ｒ−Ｙ）サンプルごとに計数値０を発生する。

計数器90がこの順序に動作すると、この計数器の“2"出
力は第２図ｃの波形264で示される出力信号を発生す
る。この信号は、信号マルチプレクサ40が必要とするfs
cサンプリング信号である。NORゲート94はこの計数器の
出力信号を受入れて各“0"計数値の間“高”信号を生成
する。NORゲート94の出力信号はフリツプ・フロツプ96
を交互にセツトおよびリセツトし、フリツプ・フロツプ
96はカラー・バースト信号の交互のサイクル期間中AND
ゲート98を交互に付勢および除勢する。フリツプ・フロ
ツプ96と104は、各バースト・ゲート期間の初めに単安
定マルチバイブレータ108から供給されるリセツトパル
スで同期化される。これによつて、両フリツプ・フロツ
プはバーストの最初のサイクルとその後バーストの１つ
おきのサイクルの期間中セツトされる。こうして、AND
ゲート98は計数器90の交互の０計数値の期間中出力パル
スを発生する。ANDゲート98の出力信号はデマルチプレ
クサ・スイツチ70に必要とする1/2fsc（Ｒ−Ｙ）信号で
第２図ｄの如き波形を有し、その前縁が実線パルスの前
縁の時点で発生し後縁が破線267で示すように生ずる。

同様に、ANDゲート100は計数器90の各“1"計数値の期間
にパルスを発生する。このパルス群はANDゲート106がフ
リツプ・フロツプ104で付勢されたとき、１つおきにこ
のANDゲート106を通過する。ANDゲート106の出力信号は
デマルチプレクサ・スイツチ70用に必要な1/2fsc（Ｂ−
Ｙ）信号で、その前縁が第２図ｅの実線パルス268の前
縁ごとに生じ、後縁は破線の後縁269で示されるように
生ずる。

第１図の信号マルチプレクサ40は第４図に示すように構
成できる。第４図の構成は４ビツト信号用に作つたもの
であるが、それよりも長いビツト長を持つデジタル語用
に容易に拡張可能である。

第４図において、クロミナンス信号・ピーキング回路34
によつて生成されたデジタル・クロミナンス信号のビツ
トは並列的に排他的ORゲート110、112、114および116の
入力に供給される。４ビツト語のこの例においては、最
下位ビツトb₀は排他的ORゲート116の入力に供給され、
ビツトb₁とb₂は排他的ORゲート114と112に印加され、最
上位ビツトb₃は排他的ORゲート110に供給される。各排
他的ORゲートの出力は加算器140の入力A₀、A₁、A₂およ
びA₃に印加される。これら排他的ORゲート110、112、11
4および116はまたfsc信号を受入れるように結合されて
おり、この信号は加算器140の入力B₀にも供給される。
残つた“B"入力B₁、B₂およびB₃は論理“0"信号レベルを
受入れるように結合されている。この信号マルチプレク
サの出力は加算器の出力Σ₀、Σ₁、Σ₂およびΣ₃に生成
される。

動作時、第２図ｂとｃに示されるように正のクロミナン
ス信号サンプル（Ｒ−Ｙ）と（Ｂ−Ｙ）が生じている間
にfsc信号264が低であると、これらの信号サンプルは反
転されずに加算器140に通されそこで加算器の“B"入力
における値0000と加算される。こうして加算器の出力に
生じた信号サンプルはこのマルチプレクサへの入力信号
と同じ値を持つている。

負のクロミナンス信号サンプル−（Ｒ−Ｙ）と−（Ｂ−
Ｙ）が生じている期間中は、fsc信号の高状態によつて
排他的ORゲート110、112、114および116は印加されたク
ロミナンス信号サンプルのビツト値を反転させる。この
入力信号サンプルは次に反転された形で加算器140の
“A"入力に印加され、そこで“B"入力における0001なる
値と加算される。これによつて加算器は、入力信号の２
の補数化信号を生成し、すなわち負のクロミナンス信号
サンプルを正の信号サンプルに変換する。

第４図の加算器140のこの機能は値１の最下位ビツトを
反転されたクロミナンス信号サンプルに加えることであ
る点に注意されたい。第４図の装置は、若し希望するな
ら、加算器を省略して排他的ORゲートの出力信号を直接
デジタル・フイルタ50に印加するようにして、簡略化す
ることもできる。しかしこのようにすると、反転された
信号サンプルの各対期間中にマルチプレクサ40の出力信
号中に１ビツトの誤りが生じる。しかし、この誤りは副
搬送波周波数である反転信号サンプルの周波数で繰返す
ので、副搬送波周波数以下を遮断する通過帯域を持つデ
ジタル・フイルタによつて具合よく除去することができ
る。

デマルチプレクサ・スイツチ70は第５図に示されるよう
に構成することができる。Ｄ形フリツプ・フロツプ72と
74の各Ｄ入力には信号合成器54の出力が並列に結合され
ている。フリツプ・フロツプ72はそのＣ入力へ供給され
る1/2fsc（Ｂ−Ｙ）信号でクロツク制御され、フリツプ
・フロツプ74はそのＣ入力への1/2fsc（Ｒ−Ｙ）信号で
クロツク制御される。これらフリツプ・フロツプのＱ出
力にはそれぞれ濾波分離された信号（Ｂ−Ｙ）′と（Ｒ
−Ｙ）′とが発生する。信号合成器54の出力信号は８ビ
ツトのデジタル語より成る場合には、各フリツプ・フロ
ツプは８倍に増やされ、各出力に８ビツトのラツチを形
成する。後段での信号処理のためにこの復調され濾波さ
れた信号を単一列に保持しておくことが必要であれば、
たゞ１つの８ビツト・ラツトだけを使用する。このラツ
チは、AND処理された信号1/2fsc（Ｂ−Ｙ）と1/2fsc
（Ｒ−Ｙ）によつてクロツク制御される。その様な構成
の場合には、サンプリング信号の一方の位相を変えて、
濾波された信号が第２図ｄとｅに示されるように同じバ
ースト・サイクルでなく交互のバースト・サイクルでサ
ンプルされるようにすることが望ましい。

この発明の原理によつて構成した第２のフイルタ・分離
装置が第６図に示されている。第６図において、第１図
のマルチプレクサ・スイツチ44の出力はシフトレジスタ
152の第１段T₁の入力に結合されている。このシフトレ
ジスタは4fsc_IQサンプリング信号によつてクロツク制御
される。偶数番目の段T₂、T₄、T₆、T₈、T₁₀およびT₁₂にはタ
ツプが設けられていて、それぞれ重み付け関数回路17
2、173、174、175、176および177に結合されている。第
１段T₁の入力は重み付け関数回路171に結合され、上記
重み付け関数回路170の各出力は信号合成器156の入力に
結合され、合成器156の出力はデマルチプレクサ・スイ
ツチ180の入力に結合されている。デマルチプレクサ・
スイツチ180はサンプリング信号fsc_Iによつてクロツク
制御される。

シフトレジスタの偶数番段T₂、T₄、T₆、T₈およびT₁₀の出力
タツプは重み付け関数回路161、162、163、164および16
5の入力にそれぞれ結合されている。これらの重み付け
関数回路160の出力は信号合成器154の入力に結合され、
この合成器154の出力は、サンプリング信号1/2fsc_Qでク
ロツク制御されるデマルチプレクサ・スイツチ190の入
力に結合されている。

第６図の装置の動作は第７図の波形を参照すれば理解し
やすい。第７図ａの波形270は、アナログ・ビデオ信号
のカラー・バースト信号成分と位相および周波数が同期
した信号を表わしている。このアナログ・ビデオ信号
は、カラー・バースト信号のＩ軸と位相の合つた4fscI.
Q.サンプリング信号でビデオ信号をサンプリングするこ
とによつて、デジタル的に符号化される。それによつ
て、分離されたクロミナンス信号サンプルは第７図ｂの
波形274で示されるようにＩ、Ｑ、−Ｉ、−Ｑの順に生
成される。次いで信号マルチプレクサ40が負の信号サン
プルを反転してＩ、Ｑ、Ｉ、Ｑの形をとる正のサンプル
列を生成する。この信号マルチプレクサも第７図ｃの波
形276で示されるfscサンプリング信号で制御される。こ
の正のサンプル列のＩサンプルとＱサンプルは2fscの率
で繰返す。

Ｉ、Ｑクロミナンス信号サンプル列は4fscI.Q信号によ
つてシフトレジスタ152中へ送込まれシフトされる。こ
のシフトレジスタは、連続するシフト動作の後に交番状
態をとり、すなわち偶数番の段にＩ信号サンプルが記憶
されるか、またはＱ信号サンプルが記憶された状態にな
る。第１の状態では、Ｉ信号が重み付け関数回路171の
入力に供給されて段T₂、T₄、T₆、T₈、T₁₀およびT₁₂に存在す
るＩ信号はタツプから取出されて、それぞれ重み付け関
数回路172、173、174、175、176および177に印加され
る。重み付け関数回路170で生成されたタツプ抽出され
た重み付けをされた信号は信号合成器156で合成されて
濾波されたＩ信号Ｉ′となる。回路170の重み付け関数
の係数の値は、信号合成器156の出力が約０〜1.5MHzの
通過帯域を持つ低域通過フイルタ応答特性を呈するよう
に選定される。信号合成器156の出力におけるこの濾波
されたＩ信号は、ナイキストの法則に従つてNTSC方式で
は1.79MHzの帯域幅を持たすような、カラー副搬送波周
波数のサンプリング信号fsc_Iでサンプルされる。fsc_Iサ
ンプリング信号はデマルチプレクサ・スイツチ180に印
加され、このスイツチ180は第７図ｄに示すような
I₁′、I₃′、I₅′……なる形の出力信号列を生成する。

第２の状態の期間には、Ｑ信号サンプルが偶数番の段に
シフト入力される。Ｑ信号サンプルは段T₂、T₄、T₆、T₈お
よびT₁₀からタツプにより取出されてそれぞれ重み付け
関数回路161、162、163、164および165に印加される。
重み付け関数回路160の各出力におけるタツプ抽出され
重み付けされたＱ信号サンプルは信号合成器154で合成
されて濾波されたＱ信号Ｑ′となる。回路160の重み付
け関数の係数値は、信号合成器154の出力に約０〜0.5MH
zの通過帯域を持つ低域通過フイルタ応答特性を与える
ように選ばれる。信号合成器154の出力における濾波さ
れたＱ信号はカラー副搬送波周波数の２分の１のサンプ
リング信号1/2fscQでサンプルされる。このサンプリン
グ信号は、NTSC方式でナイキストの帯域幅を0.895MHzと
する。この1/2fscQサンプリング信号はデマルチプレク
サ・スイツチ190を制御し、このスイツチは第７図ｅに
示されるようなQ₁′、Q₅′、Q₉′……の形をとる出力信
号列を発生する。こうして第６図の装置は帯域外雑音を
減衰させて、帯域幅を異にするＩおよびＱカラー混合信
号を復調する。

更に、第１図と第６図の実施例は、共に濾波され分離さ
れるカラー混合信号の時間的に交互に並べた信号の性質
を利用することにより、１個のフイルタ・シフトレジス
タしか必要としない。このフイルタは、カラー混合信号
の各形の２つのサンプルをカラー副搬送波サイクルごと
にこのフイルタ中にクロツク入力させることにより、良
好なS/N比を呈する。

第６図の装置は、第４図のマルチプレクサの原理に従つ
て構成した信号マルチプレクサ40と組合わせて動作す
る。デマルチプレクサ・スイツチ190と180は、どちらも
第５図に示された２重ラツチレジスタの代りに単一ラツ
チレジスタで構成できる。しかし第３図のクロツク発生
器は、第８図の構成で示されるように、ＩおよびＱの濾
波と分離に幾分変形を必要とする。第３図中の素子が第
８図にも使用されており、それぞれ同一参照符号を付け
て示されている。

第８図において、バースト・ゲート80、ピーク検波器サ
ンプル−ホールド回路82、単安定マルチバイブレータ10
8および分圧器84は、第３図で説明したのと同様に構成
され、動作する。第８図のクロツク発生器188はバース
ト信号に応動して、4fscのサンプリング率信号4fscI.Q
を発生するがこの信号の位相はバースト信号のＩ軸に一
致している。クロツク発生器188は前述の米国特許出願
第297556号に記載されているように構成することができ
る。この4fscI.Qサンプリング信号は２ビツト計数器90
の信号入力に印加される。比較器86の出力は、キヤパシ
タ181とダイオード184の直列回路を通して計数器90のセ
ツト入力に結合されている。分圧器182はこのキヤパシ
タ181とダイオード184の接続点に或るDCバイアスを供給
する。

計数器90の“1"および“2"出力は排他的NORゲート192の
入力に結合されている。この“2"出力は、また、ANDゲ
ート194の入力と反転器102の入力とにも結合されてい
る。計数器90の“1"出力は反転器196の入力とANDゲート
100の入力とに結合されている。反転器196の出力はAND
ゲート194の第２入力に結合され、反転器102の出力はAN
Dゲート100の第２入力に結合されている。Ｄ型フリツプ
・フロツプ96とANDゲート98は、ANDゲート194の出力に
結合されているが、そうでない場合は第３図に示される
ように結合される。

動作時、計数器90はクロツク発生器188から供給される4
fscI.Qのパルスを計数する。比較器の出力信号はカラー
・バースト期間中もう１度この計数器を同期化する。第
７図ａの時点t₁で示されるようにバースト信号が閾値レ
ベルV_THを超えると、比較器86の出力信号は正になり時
点t₂までその状態を保つている。閾値レベルV_THは、バ
ースト信号が327°のＱ軸位相に到達する以前に、たと
えば315°の位相でt₁が生ずるように調整される。比較
器86によつて生成された正のパルスはキヤパシタ181に
より微分されて、第８図に示されたように時点t₁に短い
正向きのパルスを、時点t₂に短い負向きのパルスを生成
する。この正向きのパルスはダイオード184によつて計
数器90のセツト入力に結合されて時点t₁にこの計数器を
セツトする。このダイオードはまた負向きのパルスをク
リツプして計数器90に入力しないようにする。従つて、
計数器90は、第７図ｂのＩパルスを１、Ｑパルスを２、
−Ｉパルスを３、−Ｑパルスを０として計数するように
同期化される。

計数器90がこの様に同期化されると、ゲート192による
計数器出力の排他的NOR作用により、信号マルチプレク
サ40用の第７図ｃの波形276で示されるような所望のfsc
信号を発生する。ANDゲート100は各バースト・サイクル
の計数値１のときにパルスを発生し、このパルスは所要
のfscIサンプリング信号に相当する。ANDゲート100の出
力は、第７図ｄの実線パルス277の前縁に一致して高状
態となり、また破線変化278で示されるように低状態と
なる。ANDゲート194は各バースト・サイクルの計数値２
の期間中１つの出力パルスを発生する。これらのパルス
の１つおきのものがANDゲート98の出力に生成され、そ
の前縁は第７図ｅの実線パルス279の前縁に一致し、後
縁は破線280で表わされるものとなる。ANDゲート98によ
つて生成されるこの信号は1/2fscQサンプリング信号で
ある。

〔発明の効果〕

この発明によれば、低いサンプリング率で繰り返えすけ
れども帯域外雑音成分に起因するエイリアス成分による
汚染のない、濾波され分離されたベースバンドのデジタ
ル・カラー信号サンプルを生成できる優れた装置を提供
することができる。しかも、多重化されたベースバンド
のデジタル・カラー信号を濾波するために、多重化され
ている各信号に共通に単一の、シフトレジスタ構成をと
るデジタル低域通過フィルタを使用することによって、
全体的な回路構成を簡単化できるという利点も得られ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の原理に従つて構成された濾波分離装
置を具えたテレビジヨン受像機の一部を示すブロツク
図、第２図は第１図の構成の動作説明のための波形図、
第３図は第１図の構成に用いるに適したクロツク信号発
生器の構造を示すブロツク図、第４図は第１図の構成に
用いるに適した信号マルチプレクサの構造を示すブロツ
ク図、第５図は第１図の構成における出力スイツチの詳
細構造を示すブロツク図、第６図はこの発明の原理に従
つて構成された濾波分離装置のまた別の実施例構造を示
すブロツク図、第７図は第６図の構成の動作説明に用い
る波形図、第８図は第６図の構成に用いるに適したクロ
ツク信号発生器の構造を示すブロツク図である。 10〜34…デジタル・クロミナンス信号源を構成する、ア
ンテナ、チユーナ、中間周波数回路、ビデオ検波器、A/
D変換器、クロツク発生器、デジタルくし形フイルタ、
クロミナンス信号増幅器およびデジタル・クロミナンス
信号ピーキング回路、40…ベースバンド・デジタルカラ
ー信号生成手段を構成する信号マルチプレクサ、50…デ
ジタル・フイルタを構成する直列シフトレジスタ、重み
付け関数回路、70…濾波分離されたデジタル・カラー信
号生成手段を構成するデマルチプレクサ・スイツチ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭54−81028（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−86722（ＪＰ，Ａ) 電気通信学会編「ディジタル信号処理」 第８版昭和55年８月 株式会社コロナ社発 行Ｐ．86〜93

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】位相と周波数が変調されたデジタル・クロ
   ミナンス信号の信号源に結合された入力と、出力と、を
   有し、第１の色を表わすベースバンド・デジタル・カラ
   ー信号のサンプルと、このサンプルと時間的に交互に並
   んでいる第２の色を表わすベースバンド・デジタル・カ
   ラー信号のサンプルとより成るベースバンド・デジタル
   ・カラー信号出力を生成する信号生成手段と、 上記第１の色を表わすベースバンド・デジタル・カラー
   信号のサンプルと、このサンプルと時間的に交互に並ん
   でいる第２の色を表わすベースバンド・デジタル・カラ
   ー信号のサンプルとを受入れるように結合された入力を
   有し、濾波された出力を上記両ベースバンド・デジタル
   ・カラー信号の所望帯域内の周波数に制限する低域通過
   特性を呈する低域通過デジタル・フィルタと、 上記低域通過デジタル・フィルタの出力に結合されてい
   て、第１の出力端子と第２の出力端子とを有し、濾波さ
   れた第１の色を表わすベースバンド・デジタル・カラー
   信号のみを上記第１の出力端子に供給し、かつ濾波され
   た第２の色を表わすベースバンド・デジタル・カラー信
   号のみを上記第２の出力端子に供給する分離手段と、 を具備する、位相と周波数が変調されたデジタル・クロ
   ミナンス信号の信号源を有するテレビジョン信号受信機
   における、上記デジタル・クロミナンス信号から、濾波
   された第１の色を表わすベースバンド・デジタル・カラ
   ー信号と濾波された第２の色を表わすベースバンド・デ
   ジタル・カラー信号とより成る別々のカラー信号出力を
   生成するデジタル・カラー信号生成装置。